CN1250250A

CN1250250A - 放大器和放大单元的前置补偿器

Info

Publication number: CN1250250A
Application number: CN99118475A
Authority: CN
Inventors: 马庭透
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1998-09-02
Filing date: 1999-09-02
Publication date: 2000-04-12
Anticipated expiration: 2019-09-02
Also published as: US6275103B1; JP2000078037A; CN1124681C; JP3772031B2

Abstract

在一个前置补偿器中,一个要被输入到一个放大器中的输入信号通过放大器的输入—输出特性的逆特性被预先修正。该前置补偿器确定对应于输入信号的微分和积分中的一个或二者的校正系数以便根据修正的输入信号和校正系数进一步地把输入信号修正成为一个最终的预失真信号。

Description

放大器和放大单元的前置补偿器

本发明涉及用于移动通信及类似用途的放大器和其中使用前置补偿器的放大单元的前置补偿器，并更具体地涉及可用于控制宽带信号的一个高频功率放大器的前置补偿器。

在移动通信中，需要一个具有低相邻信道漏泄功率(APC)的功率放大器以便由此对相邻信道无干扰。通常为了满足这种需要，借助于一种输出补偿方法，放大器的输出功率被减少到相邻信道漏泄功率变小的程度，或借助于一种预失真方法(日本专利申请No.Hei09-2979297)，传输信号通过一个输入-输出特性的逆特性被预先修正，并随后输入到一个放大器，被用于使传输信号线性化。

对于放大器，一个更大的输出对应于一个更高的频率。然而，由于输出补偿方法减少了放大器的输出，放大器的高效不可能获得。因此，最好是利用预失真的方法。

图15示出了一个预失真方法的前置补偿器。在这个图中，一个输入基带信号在前置补偿器21中被修正并且随后修正的信号经由一个D/A转换器22被输入到一个发射机23中。发射机23具有一个内装的功率放大器，能把一个输入信号的功率放大为一个传输功率。通常，功率放大器具有非线性物性f(x)。前置补偿器21是通过非线特性f(x)的逆特性f(x)^-1修正输入信号的一个电路。已经由前置补偿器21修正的输入信号进一步地由发射机23的功率放大器的非线性特性f(x)所修正。因此，输入信号被线性化反馈到它的初始线性状态。

图16示出了前置补偿器21的一个常见的实例。在这个例子中，正交调制信号I和Q作为基带信号被输入。在图16中，振幅值运算部分1操作以根据公式“I²+Q²”获得基带输入信号的振幅值。逆特性加法部分2起作用以通过功率放大器的非线性特性f(x)的逆特性f(x)^-1预先修正振幅值(I²+Q²)。相乘部分通过在逆特性加法部分2中已经叠加到逆特性f(x)^-1的一个信号起作用以分别地倍增输入基带信号I和Q。由此，信号I和Q变成最终的预失真信号Ipd和Qpd。

已知失真是由于放大器输入-输出的非线性产生的。此外，在其中传输信号成为宽带信号的情况下，由于像放大器偏置电路的频率特性，频率偏移，高频负载特性偏移诸如此类的因素，失真被扩大。这些因素不是上面提到的输入-输出特性的非线性。由于这个原因，为了获得与窄带同样的相邻信道漏泄功率特性，放大器的输出必须被降低。因此，放大器低效率地工作。

图9和10是用于比较在相邻信道漏泄功率方面窄带信号和宽带信号的曲线。图9示出了窄带信号相邻信道漏泄功率的频谱。图10示出了宽带信号相邻信道漏泄功率的频谱。如由两个曲线所看到的，为了获得与图9的窄带信号相同的相邻信道漏泄功率特性，图10的宽带信号应该被降低约-6dB。

然而，只使用传统的线性化方法不能降低由宽带所产生的相邻信道漏泄功率。

此外，关于线性补偿，如果发射机的输出功率，频率，或者温度是变化的，即使在线性区域，也不能得到相邻信道漏泄功率的稳定减少且放大器的频率不能被改善。

本发明的总的目的是提供一种放大器和放大单元的前置补偿器，其中上述缺点被消除了。

本发明的一个更具体的目的是要提供用于移动通信及类似用途的放大器和使用前置补偿器的放大单元的一种前置补偿器，并且更特别地提供适用于控制宽带信号的一种高频功率放大器的前置补偿器。

本发明上面的目的通过用于降低放大器输出的相邻信道漏泄功率的放大器的前置补偿器所得到，前置补偿器包括：

第一部分，它通过放大器输入-输出特性的逆特性，预先修正要被输入到放大器的一个输入信号；及

第二部分，它确定对应于修正的输入信号的微分和积分中的一个或两者的校正系数以便根据修正的输入信号和校正系数把输入信号修正为一个最终的预失真信号。

在其中的信号是宽带信号的情况下，对于由偏置电路的频率特性，频率偏移，高频负载特性偏移及诸如此类的因素所导致的失真，通过根据校正系数修正输入信号，由宽带信号所产生的相邻信道漏泄功率可以被降低。

可以配置前置补偿器，使得根据代替输入信号微分和积分中的一个或两者的一个差分信号确定校正系数，差分信号在输入信号的时间序列内在前期值和目前值之间产生。

由此，有可能实现节省内存高速的操作。

进一步可以配置前置补偿器，使得校正系数被预先确定，以便满足预测量双波长IMD特性，并存储于存储器中。

难于在分析上获得校正系数，但使用本发明的前置补偿器，校正系数可容易地获得。

本发明的上述目标可以通过一个放大单元实现，放大单元包括：

一个放大器；及

用于降低放大器输出的相邻信道漏泄功率的放大器的一个前置补偿器，

前置补偿器包括：

一个第一部分，它通过放大器输入-输出特性的逆特性预先修正要被输入到放大器的一个输入信号；及

一个第二部分，它确定对应于修正的输入信号的微分和积分中的一个或二者的校正系数，以便根据修正的输入信号和校正系数进一步将输入信号修正成为最终的预失真信号。

其中根据放大器的输出功率和通过算术处理输入信号及系数，系数被确定下来，输入信号可以根据放大器的输出功率被修正。

在本发明的放大单元中，以输出功率的大小作为一个目标，输入信号被系数相乘以便被修正，并由此相对于宽的输出范围，相邻信道漏泄功率可以被降低。

本发明上述目的可以通过一个放大单元被实现，放大单元包括：

一个放大器；

一个反馈电路；及

该前置补偿器包括：

一个第一部分，它确定放大器输入-输出的特性的逆特性预先修正要被输入到放大器的一个输入信号；及

一个第二部分，它通过对应于修正的输入信号的微分和积分中的一个或两者的校正系数，以便根据修正的输入信号和校正系数进一步的将输入信号修正成为一个最终的预失真信号；

反馈电路，监视相邻于放大器输出信号的一个信道的信号并修正前置补偿器的系数，以便降低相邻信道信号的电平。

因此，一个放大单元可以被实现，该单元具有更低的相邻信道漏泄功率并能补偿在频率，输入电平，温度及诸如此类因素上的变化。

本发明的上述目的可以通过一个放大单元实现，放大单元包括：

一个放大器；及

用于降低放大器输出的相邻信道漏泄功率的放大器的前置补偿器，

前置补偿器包括：

一个第一部分，它通过放大器的输入-输出特性的逆特性预先修正要被输入放大器的一个输入信号；及

一个第二部分，它确定对应于修正的输入信号的微分和积分中的一个或二者的校正系数以便根据修正的输入信号和校正系数进一步把输入信号修正成为一个最终的预失真信号；

其中放大器的输出电流被监控，且在其中相邻信道漏泄功率低的情况下，电源电压值或偏置值被改变以降低电流值，以便放大器的频率在相邻信道漏泄功率可允许的范围内被改善。

因此，为了监视放大器的电流值和在允许的范围内控制相邻信道漏泄功率，放大器的电源电压值或偏置值被改变以便降低电流值。因此放大器的频率可以被改善。

本发明的其它目的，特性和优点从下面的参照附图的详细说明中将变得更清楚。其中：

图1是根据本发明一个实施例的前置补偿器的一个框图；

图2是一个简化的放大元件和一个偏置电路的等效电路的筒图；

图3是更实际地等效于放大元件和偏置电路的一个电路的简图；

图4是表示根据本发明实施例的前置补偿器的一个系数确定方法的框图；

图5是根据本发明另一个实施例的一个前置补偿器的框图；

图6是表示根据本发明实施例的前置补偿器的一个系数确定方法的框图；

图7是用于在减少相邻信道漏泄功率的影响方面比较本发明和通用技术，表示通用技术预失真结果的一个曲线；

图8是用于在减少相邻信道漏泄功率的影响方面比较本发明和通用技术，表示本发明预失真结果的一个曲线；

图9是用于在相邻信道漏泄功率方面比较一个窄带信号和一个宽带信号，表示窄带信号的相邻信道漏泄功率频谱的一个实例的曲线；

图10是用于在相邻信道漏泄功率方面比较一个窄带信号和一个宽带信号，表示宽带信号的相邻信道漏泄功率频谱的一个实例的曲线；

图11是表示补偿在发射机传输功率上的变化以便降低相邻信道漏泄功率的一个实例的框图；

图12是表示补偿在发射机的传输功率、放大器温度或频率方面的变化，以降低相邻信道漏泄功率的一个实例的框图；

图13是表示补偿在发射机的传输功率或输出电流、放大器的温度或频率方面的变化，以降低相邻信道漏泄功率的一个实例的框图；

图14是根据图5的前置补偿器改进的一个前置补偿器的框图；

图15是用于说明一种通用的预失真方法的框图；及

图16是一个通用的前置补偿器的框图。

图1是说明根据本发明的一个实施例的前置补偿器的框图。

前置补偿器可用于执行一个信道I和一个信道Q的正交调制的发射机。在前置补偿器中，信号传输信道I，Q的信号I，Q通过放大器的输入-输出特性f(x)的逆特性f(x)^-1被预先修正成为前置补偿器信号，并且随后该前置补偿器信号被输入到放大器。在本发明中，前置补偿器信号进一步由用于补偿宽带信号影响的校正系数所修正并最终成为前置补偿器信号Ipd和Qpd。

在图1中，幅值运算部分1操作以获得根据公式“I²+Q²”的基带输入信号I和Q的一个幅值。

一个逆特性加法部分2操作以通过放大器(未示出)的输入-输出特性f(x)的逆特性f(x)^-1修正幅度值(I²+Q²)，也就是，通过f(x)^-1实现(I²+Q²)的倍增。

在这个实施例中，幅度运算部分1和逆特性加法部分2被认为是前置补偿器的第一部分，它通过放大器输入-输出特性的逆特性预先修正要被输入到放大器中的输入信号I和Q。

一个微分和积分运算部分3操作以微分和积分已由逆特性加法部分2中的逆特性f(x)^-1预失真的信号，以便输出一个微分信号“a”和一个积分信号“b”。

一个系数发生部分4操作以产生一个对应于微分信号“a”值的系数α和一个对应于积分信号“b”值的系数β。该系数发生部分4，用一个存储表格的形式，存储分别对应于微分信号“a”和积分信号“b”的系数α和β。

参考数字5，6表示相乘部分，它分别用逆特性加法部分2中的逆特性f(x)^-1以及由系数发生部分4中产生的系数α和β所预失真的信号乘以输入基带信号I和Q。由相乘部分5，6输出的信号最终变成被输入到放大器中的预失真信号Ipd和Qpd。

在这个实施例中，微分和积分运算部分3，系数发生部分4，及相乘部分5和6被认为是前置补偿器的第二部分，它确定对应于修正的输入信号I和Q的微分和积分中的一个或二者的校正系数，以便根据修正的输入信号I和Q及校正系数进一步地把输入信号I和Q修正成为最终的预失真信号Ipd和Qpd。

如上文所提到的，基带输入信号I和Q由放大器的逆特性f(x)^-1预失真并由此由放大器的非线性所导致的失真可以被补偿，且同时由信号I和Q的宽带所产生的失真可以通过校正系数α和β被补偿。这些失真由此被消除。

接着，根据本发明实施例的一个原理将被叙述。

放大器的一个偏置电路或一个匹配电路具有频率特性。例如，图2表示了一个被极度简化的偏置电路。在图2中，参考符号E₀表示一个电压源，L表示偏置电路的电感，及R(t)表示一个放大元件的等效电阻。放大元件通常被认为是电流源，但本文被认为是根据输入功率变化的电阻R(t)，并由此实施例的原理可以容易地被理解。

通过计入偏置电路电感L的影响，作用于放大元件的电压V(t)根据下列公式可以得出：

V(t)＝R(t)·I(t)＝E₀-L·(dI(t)/dt) (公式1)

电流值I(t)可以通过微分方程被获得。在其中调制频率低的情况下，电流值I(t)的微分系数(dI(t)/dt)是如此小以致于可以被认为是“0”值。另一方面，在宽带信号的情况下，调制频率是如此高以致于电感L可能有影响。

也就是，如果公式1可以被电阻R(t)除，那么

I(t)＝E₀/R(t)-[(L/R(t))·(dI(t)/dt)] (公式2)

在这里

I＝I₀+ΔI (公式3)

I₀＝E₀/R(t) (公式4)

(如由公式4所示，I₀被认为是没有电感L的影响的电流)。如果ΔI很小，那么

I＝I₀[1+(L/R(t)²·(dR(t)/dt)] (公式5)

由于电阻R(t)作为输入功率P_i的函数被测量，

I＝I₀[1+(L/R(t)²)·(dR(t)/dP_i)·(dP_i/dt)] (公式6)

也就是，当由于宽带信号而出现电感L的影响时，流过放大元件的电流I被获得，以使得不受电感L影响的电流I₀被一个系数所倍增。该系数是公式6中加括号部分。在这里，由于电流I的变化率大约等于增益的变化率，关于宽带信号的放大器的增益特性可由公式6获取。根据增益特性为了消除放大器输出的失真，放大器的输入信号通过特性转换成失真被修正以便由宽带信号所产生的失真能从放大器的最终输出中被消除。

换句话说，如果电阻R(t)和输入功率P_i的微分系数(dR(t)/dP_i)预先由载波CW的输入-输出特性获得，那么在对应于微分系数的公式6的括号里(L/R(t)²)·(dR(t)/dP_i)值的倒数可以作为一个校正值预先被存储于一个存储器中。输入功率P_i的微分值(dP_i/dt)作为一个地址被输入存储器以便能获得一个对应的校正值。由此失真能被校正。

此外，如图3所示，在实际放大元件和偏置电路的一个等效电路中，为表示包括一个电容C的高频负载电路的影响，需要下列积分。

I_C+(1/C)·I_Cdt＝I·R (公式7)

在图1的实施例中，输入信号(I²+Q²)不仅被微分而且被积分，并且根据微分结果和积分结果，产生校正值(系数α，β)。

因此，在实际电路中，由于输入信号的微分和积分二者都需要，或者象公式3那样的近似是无法利用的，很难在分析上获得校正值。

因为这个原因，取代用于确定系数的分析方法，图4所示的系数确定方法是理想的。在图4的这个方法中，系数被这样确定，即由几个MHz与输入信号分开的双音的互调失真(IMD)特性与预先被测量并存储于一个存储器中的所希望的双音IMD特性相匹配。

在图4中，基带信号I和Q的幅度(I²+Q²)被认为是一个输入信号x(t)。根据输入信号x(t)，一个输入-输出特性运算部分10提供具有放大器幅度特性函数f(x)和相位特性函数g(x)的一个相乘部分15。

此外，输入信号x(t)被输入一个微分运算部分11并随后微分运算部分11输出一个微分信号“a”作为一个微分结果输入系数α确定部分13。同时，输入信号x(t)被输入一个积分运算部分12且积分运算部分12输出一个积分信号“b”作为积分结果，进入系数β确定部分14。

系数α确定部分13通过后面所述的方法确定对应于输入的微分信号“a”的常数A、B、C、D及其余的每个常数。系数α根据下列公式求得：

α＝A+Ba+Ca²+Da³+Ea⁴+…

随后获得的系数α被输入相乘部分15，其中来自输入-输出特性运算部分10的信号由系数α所倍增。

同样地，系数β确定部分14通过后面所述的方法确定对应于输入的微分信号“b”的每个常数A′，B′，C′，D′及其它常数。系数β根据下列公式求得：

β＝A′+B′b+C′b²+D′b³+E′b⁴+…

随后，求得的系数β被输入相乘部分15，其中来自输入-输出特性运算部分10的信号由系数β所倍增。

一个快速傅里叶变换(FFT)部分16是在从相乘部分15输出的信号上执行快速傅里叶变换的一个电路，以便输入信号被变换为频率分量。变换的输出信号从快速傅里叶变换(FFT)部分16被输入到一个减法部分17。

上文提到的双音IMD特性作为另一个输入信号被输入到减法部分17。减法部分17获得在双音IMD特性和由FFT部分16的输出信号之间的一个差。该差信号作为一个优化信号，被分别输入到系数α确定部分13和系数β确定部分14。系数α确定部分13和系数β确定部分14适当地改变和确定它们各自的常数A，B，C，D…和A′，B′，C′，D′，…直到差信号变为“0”或减至最小。

图5示出了根据本发明另一个实施例的一个前置补偿器的实例，前置补偿器通过限定在微分与积分值和在一个单位时间以前获得的信号之间的一个差Δ，可用于节省内存的高速处理。在这个图中，幅度运算部分1，逆特性加法部分2，及相乘部分5，6都与在图1的实施例中所述的相同。在这个实施例中，从逆特性加法部分2的输出信号被输入到相乘部分5，6，并同时输入到延迟部分8和减法部分7。延迟部分8是用于把一个输入信号延迟单位时间的一个电路。减法部分7是用于从逆特性加法部分2的输出信号减去延迟部分8的输出信号的一个电路，并且相减的差信号Δ被输入系数发生器9。系数发生器9产生对应于输入的差信号Δ的一个系数h(Δ)并把系数h(Δ)输入相乘部分5，6，其中基带输入信号I和Q分别被系数h(Δ)相乘。由此，基于放大器非线性的失真和基于宽带传输信号的失真被校正为基带信号I和Q。

图6示出了用于确定系数h(Δ)的一个电路，该电路类似于图4所示的系数确定电路。图6中的输入-输出特性运算部分10，相乘部分15，FFT部分16，和减法部分17都与图4中说明的相同。作为一个不同点，输入信号x(t)(＝I²+Q²)被输入延迟部分18用于把输入信号延迟单位时间，并同时输入信号x(t)被输入减法部分19。在减法部分19中，一个差信号Δ被获得并随后被输入到一个系数确定部分20。系数h(Δ)根据下列公式被求出：

h(Δ)＝A+BΔ+CΔ²+DΔ³+EΔ⁴+…

系数确定部分20确定常数A，B，C，D，E…以便减法部分17的输出信号为“0”或被减至最小。

图7和8是用于比较其中预失真被执行的情况下相邻信道漏泄功率与其中预失真未被执行的情况下相邻信道漏泄功率的示意图。图7表示了没有进行上文提到的对宽带信号校正的预失真的结果。在图7中，参考符号(I)表示没有预失真的特性，其中逆特性f(x)^-1的补偿未被执行而(II)表示带有预失真的特性，其中只有逆特性f(x)^-1的补偿而没有对应于差Δ的系数的补偿被执行。图8表示了有上文提到的校正的预失真的执行结果。在图8中，参考符号(I)表示没有预失真的特性，其中借助于逆特性f(x)^-1的补偿未被执行，而(II)表示有预失真的特性，其中不仅借助于逆特性f(x)^-1的补偿而且对应于差Δ的系数的补偿都被执行。

从这些图很清楚地看到，根据本发明，包括对宽带信号校正的图8的特性与不包括对宽带信号校正的图7的特性相比，降低相邻信道漏泄功率的影响被大大地改善了。

图14表示了根据图5中说明的前置补偿器改进的一个前置补偿器。在使用图5的差的方法时，需要一个存储器以存储差Δ值。差Δ值包括正值和负值。正值意味着信号正在增加而负号意味着信号正在减少。对应于两种值的逆特性f₁(x)^-1和f₂(x)^-1被存储于存储器中。由此相邻信道漏泄功率可以被降低且存储器可以一定程度上被节省。

在图14中，幅度运算部分1和相乘部分5，6与已经叙述的那些是相同的。一个延迟部分41操作以把一个信号延迟一个单位时间。一个比较器40操作以比较来自幅度运算部分1的信号与来自延迟部分41的信号并判断比较的正负结果，以便输出正负结果和幅度(I²+Q²)。逆特性加法部分37操作以在比较器40的比较结果是正的时把逆特性f₁(X)^-1加到幅度(I²+Q²)上。逆特性加法部分38操作以在比较器40的比较结果是负的时把逆特性f₂(X)^-1加到幅度(I²+Q²)上。一个比较器39操作以便在比较器40的比较结果是正值时从逆特性加法部分37选择一个输出信号，或在比较器40的比较结果为负值时从逆特性加法部分38选择一个输出信号，并由此把输出信号传输至各自的相乘部分5，6。

接着，一个实施例在下文中被叙述，其中尽管在输出功率，频率，或发射机的温度上有变化，降低相邻信道漏泄功率的稳定影响可以通过上文提到的前置补偿器所获得。

图11表示了其中在发射机23的输出功率上的变化能被补偿的一个实施例。在其中发射机23的输出功率是可变化的情况下，一般来说，要被输入到发射机23的信号I和Q的幅度被降低。然而，如果如此，那么不能获得信号I和Q的动态范围且信噪比将变坏。为了避免这个问题，信号I和Q被保持在某种强度，以便在发射机23中，输出功率能由一个衰减器或者在功率放大器前配置的一个可变增益放大器所改变。由于使用衰减器或者可变增益放大器，如果要被输入到功率放大器的功率降低，那么功率放大器的失真通常变小。在这个实施例中，输入的信号I和Q被预失真且由于信号I和Q被保持在某种强度，相邻信道漏泄功率被增加。

为了避免这个问题，对于发射机23的目标输出值，一个衰减存储器24被用于存储衰减器或可变增益放大器的增益(衰减或放大程度)。发射机23的衰减器或可变增益放大器的增益通过衰减存储器24的输出值被控制，并且，根据输出值，要被输入到前置补偿器50的基带输入信号x(t)的幅度值被调节。

就是说，在其中发射机23的输出功率被降低的情况下，目标输出值经由系数存储器25，被输入到用于计算预失真的前置补偿器50。当目标输出值较小时，用于相应地降低输入信号幅度的系数作为一个表格被存储于系数存储器25中。目标输出值由用于计算信号I和Q的幅度的幅度运算部分1的输入信号所倍增，且预失真系数由此获得。因此上文提到的问题被解决。

图12表示了其中在发射机的发射功率上的变化及在一个放大器的温度或频率上的变化可以被补偿的一个实施例。

在这个实施例中，为了补偿在放大器的温度或频率上的变化，发射机23的输出部分被监视，传输频带f₀和相邻信道带f₀±f_acp由滤波器26至28分开，并且各自的信号功率由检测器29至31检测。这些功率通过一个“或”电路32和一个减法器33被相互比较。传输带f₀的信号只有当相邻信道漏泄功率变为一个给定值(不超过允许值)时才被衰减。如果传输带f₀的功率比相邻信道带的功率更小，在系数存储器25中用于获得对应于目标输出值的一个系数的值被改变并且由此信号I和Q被倍增的一个系数表格被改变，以便优选目标输出值。

图13表示了其中除了在传输功率，及放大器的温度或频率上的变化外，还考虑到在功率放大器内流过的电流值的一个实施例。

在这个实施例中，在发射机23的功率放大器中流过的电流值由一个监控器36所监视并送入控制电路34。如果相邻信道频带大，控制电路34经由系数存储器25和系数存储器35改变和升高用于获得对应于目标输出值的系数的衰减存储器24的输出值，改变功率放大器的电源电压或偏置电压，并降低功率放大器的电流。因此，大的相邻信道漏泄功可以通过改变在系数存储器25中的前置补偿器50的预失真系数及系数存储器35中的值被减小，并由此改善频率。在这种情况下，尽管功率放大器的增益被减少，整个增益的减少可以通过增大在功率放大器和可变增益放大器之前设置的衰减器的增益来防止。

本发明不限于具体公开的实施例，可以在不脱离本发明的范围内进行各种变型和改进。

本申请以1998年9月2日的日本优先权申请No.10-248153为基础，它的全部内容由此作为参考被引入。

Claims

1.一种用于降低放大器输出的相邻信道漏泄功率的放大器前置补偿器，所述的前置补偿器包括：

一个第一部分，它由所述的放大器输入-输出特性的逆特性预先修正要被输入到所述放大器的一个输入信号；及

一个第二部分，它确定对应于所述修正输入信号的微分和积分中的一个或二者的校正系数，以便根据所述的修正输入信号和所述的校正系数进一步地把所述的输入信号修正成为最终的预失真信号。

2.如在权利要求1中所述的前置补偿器，其中

所述的第二部分确定所述的校正系数以便能够清除由偏置电路的频率特性，频率偏移，或所述放大器的高频负载特性偏移，或这些因素的组合所产生的失真。

3.如权利要求1中所述的前置补偿器，其中

所述的第二部分根据取代所述输入信号的微分和积分中的一个或二者的一个差信号确定所述的校正系数，所述的差信号在时间序列的所述的输入信号的前期值和目前值之间产生。

4.如权利要求1中所述的前置补偿器，其中

所述的第二部分预先确定所述的校正系数以便与一个预测量的双波长IMD特性相一致，并存储于一个存储器中。

5.一种放大单元包括：

一个放大器；及

用于降低所述放大器的输出的相邻信道漏泄功率的一个所述放大器的前置补偿器；

所述的前置补偿器包括：

一个第一部分，它通过所述放大器的输入-输出特性的逆特性预先修正要被传输到所述放大器的一个输入信号；及

一个第二部分，它确定对应于所述修正的输入信号的微分和积分中的一个或二者的校正系数，以便根据所述修正的输入信号和所述的校正系数进一步把所述的输入信号修正成为一个最终的预失真信号。

其中根据所述放大器的输出功率确定系数，并通过用算术处理输入信号及所述的系数，所述的输入信号可以根据所述放大器的所述输出功率被修正。

6.一种放大单元包括：

一个放大器；

一个反馈电路；及

用于降低所述放大器输出的相邻信道漏泄功率的所述放大器的一个前置补偿器，

所述的前置补偿器包括：

一个第一部分，它通过所述放大器的输入-输出特性的逆特性预先修正要被输入到所述放大器的一个输入信号；及

一个第二部分，它确定对应于所述修正的输入信号的微分和积分中的一个或二者的校正系数，以便根据所述修正的输入信号和所述的校正系数进一步地把所述输入信号修正成为一个最终的预失真信号；

监视邻近于所述放大器的输出信号的一个信道的信号并修正所述前置补偿器的系数的所述反馈电路，以便降低所述相邻信道信号的电平。

7.一种放大单元包括：

一个放大器；及

用于降低所述放大器的输出的相邻信道漏泄功率的所述放大器的一个前置补偿器，

所述的前置补偿器包括：

一个第二部分，它确定对应于所述修正的输入信号的微分和积分中的一个或二者的校正系数，以便根据所述修正的输入信号和所述的修正系数进一步地把所述的输入信号修正成为一个最终的预失真信号，

其中所述放大器的输出电流被监视，并且，在其中相邻信道漏泄功率低的情况下，电源电压值或偏置被改变以降低电流值，因此所述放大器的频率可以在所述相邻信道漏泄功率的允许的范围内被改善。

8.一种用于降低来自放大器的输出的相邻信道漏泄功率的前置补偿器，所述的前置补偿器包括：

一个第二部分，它在其中输入功率被增加的情况下及在其中所述输入功率被减少的另一种情况下，用算术处理带有各自不同的系数的修正的输入信号，以便形成一个预失真信号。