WO2003103163A1

WO2003103163A1 - 歪補償装置

Info

Publication number: WO2003103163A1
Application number: PCT/JP2002/005323
Authority: WO
Inventors: 石川　広吉; 久保　徳郎; 長谷　和男; 大石　泰之; 浜田　一; 札場　伸和; 馬庭　透; 林　宏行
Original assignee: 富士通株式会社
Priority date: 2002-05-31
Filing date: 2002-05-31
Publication date: 2003-12-11
Also published as: EP1499027B1; US7639755B2; US20050047521A1; DE60238508D1; JPWO2003103163A1; JP3875707B2; EP1499027A1; EP1499027A4

Description

明細書

歪補償装置

技術分野 ·

本発明は、歪補償装置に係わり、特に、送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、該演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、該歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部を備えた歪補償装置に関する。

背景技術

近年、無線通信において、ディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになつてきている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合、送信側特に電力增幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。

図 27 は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図であり、送信信号発生装置 1 はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル/パラレル変換器（ S / P変換器） 2はディジタルデータ列を 1 ビットづっ交互に振り分けて同相成分信号（ I 信号： In-phase component)と直交成分信号（Q信号： Quadrature component)の 2系列に変換する。 D A変換器 3は I信号、 Q信号のそれぞれをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器 4に入力する。直交変調器 4は入力された I信号、 Q信号（送信ベースパンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを 9 0 °移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器 5は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器 6は周波数変換器 5から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ） 7 より空中に放射する。

W- CDMA等の移動通信において、送信装置の送信電力は 10mW〜数 10W と大きく、送信電力増幅器 6 の入出力特性（歪関数 f (p)) は図 28 ( a ) の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数 f 。周辺の周波数スぺクトラムは図 28 ( b ) の実線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。すなわち、非線形歪により（ b ) に示すように送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなつてしまう。漏洩電力の大きさを示す ACPR(Adjacent Channel Power Ratio)は、図 28 ( b ) の 1点鎮線 A、 A ' 間のスぺクトラムの面積である着目チャネルの電力と 1点鎖線 A , A ' と 2点鎖線 B , B ' 間の隣接チャネルに漏れるスぺクトラムの面積である隣接漏洩電力の比である。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって、厳し ' く規定されている。

漏洩電力は；例えば電力増幅器の線型領域（図 28 ( a ) 参照）で小さく、非線形領域で大きくなる。そこで、高出力の送信電力増幅器とするためには、線形領域を広くする必要がある。しかし、このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり、コスト及び装置サイズにおいて不利となる問題がある。そこで、送信電力の歪を補償する歪補償機能つきの無線装置が採用されている。

図 29は D S P ( Digital Signal Processor) を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のプロック図である。送信信号発生装置 1から送出されるディジタルデータ群（送信信号）は、 S Z P変換器 2において I信号、 Q信号の 2系列に変換されて D S Pで構成される歪補償部 8に入力される。歪補償部 8は、送信信号 X (t)のパヮ一レベル pi (i=0- 1023)に応じた歪補償係数 h(pi)を記憶する歪補償係数記憶部 8 a、送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数 Mpi)を用いて該送信信号に歪補償処理（プリデイストーシヨン）を施すプリデイストーション部 8 b、送信信号 x (t)と後述する直交検波器で復調された復調信号（フィードバック信号） y (t)を比較し、その差が零となるように歪補償係数 h(pi)を演算、更新する歪補償係数演算部 8 c を備えている。

歪補償部 8 でデイストーション処理を施された信号は D A変換器 3に入力する。 D A変換器 3は入力された I信号と Q信号をアナ口グのベースパンド信号に変換して直交変調器 4に入力する。直交変調器 4は入力された I信号、 Q信号.にそれぞれ基準搬送波とこれを 9 0 °移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変調を行って出力する。周波数変換器 5は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器 6は周波数変換器 5から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線（アンテナ） 7 より空中に放射する。送信信号の一部は方向性結合器 9を介して周波数変換器 1 0に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器 1 1 に入力される。直交検波器 1 1 は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを 9 0 °移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンドの I、 Q信号を再現して AD変換器 1 2に入力する。 AD変換器 1 2は入力された I , Q信号をディジタルに変換して歪補償部 8 に入力する。歪補償部 8 は LMS (Least Mean Square)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と直交検波器 1 1で復調されたフィ一ドバック信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数 h(pi)を演算して更新する。以後、上記動作を繰り返すことにより、送信電力増幅器 6の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。

図 30 は適応 LMS による歪補償処理の説明図である。 1 5 aは送信信号 x(t) に歪補償係数 h _n-i(p)を'乗算する乗算器（図 29のプリディストーシヨン部 8 に対応）、 1 5 bは歪関数 f (p)を有する送信電力増幅器、 1 5 c は送信電力増幅器からの出力信号 y (t)を帰還する帰還系、 1 5 dは送信信号 X (t)のパワー p (= X (t)²) を演算する演算部（振幅—電力変換部）、 1 5 eは送信信号 x(t)の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部（図 29 の歪補償係数記憶部 8 a に対応）であり、送信信号 X (t)のパワー pに応じた歪補償係数 hn-i p)を出力すると共に、 LMSァルゴリズムにより求まる歪補償係数 h_n(p)で歪補償係数 hn-l(p) を更新する。 '

1 5 f は共役複素信号出力部、 1 5 gは送信信号 X (t)と帰還復調信号 y (t)の差 e (t)を出力する減算器、 1 5 hは e (t)と u * (t)の乗算を行う乗算器、 1 5 i はと y * (t)の乗算を行う乗算器、 1 5 j はステップサイズパラメータ μ を乗算する乗算器、 1 5 kは

と μ e (t)u * (t)を加算する加算器、 1 5 m, 1 5 n、 1 5 pは遅延部であり、送信信号 x (t)が入力してから帰還復調信号 y (t)が減算器 1 5 gに入力するまでの遅延時間 Dを入力信号に付加する。

1 5 f 、 1 ⁵ h〜 1 5 ]' は回転演算部 1 6を構成する。 u (t)は歪を受けた信号である。遅延部 1 5 m, 1 5 n、 1 5 pに設定する遅延時間 Dは、例えば、送信電力増幅器 15bにおける遅延時間を D。、帰還系 1 5 cの遅延時間を D！とすれば、 D = D。 + D iを満足するように決定する。この遅延時間 D を正しく設定できないと歪補償機能が有効に動作せず、又、遅延時間の設定誤差が大きくな'るほど、サィドローブが持ち上がって隣接チャネルへの漏洩電力が大きくなる。

上記構成により、以下に示す演算が行われる。

h _n (p) = hn-i(p) + μ e (t) u *(t)

e (t) = x (t) - y (t)

u (t) = x (t) f (p) = lin-i(p)*y (t)

P = I x (t) I ²

ただし、 x , y , f , h , u , _e は複素数、 *は共役複素数である。上記演算処理を行うことにより、送信信号 x (t)と帰還復調信号 y (t)の差信号 e (t)が最小となるように歪補償係数 h(p)が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される。図 31 は X (t) = I (t) + j Q (t)として表現した送信装置の全体の構成図であり、図 29、図 30 と同一部分には同一符号を付している。

以上のように、歪補償装置は、送信信号を直交変調して得られる搬送波を帰還検波し、送信信号と帰還信号の振幅をディジタル変換して比較し、比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。この非線形歪補償方式によれば、歪を減少でき、その結果、高出力で非線形領域での動作でも漏洩電力を低く抑え、かつ、電力負荷効率を改善することが可能となる。

ところで、遅延時間 Dを、 D D o + D iを満足するように正しく設定しても良好かつ安定した歪補償動作を得ることが出来ず、不要な帯域外輻射電力を発生する場合がある。これは、 AD 変換器や DA変換器を含むアナ口グ系において、熱雑音、その他の外乱により発生するクロックジッタが原因である。クロックジッタがあると、フィードバック信号の位相が激しく変動し、歪補償係数の収束に影響を'与える。 - ジッタによりクロック速度は、高速になったり、低速になったりする変化を繰り返す。このため、参照信号に対するフィードパック信号の位相差は、たとえば図 32 に示すように変化する。従来の歪補償装置ではこのクロックジッタに起因する位相変動を考慮しないため、該位相変動の範囲内で歪補償係数が不安定な振動を起こし、この歪補償係数が送信信号に乗算されるため不要波を発生させる原因になっていた。

以上より、本発明の目的は、参照信号とフィードバック信号間の位相差がジッタ等により変動しても、良好かつ安定した歪補償動作を行えるようにすることである。

発明の開示

本発明の歪補償装置は、送信信号である参照信号とスィードバック信号の差信号を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、該演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、該歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部、参照信号とフィードバック信号の位相差を検出する位相差検出部、該位相差を補正する位相補正部、位相補正期間と歪補償係数更新期間を交互に発生し、該位相補正期間において前記位相差を補正し、該歪補償係数更新期間において前記歪補償係数を更新するよう制御する制御部、を備えている。

かかる歪補償装置によれば、参照信号とフィードバック信号間の位相差を定期的に補正し、該位相差が小さい期間においてのみ歪補償係数を更新するため、位相差に影響されずに歪補償係数を速やかに収束させることができる。この結果、参照信号とブイ一ドバック信号間の位相差が変動しても、良好かつ安定した歪補償動作を行うことができる。

また、参照信号の振幅が 0 あるいは雑音レベルより小さいと正しく位相差を検出することができない。従って、参照信号が設定値以下であれば、歪補償係数更新を停止するようにする。このようにすれば、歪補償係数が間違った値に更新されることはないから、参照信号が大きくなつたとき、直ちに正しい歪補償係数を用いて歪補償制御することができる。

また、参照信号とフィードバック信号との位相差が小さい場合には、歪補償係数更新期間を長くし、位相差が大きい場合には、歪補償係数更新期間を短くする。このようにすれば、位相差が小さければ更新期間を長くできるため歪補償係数を速やかに収束させることができる。また、位相差が大きければ歪補償係数更新期間を短くできるため、補正により位相差が小さくなっている期間においてのみ歪補償係数の更新を行うことができる。尚、歪補償係数更新期間は、参照信号とフィードパック信号との差信号の大きさに基づいて、あるいは、隣接チャネル電力の大きさに基づいて、あるいは歪補償係数の収束状態に基づいて、決定することもできる。

また、参照信号とフィードパック信号との位相差の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を制御して歪補償係数更新期間を制御する場合と等価な効果を発生するようにする。例えば、参照信号とフィードバック信号との位相差が小さければ、更新時定数を小さくして等価的に歪補償係数更新期間を長くし、参照信号とフィードバック信号との位相差が大きい場合には、更新時定数を大きくして等価的に歪補償係数更新期間を短くする。

図面の簡単な説明

図 1 は本発明の原理説明図である。

図 2は第 1実施例の歪補償装置の構成図である。

図 3は位相調整回路における位相差検出部の構成図である。

図 4は位相差計算説明図である。

図 5は第 1実施例の間欠制御の処理フ口一である。

図 6 は第 2実施例の歪補償装置の構成図である。

図 7は第 2実施例の処理フローである。

図 8 は第 2実施例の変形例である。

図 9は変形例の処理フローである。

図 1 0は第 3実施例の歪補償装置の構成図である。

図 1 1は第 3実施例の処理フローである。

図 1 2は位相差の合計値あるいは位相差の平均値計算説明図である。

図 1 3は位相差の分散算出説明図である。

図 1 4は位相差の変動を監視して歪補償係数更新期間を可変制御する処理フロ一である。

図 1 5は第 3実施例の変形例である。

図 1 6は変形例の処理フローである。図 1 7は第 4実施例の歪補償装置の構成図である。

図 1 8は第 4実施例の処理フローである。

図 1 9は第 4実施例の変形例である。

図 2 0は第 5実施例の歪補償装置の構成図である。

図 2 1 は ACPR測定装置の構成図である。

図 2 2は第 5実施例の処理フローである。

図 2 3は第 5実施例の変形例である。

図 2 4は第 6実施例の歪補償装置の構成図である。

図 2 5は第 6実施例の処理フローである。

図 2 6は第 6実施例の変形例である。

図 2 7は従来の無線機における送信装置の一例を示すプロック図である。

図 2 8 は送信電力増幅器の入出力特性及び送信周波数 f 。周辺の周波数スぺクトラムである。

図 2 9はディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のプロック図である。図 3 0は適応 LMSによる歪補償処理の説明図である。

図 3 1 は X (t) = I (t) + j Q (t)として表現した送信装置の全体の構成図である。図 3 2は参照信号に対するフィードパック信号の位相差説明図である。

発明を実施するための最良の形態

( A ) 本発明の原理

図 1は本発明の原理説明図であり、クロックジッタにより参照信号とフィードバック信号間に Aで示すような位相差 φが発生しているものとする。この場合、単に、参照信号とフィードパック信号間の位相差 Φ を検出して該位相差を補正しようとしても、位相補正がジッタによる高速な位相変動に追従できない。このため、上記位相補正して歪補償係数テーブルの更新を実施しても、位相差 φ PPの影響を受けて歪補償係数が安定に収束せず、良好.な歪補償動作が困難となる。

そこで、本発明では、①位相補正期間 Δ t と歪補償係数更新期間 Δ Tを交互に発生し、 ②位相補正期間 Δ t において参照信号とフィードバック信号間の位相差 φ を補正し、③歪補償係数更新期間 Δ Tにおいて歪補償係数を更新し、以後、かかる動作を繰り返す。具体的には、位相補正期間 Δ t においては位相差 φを II 回測定して平均し、平均位相差に基づいて位相補正する。そして、補正により位相差が小さくなっている歪補償係数更新期間 Δ Τにおいて、ク口ック毎に歪補償係数を更新する。なお、歪補償係数更新期間 Δ Tは位相変動周期より十分短くなるように考慮されている。

以上のように、本発明は、①参照信号とフィードパック信号間の位相差を補正し、

②位相補正により位相差が小さくなっている期間において、歪補償係数を更新し、

③位相差が大きくなれば、歪補償係数の更新を停止し、代わって位相差を補正し、

④しかる後、歪補償係数の更新を行う、という動作を繰り返す。このため、本発明では、 Δ </< の位相差の影響を受けるだけとなり、位相差に影響されずに歪補償係数を速やかに収束させることができる。

また、参照信号とフィードバック信号間の位相差補正前の位相差に基づいて、歪補償係数更新期間を決定する。例えば、参照信号とフィードパック信号との位相差が Bに示すように小さい場合には、歪補償係数更新期間 Δ Τを長くし、位相差が C に示すように大きい場合には、歪補償係数更新期間 Δ Τ を短くする。このようにすれば、位相差が小さければ更新期間を長くできるため歪補償係数を速やかに収束させることができる。また、位相差が大きければ歪補償係数更新期間を短くできるため、補正により位相差が小さくなっている期間においてのみ歪補償係数の更新を行うことができる。

(B)第 1実施例

図 2は第 1実施例の歪補償装置の構成図である。 ' 送信信号発生装置（図示せず）から送出されるディジタルデータ群（送信信号）は、歪補償装置 51 で歪補償処理を施されて DA変換器 52 に入力する。 DA変換器 52 はディジタルの送信信号をアナ口グ信号に変換し、電力増幅器 53 に直接、あるいは図示しない直交変調器、周波数変換器を介して入力する。電力増幅器 53 は入力信号を増幅してアンテナより空間に放射する。電力増幅器 53の出力信号は AD変換器 54 に直接、あ.るいは図示しない周波数変換器、直交復調器を介して入力し、 AD変換器 54は該入力信号をディジタル信号に変換して歪補償装置 51 に入力する。

歪補償装置 51において、歪補償テ一ブル（LUT)61は送信信号 X (t)のパワーに応じた多数の歪補償係数 h(n)を記憶し、乗算部 62 は送信信号のパワーに応じた歪補償係数 h(n)を該送信信号に乗算して歪補償処理を施す。

ァドレス生成部 63は、送信信号 X (t)のパワーに応じた読み出しァドレス ABを発生し、歪補償テーブル 61より該パワーに応じた歪補償係数 h(n)を読み出して乗算部 62に入力する。また、アドレス生成部 63は、書き込みアドレス Awを発生し歪補償係数更新部 67で演算された歪補償係数 h(n+l)を歪補償 'テーブル 61に書込んで更新する。遅延回路 64 は、送信信号 x (t)が入力してからフィードバック信号 _y (t)が減算器 66 に入力するまでの時間分、入力信号を遅延して参照信号 x ' (t)を出力する。

複素乗算器 65は、参照信号 X ' (t)と AD変換器 54の出力であるフィードパック信号間の位相差が零となるように該フィードバック信号 y (t)の位相を補正する。 «算器 66 は、参照信号 x ' (t)と位相補正されたフィードバック信号 y' (t) の差信号 e (t)を演算し、歪補償係数更新部 67は差信号 e (t)を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数 h(n+l)を演算して歪補償テーブル 61 の内容を更新する。

位相調整回路 68 は、参照信号 χ ' (t)とフィードバック信号 y' (t)の位相差 φ を検出して褸素乗算器 65 に入力する。間欠制御部 69 は、位相補正期間 Δ t と歪補償係数更新期間 Δ Τ を交互に発生し、位相補正処理と歪補償係数更新処理が交互に実行されるように制御する。

図 3 は位相調整回路 6 8における位相差検出部の構成図である。図 2 には明確に示してないが、送信信号 x(t)及びフィ一ドバック信号 y (t)は複素信号（図 31 参照）であり、

X (t)=I _s + jQ s

y (t)=I _F + jQ _F

と表現できる。象限検出部 68aは、送信信号 x(t)が存在する象限を検出し、大小比較部 68bは実数部と虚数部の大小を比較し、ベタトル存在角度範囲判別部 68cは送信信号 x(t)の存在象限と大小比較結果とに基づいて、 450づっ区切った区画（図 4参照）のいずれに存在するか判別する。同様に、象限検出部 68dは、フィードバック信号 y (t)が存在する象限を検出し、大小比較部 68eb は実数部と虚数部の大小を比較し、べクトル存在角度範囲判別部 68f はフィードバック信号 y (t)の存在象限と大小比較結果とに基づいて、 45⁰ づっ区切った区画のいずれに存在するか判別する。位相差算出部 68g は、送信信号 x(t)とフィードバック信号 y (t)の存在区画に基づいて 450単位の位相差を算出する。例えば、送信信号 _X(t)が区画 IAに存在し、フィードパック信号 y (t)が Π _Αに存在するものとすれば、位相差は 900である。平均部 68hは、位相補正期間において位相差算出部 68_gで算出された位相差の平均値を演算し、該平均位相差を複素乗算器 65に設定する。

なお、 tan-i(Qs/Is)により送信信号べクトルの位相を計算し、 tan-i(Q_F/lF)によりフィードバック信号べクトルの位相を計算し、その差分より位相差を計算することもできる。位相差が Δ φであれば exp(— j A φ )をフィードバック信号に乗算して位相補正する。

図 5は第 1実施例の間欠制御の処理フローである。

間欠制御部 69 は、図 1に示すように位相補正期間 Δ t と歪補償係数更新期間 Δ Τ を交互に発生し、位相補正処理（ステップ 1 0 1 )と歪補償係数更新処理（ステップ 102)が交互に実行されるように制御する。すなわち、ステップ 101 の位相補. 正期間 A t において、間欠制御部 69は、位相調整オン Zオフ信号 PAS をハイレベルにし、歪補償テーブル（LUT) 61 のィネーブル信号 ENS をローレベルにする。この結果、位相補正期間 Δ tにおいて、位相調整回路 6 8は参照信号 X' (t)とフィードバック信号 y ' (t)の位相差 φを測定して複素乗算器 65 に設定し、複素乗算器 65は該位相差 φ が零となるようにフィードパック信号に位相補正を施す。なお、位相補正期間 Δ t において、歪補償テーブル（LUT) 61はその記憶内容を更新しない。

一方、ステップ 102 の歪補償係数更新期間 Δ Τ において、間欠制御部 69 は、位相調整オン/オフ信号 PASをローレベルにし、歪補償テーブル（LUT) 61のィネーブル信号 ENS をハイレベルにする。この結果、歪補償係数更新期間 Δ Τ において、歪補償テーブル 61は、歪補償係数更新部 67により演算された歪補償係数 h(n+ l)で古い歪補償係数 h(n)をクロック周期で更新する。なお、位相調整回路 68 は位相調整制御を停止する。

第 1 実施例によれば、参照信号とフィードバック信号間の位相差を定期的に補正し、該位相差が小さい期間においてのみ歪補償係数を更新するため、該位相差に影響されずに歪補償係数を速やかに収束させることができる。この結果、参照信号とブイ一ドパック信号間の位相差が変動しても、良好かつ安定した歪補償動作を行うことができる。

( C) 第 2実施例

図 6 は第 2率施例の歪補償装置の構成図であり、図 2の第 1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、間欠制御を行うか否かを判定する間欠制御実行判定部 70が設けられている点である。

送信信号が、大きなギャップ（間欠的に振幅 0信号が挿入された特殊信号）を有する場合や振幅がノィズレベル程度の場合、位相調整回路 68は参照信号とフィ一ドバック信号の位相差を正しく検出することができなくなる。かかる場合には位相補正や歪補償係数の更新を停止した方が良い。

図 7は第 2実施例の処理フローである。第 2実施例において、間欠制御実行判定部 70は送信信号 x(t)の大きさを検出し、送信信号 x(t)が設定値以上であるか確認し（ステップ 201)、設定値以上であれば、第 1 実施例と同様に位相補正処理（ステップ 202)、および歪補償テーブル（LUT) の更新処理（ステップ 203)を行う。しかし、ステップ 2 0 1 において、送信信号 x(t)が設定値より小さければ、位相補正および歪補償係数の更新を停止し、送信信号 x(t)が設定値以上になるのを待つ。前記ギヤップ信号の検知は送信信号 x(t)のかわりにフィードバック信号 y(t)を用いてもよい。

第 2 実施例によれば、歪補償係数が間違った値に更新されることはないから、参照信号が大きくなったとき、直ちに正しい歪補償係数を用いて歪補償制御することができる。 '

• 変形例

図 6 の第 2 実施例では、送信信号の振幅が設定値以下になった時、歪補償係数の更新を停止したが、位相調整回路 68 が算出した今回の位相差と前回の位相差の変動量に基づいて歪補償係数の更新を停止するように構成することもできる。これは以下の理由による。信号ギャップ等が発生した場合に位相が正しく動作しないことは第 2実施例で説明した。このため、送信信号のギヤップ部分において、位相差が通常の値と明らかに異なり、例えば、位相調整回路 68 が算出する位相差の変動が激しくなる。従って、位相調整回路 68が算出する位相差を監視し、位相差の変動量が設定値より大きい場合、送信信号のギヤップ部分であると判断し、歪補償テーブル LUTの更新を実施しないように制御する。

図 8 は第 2実施例の変形例であり、図 6 の第 2実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、位相調整回路 68 が算出する位相差の変動を監視する位相差監視部 71、歪補償テーブル（LUT) の更新を制御するテーブル更新制御部 72を設けた点である。

図 9 は変形例の処理フローである。間欠制御部 6 9の制御で交互に位相補正期間厶 t と歪補償更新期間 Δ Tが発生する（図 1 参照）。位相補正期間 Δ t において位相調整回路 68は参照信号とフィードバック信号の位相差 Δ φ を算出し、該位相差を複素乗算器 65 に入力して位相差が零になるようにフィードバック信号の位相を補正する（ステップ 301)。位相差監視部 7 1は今回の位相差 PhNew と前回の位相差 PhOldの変動量を計算し、該変動量が閾値より大きいかチェックし（ステツプ 302, 303)、比較結果をテーブル更新制御部 72に入力する。テーブル更新制御部 72 は、前記変動量が閾値より小さければ、送信信号はギャップ部分でないと判断し、歪補償係数更新期間 Δ Tにおいてィネーブル信号 ENS' をハイレベルにし、歪補償テ一ブル（LUT)の更新を可能にする（ステップ 304)。ついで、今回の位相差 PhNewを PhOldにして（ステツプ 305)、初めに戻り以降の処理を繰り返す。

一方、ステップ 303において、前記変動量が閾値より大きければ、送信信号はギャップ部分であると判断し、歪補償係数更新期間 Δ Tにおいてィネーブル信号 ENS' をローレベルにし、歪補償テーブル（LUT)の更新を停止にする（ステップ 306)。以後、今回の位相差 PhNewを PhOldにして（ステツプ 305)、初めに戻り以降の処理を繰り返す。

( D) 第 3実施例

図 10は第 3実施例の歪補償装置の構成図であり、図 2の第 1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、①ジッタ量を判定するジッタ量判定部 73 を設けた点、②ジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ Τ の長さを可変制御する更新期間決定部 7 4を設けた点、③間欠制御部 6 9力 S、該決定された歪補償係数更新期間 Δ Τ の間ィネーブル信号 ENS をハイレベルにし、位相補正期間 A t の間ィネーブル信号 E NS をローレベルにする点である。

歪補償係数更新期間を制御する理由は、ジッタ量が大きい場合に歪補償テープル（LUT) の更新時間を短くすることでジッタによる影響を軽減する必要があるためである。ジッタ量を判断するために第 3実施例では、位相差の合計値あるいは平均値あるいは分散量を測定している。ジッタ量が大きいと位相差瞬時変動が激し.く、ジッタ量が小さいと位相差瞬時変動が小であることを利用し、ジッタ量を定量的に測定している。歪補償テーブル（LUT)更新時間の制御方法としては、ジッタ量が大きい場合に LUT更新時間を短く、逆に小さい場合は LUT更新時間を長く設定する。

図 11 は第 3 実施例の処理フローである。位相補正と歪補償係数更新の間欠制御に先立ってジッタ量を推定し（ステップ 401)、該ジッタ量に応じて歪補償係数更新期間 Δ Tを決定する（ステップ 402)。ステップ 401 のジッタ量推定において、位相調整回路 68は、図 12に示すように予め設定されている一定周期 To毎の A tの期間における参照信号とフィードパック信号の位相差を計算してジッタ量判定部

7 3 に入力する。ただし、ジッタ量推定において、位相補正は行わない。また、 To=

A t としても良い。

ジッタ量判定部 73は、例えば、図 12(a)に示す所定期間 Taの位相瞬時変動合計値に基づいてジッタ量を推定する。すなわち、ジッタ量が大きい（=位相瞬時変動量 Φが大きい）と図 12 (b)の位相差特性の振幅が点線に示すように大きくなったり、図 12 ( c) の位相差特性の振動周期が点線に示すように速くなつたりするため、位相瞬時変動量 Φの合計値が大きくなり、ジッタ量を推定することが出来る。

更新期間決定部 74 は予めジッタ量と歪補償係数更新期間 Δ Τ の対応を記憶しておき、推定したジッタ量に応じた歪補償係数更新期間 Δ Τ を決定して間欠制御部 69 ·に入力する。

以後、間欠制御部 69 は、位相補正期間 Δ t と前記決定された歪補償係数更新期間厶 T に基づいて第 1 実施例と同様に交互に、位相補正（ステップ 403)、歪捕償テ一ブル（LUT)の更新処理を行う（ステップ 404)。以上、第 3実施例によれば、位相瞬時変動 ] φが小さければ更新期間を長くできるため歪補償係数を速やかに収束させることができる。また、位相瞬時変動 φが大きければ歪補償係数更新期間を短くできるため、補正により位相差が小さくなっている期間においてのみ歪補償係数の更新を行うことが'でき、ジッタによる影響を軽減することができる。

ところで、図 13 に示すように振幅が点線に示すように大きくなつたり、小さくなつたりする度合を判定するには次のような方法もある。すなわち、ジッタ量を位相差の分散量に基づいて決定する方法である。分散量は、 i番目の位相差 Xi、位相差の平均値を Xm、サンプル数を N とすれば次式

分散 =∑ ( Xi - Xm) 2 /N ( i = l〜N )

により計算することができる。

図 11 の処理フ口一では歪補償係数更新期間 Δ Τ を決定後は、該 Δ Τを固定にした場合である力 S、位相差の変動を監視して Δ Τを可変制御することもできる。図 14 はかかる場合の処理フローであり、図 1 1の処理フローと同様に、位相補正と歪補償係数更新の間欠制御に先立ってジッタ量を推定し（ステップ 411 )、該ジッタ量に応じて歪補償係数更新期間 Δ Tを決定する（ステップ 412)。

ついで、位相調整回路 68 は、位相補正期間 Δ t において位相差を検出し、複素乗算器 65 は該位相差に基づいてフィ一ドバック信号の位相差を補正する（ステップ 413)。ジッタ量判定部 7 3は前回の位相差からの変動量を計算し（最初は変動量 = 0 とする）、更新期間決定部 74は、該変動量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ T を補正する（ステップ 414 )。間欠制御部 69は該決定された歪補償係数更新期間厶 T の間イネ一ブル信号をハイレベルにして歪補償テーブル（LUT)の更新処理を可能にする（ステツプ 415)。以後、ステップ 413以降の処理を繰り返す。

以上のようにすれば、ジッタ量が変動してもこれに追従して歪補償係数更新期間を制御できるため、ジッタによる影響を軽減することができる。

-変形例

第 3実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 A Tを決定したが、歪補償係数更新期間 Δ T を固定し、代わって歪補償係数更新部の更新時定数を変更することもできる。更新時定数を短くすれば、等価的に歪補償係数更新期間を長くしたこととなり、また、更新時定数を長くすれば、等価的に歪補償係数更新期間を短くしたことになる。

歪補償係数更新部 67 の更新時定数はステップサイズパラメータ μ (図 30参照）の値を変更することにより制御することができる。例えば、ステップサイズパラメータ μ の値を大きくすると収束速度が速くなり、更新時定数が短くなる。また、ステップサイズパラメータ μの値を小さくすると収束速度が遅くなり、更新時定数が長くなる。

図 1 5は第 3 .実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータ μの値を変更するように構成している。第 3 実施例と異なる点は、

①位相補正期間 A t と歪補償係数更新期間 Δ Tは固定されている点、

②更新期間決定部 74の代わりに、ジッタ量に基づいて更新時定数を制御する更新時定数決定部 7 5 を設けた点、

である。

図 16 は変形例の処理フローであり、第 3 実施例と同様に位相補正と歪補償係数更新の間欠制御に先立って、ジッタ量判定部 73はジッタ量を推定し（ステップ 421)、更新時定数決定部 75 は、ジッタ量と適応信号処理のステップサイズパラメータ / の値の対応を示すテーブルを有しており、該テーブルより前記推定されたジッタ量に応じたステップサイズパラメータ μの値を求め、歪補償係数更新部 67 に設定する（ステップ 422)。これにより、歪補償係数更新部 67は歪補償係数更新期間 Δ Τ において、該設定された； u値を用いて適応信号処理を行って歪補償係数 h(n+l)を算出することになる。

以後、位相補正期間 Δ t と歪補償係数更新期間 Δ Τ に基づいて第 1 実施例と同様に交互に、位相補正（ステップ 423)、歪補償テーブル（LUT)の更新処理を行う（ステップ 424)。

以上、変形例によれば、ジッタ量に基づいて更新時定数を制御することにより歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。

( E ) 第 4実施例

第 3 実施例では位相差に基づいて歪補償係数更新期間を制御したが、誤差信号 e(t)に基づいて歪補償係数更新期間を制御することができる。これは、ジッタに応じて誤差信号 e(t)が変動するからである。

図 17 は第 4実施例の歪補償装置の構成図であり、図 10の第 3実施例と同一部分には同一符号を付している。図 10の第 3実施例と異なる点は、第 4実施例では、ジッタ量判定部 73力減算器 6 6から出力するエラー信号 e(t)の合計値あるいは平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定している点である。

図 18は第 4実施例の処理フローであり、最新の歪補償係数を用いて歪補償を行つている時、ジッタ量判定部 73はエラー信号 e(t)の平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定し（ステップ 501)、更新期間決定部 74はこのジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ Τを決定する（ステップ 502)。以後、間欠制御部 69は位相補正期間 Δ t と前記決定した歪補償係数更新期間 Δ Tを交互に発生して位相補正と歪補償テーブル（LUT)の更新処理を繰り返す（ステップ 503, 504)。以上、第 4 実施例によれば、ジッタによる影響を軽減することができる。

-変形例

第 4実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ Τ を決定したが、歪補償係数更新期間 Δ Τ を固定し、代わって歪補償係数更新部の更新時定数を変更することもできる。図 1 9は第 4実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータ μ の値を変更するように構成している。図 17の第 4実施例と異なる点は、

①位相補正期間 A tと歪補償係数更新期間 Δ Tを固定している点、

②更新期間決定部 74 の代わりに、ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサィズパラメータ μ )を制御する更新時定数決定部 7 5を設けた点、

である。処理フローは、ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータ μ )を制御する点が異なるだけで、図 18の処理フローと同様に行うことがで, きる。変形例によれば、ジッタ量に基づいて歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。

( F ) 第 5実施例

第 3 実施例では位相差に基づいて歪補償係数更新期間を制御したが、フィードバック信号の AGPR(Adj acent Channel Power Ratio)に基づいて歪補償係数更新期間を制御することができる。ジッタが激しい系でジッタ対策を行わないとアンプ出力に不要波を発生させてしまう。この不要波はフィードバック信号でも同様に確認できる。そこで、第 5実施例では ACPRを測定し、該 ACPRに基づいてジッタ量を定量的に判定し、ジッタ量が大きい場合に歪補償係数更新期間 Δ Τ を短く、逆に小さい場合に Δ Tを長く設定する。

図 2 0は第 5実施例の歪補償装置の構成図であり、図 10の第 3実施例と同一部分には同一符号を付している。図 10の第 3実施例と異なる点は、第 5実施例では、 ① ACPR測定装置 81を設けている点、②ジッタ量判定部 73力測定された ACPR の所定期間における合計値あるいは平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定している点である。

図 21 は ACPR測定装置 81 の構成図であり、パンドパスフィルタ 81aから入力する隣接チャネルの信号成分を AD変換器 81bで AZD変換し、 AD変換出力に FFT演算部 81cで FFT演算を施し、電力計算部 81dで FFT出力を用いて隣接チャネルの電力を算出し、この隣接チャネルの電力と着目チャネルの電力を用いて ACPRを算出して出力する。

図 22は第 5実施例の処理フローであり、最新の歪補償係数を用いて歪補償を行つている時、 ACPR測定装置 81 は ACPR を測定して出力する。ジッタ量判定部 73 は ACPR の平均値あるいは分散に基づいてジッタ量を推定し（ステップ 601)、更新期間決定部 74 はこのジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ Tを決定する（ステップ 602)。以後、間欠制御部 69は位相補正期間 Δ t と前記決定した歪補償係数更新期間 Δ Tを交互に発生して位相補正と歪補償テーブル (LUT)の更新処理を繰り返す（ステップ 603, 604)。以上、第 4実施例によれば、ジッタによる影響を軽減することができる。

-変形例

第 5実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ Τ を決定したが、歪補償係数更新期間 Δ Τ を固定し、代わって歪補償係数更新部の更新時定数を変更することもできる。図 23は第 5実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータ / の値を変更するように構成している。図 20の第 5実施例と異なる点は、 ①位相補正期間 Δ t と歪補償係数更新期間 Δ Tを固定している点、

である。ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータ μ )を制御する点が図 2 2の処理フローと異なるだけで、他は同様に行うことができる。変形例によれば、ジッタ量に基づいて歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。

( G) 第 6実施例

第 3 実施例では位相差に基づいて歪補償係数更新期間を制御したが、歪補償数の収束度に基づいて歪補償係数更新期間を制御することができる。ジッタが大きい系の場合、歪補償係数が一定値に収束せず、不安定な振動を起こす。そこで、歪補償係数の収束度を判定して、ジッタ量を定量的に判定し、ジッタ量が大きい場合に歪補償係数更新期間 Δ Τを短く、逆に小さい場合に Δ Τを長く設定する。図 24 は第 6実施例の歪補償装置の構成図であり、図 10の第 3実施例と同一部分には同一符号を付している。図 10の第 3実施例と異なる点は、第 6実施例では、 ①収束状態監視部 82 を設けている点、②ジッタ量判定部 73 が収束安定度に基づいてジッタ量を推定している点である。

図 25は第 5実施例の処理フローである。収束状態監視部 82は、歪補償テープル 61より読み出されて歪補償処理に用いられた歪補償係数 h(n)と、歪補償係数更新部 67 で算出された新たな歪補償係数 h(n+l)を入力され、その差分の所定期間における積算値あるいは平均値に基づいて収束状態（収束安定度）を監視し、ジッタ量判定部 73は収束安定度に基づいてジッタ量を推定し（ステップ 701)、更新期間決定部 74はこのジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ Tを決定する（ステップ 7 02)。以後、間欠制御部 69は位相補正期間 Δ t と前記決定した歪補償係数更新期間 Δ Tを交互に発生して位相補正と歪補償テーブル (LUT)の更新処理を繰り返す（ステツプ 703, 704)。以上、第 6実施例によれば、ジッタによる影響を軽減することができる。

•変形例

第 6実施例ではジッタ量に基づいて歪補償係数更新期間 Δ Τ を決定したが、歪補俊係数更新期間 Δ Τ を固定し、代わって歪補償係数更新部 67の更新時定数を変更することもできる。図 26は第 6実施例の変形例であり、ジッタ量に基づいて更新時定数、すなわちステップサイズパラメータ μ の値を変更するように構成している。図 24の第 6実施例と異なる点は、

①位相補正期間 A t と歪補償係数更新期間 Δ Τを固定している点、

②更新期間決定部 74 の代わりに、ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサィズパラメータ Ai )を制御する更新時定数決定部 7 5を設けた点、

である.。ジッタ量に基づいて更新時定数（ステップサイズパラメータ）を制御する点が図 2 5の処理フロ一と異なるだけで、他は同様に行うことができる。変形例によれば、ジッタ量に基づいて歪補償係数更新時間を制御する場合と同等の効果を奏することができる。

Claims

請求の範囲 . 1 .送信信号である参照信号とフィードバック信号の差信号を入力され、該差信号が小さくなるように適応アルゴリズムにより歪補償係数を演算する歪補償係数演算部、該演算された歪補償係数で記憶内容が更新される歪補償係数記憶部、該歪補償係数に基づいて送信信号に歪補償を施す歪補償部を備えた歪補償装置において、

参照信号とフィードパック信号の位相差を検出する位相差検出部、

該位相差を補正する位相補正部、

位相補正期間と歪補償係数更新期間を交互に発生し、該位相補正期間において前記位相差を補正し、該歪補償係数更新期間において前記歪補償係数を更新するよう制御する制御部、

を備えたことを特徴とする歪補償装置。

2 . 参照信号またはフィ一ドバック信号が設定値より小さいか監視する参照信号監視部またはフィードパック信号監視部、

を備え、前記制御部は、参照信号またはフィ一ドバック信号が設定値より小さければ、前記歪補償係数更新を停止する、 '

ことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

3 . 前記検出した位相差と前回検出した位相差の変動量が設定値以上か監視する位相差監視部、

を備え、前記制御部は、位相差変動量が設定値以上であれば、前記歪補償係数の更新を停止する、

ことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

4 . 前記参照信号とフィードバック信号との位相差の大きさに基づいて、前記歪補償係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、

を備え、該歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新する、

ことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

5 . 前記参照信号とフィードパック信号との差信号の大きさに基づいて、前記歪補償係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、

を備え、該歪補償係数更新期間において歪補償係数を更新する、ことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

6 . 隣接チャネル電力を測定する電力測定部、

該隣接チャネル電力の大きさに基づいて、前記歪補愤係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、

ことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

7 . 歪補償係数の収束状態を監視する収束状態監視部、

収束状態に基づいて、前記歪補償係数更新期間を決定する歪補償係数更新期間決定部、

ことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

8 . 前記参照信号とフィードバック信号との位相差の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、を備えたことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

9 . 前記参照信号とフィードバック信号との差信号の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、を備えたことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

1 0 . 隣接チャネル電力を測定する電力測定部、

隣接チャネル電力の大きさに基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。

1 1 . 歪補償係数の収束状態を監視する収束.状態監視部、

収束状態に基づいて、歪補償係数演算部における歪補償係数の更新時定数を決定する更新時定数決定部、

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の歪補償装置。