JP4394409B2 - プリディストーション方式歪補償機能付き増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、プリディストーション方式により歪補償を行う機能が付いた増幅器に関し、特に、メモリ効果による影響を低減する技術に関する。

例えば、移動通信システムの基地局装置では、送信機の増幅部で、送信対象となる信号を増幅器により増幅することが行われる。また、増幅器では入力信号のレベルなどに応じて非線形歪が発生するため、プリディストーション方式などにより当該歪を補償することが行われる。
しかしながら、従来のプリディストーション方式では、メモリ効果を考慮しない増幅器で発生する歪を補償することができるものの、メモリ効果による影響を補償することができないという問題があった。また、この問題を解消するために種々な検討が為されているが（例えば、非特許文献１参照。）、未だに十分ではなく、更なる開発が望まれていた。

川口、赤岩、「偶数次ひずみの影響を受ける増幅器に対する適応プレディストータ型ひずみ補償」、信学技報、ＭＷ２００２−２０８（２００３−０３）、ｐ．６３−６６

上記従来例で示したように、従来のプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器では、メモリ効果を考慮した増幅器で発生する歪を補償する構成について、更なる開発が望まれていた。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、メモリ効果による影響を低減することができるプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器では、入力信号を増幅する増幅器で発生する歪をプリディストーション方式により補償するに際して、次のような処理を行う。
すなわち、メモリ効果歪成分補償手段が、入力信号を偶数乗した結果の時間的な差を用いて、増幅器のメモリ効果に起因して発生する歪成分を補償する。
一構成例として、本発明に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器では、次のような構成とした。
すなわち、メモリ効果歪成分補償手段では、偶数乗手段が入力信号を偶数乗し、偶数乗結果遅延手段が偶数乗手段による偶数乗結果の信号を遅延させ、偶数乗結果時間差検出手段が偶数乗手段による偶数乗結果の信号と偶数乗結果遅延手段による遅延信号との差を検出し、入力信号乗算手段が偶数乗結果時間差検出手段による検出結果の信号と入力信号とを乗算し、歪補償係数乗算手段が入力信号乗算手段による乗算結果の信号と歪補償係数とを乗算し、歪補償係数乗算結果加算手段が入力信号と歪補償係数乗算手段による乗算結果の信号とを加算する。

従って、例えば簡易な構成で、増幅器のメモリ効果による歪成分の影響を低減することができる。
ここで、入力信号としては、種々な信号が用いられてもよい。
また、偶数乗の次数（つまり、偶数であるｎ乗の“ｎ”）としては、種々な値が用いられてもよい。また、偶数乗としては、例えば「２乗と４乗と６乗」などというように、複数の次数が用いられてもよい。
また、入力信号を偶数乗した結果の時間的な差としては、種々な値が用いられてもよい。
また、偶数乗結果の信号の遅延時間としては、例えば偶数乗結果の信号に要求する時間的な差に応じて、種々な時間が用いられてもよい。
また、歪補償係数としては、種々な値が用いられてもよい。
また、歪成分を補償する程度（精度）としては、実用上で有効であれば、種々な程度が用いられてもよい。

本発明に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器では、一構成例として、次のようにして、非線形性歪成分補償手段が、増幅器のＡＭ（Amplitude Modulation）−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ（Phase Modulation）特性の非線形性に起因して発生する歪成分を補償する。
すなわち、非線形性歪成分補償手段では、偶数乗手段が入力信号を偶数乗し、偶数乗結果乗算手段が偶数乗手段による偶数乗結果の信号と入力信号とを乗算し、歪補償係数乗算手段が偶数乗結果乗算手段による乗算結果の信号と歪補償係数とを乗算し、歪補償係数乗算結果加算手段が入力信号と歪補償係数乗算手段による乗算結果の信号とを加算する。
従って、例えば簡易な構成で、増幅器のＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性による歪成分の影響を低減することができるとともに、増幅器のメモリ効果による歪成分の影響を低減することができ、全体として高精度な歪補償を実現することができる。
ここで、偶数乗の次数（つまり、偶数であるｎ乗の“ｎ”）としては、種々な値が用いられてもよい。また、偶数乗としては、複数の次数が用いられてもよい。
また、歪補償係数としては、種々な値が用いられてもよい。

以下で、更に、本発明に係る構成例を示す。
一構成例として、メモリ効果歪成分補償手段は、入力信号を偶数乗する偶数乗手段と、偶数乗手段による偶数乗結果の信号を遅延させる偶数乗結果遅延手段と、偶数乗手段による偶数乗結果の信号と偶数乗結果遅延手段による遅延信号との差を検出する偶数乗結果時間差検出手段と、偶数乗結果時間差検出手段により検出される値と制御値との対応を記憶する偶数乗結果時間差制御値対応記憶手段と、偶数乗結果時間差制御値対応記憶手段の記憶内容に基づいて偶数乗結果時間差検出手段による検出値に対応した制御値に応じて入力信号を変化させる入力信号変化手段を用いて構成された。
ここで、入力信号変化手段は、例えば、制御値と入力信号とを乗算する乗算手段である、或いは、制御値に基づいて、入力信号の振幅と位相の一方又は両方を変化させる入力信号振幅位相変化手段である。

一構成例として、制御部が備えられ、非線形性歪成分補償手段による歪補償処理やメモリ効果歪成分補償手段による歪補償処理に関して、フィードバック処理や、入力信号のレベルに基づく処理などが行われる。
一構成例として、非線形性歪成分補償手段による歪補償処理のパラメータを更新して収束させた後に、メモリ効果歪成分補償手段による歪補償処理のパラメータを更新して収束させ、その後、非線形性歪成分補償手段による歪補償処理のパラメータを更新して収束させる処理とメモリ効果歪成分補償手段による歪補償処理のパラメータを更新して収束させる処理とを交互に繰り返して実行する。
ここで、パラメータとしては、例えば、歪補償係数や、テーブルに記憶される制御のための対応内容など、種々なものが用いられてもよい。
一構成例として、入力信号は複素数の信号である。一構成例として、歪補償係数は複素数の信号である。一構成例として、複素数の信号を乗算する乗算手段は複素乗算器を用いて構成される。
一構成例として、携帯電話システムや簡易型携帯電話システム（ＰＨＳ：Personal Handy phone System）などの移動通信システムの基地局装置に備えられ、入力信号は移動局装置などに対して無線送信する対象となる信号である。

以上説明したように、本発明に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器によると、入力信号を増幅する増幅器で発生する歪をプリディストーション方式により補償するに際して、入力信号を偶数乗した結果の時間的な差を用いて、増幅器のメモリ効果に起因して発生する歪成分を補償するようにしたため、例えば簡易な構成で、増幅器のメモリ効果による歪成分の影響を低減することができ、高精度な歪補償を実現することができる。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
本実施例では、移動通信システムの基地局装置に備えられるプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器に本発明を適用した場合を示す。本実施例に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器では、増幅対象となるマルチキャリア信号を増幅器により増幅し、当該増幅器で発生する歪を補償し、これに際して、増幅器のメモリ効果による影響についても補償する。
まず、本実施例に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器の構成例を示す。
図１に示されるように、本実施例に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器は、ＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性の非線形歪を補償する逆特性（予歪）を与えるために増幅器への入力信号の振幅及び位相を変調するプリディストータ１と、メモリ効果によって生じる歪を補償する逆特性（予歪）を与えるためにプリディストータ１からの出力信号の振幅及び位相を変調するメモリ効果プリディストータ２と、歪補償の対象であり送信信号を増幅する増幅部３と、プリディストータ１とメモリ効果プリディストータ２を適応制御する制御部４を備える。

プリディストータ１は、例えば従来と同様に、瞬時電力に基づいて歪補償するものであり、電力検出部やルックアップテーブル（ＬＵＴ：Look Up Table）などを用いる場合にはそれを含んでいる。プリディストータ１は、増幅部３の増幅器のＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性を補償するためのものであり、本例では、メモリ効果については補償しない。
メモリ効果プリディストータ２は、増幅部３の増幅器のメモリ効果により発生する歪を補償する。本実施例では、メモリ効果プリディストータ２は、入力信号を偶数乗し、当該偶数乗した信号と、当該偶数乗した信号を遅延させた信号との差信号を用いる。
ここで、ＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性によって発生する歪と、メモリ効果によって発生する歪は、増幅部３の入力信号によって決まり、本実施例に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器の入力信号によって決まるものではない。このため、増幅部３で発生する歪は、プリディストータ１とメモリ効果プリディストータ２で歪の逆特性を与えたことによる振幅、位相の変化を含んだ信号により決定される。

また、本発明者らの検討によれば、プリディストータ１で変化する振幅及び位相が、メモリ効果プリディストータ２で変化する振幅及び位相より大きいため、本実施例のように、プリディストータ１の後段にメモリ効果プリディストータ２を配置する方が良い特性が得られる。
一方、メモリ効果プリディストータ２の後段にプリディストータ１を配置した構成では、例えば、プリディストーション方式歪補償機能付き増幅器の入力信号が増幅部３に入力された場合のメモリ効果をメモリ効果プリディストータ１が補償するが、プリディストータ１での振幅、位相の変化が大きいため、当初においてメモリ効果プリディストータ２が予測していたメモリ効果の影響と、実際に発生するメモリ効果の影響との差異が大きくなると考えられる。
増幅部３は、単数又は複数の増幅器から構成されており、歪補償対象となる非線形性の特性及びメモリ効果の特性を有している。一般的に、プリディストータで歪を−５０〜−６０ｄＢｃ以下に補償しようとした場合には、メモリ効果の影響を受ける。
制御部４は、各プリディストータ１、２の歪補償テーブルや歪補償係数を設定することや、環境の変化などに適応するための処理などを行う。

次に、本実施例に係るメモリ効果プリディストータ２で用いられる原理を説明する。
本実施例では、メモリ効果の発生理由が、寄生インダクタが発生する電力によってバイアス変動を起こすためであるとして、次のようにして、メモリ効果の影響を補償する。
すなわち、インダクタが発生する起電力つまり電源電圧変動Ｖ（ｔ）は、式１により表される。ここで、ｔは時刻を表しており、Ｌはインダクタ［Ｈ：ヘンリ］を表しており、ｉ（ｔ）は電流を表している。
また、上記式１は、Δｔを微小時間として、式２のように表される。

本実施例では、上記式２を用いて増幅器でメモリ効果により発生する歪を近似し、増幅器への入力に予めその歪を打ち消す信号−Ｖ（ｔ）を加えておくことで、メモリ効果を補償する。本実施例に係るハードウエアではΔｔを好ましくはＴ（＝最小単位時間の１クロック）として扱うが、例えば、微分を差分で近似することができる範囲であれば、本実施例から逸脱しない。また、本実施例では、差のみを扱い、簡易な構成で実現し、つまり、上記式２を式３のようにみなして使用する。

本発明の第１実施例に係るメモリ効果プリディストータ２を説明する。
図２に示されるように、本例のメモリ効果プリディストータ２は、２乗検出器１１と、遅延回路１２と、減算器１３と、２つの（複素）乗算器１４、１５を備え、同様に、４乗検出器１６と、遅延回路１７と、減算器１８と、２つの（複素）乗算器１９、２０を備え、また、加算器２１を備える。
本例のメモリ効果プリディストータ２による動作の一例を示す。
入力信号は、複素ベクトルのＩ、Ｑデジタルベースバンド信号である。本例では、入力信号は、プリディストータ１からの出力信号である。
２乗検出器１１は、プリディストータ入力信号の２乗値を検出し、通常、（Ｉ^２＋Ｑ^２）の値を計算する。遅延回路１２は、２乗検出器１１からの出力（検出値）をＴ［ｓｅｃ］遅らせる。減算器１３は、２乗検出器１１の出力から、遅延回路１２の出力であるＴ［ｓｅｃ］前の２乗検出器１１の出力を減算する。Ｉ、Ｑ入力信号をＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）と表すと、減算器１３からの出力信号Ｐ２は式４の２乗差分により表される。

なお、Ｔは好ましくは１クロック時間であるが、例えば、微分を差分で近似することができる範囲であれば、本実施例から逸脱しない。この2乗差分が微分係数に相当する。
乗算器１４は、減算器１３からの２乗差分値と入力信号とを乗算する。この出力は、キャリア信号が再変調された信号に相当し、３次成分となり、キャリア周波数付近の周波数成分を有する。乗算器１５は、乗算器１４からの出力と歪補償係数Ｅ２とを乗算する。
歪補償係数Ｅ２は、複素ベクトル（Ｅ２ｒｅａｌ＋ｊ・Ｅ２ｉｍａｇ）と表され、制御部４が歪を補償することができるように設定する。ここで、ｊは虚数部分を表している。また、Ｅ２ｒｅａｌはＥ２の実数成分を表しており、Ｅ２ｉｍａｇはＥ２の虚数成分を表している。
複素ベクトルＥ２は、式５のように表される。ここで、ｓｑｒｔは平方根を表している。また、｜Ａｍｐ｜は、振幅成分であり上記式３のＬの大きさに比例し、例えば、２次歪の振幅を与える固定ゲインに相当する。また、Ｐｈａｓｅは、位相成分であり、例えば、入力信号に固定の位相シフトであり、一例として、図１０の固定位相変化器９１による位相変化φの逆相として打ち消すように設定される。

上記では、２乗検出器１１の信号系路について説明したが、４乗検出器１６の信号経路においても、同様な処理が行われる。
すなわち、４乗検出器１６では入力信号の４乗値が検出され、遅延回路１７では当該４乗値が遅延させられ、減算器１８では遅延させられていない４乗値と遅延させられた４乗値との差が検出され、乗算器１９では当該差と入力信号とが乗算され、乗算器２０では当該乗算結果と歪補償係数Ｅ４とが乗算される。
乗算器１５による乗算結果である３次成分と乗算器２０による乗算結果である５次成分は、加算器２１に入力される。
加算器２１は、入力信号と３次や５次のプリディストータ（乗算器１５、２０）からの出力とを加算し、当該加算結果を出力する。本例では、当該出力信号は、増幅部３へ出力される。
本例のメモリ効果プリディストータ２からの出力信号ＳＰＤ２（ｔ）は、式６のように表される。

ここで、Ｓ２（ｔ）はメモリ効果プリディストータ２の入力信号を表している。上記式６に示される出力信号ＳＰＤ２（ｔ）を増幅部３の増幅器に入力すると、当該増幅器で発生するメモリ効果の影響と相殺するため、増幅部３からの出力信号はメモリ効果の影響が無い信号となり、つまり、メモリ効果による歪が補償される。
なお、本例では、２乗検出器１１の信号経路による３次及び４乗検出器１６の信号経路による５次のみを例示したが、例えば、使用する次数の種類の数としては特に限定はなく、また、一般に、他の奇数次（７次、９次、・・・）についても２乗検出器１１や４乗検出器１６のところを他の偶数乗（６乗、８乗、・・・）の検出器とすることで拡張することが可能である。

以上のように、本例のプリディストーション歪補償機能付き増幅器では、複素入力信号を偶数乗する機能と、当該偶数乗する機能の出力信号に遅延を与える遅延機能と、前記偶数乗する機能の出力信号と前記遅延機能の出力信号との差を求める加算（減算）機能と、入力信号と前記加算機能の出力信号とを乗算する乗算機能と、当該乗算機能の出力信号と複素歪補償係数とを乗算する複素乗算機能と、入力信号と前記複素乗算機能の出力信号とを加算する加算機能を備えた。
従って、本例のメモリ効果プリディストータ２を用いると、入力信号を増幅器で増幅するに際して、増幅器で発生するメモリ効果によって生じる歪成分の影響を補償することができ、これにより、隣接チャネル漏洩電力やスプリアスの低減を実現することができ、電力効率の増加につながる。また、例えば、回路規模を比較的小さくすることが可能である。

本発明の第２実施例に係るメモリ効果プリディストータ２を説明する。
図３に示されるように、本例のメモリ効果プリディストータ２は、２乗検出器３１と、遅延回路３２と、減算器３３と、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）３４と、（複素）乗算器３５を備える。ここで、２乗検出器３１と遅延回路３２と減算器３３の動作は、例えば上記図２に示したもの１１、１２、１３と同様である。
ＬＵＴ３４には、制御部４が自動収束させた、メモリ効果補償用のテーブルが格納されている。ＬＵＴ３４は、減算器３３からの出力をテーブル参照引数とする。
そして、乗算器３５により、テーブル３４に格納してある歪補償用の複素ベクトルと入力信号とを乗算し、当該乗算結果を増幅部３への出力信号とする。

本例のメモリ効果プリディストータ２からの出力信号を増幅部３の増幅器に入力すると、当該増幅器の出力はメモリ効果の影響が無い信号となる。また、本例のメモリ効果プリディストータ２の入力信号はプリディストータ１からの出力信号であるため、増幅部３の増幅器からの出力は歪のない信号となる。
なお、本例では、３次の場合のみを例示したが、上記第１実施例で述べたのと同様に、他の奇数次についても拡張することが可能である。
以上のように、本例のメモリ効果プリディストータ２では、複素入力信号を偶数乗する機能と、当該偶数乗する機能の出力信号に遅延を与える遅延機能と、前記偶数乗する機能の出力信号と前記遅延機能の出力信号との差を求める加算（減算）機能と、歪補償用の制御値が格納されているルックアップテーブルのメモリ機能と、入力信号と前記メモリの出力信号とを乗算する複素乗算機能を備えた。本例においても、上記第１実施例の場合と同様な効果を得ることができる。

本発明の第３実施例に係るＲＦプリディストータであるメモリ効果プリディストータ２を説明する。
図４（ａ）に示されるように、本例のメモリ効果プリディストータ２は、２乗回路から構成された２乗検出器４１と、遅延素子から構成された遅延回路４２と、演算増幅器（オペアンプ）などのハードウエアから構成された減算器４３と、Ａ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器４９ａと、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）４４と、２つのＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器４５、４６と、電圧可変減衰器４７と、電圧可変移相器４８を備える。ここで、２乗検出器４１と遅延回路４２と減算器４３とＬＵＴ４４の動作は、例えば上記図３に示したもの３１、３２、３３、３４と同様である。他の構成例として、図４（ｂ）の構成では、上記図４（ａ）に示したＡ／Ｄ変換器４９ａを備えずに、２乗検出器４１の次にＡ／Ｄ変換器４９ｂを備えており、また、遅延回路４２と減算器４３は、例えば上記図３に示した遅延回路３２と減算器３３と同様に、デジタル回路又はデジタル信号処理により構成される。

それぞれのＤ／Ａ変換器４５、４６は、テーブル４４に格納されている制御値をＤ／Ａ変換により電圧制御信号へ変換する。一方のＤ／Ａ変換器４５にはテーブル４４から電圧可変減衰器４７を制御するための制御値が入力され、他方のＤ／Ａ変換器４６にはテーブル４４から電圧可変移相器４８を制御するための制御値が入力される。
電圧可変減衰器４７と電圧可変移相器４８は、それぞれのＤ／Ａ変換器４５、４６からの出力信号で制御され、これら２つで複素乗算器（例えば、上記図３に示した複素乗算器３５）の役割を果たす。これは、歪補償機能付き増幅器の外部とのインタフェースがＲＦ信号である場合に特に有効である。
なお、本例では、３次の場合のみを例示したが、上記第１実施例で述べたのと同様に、他の奇数次についても拡張することが可能である。
以上のように、本例のメモリ効果プリディストータ２では、入力信号を偶数乗する機能と、前記偶数乗する機能の出力信号に遅延を与える遅延機能と、前記偶数乗する機能の出力信号と前記遅延機能の出力信号との差を求める加算（減算）機能と、歪補償用の制御値が格納されているルックアップテーブルのメモリ機能と、当該メモリ機能の出力をアナログ信号へ変換するＤ／Ａ変換機能と、前記Ｄ／Ａ変換機能の出力信号に応じて入力信号の減衰量を可変する減衰器と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力信号に応じて入力信号の移相量を可変する移相器を備えた。本例においても、上記第１実施例の場合と同様な効果を得ることができる。

本発明の第４実施例に係るプリディストータ１を説明する。
図５（ａ）には、プリディストータ１の一構成例を示してある。
本例のプリディストータ１は、エンベロープ検出回路５１と、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）５２と、（複素）乗算器５３を備える。
エンベロープ検出回路５１は入力信号のエンベロープ電圧又は電力を検出し、この出力（検出値）が入力信号の瞬時電力に相当する。当該出力を参照引数として歪補償テーブル５２に格納されている歪補償係数を用いて、複素乗算器５３により歪補償係数と入力信号とを複素乗算することにより、入力信号に対してＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性の逆特性を与える。当該逆特性を与えられた信号は、メモリ効果プリディストータ２へ出力される。

図５（ｂ）には、プリディストータ１の他の一構成例を示してあり、アナログプリディストーションを行う場合の例である。
本例のプリディストータ１は、エンベロープ検出回路６１と、Ａ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換器６５と、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）６２と、Ｄ／Ａ変換を行う２つのＤ／Ａ変換器６６、６７と、電圧可変減衰器６３と、電圧可変移相器６４を備える。入力信号はＲＦ信号である。
エンベロープ検出回路６１は入力信号のエンベロープ電圧又は電力を検出する。この出力（検出値）をＡ／Ｄ変換器６５でＡ／Ｄ変換し、参照引数として歪補償テーブル６２に格納された振幅制御値、位相制御値をＤ／Ａ変換器６６、６７で出力し、それぞれの制御値により電圧可変減衰器６３、電圧可変移相器６４を制御することで、入力信号に対してＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性の逆特性を与える。当該逆特性を与えられた信号は、メモリ効果プリディストータ２へ出力される。

図５（ｃ）には、プリディストータ１の他の一構成例を示してある。
本例のプリディストータ１は、２乗検出器７１と、２つの（複素）乗算器７２、７３を備え、同様に、４乗検出器７４と、２つの（複素）乗算器７５、７６を備え、また、加算器７７を備える。入力信号は、複素のＩ、Ｑベースバンドデジタル信号である。
２乗検出器７１は、入力信号の２乗値を計算する。乗算器７２は、当該２乗値と入力信号とを乗算し、この出力（当該乗算結果）では入力の振幅が３乗となり位相は保たれる。乗算器７３は、乗算器７２からの出力信号に歪補償係数Ｏ３を複素乗算する。
同様に、４乗検出器７４は、入力信号の４乗値を計算する。乗算器７５は、当該４乗値と入力信号とを乗算し、この出力（当該乗算結果）では入力の振幅が５乗となり位相は保たれる。乗算器７６は、乗算器７５からの出力信号に歪補償係数Ｏ５を複素乗算する。
なお、歪補償係数Ｏ３は、複素ベクトル（Ｏ３ｒｅａｌ＋ｊ・Ｏ３ｉｍａｇ）と表され、制御部４が歪を補償することができるように設定する。ここで、Ｏ３ｒｅａｌはＯ３の実数成分を表しており、Ｏ３ｉｍａｇはＯ３の虚数成分を表している。
複素ベクトルＯ３は、式７のように表される。ここで、｜Ａｍｐ｜は、振幅成分であり、Ｐｈａｓｅは位相成分である。
また、歪補償係数Ｏ５についても同様である。

加算器７７は、入力信号と、乗算器７３から入力される３次の複素乗算結果と、乗算器７６から入力される５次の複素乗算結果を加算し、当該加算結果をメモリ効果プリディストータ２へ出力する。このように、加算器７７は、入力信号に奇数次（例えば、３次、５次、７次、・・・）の信号を加算して、ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性の逆特性を与える。
本例のプリディストータ１からの出力信号ＳＰＤ１（ｔ）は、式８のように表される。

ここで、Ｓ１（ｔ）は、本例のプリディストータ１の入力信号である。本例では、基本波の係数を（１＋ｊ・０）に固定しているため、プリディストータ１では入力信号のゲインと位相を一定に保つ。
また、本例のプリディストータ１からの出力信号のプリディストーション成分は、増幅部３の増幅器に入力されると、当該増幅器で発生するＡＭ−ＡＭ特性やＡＭ−ＰＭ特性の影響と相殺するため、増幅部３からの出力信号は歪のない信号になり、つまり、歪が補償される。
なお、本例では、３次と５次の場合のみを例示したが、上記第１実施例で述べたのと同様に、他の奇数次についても拡張することが可能である。本例のような構成では、メモリ（ＬＵＴ）を備えなくてもよいという利点がある。
以上のように、本例のプリディストータ１では、複素入力信号を偶数乗する機能と、入力信号と前記偶数乗する機能の出力信号とを乗算する乗算機能と、前記乗算機能の出力信号と複素歪補償係数とを乗算する複素乗算機能と、入力信号と前記複素乗算機能の出力信号とを加算する加算機能を備えた。

本発明の第５実施例に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器の収束アルゴリズムについて説明する。
本例では、プリディストータ１やメモリ効果プリディストータ２としては、それぞれ、種々な構成のものが用いられてもよい。
図６には、本例の収束アルゴリズムの処理フローの一例を示してある。
すなわち、歪補償係数の更新処理が開始されると（ステップＳ１）、まず、プリディストータ１の歪補償係数Ｏ３、Ｏ５、・・・（又は、ＬＵＴ）を更新して（ステップＳ２）、歪を最も補償することができる最適な値に収束させ（ステップＳ３）、次に、メモリ効果プリディストータ２の歪補償係数Ｅ２、Ｅ４、・・・（又は、ＬＵＴ）を更新して（ステップＳ４）、歪を最も補償することができる最適な値に収束させ（ステップＳ５）、そして、第１次の収束後においても、歪補償係数の更新を終了せずに、追従の過程に入って、プリディストータ１及びメモリ効果プリディストータ２の歪補償係数を交互に更新して（ステップＳ６、ステップＳ７）、温度や経年などによる各種の変化に適応する。

ここで、通常は、ＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性によって発生する歪の方が、メモリ効果によって発生する歪と比べて、大きく支配的であるため、本例のように、プリディストータ１の歪補償係数を更新して収束させた後にメモリ効果プリディストータ２の歪補償係数を更新して収束させる処理手順の方が、その逆の処理手順と比べて、収束時間を短くする（つまり、収束を速くする）ことができる。
収束の方法としては、例えば、上記式５や上記式７に示されるように、複素係数を振幅｜Ａｍｐ｜と位相Ｐｈａｓｅに分けて収束させてもよい。また、他の方法として、複素数の実数、虚数に分けて収束させてもよく、また、２つの変数を共に収束させてもよい。また、ＬＵＴが用いられる場合には、例えば、代表点を用いて収束させてもよく、或いは、スプライン法などで一括して生成する方法が用いられてもよい。また、ＭＭＳＥ（Minimum Means Square Error）などを用いて、プリディストータ１の歪補償係数やメモリ効果プリディストータ２の歪補償係数を一括して収束させてもよい。

なお、プリディストータ１やメモリ効果プリディストータ２の歪補償係数（又は、ＬＵＴ）を更新する制御では、例えば、増幅部３から出力される信号をフィードバック信号として用いることができる。
一例として、フィードバック信号として、ミキサで周波数変換し、バンドパスフィルタでキャリアなどの不要波を除去し、歪電力だけを検出する。また、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などにより、ＩＭＤ３＋やＩＭＤ３−といった異なる周波数の歪電力を評価するために、オシレータを制御する。アルゴリズムには例えば摂動法を用いており、検出した歪電力が小さくなるように係数などを更新する。このアルゴリズムは、シンプルで安価に実現することができるという利点がある。他の例として、歪のある信号を復調して入力信号との誤差を抽出する方法が用いられてもよいが、高速性が要求され、高価となり得る。

アルゴリズムでは、例えば、初めにプリディストータ１の３次のゲインを与えられた回数だけ更新し、次に３次の位相について行う。この処理を５次、７次、・・・と必要なだけ順次行う。そして、プリディストータ１の全ての係数が収束したら、同様にメモリ効果プリディストータ２の係数について行う。その後、全ての係数が収束しても、ＤＳＰなどは更新を続け、温度やエージングにより変化する環境に適応的に追従する。
以上のように、本例のプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器では、歪補償の制御に係る係数やテーブルなどを収束させるための適応制御の方法として、初めにプリディストータ１の係数を収束させ、次にメモリ効果プリディストータ２の係数を収束させ、その後、交互に更新を繰り返して適応制御する方法を用いた。

本発明の第６実施例に係るシミュレーションの結果の一例を説明する。
図7（ａ）には、上記図５（ｃ）に示したプリディストータ１を用いて、メモリ効果プリディストータ２が備えられず、増幅器のメモリ効果が無いとした場合におけるシミュレーションの結果の一例を示してある。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のグラフの横軸は周波数［ＭＨｚ］を示しており、縦軸は電力スペクトル密度［ｄＢ］を示している。グラフでは、プリディストータ１が無い場合（“without predistorter”）と、プリディストータ１が３次の回路のみを有する場合（“Ｏ（３）”）や、３次と５次の回路を有する場合（“Ｏ（３、５）”）などを示してある。
図７（ｂ）には、上記図５（ｃ）に示したプリディストータ１を用いて、メモリ効果プリディストータ２が備えられず、増幅器のメモリ効果が有るとした場合におけるシミュレーションの結果の一例を示してある。グラフに見られるように、メモリ効果の影響によって、５ｄＢ程度しか歪を補償することができない。

図７（ｃ）には、上記図５（ｃ）に示したプリディストータ１及び上記図２に示したメモリ効果プリディストータ２を用いて、増幅器のメモリ効果が有るとした場合におけるシミュレーションの結果の一例を示してある。例えば、“Ｏ（３、５、７）Ｅ（２）”はプリディストータ１の３次（Ｏ３）と５次（Ｏ５）と７次（Ｏ７）及びメモリ効果プリディストータ２の３次（Ｅ２）を用いたことを示し、他も同様である。グラフに見られるように、メモリ効果プリディストータ２の効果により、歪を２０ｄＢ以上補償することができる。一例として、プリディストータ１を７次まで（Ｏ（３、５、７））とし、メモリ効果プリディストータ２を５次まで（Ｅ（２、４））とすると、−６０ｄＢを達成できて好ましい。

ここで、以上の実施例では、プリディストータ１の機能により非線形性歪成分補償手段が構成されている。
一例として、上記図５に示した構成では、２乗検出器７１の機能や４乗検出器７４の機能により偶数乗手段が構成されており、乗算器７２の機能や乗算器７５の機能により偶数乗結果乗算手段が構成されており、乗算器７３の機能や乗算器７６の機能により歪補償係数乗算手段が構成されており、加算器７７の機能により歪補償係数乗算結果加算手段が構成されている。
また、以上の実施例では、メモリ効果プリディストータ２の機能によりメモリ効果歪成分補償手段が構成されている。
一例として、上記図２に示した構成では、２乗検出器１１の機能や４乗検出器１６の機能により偶数乗手段が構成されており、遅延回路１２の機能や遅延回路１７の機能により偶数乗結果遅延手段が構成されており、減算器１３の機能や減算器１８の機能により偶数乗結果時間差検出手段が構成されており、乗算器１４の機能や乗算器１９の機能により入力信号乗算手段が構成されており、乗算器１５の機能や乗算器２０の機能により歪補償係数乗算手段が構成されており、加算器２１の機能により歪補償係数乗算結果加算手段が構成されている。

他の例として、上記図３や上記図４に示した構成では、２乗検出器３１、４１の機能により偶数乗手段が構成されており、遅延回路３２、４２の機能により偶数乗結果遅延手段が構成されており、減算器３３、４３の機能により偶数乗結果時間差検出手段が構成されており、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）３４、４４の機能により偶数乗結果時間差制御値対応記憶手段が構成されている。また、上記図３では、乗算器３５の機能により入力信号変化手段（乗算手段）が構成されている。また、上記図４では、電圧可変減衰器４７の機能及び電圧可変移相器４８の機能により入力信号変化手段（入力信号振幅位相変化手段）が構成されている。

以下で、本発明に関する技術の背景を示す。なお、ここで記載する事項は、必ずしも全てが従来の技術であるとは限定しない。
例えば、広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ：Wide-band Code Division Multiple Access）方式を移動通信方式として採用する移動通信システムの基地局装置では、物理的に遠く離れた移動局装置の所まで無線信号を到達させる必要があるため、マルチキャリアなどの信号を電力増幅器（ＰＡ）などの増幅器で大幅に増幅することが必要となる。
しかしながら、増幅器はアナログデバイスであるため、その入出力特性は非線形な関数となる。特に、飽和点と呼ばれる増幅限界以降では、増幅器に入力される電力が増大しても出力電力がほぼ一定となる。そして、この非線形な出力によって非線形歪が発生させられる。増幅前の送信信号は希望信号帯域外の信号成分が帯域制限フィルタによって低レベルに抑えられられるが、増幅器通過後の信号では非線形歪が発生して希望信号帯域外（隣接チャネル）へ信号成分が漏洩する。

例えば、基地局装置では、上記したように送信電力が高いため、このような隣接チャネルヘの漏洩電力の大きさは厳しく規定されており、このような隣接チャネル漏洩電力をいかにして削減するかが大きな問題となっている。そこで、歪補償方式の一つにプリディストーション方式があり、近年では増幅効率を重要視するため、フィードフォワード方式に変わり主流になりつつある。プリディストーション方式は、増幅器の非線形特性であるＡＭ−ＡＭ変換、ＡＭ−ＰＭ変換の逆特性を増幅器入力信号に予め与えることで、増幅器の出力信号の歪を補償する方式である。

図８には、プリディストーション方式を用いる増幅器の機能ブロックの構成例を示してあり、その動作例を示す。
入力信号は電力検出部８１に入力されて入力信号の電力又は振幅が検出され、当該検出結果がメモリなどで構成される歪補償テーブル８２の参照引数として対応付けられる。歪補償テーブル８２には、プリディストーション方式で歪補償を行うためのテーブルが格納されている。
歪補償テーブル８２のテーブルには、補償対象となる増幅器（増幅部８４）の非線形特性の逆特性が反映され、一般的に、入力信号の電力又は振幅を指標とするＡＭ−ＡＭ変換（振幅）、ＡＭ−ＰＭ変換（位相）を用いる。プリディストータ８３は、歪補償テーブル８２の参照結果に従って入力信号の振幅、位相を制御する。プリディストーション方式で予め歪を与えられた信号は増幅部８４で増幅され、出力信号は歪の無い信号となる。制御部８５は、温度変化などの環境に適応するため、入力信号や増幅部８４の出力信号に基づいて歪補償テーブル８５を更新する。

しかしながら、増幅器の歪発生メカニズムには、瞬時電力のＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性だけでなく、メモリ効果に代表されるような過去の状態により現在の状態が変わるものがある。従来の方法では、歪補償テーブルを参照するための指標は瞬時電力だけであるため、メモリ効果により発生する非線形歪を補償できないという問題があった。
具体的には、メモリ効果はＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性にヒステリシスとして作用し、その影響はアンバランスな相互変調歪（ＩＭＤ）を生成して、従来における入力信号の瞬時電力に基づくプリディストータの性能を制限していた。このため、従来のプリディストータでは、正確な非線形の逆特性を作ることができなかった。

ここで、メモリ効果の影響を解決する方法の一例として、現在の瞬時電力と１単位時刻（例えば、１サンプル）前の瞬時電力を参照引数とした歪補償テーブルを持つことが考えられる。
図９には、このようなメモリ効果を考慮した歪補償テーブルのイメージの一例を示してある。横軸は瞬時電力を示しており、縦軸は歪補償制御値を示しており、１単位時刻毎の変化が示されている。つまり、通常の歪補償テーブルに１単位時刻前の瞬時電力の次元が増えたものである。
一例として、瞬時電力の分解能が１０ビットである場合には、従来のような通常のテーブルが１０２４枚（つまり、１０ビット分）必要となる。しかしながら、このような構成をとると、歪は補償できるものの、メモリ量が膨大になってしまうとともに、テーブルの生成や環境に適応するための学習は非常に困難であり現実的に不可能となり得る。
また、これらを回避するために、１つ前の時刻との微分係数を求めて補正テーブルを参照し、従来のルックアップテーブル（ＬＵＴ）の値を補正する方法が考えられる。しかしながら、この方法では、微分係数が同じでも、瞬時電力によって適切な補正量が異なるため、補正テーブルには誤差を必ず含むこととなる。このため、メモリの量を小さくしたことの弊害が特性の劣化として現れ、歪を完全に補償することができない。

次に、メモリ効果について詳しく説明する。
図１０には、メモリ効果による影響を考慮した増幅部のモデルの一例を示してある（例えば、非特許文献１参照。）。このモデルで発生する歪は、プリディストーションの原理であるＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性の逆特性では補償することができない。
また、このモデルでは、上記図１０に示した構成の全体が増幅部に相当し、モデルであるため、必ずしも各処理部９１〜９６がそのまま増幅部の内部に実在するということではない。
増幅器９５は、ＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性のみを有する増幅部分つまりメモリ効果を考慮していない増幅部分を表しており、プリディストーションの原理で歪を完全に補償できるものを表している。
ここで、電力増幅器（ＰＡ）の電源電圧は一定であるのが望ましいが、以下に述べるように電源電圧の変動が起こるためメモリ効果が発生する。

一般的に、奇数次歪は、ＩＭＤ（ＩＭＤ３、ＩＭＤ５）としてキャリアの近くに現れる。
一方、非線形性の偶数次成分の周波数スペクトルはベースバンド帯と入力信号の２倍以上の周波数成分を有する。これらのうちベースバンド帯に発生する偶数次歪成分を有する電流がドレインバイアス回路に流れ、電流はトランジスタ（例えば、ＦＥＴ）のバイアス回路や出力マッチング回路に存在する寄生インダクタンスにより電圧信号へ変換される。
例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式などのように広帯域信号が用いられる場合には、偶数次歪の帯域が高くなるため、偶数次歪の電圧が高くなり、ドレインバイアス変動を引き起こす。このドレインバイアス変動によって、キャリア信号は再び変調されて、キャリアの近傍に新たな歪を発生する。
相互変調歪の影響を受ける増幅器をモデル化した場合には、インダクタのメモリ効果により１つの入力に対して複数の出力電圧・位相が現れるいわゆるヒステリシス特性を示す。

上記図１０に示したモデルで説明する。
２乗検出器（２乗回路）９２は、ベースバンド帯に発生する増幅器９５の入力信号の２次歪成分を検出し、本モデルでは電流源で仮定される。
インダクタンス９３は、増幅器９５のバイアス回路や出力マッチング回路に含まれる寄生成分に相当する。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式などのように広帯域な信号を扱う場合には、ベースバンド帯の２次歪成分の帯域も広くなって、インダクタンス９３はハイインピーダンスとなるため、電圧が発生し、バイアス回路の電圧を変動させる。
また、入力信号は固定位相変化器９１でコンスタントな（固定値の）位相変動を受け、前記バイアス回路の電圧変動で再変調される。このような再変調が、乗算器９４により行われる。そして、乗算器９４による乗算結果の信号がメモリ効果成分として、加算器９６により、従来の増幅器モデル（増幅器９５）からの出力信号に加算される。
このように、インダクタンス９３の電圧の信号で入力信号が振幅変調されることで新たな３次歪が発生する。そして、加算器９６により２つの部分からの信号が合成されて、メモリ効果の影響を含んだ増幅器出力信号が生成される。
なお、ここでは、メモリ効果の発生メカニズムの説明として、２次歪成分のみを考慮したが、一般的には、４次、６次などといった偶数次歪成分はベースバンド帯に発生するため、同様にバイアス成分を発生する。この場合には、２乗検出器９２に相当する部分がそれぞれ４乗、６乗などとなり、上記した２次の場合と同様に、乗算器９４に相当する部分からの出力が従来の増幅器モデル（増幅器９５）からの出力信号に加算される。このようなメモリ効果は、従来のように瞬時電力のみを参照引数としたプリディストータでは補償することができない。

ここで、本発明に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器や、増幅装置や、送信機や、基地局装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々な装置やシステムとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
なお、本発明は、種々なプリディストーション方式に適用することが可能である。
例えば、プリディストーション方式としては、周波数帯がべ一スバンド（ＢＢ）帯であるもの、或いは中間周波数（ＩＦ）帯であるもの、或いは無線周波数（ＲＦ）帯であるものがあり、また、処理をデジタルで行うもの、或いはアナログで行うものがあり、これらなどによって分類されるが、どのような種類のものに適用されてもよい。

また、上記図１や上記図８には、プリディストーション方式による歪補償機能付き増幅器の一例を示したが、これに限られず、使用される方式の種類に応じて必要となるＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器、直交変調器（又は、直交変調部）、アップコンバータ、フィルタなどが用いられてもよい。また、上記図１や上記図８において環境変化に適応するために増幅部３、８４から制御部４、８５へ送られるフィードバック信号の存在などについても、特に制限は無く、使用されてもよく或いは使用されなくてもよい。また、このようなフィードバック信号を用いるために、ダウンコンバータ、発振器、フィルタ、直交復調器（又は、直交復調部）、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器などが用いられてもよい。また、歪検出のために、入力信号が用いられてもよい。
また、本発明に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器や、増幅装置や、送信機や、基地局装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Read Only Memory）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Compact Disc）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本実施例に係るプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器の構成例を示す図である。 本発明の第１実施例に係るメモリ効果プリディストータの構成例を示す図である。 本発明の第２実施例に係るメモリ効果プリディストータの構成例を示す図である。 本発明の第３実施例に係るメモリ効果プリディストータの構成例を示す図である。 本発明の第４実施例に係るプリディストータの構成例を示す図である。 本発明の第５実施例に係る歪補償係数の更新処理の手順の一例を示す図である。 本発明の第６実施例に係る歪補償のシミュレーションの結果の一例を示す図である。 プリディストーション方式による歪補償機能付き増幅器の構成例を示す図である。 メモリ効果を考慮した歪補償テーブルのイメージの一例を示す図である。 メモリ効果を考慮した増幅部のモデルの一例を示す図である。

符号の説明

１、８３・・プリディストータ、
２・・メモリ効果プリディストータ、 ３、８４・・増幅部、
４、８５・・制御部、
１１、３１、４１、７１、９２・・２乗検出器、
１２、１７、３２、４２・・遅延回路、
１３、１８、３３、４３・・減算器、
１４、１５、１９、２０、３５、５３、７２、７３、７５、７６、９４・・（複素）乗算器、
１６、７４・・４乗検出器、 ２１、７７、９６・・加算器、
３４、４４、５２、６２・・ルックアップテーブル（ＬＵＴ）、
４５、４６、６６、６７・・Ｄ／Ａ変換器、
４７、６３・・電圧可変減衰器、 ４８、６４・・電圧可変移相器、
４９ａ、４９ｂ、６５・・Ａ／Ｄ変換器、
５１、６１・・エンベロープ検出回路、 ８１・・電力検出部、
８２・・歪補償テーブル、 ９１・・固定位相変化器、
９３・・インダクタンス、 ９５・・増幅器、

Claims (2)

1. 入力信号を増幅する増幅器で発生する歪をプリディストーション方式により補償するプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器において、
   入力信号を偶数乗した結果の時間的な差を用いて増幅器のメモリ効果に起因して発生する歪成分を補償するメモリ効果歪成分補償手段を備え、
   メモリ効果歪成分補償手段は、入力信号を偶数乗する偶数乗手段と、偶数乗手段による偶数乗結果の信号を遅延させる偶数乗結果遅延手段と、偶数乗手段による偶数乗結果の信号と偶数乗結果遅延手段による遅延信号との差を検出する偶数乗結果時間差検出手段と、偶数乗結果時間差検出手段による検出結果の信号と入力信号とを乗算する入力信号乗算手段と、入力信号乗算手段による乗算結果の信号と歪補償係数とを乗算する歪補償係数乗算手段と、入力信号と歪補償係数乗算手段による乗算結果の信号とを加算する歪補償係数乗算結果加算手段を用いて構成された、
   ことを特徴とするプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器。
2. 請求項１に記載のプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器において、
   増幅器のＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性の非線形性に起因して発生する歪成分を補償する非線形性歪成分補償手段を備え、
   非線形性歪成分補償手段は、入力信号を偶数乗する偶数乗手段と、偶数乗手段による偶数乗結果の信号と入力信号とを乗算する偶数乗結果乗算手段と、偶数乗結果乗算手段による乗算結果の信号と歪補償係数とを乗算する歪補償係数乗算手段と、入力信号と歪補償係数乗算手段による乗算結果の信号とを加算する歪補償係数乗算結果加算手段を用いて構成された、
   ことを特徴とするプリディストーション方式歪補償機能付き増幅器。

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