JP2000078037A - 増幅器のプリディストータと増幅装置 - Google Patents
増幅器のプリディストータと増幅装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は移動体通信などに用いる増幅器のプリ
ディストータに関し、信号の広帯域化に起因する隣接チ
ャネル漏洩電力の低減を目的とする。 【解決手段】増幅器出力の隣接チャネル漏洩電力を低減
するために、増幅器に入力される入力信号を増幅器の入
力対出力特性の逆特性により予め変形するプリディスト
ータであって、入力信号の微分または積分またはその両
方の値に対応する補正係数を決定し、その補正係数にも
基づいて入力信号を変形して最終的なプリディストーシ
ョン信号とするように構成した。
ディストータに関し、信号の広帯域化に起因する隣接チ
ャネル漏洩電力の低減を目的とする。 【解決手段】増幅器出力の隣接チャネル漏洩電力を低減
するために、増幅器に入力される入力信号を増幅器の入
力対出力特性の逆特性により予め変形するプリディスト
ータであって、入力信号の微分または積分またはその両
方の値に対応する補正係数を決定し、その補正係数にも
基づいて入力信号を変形して最終的なプリディストーシ
ョン信号とするように構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動体通信などに用
いる増幅器のプリディストータとこのプリディストータ
を用いた増幅装置に関する。このプリディストータは広
帯域信号を扱う高周波電力増幅器に適用して特に有用で
ある。
いる増幅器のプリディストータとこのプリディストータ
を用いた増幅装置に関する。このプリディストータは広
帯域信号を扱う高周波電力増幅器に適用して特に有用で
ある。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信では、隣接するチャネルに妨
害を与えないように隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）の
低い電力増幅器が要求される。この要求を満たすため
に、従来は、増幅器の出力電力を隣接チャネル漏洩電力
が少なくなる程度まで抑える出力バックオフ法を用いた
り、増幅器の入出力特性の逆特性で送信信号を予め変形
して増幅器に入力するプリデイストーション法（特願平
０９−２９７２９７号「歪補償回路」）を用いるなどし
て、送信信号を線形化する手法がとられている。
害を与えないように隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）の
低い電力増幅器が要求される。この要求を満たすため
に、従来は、増幅器の出力電力を隣接チャネル漏洩電力
が少なくなる程度まで抑える出力バックオフ法を用いた
り、増幅器の入出力特性の逆特性で送信信号を予め変形
して増幅器に入力するプリデイストーション法（特願平
０９−２９７２９７号「歪補償回路」）を用いるなどし
て、送信信号を線形化する手法がとられている。
【０００３】前者の出力バックオフ法では、増幅器は出
力が大きいほど効率が高いものであるのに出力バックオ
フ法はその動作出力を小さくするものであるため、効率
の高い動作ができないという問題があるので、後者のプ
リディストーション法の採用が望まれる。
力が大きいほど効率が高いものであるのに出力バックオ
フ法はその動作出力を小さくするものであるため、効率
の高い動作ができないという問題があるので、後者のプ
リディストーション法の採用が望まれる。
【０００４】図１５には、この後者のプリディストーシ
ョン法を行うプリディストータが示される。図１５にお
いて、入力したベースバンド信号はプリディストータ２
１において変形され、その変形された入力信号はＤ／Ａ
変換器２２を介して送信機２３に入力される。この送信
機２３は入力信号電力を送信電力まで増幅するための電
力増幅器を内蔵するものであり、この電力増幅器は一般
に非線形特性ｆ(x) を有している。プリディストータ２
１はこの非線形特性ｆ(x) の逆特性ｆ(x) -1で入力信号
を変形する回路であり、よってこの変形された入力信号
は送信機２３における増幅器の非線形特性ｆ(x) で変形
されることで、元の線形な入力信号の形に線形化される
ことになる。
ョン法を行うプリディストータが示される。図１５にお
いて、入力したベースバンド信号はプリディストータ２
１において変形され、その変形された入力信号はＤ／Ａ
変換器２２を介して送信機２３に入力される。この送信
機２３は入力信号電力を送信電力まで増幅するための電
力増幅器を内蔵するものであり、この電力増幅器は一般
に非線形特性ｆ(x) を有している。プリディストータ２
１はこの非線形特性ｆ(x) の逆特性ｆ(x) -1で入力信号
を変形する回路であり、よってこの変形された入力信号
は送信機２３における増幅器の非線形特性ｆ(x) で変形
されることで、元の線形な入力信号の形に線形化される
ことになる。
【０００５】図１６にはこのプリディストータ２１の従
来例が示される。この従来例はベーバンド信号として直
交変調されたＩチャネル信号とＱチャネル信号が入力さ
れる場合のものである。図１６において、振幅値演算部
１はベースバンド帯の入力信号Ｉ、Ｑの振幅値をＩ2 ＋
Ｑ2 の演算により求める。逆特性付加部２は後段の増幅
器（図示しない）の入力対出力特性ｆ(x) の逆特性ｆ
(x) -1で振幅値（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）をあらかじめ変形させ
る。乗算部５，６は、入力したベースバンド信号Ｉ，Ｑ
に逆特性付加部２で逆特性を付加した信号をそれぞれ
乗じて最終的なプリディストーション信号Ｉpd、Ｑpdと
する。
来例が示される。この従来例はベーバンド信号として直
交変調されたＩチャネル信号とＱチャネル信号が入力さ
れる場合のものである。図１６において、振幅値演算部
１はベースバンド帯の入力信号Ｉ、Ｑの振幅値をＩ2 ＋
Ｑ2 の演算により求める。逆特性付加部２は後段の増幅
器（図示しない）の入力対出力特性ｆ(x) の逆特性ｆ
(x) -1で振幅値（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）をあらかじめ変形させ
る。乗算部５，６は、入力したベースバンド信号Ｉ，Ｑ
に逆特性付加部２で逆特性を付加した信号をそれぞれ
乗じて最終的なプリディストーション信号Ｉpd、Ｑpdと
する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の高
周波電力増幅器では、増幅器の入力対出力特性の非線形
性に基づいて歪が発生することが知られているが、さら
に、送信信号が広帯域信号となる場合には、増幅器のバ
イアス回路の周波数特性、増幅器の周波数偏差、増幅器
の高調波負荷特性偏差などの、上記入力対出力特性の非
線形性以外の要因によっても歪が大きくなる。このた
め、狭帯域と同じ隣接チャネル漏洩電力特性を得るに
は、増幅器の出力を下げなければならず、結果として効
率が劣化するという問題がある。
周波電力増幅器では、増幅器の入力対出力特性の非線形
性に基づいて歪が発生することが知られているが、さら
に、送信信号が広帯域信号となる場合には、増幅器のバ
イアス回路の周波数特性、増幅器の周波数偏差、増幅器
の高調波負荷特性偏差などの、上記入力対出力特性の非
線形性以外の要因によっても歪が大きくなる。このた
め、狭帯域と同じ隣接チャネル漏洩電力特性を得るに
は、増幅器の出力を下げなければならず、結果として効
率が劣化するという問題がある。
【０００７】図９と図１０は狭帯域信号と広帯域信号の
隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）を比較するための図で
あり、図９には狭帯域信号の隣接チャネル漏洩電力のス
ペクトラムの例が示され、図１０には広帯域信号の隣接
チャネル漏洩電力のスペクトラムの例が示される。これ
らの図から明らかなように、この例では、狭帯域の場合
（図９）に比較して広帯域の場合（図１０）では、同じ
隣接チャネル漏洩電力特性を得るのに約─６dBの出力バ
ックオフが必要である。
隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）を比較するための図で
あり、図９には狭帯域信号の隣接チャネル漏洩電力のス
ペクトラムの例が示され、図１０には広帯域信号の隣接
チャネル漏洩電力のスペクトラムの例が示される。これ
らの図から明らかなように、この例では、狭帯域の場合
（図９）に比較して広帯域の場合（図１０）では、同じ
隣接チャネル漏洩電力特性を得るのに約─６dBの出力バ
ックオフが必要である。
【０００８】しかしながら、従来の線形化手法だけで
は、このような広帯城化に起因した隣接チャネル漏洩電
力を低減することができなかった。
は、このような広帯城化に起因した隣接チャネル漏洩電
力を低減することができなかった。
【０００９】また、線形補償をする場合に、送信機の出
力電力や周波数や温度などが変化すると隣接チャネル漏
洩電力の低減効果が安定して得られなかったり、元々線
形な領域では増幅器の効率が向上しないという問題もあ
った。
力電力や周波数や温度などが変化すると隣接チャネル漏
洩電力の低減効果が安定して得られなかったり、元々線
形な領域では増幅器の効率が向上しないという問題もあ
った。
【００１０】本発明は上述の問題点に鑑みてなされたも
のであり、広帯域化に起因する隣接チャネル漏洩電力の
低減を目的とする。
のであり、広帯域化に起因する隣接チャネル漏洩電力の
低減を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段および作用】上述の課題を
解決するために、本発明においては、増幅器出力の隣接
チャネル漏洩電力を低減するために、増幅器に入力され
る入力信号を増幅器の入力対出力特性の逆特性により予
め変形するプリディストータであって、入力信号の微分
または積分またはその両方の値に対応する補正係数を決
定し、その補正係数にも基づいて入力信号を変形して最
終的なプリディストーション信号とするように構成した
増幅器のプリディストータが提供される。信号が広帯域
化した場合の増幅器のバイアス回路の周波数特性、増幅
器周波数偏差、増幅器の高調波負荷特性偏差などの要因
による歪に対しては、周波数応答に対応する入力信号の
微分値または積分値またはその両方の値に応じた補正係
数を決定し、この補正係数も用いて上記入力信号を変形
することによって、広帯域化に起因した隣接チャネル漏
洩電力を低減することができる。
解決するために、本発明においては、増幅器出力の隣接
チャネル漏洩電力を低減するために、増幅器に入力され
る入力信号を増幅器の入力対出力特性の逆特性により予
め変形するプリディストータであって、入力信号の微分
または積分またはその両方の値に対応する補正係数を決
定し、その補正係数にも基づいて入力信号を変形して最
終的なプリディストーション信号とするように構成した
増幅器のプリディストータが提供される。信号が広帯域
化した場合の増幅器のバイアス回路の周波数特性、増幅
器周波数偏差、増幅器の高調波負荷特性偏差などの要因
による歪に対しては、周波数応答に対応する入力信号の
微分値または積分値またはその両方の値に応じた補正係
数を決定し、この補正係数も用いて上記入力信号を変形
することによって、広帯域化に起因した隣接チャネル漏
洩電力を低減することができる。
【００１２】上述のプリディストータは、入力信号の微
分または積分またはその両方の値にかえて、入力信号の
時系列における前回値と今回値との差信号に基づいて補
正係数を決定するように構成できる。このように構成す
ることで、メモリの節減や処理時間の高速化に対応した
より現実的な装置を実現できる。
分または積分またはその両方の値にかえて、入力信号の
時系列における前回値と今回値との差信号に基づいて補
正係数を決定するように構成できる。このように構成す
ることで、メモリの節減や処理時間の高速化に対応した
より現実的な装置を実現できる。
【００１３】上記のプリディストータにおいて、補正係
数は、予め測定された入力対２波相互変調歪特性に合う
ように予め決定されて記憶手段に保持されるように構成
できる。補正係数を解析的に求めることは容易ではない
ので、このような構成とすることで、プリディストータ
をより簡単に実現することができる。
数は、予め測定された入力対２波相互変調歪特性に合う
ように予め決定されて記憶手段に保持されるように構成
できる。補正係数を解析的に求めることは容易ではない
ので、このような構成とすることで、プリディストータ
をより簡単に実現することができる。
【００１４】また本発明においては、他の形態として、
上記のプリディストータを用いて増幅器に入力する入力
信号を変形するように構成した増幅装置において、該増
幅器の出力電力に応じて係数を決定し、その係数をプリ
ディストータの入力信号に演算することにより、プリデ
ィストーション信号に与える変形を増幅器の出力電力に
応じて変化させるように構成した増幅装置が提供され
る。この増幅装置においては、目標とする出力電力の大
きさに応じて、プリディストーション信号を計算するプ
リディストータに入力する入力信号に、係数を乗じてプ
リディストーション信号を可変することができ、これに
よって広い出力範囲に対して隣接チャネル漏洩電力の低
減を行うことができる。
上記のプリディストータを用いて増幅器に入力する入力
信号を変形するように構成した増幅装置において、該増
幅器の出力電力に応じて係数を決定し、その係数をプリ
ディストータの入力信号に演算することにより、プリデ
ィストーション信号に与える変形を増幅器の出力電力に
応じて変化させるように構成した増幅装置が提供され
る。この増幅装置においては、目標とする出力電力の大
きさに応じて、プリディストーション信号を計算するプ
リディストータに入力する入力信号に、係数を乗じてプ
リディストーション信号を可変することができ、これに
よって広い出力範囲に対して隣接チャネル漏洩電力の低
減を行うことができる。
【００１５】また本発明においては、また他の形態とし
て、上記のプリディストータを用いて増幅器に入力する
入力信号を変形するように構成した増幅装置において、
増幅器の出力信号における隣接チャネルの信号をモニタ
し、その隣接チャネルの信号のレベルが低くなるように
該プリディストータの補正係数を変更する帰還回路を備
えた増幅装置が提供される。隣接チャネル漏洩電力のレ
ベルをモニタすることによってそのレベルが低くなるよ
うに上記係数を適応可変する帰還回路を用いれば、周波
数、入力レベル、温度などの外乱に強い隣接チャネル漏
洩電力の低い増幅装置が実現できる。
て、上記のプリディストータを用いて増幅器に入力する
入力信号を変形するように構成した増幅装置において、
増幅器の出力信号における隣接チャネルの信号をモニタ
し、その隣接チャネルの信号のレベルが低くなるように
該プリディストータの補正係数を変更する帰還回路を備
えた増幅装置が提供される。隣接チャネル漏洩電力のレ
ベルをモニタすることによってそのレベルが低くなるよ
うに上記係数を適応可変する帰還回路を用いれば、周波
数、入力レベル、温度などの外乱に強い隣接チャネル漏
洩電力の低い増幅装置が実現できる。
【００１６】また本発明においては、また他の形態とし
て、上記のプリディストータを用いて増幅器に入力する
入力信号を変形するように構成した増幅装置において、
増幅器の出力電流をモニタし、隣接チャネル漏洩電力が
低い場合には、電源電圧またはバイアス値を変更して電
流値を下げ、隣接チャネル漏洩電力が許容値を越えない
範囲で増幅器の効率を上げるように構成した増幅装置が
提供される。このように、増幅器の電流値をモニタして
隣接チャネル漏洩電力が規定の範囲内におさまるように
増幅器の電源電圧やバイアス値を変更して電流値を下げ
ることによって、増幅器の効率を向上することができ
る。
て、上記のプリディストータを用いて増幅器に入力する
入力信号を変形するように構成した増幅装置において、
増幅器の出力電流をモニタし、隣接チャネル漏洩電力が
低い場合には、電源電圧またはバイアス値を変更して電
流値を下げ、隣接チャネル漏洩電力が許容値を越えない
範囲で増幅器の効率を上げるように構成した増幅装置が
提供される。このように、増幅器の電流値をモニタして
隣接チャネル漏洩電力が規定の範囲内におさまるように
増幅器の電源電圧やバイアス値を変更して電流値を下げ
ることによって、増幅器の効率を向上することができ
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を説明する。図１には本発明の一実施例としての
プリディストータの構成が示される。このプリディスト
ータは、ＩチャネルとＱチャネルの直交変調を行う送信
機に適用されるものであり、送信するＩチャネルとＱチ
ャネルのＩＱ信号（Ｉ信号とＱ信号）を、あらかじめ増
幅器の入力対出力特性の逆特性で変形して、その変形さ
れたプリディストーション信号を増幅器に入力するもの
であるが、本発明では、このプリディストーション信号
をさらに広帯域化の影響を補償するための補正係数で変
形して最終的なプリディストーション信号（Ｉpd, Ｑp
d）とするものである。
施形態を説明する。図１には本発明の一実施例としての
プリディストータの構成が示される。このプリディスト
ータは、ＩチャネルとＱチャネルの直交変調を行う送信
機に適用されるものであり、送信するＩチャネルとＱチ
ャネルのＩＱ信号（Ｉ信号とＱ信号）を、あらかじめ増
幅器の入力対出力特性の逆特性で変形して、その変形さ
れたプリディストーション信号を増幅器に入力するもの
であるが、本発明では、このプリディストーション信号
をさらに広帯域化の影響を補償するための補正係数で変
形して最終的なプリディストーション信号（Ｉpd, Ｑp
d）とするものである。
【００１８】図１において、振幅値演算部１はベースバ
ンド帯の入力信号Ｉ、Ｑの振幅値をＩ2 ＋Ｑ2 の演算に
より求めるものである。逆特性付加部２は後段の増幅器
（図示しない）の入力対出力特性ｆ(x) の逆特性ｆ(x)
-1で振幅値（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）をあらかじめ変形させるもの
であり、ここでは逆特性ｆ(x) -1を振幅値（Ｉ2 ＋
Ｑ2 ）に乗算する処理を行うものとする。
ンド帯の入力信号Ｉ、Ｑの振幅値をＩ2 ＋Ｑ2 の演算に
より求めるものである。逆特性付加部２は後段の増幅器
（図示しない）の入力対出力特性ｆ(x) の逆特性ｆ(x)
-1で振幅値（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）をあらかじめ変形させるもの
であり、ここでは逆特性ｆ(x) -1を振幅値（Ｉ2 ＋
Ｑ2 ）に乗算する処理を行うものとする。
【００１９】微分積分演算部３は逆特性付加部２で逆特
性ｆ(x) -1でプリディストーションされた信号を微分し
て微分信号ａとして出力し、また積分して積分信号ｂと
して出力するものである。
性ｆ(x) -1でプリディストーションされた信号を微分し
て微分信号ａとして出力し、また積分して積分信号ｂと
して出力するものである。
【００２０】係数発生部４は微分積分演算部３からの微
分信号ａの値に応じて係数αを、また積分信号ｂの値に
応じて係数βをそれぞれ発生するものであり、この係数
発生部４は係数α，βを微分信号ａ，積分信号ｂにそれ
ぞれ対応させて予め記憶したメモリテーブルの形態で実
現される。
分信号ａの値に応じて係数αを、また積分信号ｂの値に
応じて係数βをそれぞれ発生するものであり、この係数
発生部４は係数α，βを微分信号ａ，積分信号ｂにそれ
ぞれ対応させて予め記憶したメモリテーブルの形態で実
現される。
【００２１】５、６は、入力したベースバンド信号Ｉ，
Ｑ に逆特性付加部２において逆特性ｆ(x) -1でプリデ
ィストーションした信号をそれぞれ乗じるとともに、係
数発生部４で発生した係数αとβも乗じる乗算部であ
り、この乗算部５，６の出力信号がそれぞれ最終的なプ
リディストーション信号Ｉpd、Ｑpdとなって後段の増幅
器に入力される。
Ｑ に逆特性付加部２において逆特性ｆ(x) -1でプリデ
ィストーションした信号をそれぞれ乗じるとともに、係
数発生部４で発生した係数αとβも乗じる乗算部であ
り、この乗算部５，６の出力信号がそれぞれ最終的なプ
リディストーション信号Ｉpd、Ｑpdとなって後段の増幅
器に入力される。
【００２２】かかる構成とすることで、ベースバンド入
力信号Ｉ，Ｑを、増幅器の逆特性ｆ(x) -1でプリディス
トーションすることで増幅器の非線形性に起因する歪を
補償するとともに、補正係数αおよびβによってもプリ
ディストーションすることで送信信号の広帯域化に起因
する歪を補償して、これらの歪を除去するものである。
力信号Ｉ，Ｑを、増幅器の逆特性ｆ(x) -1でプリディス
トーションすることで増幅器の非線形性に起因する歪を
補償するとともに、補正係数αおよびβによってもプリ
ディストーションすることで送信信号の広帯域化に起因
する歪を補償して、これらの歪を除去するものである。
【００２３】この実施例の動作原理を以下に説明する。
増幅器の整合回路やバイアス回路は周波数特性を持つ。
例えば、図２の様な非常に簡単化したバイアス回路を考
える。図２中、Ｅ0 は電圧原、Ｌはバイアス回路のイン
ダクタンス、Ｒ(t) は増幅素子に相当する抵抗である。
通常、増幅素子は電流源と見なすが、ここでは、入力電
力によって変化する抵抗Ｒ(t) と見なすと、原理が分か
りやすい。
増幅器の整合回路やバイアス回路は周波数特性を持つ。
例えば、図２の様な非常に簡単化したバイアス回路を考
える。図２中、Ｅ0 は電圧原、Ｌはバイアス回路のイン
ダクタンス、Ｒ(t) は増幅素子に相当する抵抗である。
通常、増幅素子は電流源と見なすが、ここでは、入力電
力によって変化する抵抗Ｒ(t) と見なすと、原理が分か
りやすい。
【００２４】バイアス回路のインダクタンスＬにより、
増幅素子にかかる電圧Ｖ(t) は Ｖ(t) ＝Ｒ(t) ・Ｉ(t) ＝Ｅ0 −Ｌ・(dＩ(t) ／dt) （第１式） 電流値Ｉ(t) はこの微分方程式を解いて得られる。変調
周波数が低い場合は２項目における電流値Ｉ(t) の微係
数(dＩ(t) ／dt) は非常に小さいので、０とみなすこと
ができる。一方、広帯域信号の場合、変調周波数が高い
ので、インダクタンスＬの影響がでてくる。
増幅素子にかかる電圧Ｖ(t) は Ｖ(t) ＝Ｒ(t) ・Ｉ(t) ＝Ｅ0 −Ｌ・(dＩ(t) ／dt) （第１式） 電流値Ｉ(t) はこの微分方程式を解いて得られる。変調
周波数が低い場合は２項目における電流値Ｉ(t) の微係
数(dＩ(t) ／dt) は非常に小さいので、０とみなすこと
ができる。一方、広帯域信号の場合、変調周波数が高い
ので、インダクタンスＬの影響がでてくる。
【００２５】すなわち、前出の第１式を抵抗Ｒ(t) で除
算すると、 Ｉ(t) ＝Ｅ0 ／Ｒ(t) −〔 (Ｌ／Ｒ(t))・(dＩ(t) ／dt) 〕 （第２式） となる。ここで、 Ｉ＝Ｉ0 ＋ΔＩ （第３式） Ｉ0 ＝Ｅ0 ／Ｒ(t) （第４式） （ただし、Ｉ0 はインダクタンスＬの影響がないとした
場合の電流）として、ΔＩが小さいとすると、 Ｉ＝Ｉ0 〔１＋( Ｌ／Ｒ(t) 2 ) ・(dＲ(t) ／dt) 〕 〈第５式） となる。抵抗Ｒ(t) は入力電力Ｐi の関数として測定さ
れるので、 Ｉ＝Ｉ0 〔１＋（Ｌ／Ｒ(t) 2 ) ・(dＲ(t) ／ dＰi ) ・(dＰi ／dt) 〕 （第６式） となる。
算すると、 Ｉ(t) ＝Ｅ0 ／Ｒ(t) −〔 (Ｌ／Ｒ(t))・(dＩ(t) ／dt) 〕 （第２式） となる。ここで、 Ｉ＝Ｉ0 ＋ΔＩ （第３式） Ｉ0 ＝Ｅ0 ／Ｒ(t) （第４式） （ただし、Ｉ0 はインダクタンスＬの影響がないとした
場合の電流）として、ΔＩが小さいとすると、 Ｉ＝Ｉ0 〔１＋( Ｌ／Ｒ(t) 2 ) ・(dＲ(t) ／dt) 〕 〈第５式） となる。抵抗Ｒ(t) は入力電力Ｐi の関数として測定さ
れるので、 Ｉ＝Ｉ0 〔１＋（Ｌ／Ｒ(t) 2 ) ・(dＲ(t) ／ dＰi ) ・(dＰi ／dt) 〕 （第６式） となる。
【００２６】つまり、広帯域信号でインダクタンスＬの
影響があるときに増幅素子を流れる電流は、インダクタ
ンスＬの影響のない場合の電流値Ｉ0 を係数倍すること
で求められる。その係数は第６式の括弧の中のようにな
る。ここで、電流値Ｉの変化の割合は利得の変化の割合
とほぼ等しいので、第６式によって広帯域信号に関する
増幅器の利得特性を知ることができ、この利得特性に基
づいて増幅器の出力から歪を除去できるよう増幅器の入
力信号をその歪と逆特性で変形することで、最終的な増
幅器出力から広帯域化に起因した歪を除去することがで
きる。
影響があるときに増幅素子を流れる電流は、インダクタ
ンスＬの影響のない場合の電流値Ｉ0 を係数倍すること
で求められる。その係数は第６式の括弧の中のようにな
る。ここで、電流値Ｉの変化の割合は利得の変化の割合
とほぼ等しいので、第６式によって広帯域信号に関する
増幅器の利得特性を知ることができ、この利得特性に基
づいて増幅器の出力から歪を除去できるよう増幅器の入
力信号をその歪と逆特性で変形することで、最終的な増
幅器出力から広帯域化に起因した歪を除去することがで
きる。
【００２７】つまり、あらかじめ搬送波ＣＷの入出力特
性から抵抗Ｒとその入力電力Ｐi に対する微係数(dＲ
(t) ／ dＰi ) を求めておけば、この微係数に対応した
第６式の括弧内の値（Ｌ／Ｒ(t) 2 ) ・(dＲ(t) ／ dＰ
i ) の逆数を補正値として予めメモリに蓄えておき、入
力電力Ｐi の微分値(dＰi ／dt) をそのメモリにアドレ
スとして入力することで、それに対応する補正値が求ま
る。それによって歪を補正できる。
性から抵抗Ｒとその入力電力Ｐi に対する微係数(dＲ
(t) ／ dＰi ) を求めておけば、この微係数に対応した
第６式の括弧内の値（Ｌ／Ｒ(t) 2 ) ・(dＲ(t) ／ dＰ
i ) の逆数を補正値として予めメモリに蓄えておき、入
力電力Ｐi の微分値(dＰi ／dt) をそのメモリにアドレ
スとして入力することで、それに対応する補正値が求ま
る。それによって歪を補正できる。
【００２８】なお、実際の増幅素子とそのバイアス回路
は、図３にその等価回路を示すように、キャパシタＣを
含む高周波の負荷回路などが影響したりするので、 Ｉc ＋（１／Ｃ）・∫Ｉc dt ＝Ｉ・Ｒ （第７式） のように積分が必要になったりする。このため、図１の
実施例では、入力信号Ｉ 2 ＋Ｑ2 を微分するだけでなく
積分もして、その微分積分結果に対して補正値（係数
α，β）を発生している。
は、図３にその等価回路を示すように、キャパシタＣを
含む高周波の負荷回路などが影響したりするので、 Ｉc ＋（１／Ｃ）・∫Ｉc dt ＝Ｉ・Ｒ （第７式） のように積分が必要になったりする。このため、図１の
実施例では、入力信号Ｉ 2 ＋Ｑ2 を微分するだけでなく
積分もして、その微分積分結果に対して補正値（係数
α，β）を発生している。
【００２９】このように、実際の回路は、入力信号の微
分だけでなく積分が必要になったり、あるいは第３式の
ような近似ができなくなったりするので、補正値を解析
的に求めるのは非常に困難である。
分だけでなく積分が必要になったり、あるいは第３式の
ような近似ができなくなったりするので、補正値を解析
的に求めるのは非常に困難である。
【００３０】そこで、かかる解析的手法による係数の決
定法にかえて、図４に示すような係数決定法が有用であ
る。この係数決定法は、入力信号に対して数ＭHz離れた
２波のＩＭＤ（相互変調歪）特性を予め測定してメモリ
に蓄えておき、その測定したＩＭＤ特性と合うように係
数を決定するものである。
定法にかえて、図４に示すような係数決定法が有用であ
る。この係数決定法は、入力信号に対して数ＭHz離れた
２波のＩＭＤ（相互変調歪）特性を予め測定してメモリ
に蓄えておき、その測定したＩＭＤ特性と合うように係
数を決定するものである。
【００３１】図４において、入力信号ｘ(t) としては、
ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅（Ｉ 2 ＋Ｑ2 ）が入力さ
れる。入出力特性演算部１０はこの入力信号ｘ(t) に対
して、後段増幅器の振幅の特性関数ｆ(x) と位相の特性
関数ｇ(x) とを付与して乗算部１５に入力する。
ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅（Ｉ 2 ＋Ｑ2 ）が入力さ
れる。入出力特性演算部１０はこの入力信号ｘ(t) に対
して、後段増幅器の振幅の特性関数ｆ(x) と位相の特性
関数ｇ(x) とを付与して乗算部１５に入力する。
【００３２】また、入力信号ｘ(x) は微分演算部１１に
入力され、その微分結果である微分信号ａは係数α決定
部１３に入力される。同様に、入力信号ｘ(x) は積分演
算部１２に入力され、その積分結果である積分信号ｂは
係数β決定部１４に入力される。
入力され、その微分結果である微分信号ａは係数α決定
部１３に入力される。同様に、入力信号ｘ(x) は積分演
算部１２に入力され、その積分結果である積分信号ｂは
係数β決定部１４に入力される。
【００３３】係数α決定部１３は、入力された微分信号
ａに対応して係数α α＝Ａ＋Ｂａ＋Ｃａ2 ＋Ｄａ3 ＋Ｅａ4 ＋・・・ の各定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・を後述の方法で決定し、
その結果求められる係数αを乗算部１５に入力して入出
力特性演算部１０の出力信号に乗じる。
ａに対応して係数α α＝Ａ＋Ｂａ＋Ｃａ2 ＋Ｄａ3 ＋Ｅａ4 ＋・・・ の各定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・を後述の方法で決定し、
その結果求められる係数αを乗算部１５に入力して入出
力特性演算部１０の出力信号に乗じる。
【００３４】同様に、係数β決定部１４は、入力された
積分信号ｂに対応して係数β β＝Ａ´＋Ｂ´ｂ＋Ｃ´ｂ2 ＋Ｄ´ｂ3 ＋Ｅ´ｂ4 ＋・・・ の各定数Ａ´，Ｂ´，Ｃ´，Ｄ´・・・を後述の方法で
決定し、その結果求められる係数βを乗算部１５に入力
して入出力特性演算部１０の出力信号に乗じる。
積分信号ｂに対応して係数β β＝Ａ´＋Ｂ´ｂ＋Ｃ´ｂ2 ＋Ｄ´ｂ3 ＋Ｅ´ｂ4 ＋・・・ の各定数Ａ´，Ｂ´，Ｃ´，Ｄ´・・・を後述の方法で
決定し、その結果求められる係数βを乗算部１５に入力
して入出力特性演算部１０の出力信号に乗じる。
【００３５】ＦＦＴ部１６は乗算部１５の出力信号に対
して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施して周波数成分に
変換する回路であり、その出力信号を減算部１７に入力
する。
して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施して周波数成分に
変換する回路であり、その出力信号を減算部１７に入力
する。
【００３６】減算部１７には他方の入力信号として前述
した入力対２波ＩＭＤ特性が入力されており、減算部１
７はＦＦＴ部１６の出力信号とこの入力対２波ＩＭＤ特
性との差分を求める。この差分信号は前述の係数α決定
部１３と係数β決定部１４とに最適化のための信号とし
て入力される。係数α決定部１３と係数β決定部１４と
は、この差分信号が「０」若しくは最小値化されるよう
に、それぞれの定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・と定数Ａ´，
Ｂ´，Ｃ´，Ｄ´・・・の値を適宜変えてそれらの値を
決定するものである。
した入力対２波ＩＭＤ特性が入力されており、減算部１
７はＦＦＴ部１６の出力信号とこの入力対２波ＩＭＤ特
性との差分を求める。この差分信号は前述の係数α決定
部１３と係数β決定部１４とに最適化のための信号とし
て入力される。係数α決定部１３と係数β決定部１４と
は、この差分信号が「０」若しくは最小値化されるよう
に、それぞれの定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・と定数Ａ´，
Ｂ´，Ｃ´，Ｄ´・・・の値を適宜変えてそれらの値を
決定するものである。
【００３７】図５には、微分積分値を単位時間前の信号
との差Δとすることによって、メモリの節約や処理時間
の高速化に対応したより現実的な実施例が示される。図
５において、振幅値演算部１、逆特性付加部２、乗算部
５，６は前述の図１の実施例と同じ機能のものである。
この実施例では、逆特性付加部２からの出力信号は乗算
部５，６に入力されるとともに、遅延部８と減算部７に
入力される。遅延部８は入力信号を単位時間遅延させる
回路である。減算部７は逆特性付加部２の出力信号から
遅延部８の出力信号を減算する回路であり、その差信号
Δは係数発生器９に入力される。この係数発生器９は、
入力した差信号Δに応じて係数ｈ（Δ）を発生し、それ
を乗算部５，６にそれぞれ入力してベースバンド入力信
号Ｉ，Ｑに乗じる。これによりベースバンド信号Ｉ，Ｑ
に対して、増幅器の非線形性に基づく歪と送信信号の広
帯域化に基づく歪の補正が行われる。
との差Δとすることによって、メモリの節約や処理時間
の高速化に対応したより現実的な実施例が示される。図
５において、振幅値演算部１、逆特性付加部２、乗算部
５，６は前述の図１の実施例と同じ機能のものである。
この実施例では、逆特性付加部２からの出力信号は乗算
部５，６に入力されるとともに、遅延部８と減算部７に
入力される。遅延部８は入力信号を単位時間遅延させる
回路である。減算部７は逆特性付加部２の出力信号から
遅延部８の出力信号を減算する回路であり、その差信号
Δは係数発生器９に入力される。この係数発生器９は、
入力した差信号Δに応じて係数ｈ（Δ）を発生し、それ
を乗算部５，６にそれぞれ入力してベースバンド入力信
号Ｉ，Ｑに乗じる。これによりベースバンド信号Ｉ，Ｑ
に対して、増幅器の非線形性に基づく歪と送信信号の広
帯域化に基づく歪の補正が行われる。
【００３８】図６には、前述の図４の係数決定回路と同
様にして、係数ｈ（Δ）を決定するための回路が示され
る。図６において、入出力特性演算部１０、乗算部１
５、ＦＦＴ部１６、減算部１７の構成は図４のものと同
じである。相違点として、入力信号ｘ(t) （＝Ｉ2 ＋Ｑ
2 ）は、信号を単位時間遅延させる遅延部１８と減算部
１９に入力され、減算部１９でその差信号Δが求めら
れ、その差信号Δは係数決定部２０に入力される。係数
決定部２０は、係数ｈ（Δ） ｈ（Δ）＝Ａ＋ＢΔ＋ＣΔ2 ＋ＤΔ3 ＋ＥΔ4 ＋・・・ の各定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ・・・を、減算部１７の出
力信号が「０」若しくは最小値化されるように決定す
る。
様にして、係数ｈ（Δ）を決定するための回路が示され
る。図６において、入出力特性演算部１０、乗算部１
５、ＦＦＴ部１６、減算部１７の構成は図４のものと同
じである。相違点として、入力信号ｘ(t) （＝Ｉ2 ＋Ｑ
2 ）は、信号を単位時間遅延させる遅延部１８と減算部
１９に入力され、減算部１９でその差信号Δが求めら
れ、その差信号Δは係数決定部２０に入力される。係数
決定部２０は、係数ｈ（Δ） ｈ（Δ）＝Ａ＋ＢΔ＋ＣΔ2 ＋ＤΔ3 ＋ＥΔ4 ＋・・・ の各定数Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ・・・を、減算部１７の出
力信号が「０」若しくは最小値化されるように決定す
る。
【００３９】図７と図８はこの図５の実施例により広帯
域信号の補正を考慮したプリディストーションを行った
場合と行わない場合の隣接チャネル漏洩電力を比較する
図である。図７は上記補正を考慮していないプリディス
トーションの結果を示すもので、図中の（Ｉ）は逆特性
ｆ(x) -1による補償も行わないプリディストーション無
しの場合の特性、（II）は逆特性ｆ(x) -1による補償だ
けで差分Δに応じた係数による補償を行っていないプリ
ディストーションの場合の特性である。図８は上記補正
を考慮したプリディストーションの結果を示すもので、
図中の（Ｉ）は逆特性ｆ(x) -1による補償も行わないプ
リディストーション無しの場合の特性、（II）は逆特性
ｆ(x) -1による補償だけでなく差分Δに応じた係数によ
る補償も含めたプリディストーションの場合の特性であ
る。
域信号の補正を考慮したプリディストーションを行った
場合と行わない場合の隣接チャネル漏洩電力を比較する
図である。図７は上記補正を考慮していないプリディス
トーションの結果を示すもので、図中の（Ｉ）は逆特性
ｆ(x) -1による補償も行わないプリディストーション無
しの場合の特性、（II）は逆特性ｆ(x) -1による補償だ
けで差分Δに応じた係数による補償を行っていないプリ
ディストーションの場合の特性である。図８は上記補正
を考慮したプリディストーションの結果を示すもので、
図中の（Ｉ）は逆特性ｆ(x) -1による補償も行わないプ
リディストーション無しの場合の特性、（II）は逆特性
ｆ(x) -1による補償だけでなく差分Δに応じた係数によ
る補償も含めたプリディストーションの場合の特性であ
る。
【００４０】これらの図からも明らかなように、本発明
の手法を用いることによって、広帯域信号についての補
正を考慮していない図７の特性では、隣接チャネル漏洩
電力の低減効果が現れないが、この補正を考慮した図８
の特性では隣接チャネル漏洩電力の低滅効果が現れる。
の手法を用いることによって、広帯域信号についての補
正を考慮していない図７の特性では、隣接チャネル漏洩
電力の低減効果が現れないが、この補正を考慮した図８
の特性では隣接チャネル漏洩電力の低滅効果が現れる。
【００４１】図１４にはこの図５のプリディストータの
考え方を更に発展させたプリディストータの構成例が示
される。図５の差分を用いる方法では、差分の取りうる
値だけメモリー量が必要だけが、差分の取りうる値を正
の数と負の数、つまり信号が増加するときと滅少すると
きのふたつに大別して、その二種類の場合に対応する逆
特性ｆ1(x) -1 ，ｆ2(x) -1 を記憶したメモリを持つ事
によっても、ある程度の隣接チャネル漏洩電力の低減が
期待でき、メモリを節約できる。
考え方を更に発展させたプリディストータの構成例が示
される。図５の差分を用いる方法では、差分の取りうる
値だけメモリー量が必要だけが、差分の取りうる値を正
の数と負の数、つまり信号が増加するときと滅少すると
きのふたつに大別して、その二種類の場合に対応する逆
特性ｆ1(x) -1 ，ｆ2(x) -1 を記憶したメモリを持つ事
によっても、ある程度の隣接チャネル漏洩電力の低減が
期待でき、メモリを節約できる。
【００４２】図１４中、振幅値演算部１、乗算部５，６
は前述のものと同じである。遅延部４１は信号を１単位
時間遅延させるもの、比較器４０は振幅値演算部１から
の信号と遅延部４１からの信号とを比較してその正負を
判定してその正負結果を振幅（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）とともに出
力するもの、逆特性付加部３７は比較器４０の比較結果
が正の時の逆特性ｆ1 (x) -1を振幅値（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）に
付加するもの、逆特性付加部３８は比較器４０の比較結
果が負の時の逆特性ｆ2 (x) -1を振幅値（Ｉ2＋Ｑ2 ）
に付加するもの、セレクタ３９は比較器４０の比較結果
が正の時には逆特性付加部３７の出力信号を、負の時に
は逆特性付加部３８の出力信号を選択してそれぞれ乗算
部５，６に送出するものである。
は前述のものと同じである。遅延部４１は信号を１単位
時間遅延させるもの、比較器４０は振幅値演算部１から
の信号と遅延部４１からの信号とを比較してその正負を
判定してその正負結果を振幅（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）とともに出
力するもの、逆特性付加部３７は比較器４０の比較結果
が正の時の逆特性ｆ1 (x) -1を振幅値（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）に
付加するもの、逆特性付加部３８は比較器４０の比較結
果が負の時の逆特性ｆ2 (x) -1を振幅値（Ｉ2＋Ｑ2 ）
に付加するもの、セレクタ３９は比較器４０の比較結果
が正の時には逆特性付加部３７の出力信号を、負の時に
は逆特性付加部３８の出力信号を選択してそれぞれ乗算
部５，６に送出するものである。
【００４３】次に、上述のプリディストータを用いて、
送信機の出力電力や周波数や温度などの変化に対しても
安定した隣接チャネル漏洩電力の低減効果が得られるよ
うな構成を付加した実施例について説明する。
送信機の出力電力や周波数や温度などの変化に対しても
安定した隣接チャネル漏洩電力の低減効果が得られるよ
うな構成を付加した実施例について説明する。
【００４４】図１１には送信機の出力電力の変化を補償
できるようにした実施例が示される。送信機２３の出力
電力を可変する場合は、通常、送信機２３に入力される
ＩＱ信号（Ｉ信号とＱ信号）の振幅を小さくするもので
あるが、しかし、そうすると信号のダイナミックレンジ
がとれなくなり、信号雑音比が劣化する。これを避ける
ためにＩＱ信号は一定の強度としておき、送信機２３内
で、電力増幅器の前段に置かれた減衰器や可変利得増幅
器で出力電力を可変する。このような減衰器や可変利得
増幅器を用いた結果、電力増幅器に入力する電力が小さ
くなると、この電力増幅器の歪は通常小さくなる。その
ため、入力されたＩＱ信号にプリデイストーションが施
されたままだと、かえって隣接チャネル漏洩電力が大き
くなってしまう。
できるようにした実施例が示される。送信機２３の出力
電力を可変する場合は、通常、送信機２３に入力される
ＩＱ信号（Ｉ信号とＱ信号）の振幅を小さくするもので
あるが、しかし、そうすると信号のダイナミックレンジ
がとれなくなり、信号雑音比が劣化する。これを避ける
ためにＩＱ信号は一定の強度としておき、送信機２３内
で、電力増幅器の前段に置かれた減衰器や可変利得増幅
器で出力電力を可変する。このような減衰器や可変利得
増幅器を用いた結果、電力増幅器に入力する電力が小さ
くなると、この電力増幅器の歪は通常小さくなる。その
ため、入力されたＩＱ信号にプリデイストーションが施
されたままだと、かえって隣接チャネル漏洩電力が大き
くなってしまう。
【００４５】これを避けるために、送信機２３の目標出
力値に対して、その減衰器や可変利得増幅器のゲイン
（減衰量や増幅度）を記憶した減衰量メモリ２４を設け
ておいて、その出力で送信機２３の減衰器や可変利得増
幅器のゲインを制御するとともに、その減衰量メモリ２
４の出力値に応じてプリディストータ５０に入力される
ベースバンド入力信号の振幅値を調整するようにしてい
る。
力値に対して、その減衰器や可変利得増幅器のゲイン
（減衰量や増幅度）を記憶した減衰量メモリ２４を設け
ておいて、その出力で送信機２３の減衰器や可変利得増
幅器のゲインを制御するとともに、その減衰量メモリ２
４の出力値に応じてプリディストータ５０に入力される
ベースバンド入力信号の振幅値を調整するようにしてい
る。
【００４６】すなわち、送信機２３の出力電力を小さく
する場合は、プリデイストーションを計算するプリディ
ストータ５０に目標とする出力値を係数メモリ２５を介
して入力し、出力が小さい場合には、その出力が小さく
なる分に応じて入力信号の振幅値を小さくするような係
数を係数メモリ２５にテーブルとして持ち、その値をＩ
Ｑ信号の振幅値を計算する振幅値演算部１の入力側の信
号に乗じたうえで、プリディストーションの係数を求め
ることによって、この問題を解決することができる。
する場合は、プリデイストーションを計算するプリディ
ストータ５０に目標とする出力値を係数メモリ２５を介
して入力し、出力が小さい場合には、その出力が小さく
なる分に応じて入力信号の振幅値を小さくするような係
数を係数メモリ２５にテーブルとして持ち、その値をＩ
Ｑ信号の振幅値を計算する振幅値演算部１の入力側の信
号に乗じたうえで、プリディストーションの係数を求め
ることによって、この問題を解決することができる。
【００４７】図１２には上述の送信電力の変化に加え
て、増幅器の温度や周波数による変化も補償できるよう
にした実施例が示される。この実施例では、増幅器の温
度や周波数による変化に対応するために、送信機２３の
出力の一部をモニタし、送信帯域ｆ0 と隣接チャネル帯
域ｆ0 ±ｆacp をフイルタ２６〜２８で分離して各電力
を検出器２９〜３１で検出する。そしてそれらの電力を
ＯＲ回路３２と減算器３で比較する。送信帯域の信号
は、隣接チャネル漏洩電力が既定の値（許容値を超えな
い範囲の値）になるだけ減衰させる。送信帯城の電力が
隣接チャネル帯域の電力よりも小さければ、目標の出力
に対応した係数を求めるメモリ２５の値を変更し、計算
上の目標とする出力値を最適化するようにＩＱ信号に乗
ずる係数テーブルを変更する。
て、増幅器の温度や周波数による変化も補償できるよう
にした実施例が示される。この実施例では、増幅器の温
度や周波数による変化に対応するために、送信機２３の
出力の一部をモニタし、送信帯域ｆ0 と隣接チャネル帯
域ｆ0 ±ｆacp をフイルタ２６〜２８で分離して各電力
を検出器２９〜３１で検出する。そしてそれらの電力を
ＯＲ回路３２と減算器３で比較する。送信帯域の信号
は、隣接チャネル漏洩電力が既定の値（許容値を超えな
い範囲の値）になるだけ減衰させる。送信帯城の電力が
隣接チャネル帯域の電力よりも小さければ、目標の出力
に対応した係数を求めるメモリ２５の値を変更し、計算
上の目標とする出力値を最適化するようにＩＱ信号に乗
ずる係数テーブルを変更する。
【００４８】図１３には上述の送信電力、増幅器の温度
や周波数による変化に加えて、電力増幅器に流れる電流
値の大きさも考慮できるようにした実施例が示される。
この実施例では送信機２３の電力増幅器に流れる電流値
を電流値モニタ３６でモニターして制御回路３４に通知
するようにしておく。この制御回路３４は、隣接チャネ
ル帯域の方が大きければ、目標の出力に対応した係数を
求める減衰量メモリ２４の出力値を係数メモリ３５によ
り変更して計算上の出力値を上げ、電力増幅器の電源電
圧またはバイアス電圧を変更し、増幅器の電流を下げる
ようにする。このようにすれば、電流を下げることによ
って増大した隣接チャネル漏洩電力分を、係数メモリ２
５によりプリディストータ５０でのプリディストーショ
ンの係数を変更することで改善し、効率を向上すること
ができる。この場合、電力増幅器の利得は低下するが、
その分は電力増幅器の前段の減衰器または可変利得増幅
器の利得を上げることによって、全体の利得の低下を防
ぐようにする。
や周波数による変化に加えて、電力増幅器に流れる電流
値の大きさも考慮できるようにした実施例が示される。
この実施例では送信機２３の電力増幅器に流れる電流値
を電流値モニタ３６でモニターして制御回路３４に通知
するようにしておく。この制御回路３４は、隣接チャネ
ル帯域の方が大きければ、目標の出力に対応した係数を
求める減衰量メモリ２４の出力値を係数メモリ３５によ
り変更して計算上の出力値を上げ、電力増幅器の電源電
圧またはバイアス電圧を変更し、増幅器の電流を下げる
ようにする。このようにすれば、電流を下げることによ
って増大した隣接チャネル漏洩電力分を、係数メモリ２
５によりプリディストータ５０でのプリディストーショ
ンの係数を変更することで改善し、効率を向上すること
ができる。この場合、電力増幅器の利得は低下するが、
その分は電力増幅器の前段の減衰器または可変利得増幅
器の利得を上げることによって、全体の利得の低下を防
ぐようにする。
【００４９】
【発明の効果】このようにして、本発明では、増幅器の
非線形性に起因した隣接チャネル漏洩電力を低減するに
あたって、信号が広帯域化することによって起こる隣接
チャネル漏洩電力も低滅することができる。
非線形性に起因した隣接チャネル漏洩電力を低減するに
あたって、信号が広帯域化することによって起こる隣接
チャネル漏洩電力も低滅することができる。
【００５０】また、周波数や温度などの変化による増幅
器の特性が変化しても隣接チャネル漏洩電力を低減する
ことができ、電流値を下げることによって増幅器の効率
も向上することができる。
器の特性が変化しても隣接チャネル漏洩電力を低減する
ことができ、電流値を下げることによって増幅器の効率
も向上することができる。
【図１】本発明の一実施例としてのプリディストータの
構成例を示す図である。
構成例を示す図である。
【図２】簡素化した増幅素子とバイアス回路の等価回路
を示す図である。
を示す図である。
【図３】増幅素子とバイアス回路のより実際に近い等価
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図４】実施例のプリディストータの係数決定手法の例
を示す図である。
を示す図である。
【図５】本発明の他の実施例としてのプリディストータ
の構成例を示す図である。
の構成例を示す図である。
【図６】他の実施例のプリディストータの係数決定手法
の例を示す図である。
の例を示す図である。
【図７】本発明による隣接チャネル漏洩電力の低減効果
を従来法と比較するための図であって、従来法によるプ
リディストーションの結果を示す図である。
を従来法と比較するための図であって、従来法によるプ
リディストーションの結果を示す図である。
【図８】本発明による隣接チャネル漏洩電力の低減効果
を従来法と比較するための図であって、本発明によるプ
リディストーションの結果を示す図である。
を従来法と比較するための図であって、本発明によるプ
リディストーションの結果を示す図である。
【図９】狭帯城信号と広帯域信号の隣接チャネル漏洩電
力の比較を行うための図であって、狭帯域信号の隣接チ
ャネル漏洩電力のスペクトラムの例である。
力の比較を行うための図であって、狭帯域信号の隣接チ
ャネル漏洩電力のスペクトラムの例である。
【図１０】狭帯城信号と広帯域信号の隣接チャネル漏洩
電力の比較を行うための図であって、広帯域信号の隣接
チャネル漏洩電力のスペクトラムの例である。
電力の比較を行うための図であって、広帯域信号の隣接
チャネル漏洩電力のスペクトラムの例である。
【図１１】送信機の送信電力の変化を補償して隣接チャ
ネル漏洩電力低減を行う構成の例を示す図である。
ネル漏洩電力低減を行う構成の例を示す図である。
【図１２】送信機の送信電力や、増幅器の温度や周波数
による変化等を補償して隣接チャネル漏洩電力低減を行
う構成の例を示す図である。
による変化等を補償して隣接チャネル漏洩電力低減を行
う構成の例を示す図である。
【図１３】送信機の送信電力や出力電流、増幅器の温度
や周波数による変化等を補償して隣接チャネル漏洩電力
低減を行う構成の例を示す図である。
や周波数による変化等を補償して隣接チャネル漏洩電力
低減を行う構成の例を示す図である。
【図１４】本発明のプリディストータの考えかたを更に
発展させたプリディストータの構成例を示す図である。
発展させたプリディストータの構成例を示す図である。
【図１５】従来のプリディストーション法を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図１６】従来のプリディストータの構成例を示す図で
ある。
ある。
１ 振幅値演算部 ２ 逆特性付加部 ３ 微分積分演算部 ４ 係数発生部 ５，６ 乗算部 ７ 減算部 ８ 遅延部 ９ 係数ｈ（Δ）発生部 １０ 入出力特性演算部 １１ 微分演算部 １２ 積分演算部 １３ 係数α決定部 １４ 係数β決定部 １５ 乗算部 １６ ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部 １７ 減算部 １８ 遅延部 １９ 減算部 ２０ 係数ｈ（Δ）決定部 ２１，５０ プリディストータ ２２ Ｄ／Ａ変換器 ２３ 送信機 ２４ 減衰量メモリ ２５，３５ 係数メモリ ２６〜２８ フィルタ ２９〜３１ 電力検出器 ３２ ＯＲ回路 ３３ 減算器 ３４ 制御回路 ３５ 電流値モニタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA27 FA08 FA17 GN03 GN05 GN06 HA26 HN01 HN02 HN03 HN04 HN06 HN07 HN08 KA13 KA15 KA23 KA25 KA26 KA30 KA31 KA34 KA44 KA55 MA11 NN16 SA14 TA01 TA03 5J100 JA03 LA03 LA04 LA06 LA07 LA08 LA09 LA11 QA01 QA02 SA01 5K060 BB05 BB07 DD04 FF00 HH03 HH33 HH34
Claims (8)
- 【請求項１】増幅器出力の隣接チャネル漏洩電力を低減
するために、増幅器に入力される入力信号を増幅器の入
力対出力特性の逆特性により予め変形するプリディスト
ータであって、入力信号の微分または積分またはその両
方の値に対応する補正係数を決定し、その補正係数にも
基づいて入力信号を変形して最終的なプリディストーシ
ョン信号とするように構成した増幅器のプリディストー
タ。 - 【請求項２】該補正係数は、増幅器のバイアス回路の周
波数特性、増幅器の周波数偏差または増幅器の高調波負
荷特性偏差またはこれらの組合せを要因とする歪を削減
するよう決定されるものである請求項１記載の増幅器の
プリディストータ。 - 【請求項３】入力信号の微分または積分またはその両方
の値にかえて、入力信号の時系列における前回値と今回
値との差信号に基づいて補正係数を決定するものである
請求項１または２記載の増幅器のプリディストータ。 - 【請求項４】該補正係数は、予め測定された入力対２波
相互変調歪特性に合うように予め決定されて記憶手段に
保持されたものである請求項１〜３のいずれかに記載の
増幅器のプリディストータ。 - 【請求項５】請求項１〜４のいずれかに記載のプリディ
ストータを用いて増幅器に入力する入力信号を変形する
ように構成した増幅装置において、該増幅器の出力電力
に応じて係数を決定し、その係数をプリディストータの
入力信号に演算することにより、プリディストーション
信号に与える変形を増幅器の出力電力に応じて変化させ
るように構成した増幅装置。 - 【請求項６】請求項１〜４のいずれかに記載のプリディ
ストータを用いて増幅器に入力する入力信号を変形する
ように構成した増幅装置において、増幅器の出力信号に
おける隣接チャネルの信号をモニタし、その隣接チャネ
ルの信号のレベルが低くなるように該プリディストータ
の補正係数を変更する帰還回路を備えた増幅装置。 - 【請求項７】請求項１〜４のいずれかに記載のプリディ
ストータを用いて増幅器に入力する入力信号を変形する
ように構成した増幅装置において、増幅器の出力電流を
モニタし、隣接チャネル漏洩電力が低い場合には、電源
電圧またはバイアス値を変更して電流値を下げ、隣接チ
ャネル漏洩電力が許容値を越えない範囲で増幅器の効率
を上げるように構成した増幅装置。 - 【請求項８】増幅器出力の隣接チャネル漏洩電力を低減
するために、増幅器に入力される入力信号を増幅器の入
力対出力特性の逆特性により予め変形するプリディスト
ータであって、入力電力が増える場合と減る場合とで、
入力信号に異なる係数を演算してプリディストーション
信号とするように構成した増幅器のプリディストータ。
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