WO2014050218A1 - 歪み補償回路および歪み補償回路と高周波電力増幅器を用いた送信装置 - Google Patents

歪み補償回路および歪み補償回路と高周波電力増幅器を用いた送信装置 Download PDF

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廣瀬　伸郎
中村　和彦
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Definitions

  • the present invention relates to distortion compensation for reducing distortion components output from a transmission apparatus that performs radio wave transmission of power amplified by a high-frequency power amplifier.
  • OFDM Orthogonal frequency division multiplexing Multiplexing
  • QAM phase amplitude modulation
  • Modulated signals of terrestrial digital broadcasting and multimedia broadcasting are composed of constituent unit periods, and the average power and peak power of the signals are greatly different.
  • the conduction resistance of the MOS-FET changes with temperature. Further, in the GaN MOS-FET, electrons are trapped in the gate electrode in proportion to the integrated amount of the gate electric field due to the drain electrode voltage, and the conduction resistance deteriorates (see Non-Patent Document 7). These changes and deteriorations are collectively referred to as hysteresis distortion or memory distortion.
  • Patent Document 1 An example of a conventional non-linear distortion pre-compensation technique, particularly an odd-order distortion independent compensation technique, is disclosed in Patent Document 1.
  • High frequency power amplifiers generally have a so-called memory effect in which distortion increases due to the influence of past signals as the signal becomes wider, and hysteresis characteristics and even symmetrical distortion increase. And the circuit scale of predistortion compensation becomes large. Therefore, Non-Patent Document 1 proposes a method for reducing the circuit scale of predistortion compensation by the memory effect of the high frequency power amplifier.
  • Patent Document 2 discloses a distortion pre-compensation technique using an even-order time difference.
  • Patent Document 3 discloses a distortion pre-compensation technique using amplitude differentiation and phase differentiation.
  • Cartesian loop transmitters can feed back the amplifier output signal to the baseband part, compare the signals before and after amplification, detect and correct errors, and improve transmitter linearity.
  • this feedback path includes input / output and wiring of the chip, which causes a delay in signal transmission. Since the effect of this delay increases in proportion to the frequency, there was a problem that stability deteriorated when the bandwidth was increased. Therefore, this time, in addition to the conventional feedback path, a path that does not pass through the frequency converter is added, and only the high-frequency components that affect the stability are passed through the path to reduce the delay effect (see Non-Patent Document 6). ). In Non-Patent Document 6, a complicated analog feedback path is added, which is difficult to apply to high power amplification.
  • the EER as in Patent Document 4 in which the power supply voltage of the amplifier is changed and the characteristics of the amplifier are changed, and the distortion pre-compensation technique in Patent Document 1 to Patent Document 5 that takes time to converge are combined. It was difficult to improve efficiency. Therefore, as in Patent Document 5, the RF input and the RF feedback are FFTed to calculate the distortion coefficient of the AM / PM conversion distortion, the spectrum regrowth distortion, and the memory effect distortion.
  • a technology to linearly compensate, quadrature-modulate and amplify I / Q input after quadrature demodulation of RF using RF input power and distortion coefficient has been put to practical use in digital terrestrial broadcasting.
  • the Cartesian loop transmission delay is longer than the time constant of the memory effect, it takes time to converge the predistortion that reduces even-order distortion of the memory effect. Further, since the Cartesian loop transmission delay is longer than the time constant for changing the power supply voltage of the high-frequency power amplifier by the orthogonal modulation OFDM input signal, it takes time to converge the predistortion. Furthermore, since the Cartesian loop propagation delay is longer than the class AB peak fluctuation time constant, it takes time to converge the predistortion.
  • the Doherty amplification of the carrier amplifier, the peak amplifier, and the synthesis circuit is unnecessary, and the power supply voltage is made to follow the envelope by push-pull amplification, thereby realizing higher efficiency than the Doherty amplification.
  • the Cartesian loop transmission delay is shortened, converged in a short time, the predistortion tracking follows the envelope, and the power supply voltage follows the envelope by push-pull amplification to increase efficiency.
  • the present invention provides a distortion compensation circuit that compensates for distortion of an OFDM input signal frequency-converted to a high frequency band or a high frequency power amplifier that amplifies the power of an OFDM input signal in a high frequency band.
  • the odd-symmetric distortion compensation coefficient signal of each order is generated independently from a high-frequency OFDM input signal (hereinafter referred to as a high-frequency OFDM input signal) of a high-frequency signal, a high-frequency IF signal, or a high-frequency band input signal obtained by orthogonal modulation of an OFDM signal and digital up-conversion.
  • the odd symmetric distortion compensation signal generation circuit the odd symmetric distortion compensation coring signal obtained by correlating the generated odd symmetric distortion compensation coefficient signal of each order, and the error between the output of the high frequency power amplifier and the high frequency OFDM input signal are used. Create a symmetric distortion compensation signal, and add the odd symmetric distortion compensation coefficient signal and the error odd symmetric distortion compensation signal.
  • An odd symmetric distortion compensation signal adding circuit for adding a signal to a high frequency OFDM input signal; and an even symmetric distortion compensation signal generating circuit for independently generating an even symmetric distortion compensation coefficient signal of each order of the high frequency power amplifier from the high frequency OFDM input signal;
  • the error even symmetry (following the envelope) from the error between the even symmetric distortion compensation coring signal obtained by coring the generated even symmetric distortion compensation coefficient signal of each order and the output of the high frequency power amplifier and the high frequency OFDM input signal
  • An even symmetric distortion compensation signal adding circuit that creates a distortion compensation signal and adds an even symmetric distortion compensation signal obtained by adding the even symmetric distortion compensation coefficient signal and the error even symmetric distortion compensation signal to the high frequency OFDM input signal, and oddly symmetric
  • the distortion compensation circuit is characterized in that distortion and even symmetric distortion are compensated independently.
  • An odd-symmetric distortion compensation signal generation circuit for independently generating an odd-symmetric distortion compensation coefficient signal of each order of the high-frequency power amplifier from an OFDM input signal obtained by orthogonally modulating an OFDM signal (hereinafter referred to as orthogonal modulation OFDM input signal), and each generated order An odd symmetric distortion compensation signal is generated from the odd symmetric distortion compensation coring signal obtained by correlating the odd symmetric distortion compensation coefficient signal and the error between the output of the high-frequency power amplifier and the orthogonal modulation OFDM input signal.
  • An odd symmetric distortion compensation signal adding circuit for adding an odd symmetric distortion compensation signal obtained by adding a coefficient signal and an error odd symmetric distortion compensation signal to an orthogonal modulation OFDM input signal; and an even symmetric distortion compensation coefficient signal of each order of the high frequency power amplifier.
  • An even symmetric distortion compensation signal generation circuit that is generated independently from an orthogonal modulation OFDM input signal, and an even symmetric distortion compensation core obtained by correlating the generated even symmetric distortion compensation coefficient signals of each order.
  • An error even symmetric distortion compensation signal (following the envelope) is created from the error between the output signal, the output of the high frequency power amplifier and the orthogonal modulation OFDM input signal, and the even symmetric distortion compensation coefficient signal and the error even symmetric distortion compensation signal
  • a distortion compensation circuit comprising: an even symmetric distortion compensation signal addition circuit for adding an even symmetric distortion compensation signal to which an orthogonal modulation OFDM input signal is added, and independently compensating for odd symmetric distortion and even symmetric distortion It is.
  • the transmitter is characterized in that a delay unit corresponding to a time constant for changing the power supply voltage of the high-frequency power amplifier by an orthogonal modulation OFDM input signal is inserted in the preceding stage of the distortion compensation circuit. .
  • the Cartesian loop propagation delay is made shorter than the time constant of the memory effect, and even-order distortion of the memory effect generated in the power amplifier can be compensated to converge in a short time. become.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a transmitter according to an embodiment of the present invention (having digital frequency conversion, a high-frequency band ADC, and a high-frequency band DAC as means for compensating after quadrature modulation, and orthogonal modulation, quadrature demodulation, and an averaging circuit in a Cartesian loop.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a transmitter according to an embodiment of the present invention (having a quadrature correction ADC and a quadrature correction DAC as means for compensating after quadrature modulation, and no quadrature modulation, quadrature demodulation, and averaging circuit in a Cartesian loop)
  • the block diagram (automatic coefficient calculation) which shows the odd symmetrical distortion signal generation circuit of one Example of this invention 1 is a block diagram (automatic coefficient calculation) showing an even symmetric distortion signal generation circuit according to one embodiment of the present invention.
  • OFDM baseband input signal Envelope detection tracking (ERR) power supply voltage (approximate baseband input signal) of high frequency output signal of high frequency power amplifier memory effect distortion time constant (delay) and ERR (change of power supply voltage) time constant of high frequency power amplifier ( (Delay) and schematic diagram showing the loop time constant of distortion compensation without quadrature modulation, quadrature demodulation and averaging circuit in the Cartesian loop, and the envelope of the OFDM high frequency input signal and OFDM high frequency output signal ((a) high frequency of the high frequency amplifier Output signal envelope detection tracking (ERR) power supply voltage (approximate baseband input signal), (b) Envelope of OFDM high frequency input signal and OFDM high frequency output signal) Schematic diagram showing OFDM
  • FIG. 6 a block diagram showing a transmitter having quadrature modulation, quadrature demodulation, and an averaging circuit in a Cartesian loop
  • the output signal of the amplifier is fed back to the baseband part, and the signal is transmitted to compare the signals before and after amplification to detect and correct the error.
  • the Cartesian loop (transmission) delay is longer than the envelope detection tracking ERR time constant of the high-frequency output signal, in which the power supply voltage of the high-frequency power amplifier is varied by the orthogonal modulation OFDM input signal. Further, since the Cartesian loop (transmission) delay is long, it takes time to converge the precompensation. Furthermore, since the Cartesian loop (transmission) delay is longer than the class AB peak fluctuation time constant (not shown), it takes time to converge the precompensation. Therefore, the amount of distortion reduction cannot be increased.
  • the Cartesian loop (transmission) delay is made shorter than the time constant of the memory effect. Furthermore, the power supply voltage of the high-frequency power amplifier is made shorter than the time constant that can be varied by the orthogonal modulation OFDM input signal. Shorter than the class AB peak fluctuation time constant.
  • digital modulation, high frequency band ADC and high frequency band DAC are provided, or quadrature modulation is performed in quadrature modulation within the Cartesian loop by having quadrature correction ADC and quadrature correction DAC in compensation after quadrature modulation.
  • FIG. 4B is a schematic diagram showing a constant time and an envelope of a distortion compensation loop time constant, OFDM high frequency input signal and OFDM high frequency output signal without quadrature modulation, quadrature demodulation and averaging circuit in the Cartesian loop.
  • Distortion and asymmetry reduce the Cartesian loop (transmission) delay, which detects and independently compensates for distortion. It becomes possible, to converge in a short period of time. Therefore, the amount of distortion reduction can be increased.
  • FIG. 2 of the block diagram showing the odd symmetric distortion signal generating circuit of one embodiment of the present invention, and the block diagram (automatic coefficient calculation) showing the even symmetric distortion signal generating circuit of one embodiment of the present invention.
  • FIG. 4B is a schematic diagram showing the distortion compensation loop time constant and the OFDM high-frequency input signal and the OFDM high-frequency output signal envelope when comparing the input signals, and the schematic diagram showing the OFDM high-frequency input signal envelope and the coring threshold line.
  • FIG. 5A and FIG. 5B which is a schematic diagram showing an envelope after coring of an OFDM high-frequency input signal.
  • the difference from the input signal before sampling (approximate derivative) is taken, the coefficient and the input signal are complex multiplied to approximate the differential component of the amplitude of the memory effect, and the difference from the input signal before sampling.
  • the coefficient and the input signal are complex multiplied to approximate the differential component of the amplitude of the memory effect, and the difference from the input signal before sampling.
  • the digital input signal output from the OFDM modulator 1 incorporated in the modulator built-in distortion compensation circuit 38 of the present invention is modulated by the quadrature modulator (orthogonal modulation) 4, passed through the delay unit 44 and the digital up-converter 41, and added.
  • the input signal delayed by the delay unit 18 is input to the distortion coefficient detection circuit 39.
  • the output signal of the adder 22 is input to the adder 3, and the output signal of the adder 3 is converted into an analog signal by the DAC 5, and then output from the distortion compensation circuit 38, and is output by a high frequency power amplifier (power amplifier) 7. Power amplified to a specified level.
  • the output signal output from the power amplifier 7 is transmitted as a radio wave from the antenna 10 via the directional coupler 8 and the BPF 9.
  • the signal distributed by the directional coupler 8 is converted into a digital signal by an A / D converter (ADC) 15.
  • ADC A / D converter
  • the converted signal is gain-adjusted to an appropriate level signal by the variable amplifier (AGC) 15 and input to the distortion coefficient detection circuit 39.
  • AGC variable amplifier
  • the delay time is adjusted so that the delay times of the two signals input to the adder 25 are the same.
  • the odd-symmetric distortion signal generation circuit 20 and the even-symmetric distortion signal generation circuit 23 From the input signal, the odd-symmetric distortion signal generation circuit 20 and the even-symmetric distortion signal generation circuit 23 generate odd-symmetric third-order distortion (A3, P3) to seventh-order distortion (A7, P7), even-symmetric second-order distortion ( The coefficients (magnitudes) of A2 and P2) are detected independently, and the odd symmetric distortion coefficient and the even symmetric distortion coefficient are coring only to the peak as shown in FIG. 5B by the coring circuits 32 and 43.
  • the delay devices 45 and 46 can delay the output signal of the adder 25 (difference between input and feedback) and the delay, and the output signal of the adder 25 (difference between input and feedback) signal and the multiplier.
  • the odd symmetric distortion addition circuit 36 and the even symmetric distortion addition circuit 37 add to the input signal.
  • FIG. 1A is a block diagram illustrating a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • coefficient detection of even-symmetric amplitude secondary distortion (A2) and even-symmetric phase 2 distortion (P2) is performed.
  • FIG. 2B is a block diagram (amplitude differentiation and phase differentiation) showing an even symmetric distortion generating circuit according to one embodiment of the present invention.
  • the input signal is converted into an absolute value real signal of a complex signal by the absolute value conversion circuit 51.
  • the converted real signal is output by the delay unit (D) 52 and the adder 54 as a difference (approximate derivative) from the previous sample.
  • the converted real signal is calculated by the effective value reciprocal calculation circuit 62 to calculate the reciprocal of the effective value, and the multiplier 56 multiplies the difference output of the adder 54 by the multiplier 56. Further, the output of the multiplier 56 and the input signal are multiplied by the multiplier 58 to calculate an even-symmetric amplitude second-order differential distortion coefficient.
  • the input signal takes the difference (approximate derivative) output from the previous sample by the delay unit (D) 53 and the adder 55. Further, the inverse of the effective value is calculated by the effective value reciprocal calculation circuit 63 for the input signal, the multiplier 57 multiplies the difference output of the adder 55, the multiplier 59 multiplies the coefficient by 0.6378, and the even-amplitude-symmetric phase secondary differential. A distortion coefficient is calculated. The output of the multiplier 58 and the output of the multiplier 59 are added by the adder 60, and the coefficients of the even-symmetric amplitude second-order distortion (A2) and the even-symmetric phase two distortion (P2) of the memory effect are output.
  • A2 even-symmetric amplitude second-order distortion
  • P2 even-symmetric phase two distortion
  • FIG. 1A a block diagram showing a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the even symmetric distortion signal of the current input signal output from the even symmetric distortion addition circuit 23 is cored by the coring circuit 43 and delayed by the delay (45) in the (Cartesian) loop (transmission) delay. It becomes an even symmetrical distortion signal of the delayed input signal.
  • the (Cartesian) loop (transmission) delay error signal generated by the adder 25 is multiplied by the multiplier 30 to obtain a (Cartesian) loop (transmission) delay even symmetrical distortion error signal.
  • the even symmetric distortion signal of the current input signal is added by the adder 49 with the (Cartesian) loop (transmission) delay even symmetric distortion error signal, and the current input signal taking into account the (Cartesian) loop (transmission) delay distortion error. And is mixed by the adder 3 with the current input signal.
  • the odd symmetric distortion signal of the current input signal output from the odd symmetric distortion addition circuit 20 is cored by the coring circuit 32, and the (Cartesian) loop (transmission) delay is reduced by the delay unit 46. It becomes an odd symmetrical distortion signal of the delayed delayed input signal. Further, the (Cartesian) loop (transmission) delay error signal generated by the adder 25 is multiplied by the multiplier 34 to obtain a (Cartesian) loop (transmission) delay odd symmetric distortion error signal.
  • the even symmetric distortion signal of the current input signal is added by the adder 48 with the (Cartesian) loop (transmission) delay odd symmetric distortion error signal, and the current input signal taking into account the (Cartesian) loop (transmission) delay distortion error. And is mixed by the adder 22 with the current input signal.
  • the power supply voltage envelope is made to follow variable with low delay.
  • the delay is short and stable (the Cartesian)
  • the delays of the delay unit 18, the delay unit 45, the delay unit 46, and the delay unit 44 for compensating the time constant (delay) of the ERR power supply voltage change are compensated.
  • the vessel can be fixed.
  • the input signal coring stabilizes the class A steady state and follows the class AB peak with a low delay.
  • Loop propagation delay memory effect time constant, high frequency output signal envelope detection tracking ERR time constant (delay) and illustration No class AB peak variation time constant (delay) and it is possible to shorten until equivalent, converges in a short time even by increasing the distortion improvement amount.
  • Example 2 A description of the same configuration and operation as in the first embodiment will be omitted, and only the differences will be described.
  • FIG. 1A of digital frequency conversion, high frequency band ADC and high frequency band DAC.
  • the digital input signal output from the OFDM modulator 1 incorporated in the modulator built-in distortion compensation circuit 38 of the present invention is modulated by the quadrature modulator (orthogonal modulation) 4, passes through the delay unit 44, and is added. 22 and the delay unit 18.
  • the input signal delayed by the delay unit 18 is input to the distortion coefficient detection circuit 39.
  • the output signal of the adder 22 is input to the adder 3, and the output signal of the adder 3 is converted into an analog signal by the DAC 5, then output from the distortion compensation circuit 38, and frequency-converted by the mixer 40 and the oscillator 13.
  • the unnecessary wave is removed by the BPF 6 and the power is amplified to a specified level by the high frequency power amplifier (power amplifier) 7.
  • the output signal output from the power amplifier 7 is transmitted as a radio wave from the antenna 10 via the directional coupler 8 and the BPF 9.
  • the signal distributed by the one-way coupler 8 is frequency-converted by the mixer 11 and the oscillator 13, and unnecessary waves are removed by the BPF 12, and then input to the distortion compensation circuit 36 with a built-in modulator.
  • the input signal is converted into a digital signal by an orthogonal compensation A / D converter (ADC) 15.
  • ADC orthogonal compensation A / D converter
  • the converted signal is gain-adjusted to an appropriate level signal by a variable amplifier (AGC) 15 and input to an adder 20.
  • ADC orthogonal compensation A / D converter
  • the power supply voltage envelope is variable with low delay.
  • the delay is short and stable (the Cartesian)
  • the delays of the delay unit 18, the delay unit 45, the delay unit 46, and the delay unit 44 for compensating the time constant (delay) of the ERR power supply voltage change are compensated.
  • the vessel can be fixed.
  • the input signal coring stabilizes during class A steady state and follows the class AB peak with low delay.
  • the quadrature correction ADC and the quadrature correction DAC are provided as means for compensating after quadrature modulation, so that there is no quadrature modulation, quadrature demodulation and averaging circuit in the Cartesian loop.
  • Detection tracking (ERR) power supply voltage approximately baseband input signal
  • memory effect distortion time constant and time constant of high frequency power amplifier Cartesian loop
  • quadrature modulation, quadrature demodulation distortion compensation loop without averaging circuit
  • Fig. 4B which is a schematic diagram showing the envelope of time constant, OFDM high frequency input signal and OFDM high frequency output signal, symmetric distortion and asymmetry are the Cartesian loop transmission delays that detect and compensate each distortion independently.
  • Memory effect time constant, high frequency output signal envelope detection tracking ERR time constant and class AB peak fluctuation time constant not shown It is possible to shorten until equivalent, converges in a short time even by increasing the distortion improvement amount.
  • the present invention is not limited to the first embodiment and the second embodiment, but in a predistortion compensation circuit that independently generates coefficients of odd-order distortion compensation signals of each order of a high-frequency power amplifier that amplifies power of an input signal in a high-frequency band.
  • the present invention can be widely applied to a distortion pre-compensation circuit that independently generates a plurality of coefficients of an even-order distortion compensation signal of the memory effect of an input signal.
  • the present invention is a 400 W multimedia broadcast transmitter having a frequency of 90 MHz to 108 MHz and a frequency of 208 MHz to 222 MHz.
  • the ratio band of the ratio between the center frequency and the signal band is not significantly different from 1, and the ratio band is high. Widely applicable to high power transmitters with digital modulation with large power difference.

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Abstract

　高周波電力増幅器で発生する歪を補償するカーテシアンループ伝達遅延を短くし、短時間で歪補償を収束させ、高効率化することを目的とする。　高周波電力増幅器と、高周波電力増幅器の奇対称歪と偶対称歪の各次数の歪補償信号の係数を独立に生成する前置歪補償回路と、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる手段と、デジタル周波数変換と高周波帯ＡＤＣと高周波帯ＤＡＣを有し、高周波電力増幅器の出力と直交変調ＯＦＤＭ入力信号とから誤差歪補償信号を作成し、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる時定数分の遅延器を、上記の歪補償回路の前段に挿入する。

Description

歪み補償回路および歪み補償回路と高周波電力増幅器を用いた送信装置
　本発明は、高周波電力増幅器により電力増幅された無線電波送信を行う送信装置から出力される歪み成分を減少させる歪み補償に関する。
　直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division
Multiplexing：ＯＦＤＭ)変調方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）と位相振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation）方式（以下ＱＡＭ方式と称す）が地上デジタル放送やマルチメディア放送などに採用されている。地上デジタル放送やマルチメディア放送の変調信号は、構成単位期間で構成され、信号の平均電力とピーク電力が大きく異なる。
　電力増幅システムで、ピーク電力を出力することができるような一定電圧を電力増幅器に供給することで線形性を確保すると、ピーク電力を出力している時間はごくわずかであり、結果として、増幅器の電源効率を低下させていた。この問題を解決するための技術として、特許文献４のようなエンベロープ（包絡線）・トラッキング方式の電力増幅システム（ＥＥＲ）が知られている。増幅器の電源電圧を変化させると、増幅器の特性も変化する。効率を改善するため、ＡＢ級プッシュプル増幅器にすると、小振幅時とピーク時とで増幅器の特性も変化する。
　ところで、ＭＯＳ－ＦＥＴはソース・ゲート間に電圧を印加するだけで導通するので、turn-on方向の過渡応答が速いが、ゲート電荷引き抜かれるまで導通し続けるので、turn-off方向の過渡応答は遅くなる。そのため、時間軸波形の上下で非対称な歪が大きくなり、周波数軸の上下でも非対称な歪が大きくなる。さらに、ＭＯＳ－ＦＥＴは、温度で導通抵抗が変化する。また、GaN製のＭＯＳ－ＦＥＴは、ドレイン電極電圧によるゲート電界の積算量に比例して、ゲート電極に電子がトラップされ、導通抵抗が劣化する（非特許文献７参照）。これらの変化や劣化を総称して、履歴性歪またはメモリ歪と称させる。
　従来の非線形歪の前置補償技術、特に、奇数次歪の独立補償の技術の例としては、特許文献１に記載のものがある。
　高周波数電力増幅器は信号の広帯域化に伴い、一般に過去の信号に影響を受けて歪が増加するいわゆるメモリ効果が顕著になり、ヒステリシスな特性や偶対称の歪が増加する。そして、前置歪補償の回路規模が大きくなる。そこで、高周波数電力増幅器のメモリ効果による前置歪補償の回路規模を削減する方法が非特許文献１に提案されている。
　特許文献２には、偶数次の時間差を用いる歪の前置補償技術が開示されている。
　特許文献３には、振幅の微分と位相の微分を用いる歪の前置補償技術が開示されている。
　しかし、特許文献２や特許文献３の偶数次歪を振幅微分と位相微分補償する技術では、メモリ効果の偶数次歪が変化しても、メモリ効果の偶数次歪を低減する前置補償の収束に時間がかかるといった欠点があった。
　また、カーテシアンループ送信器は、増幅器の出力信号をベースバンド部にフィードバックし、増幅前後の信号を比較して誤差を検出、補正し、送信器の線形性を高めることができます。しかし、このフィードバックの経路上にはチップの入出力や配線などが含まれるため、その分信号伝達に遅延が発生します。この遅延の影響は周波数の大きさに比例して大きくなるため、広帯域化すると安定性が劣化してしまう課題がありました。そこで、今回、従来のフィードバック経路に加えて周波数変換器を経由しない経路を追加し、安定性に影響を与える高周波成分のみその経路を通過させて遅延の影響を軽減しました（非特許文献６参照）。非特許文献６では複雑なアナログフィードバック経路が追加され、大電力増幅には適用困難だった。
　したがって、広帯域ＯＦＤＭでは、増幅器の電源電圧を変化させ増幅器の特性も変化する特許文献４のようなＥＥＲと、収束に時間がかかる特許文献１から特許文献５の歪の前置補償技術とを組み合わせて、効率を向上させることが困難だった。
　そこで、特許文献５のような、RF入力とRF帰還とをFFTし、AM/PM変換歪とスペクトル再成長歪とメモリ効果歪との歪係数を算出する。RF入力電力と歪係数を用いてRFの直交復調後のI/Q入力をリニアに補償し直交変調し増幅する技術が、地上デジタル放送に実用化された。
　また、非特許文献８では、キャリア増幅器とピーク増幅器と合成回路とのドハティ増幅でＩＭ＝－３０ｄＢを実現し、歪補償でＩＭ＝－４１ｄＢを実現し、複雑な非線形フィルタを用いて履歴性（メモリ）歪補償を追加してＩＭ＝－５３ｄＢと電力効率２７％と低歪と高効率を実現した地上デジタル放送用送信機が製品化されていた。
ＷＯ２００４／０４５０６７号公報 特開２００５－１０１９０８号公報 特開２００８－２９４５１８号公報 特開２０１１－０４９７５４号公報 ＵＳ２０１１／００３２０３３
本江　直樹，宮谷　徹彦，大久保　陽一，赤岩　芳彦，"メモリ効果を有する電力増幅器に対するデジタルプレディストータ"，電子情報通信学会論文誌　Ｖｏｌ．Ｊ８８－Ｂ　Ｎｏ．１０　ｐｐ．２０６２－２０７１，　２００５／１０／０１ アナログデバイセズ　直交補正ＡＤＣ　ＡＤ９２６９ アナログデバイセズ　５００ＭｓｐｓＡＤＣ　ＡＤ９４３４ テキサスインスツルメンツ　８００Ｍｓｐｓ直交補正ＤＡＣ　ＤＡＣ５６８８ フリースケール　470-860MHz DVB-T(8kOFDM8MHz)125W MOS-FET　MRFEVP8600H 東芝　研究発表　http://www.toshiba.co.jp/rdc/rd/detail_j/1002_02.htm 日経エレクトロニクス　２０１１08.22号p67-p76(p74) 東芝　映像情報メディア学会技術報告　ITE　Technical　Report　Vol.36,No.10RCT2012-47(feb.2012)
　本発明は、高周波電力増幅器で発生するメモリ効果の偶数次歪を偶数次歪を振幅微分と位相微分補償する特許文献２や特許文献３の技術では、カーテシアンループで、増幅器の出力信号をベースバンド部にフィードバックし、増幅前後の信号を比較して誤差を検出、補正する信号伝達に、ベースバンドの直交変調とＤ／Ａと周波数変換とフィルタの出力までの遅延と、周波数変換とフィルタとＡ／Ｄと直交復調の帰還までの遅延との合計の長いカーテシアンループ伝達遅延が存在するため、平均電力が少なくピーク電力が大きいＯＦＤＭの特性のために、メモリ効果の偶数次歪が変化しても、メモリ効果の時定数よりもカーテシアンループ伝達遅延が長いため、メモリ効果の偶数次歪を低減する前置歪補償の収束に時間がかかる。
　また、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる時定数よりもカーテシアンループ伝達遅延が長いため、前置歪補償の収束に時間がかかる。
　さらに、ＡＢ級ピーク変動時定数よりもカーテシアンループ伝達遅延が長いため、前置歪補償の収束に時間がかかる。
　そこで、キャリア増幅器とピーク増幅器と合成回路とのドハティ増幅を不要にし、プッシュプル増幅で包絡線に電源電圧を追従させ、ドハティ増幅より高効率化を実現する。具体的には、カーテシアンループ伝達遅延を短くし、短時間で収束させ、前置歪補償を包絡線に追従して、プッシュプル増幅で包絡線に電源電圧を追従させ、高効率化することを目的とする。
　本発明は、上記の目的を達成するために、高周波帯に周波数変換したＯＦＤＭ入力信号または高周波帯のＯＦＤＭ入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の歪を補償する歪補償回路において、該高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償係数信号をＯＦＤＭ信号を直交変調しデジタルアップコンバートした高周波信号または高周波ＩＦ信号または高周波帯の入力信号の高周波ＯＦＤＭ入力信号（以下高周波ＯＦＤＭ入力信号）から独立に生成する奇対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償係数信号をコアリングした奇対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と高周波ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから誤差奇対称歪補償信号を作成し、奇対称歪補償係数信号と誤差奇対称歪補償信号を加算した奇対称歪補償信号を高周波ＯＦＤＭ入力信号に加算する奇対称歪補償信号加算回路と、該高周波電力増幅器の各次数の偶対称歪補償係数信号を高周波ＯＦＤＭ入力信号から独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の偶対称歪補償係数信号をコアリングした偶対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と高周波ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから（包絡線に追従する）誤差偶対称歪補償信号を作成し、偶対称歪補償係数信号と誤差偶対称歪補償信号を加算した偶対称歪補償信号を高周波ＯＦＤＭ入力信号に加算する偶対称歪補償信号加算回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。
　さらに、高周波帯に周波数変換したＯＦＤＭ入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の歪を補償する歪補償回路において、
該高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償係数信号をＯＦＤＭ信号を直交変調したＯＦＤＭ入力信号（以下直交変調ＯＦＤＭ入力信号）から独立に生成する奇対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償係数信号をコアリングした奇対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と直交変調ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから誤差奇対称歪補償信号を作成し、奇対称歪補償係数信号と誤差奇対称歪補償信号を加算した奇対称歪補償信号を直交変調ＯＦＤＭ入力信号に加算する奇対称歪補償信号加算回路と、該高周波電力増幅器の各次数の偶対称歪補償係数信号を直交変調ＯＦＤＭ入力信号から独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の偶対称歪補償係数信号をコアリングした偶対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と直交変調ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから（包絡線に追従する）誤差偶対称歪補償信号を作成し、偶対称歪補償係数信号と誤差偶対称歪補償信号を加算した偶対称歪補償信号を直交変調ＯＦＤＭ入力信号に加算する偶対称歪補償信号加算回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。
　また、上記の歪補償回路と、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる、エンベロープ（包絡線）・トラッキング方式の電力増幅システム（ＥＥＲ）の高周波電力増幅器とを用いたことを特徴とする送信機である。
　さらに、上記の送信機において、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる時定数分の遅延器を、上記の歪補償回路の前段に挿入したことを特徴とする送信機である。
　以上説明したように本発明によれば、メモリ効果の時定数よりもカーテシアンループ伝達遅延を短くし、電力増幅器で発生するメモリ効果の偶数次歪を補償して、短時間で収束することが可能になる。
本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（直交変調後に補償する手段としてデジタル周波数変換と高周波帯ＡＤＣと高周波帯ＤＡＣを有し、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しない。） 本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（直交変調後に補償する手段として直交補正ＡＤＣと直交補正ＤＡＣを有し、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しない。） 本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（自動係数算出） 本発明の１実施例の偶対称歪信号発生回路を示すブロック図（自動係数算出） 高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数とカーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有する歪補償の（カーテシアン）ループ時定数（遅延）とＥＲＲ（電源電圧変化の）時定数（遅延）とOFDMベースバンド入力信号を示す模式図 高周波電力増幅器の高周波出力信号の包絡線検波トラッキング（ERR）電源電圧（ベースバンド入力信号と近似）と高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数（遅延）とＥＲＲ（電源電圧変化の）時定数（遅延）とカーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しない歪補償のループ時定数とOFDM高周波入力信号とOFDM高周波出力信号の包絡線を示す模式図（(ａ)高周波増幅器の高周波出力信号の包絡線検波トラッキング（ERR）電源電圧（ベースバンド入力信号と近似）、(ｂ)OFDM高周波入力信号とOFDM高周波出力信号の包絡線） OFDM高周波入力信号の包絡線とコアリングスレッシュホールドラインを示す模式図 OFDM高周波入力信号のコアリング後の包絡線を示す模式図 カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有する送信機を示すブロック図
　以下に本発明について説明する。まず、歪について説明する。
　特許文献２や特許文献３の偶数次歪を振幅微分と位相微分補償する技術では、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有する送信機を示すブロック図の図６のように、カーテシアンループで、増幅器の出力信号をベースバンド部にフィードバックし、増幅前後の信号を比較して誤差を検出、補正する信号伝達に、ベースバンドの直交変調とＤ／Ａと周波数変換とフィルタの出力までの遅延と、周波数変換とフィルタとＡ／Ｄと直交復調の帰還までの遅延との合計の長いカーテシアンループ（伝達）遅延が存在する。そのため、高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数とカーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有する歪補償のカーテシアンループ時定数とOFDMベースバンド入力信号を示す模式図の図４Ａのように、平均電力が少なくピーク電力が大きいＯＦＤＭの特性により、メモリ効果の偶数次歪が変化しても、メモリ効果の時定数（遅延）と（カーテシアン）ループ時定数（遅延）とＥＲＲ（電源電圧変化の）時定数（遅延）とよりもカーテシアンループ（伝達）遅延が長い。さらに、カーテシアンループ（伝達）遅延が長いために、メモリ効果の偶数次歪を低減する前置補償の収束に時間がかかる。
　また、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる、高周波出力信号の包絡線検波トラッキングERR時定数よりもカーテシアンループ（伝達）遅延が長い。さらに、カーテシアンループ（伝達）遅延が長いために、前置補償の収束に時間がかかる。
　さらに、図示しないＡＢ級ピーク変動時定数よりもカーテシアンループ（伝達）遅延が長いため、前置補償の収束に時間がかかる。
　そのため、歪低減量を多くできない
　そこで、メモリ効果の時定数よりもカーテシアンループ（伝達）遅延を短くする。さらに、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる時定数よりも短くする。ＡＢ級ピーク変動時定数よりも短くする。
　また、本方式の直交変調後に補償する手段としてデジタル周波数変換と高周波帯ＡＤＣと高周波帯ＤＡＣを有するか、直交変調後に補償において直交補正ＡＤＣと直交補正ＤＡＣを有することにより、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しないため、高周波電力増幅器の高周波出力信号の包絡線検波トラッキング（ERR）電源電圧（ベースバンド入力信号と近似）と高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数と時定数とカーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しない歪補償のループ時定数とOFDM高周波入力信号とOFDM高周波出力信号の包絡線を示す模式図の図４Ｂのように、対称な歪と非対称は歪をそれぞれ独立に検出し更にそれぞれ独立に補償するカーテシアンループ（伝達）遅延を短くすることが可能となり、短時間に収束する。
　そのため、歪低減量を多くできる。
　次に、本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（直交変調後に補償でデジタルアップコンバータ（Digital　Up　Converter）とデジタルダウンコンバータ（Digital　Down　Converter）のデジタル周波数変換と高周波帯ＡＤＣと高周波帯ＤＡＣ）の図１Ａと、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図の図２と、本発明の１実施例の偶対称歪信号発生回路を示すブロック図（自動係数算出）の図３と、高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数とベースバンド入力信号比較時の歪補償のカーテシアンループ時定数とOFDMベースバンド入力信号を示す模式図の図４Ａと、高周波電力増幅器の高周波出力信号の包絡線検波トラッキング（ERR）電源電圧（ベースバンド入力信号と近似）と高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数と高周波での入力信号比較時の歪補償のループ時定数とOFDM高周波入力信号とOFDM高周波出力信号の包絡線を示す模式図の図４ＢとOFDM高周波入力信号の包絡線とコアリングスレッシュホールドラインを示す模式図の図５Ａと、OFDM高周波入力信号のコアリング後の包絡線を示す模式図の図５Ｂと、を用いて、本発明の１実施例の構成と動作とを説明する。
　実施例１では、入力信号のサンプル前との差分（微分を近似したもの）をとり、係数と入力信号を複素乗算しメモリ効果の振幅の微分成分を近似し、入力信号のサンプル前との差分（微分を近似したもの）をとり、メモリ効果の偶数次歪の微分成分を近似し、その結果を線形結合することで、メモリ効果の偶数次歪の逆特性を近似する。
　本発明の変調器内蔵歪補償回路３８に内蔵されたOFDM変調器１から出力されたデジタル入力信号は直交変調器（直交変調）４で変調され、遅延器４４とデジタルアップコンバータ４１を通り、加算器２２及び遅延器１８へ入力される。遅延器１８で遅延された入力信号は、歪係数検出回路３９に入力される。加算器２２の出力信号は加算器３へ入力され、加算器３の出力信号はDAC５でアナログ信号に変換された後、歪補償回路３８から出力されて、高周波電力増幅器（電力増幅器）７にて規定のレベルに電力増幅される。電力増幅器７から出力された出力信号は方向性結合器８とBPF９とを介してアンテナ１０より電波送信される。
　一方方向性結合器８で分配された信号は、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１５でデジタル信号に変換される。変換された信号は可変増幅器（ＡＧＣ）１５で適切なレベルの信号にゲイン調整され、歪係数検出回路３９に入力される。
　この時、遅延器１８により加算器２５に入力される2つの信号の遅延時間が同じになるように調整している。
　入力信号から、奇対称歪信号生成回路２０と偶対称歪信号生成回路２３にて奇対称な３次歪（A3、P3）～７次歪（A7、P7）、偶対称な２歪次歪（A2、P2）、のそれぞれの係数(大きさ)を独立に検出し、その奇対称歪係数と偶対称歪係数とは、コアリング回路３２と４３とで図５Ｂのようにピークのみにコアリングされ、遅延器４５と４６とで加算器２５の出力の歪（入力と帰還との差）信号と遅延をそろえられ、加算器２５の出力の歪（入力と帰還との差）信号と乗算器２４と３４とで乗算され、奇対称歪係数と偶対称歪係数と加算器４０と４８とで加算され、奇対称歪補償信号と偶対称歪補償信号となる。そして、奇対称歪加算回路３６及び偶対称歪加算回路３７で入力信号に加算される。
　奇対称歪係数検出と奇対称歪加算とは特許文献１と同様なので、詳細説明は省略して簡単に説明し、偶対称歪係数検出と偶対称歪加算を中心に本発明の特異点を説明する。
　本発明の１実施例の送信機を示すブロック図の図１Ａの偶対称歪信号生成回路２３における、偶対称な振幅２次歪（A2）、偶対称な位相２歪（P2）の係数検出について、本発明の１実施例の偶対称歪発生回路を示すブロック図（振幅微分と位相微分）の図２Ｂを用いて、説明する。
　入力信号は絶対値化回路５１にて複素数信号の絶対値のreal信号に変換される。変換されたreal信号は遅延器（Ｄ）５２と加算器５４とで１サンプル前との差分（微分を近似したもの）出力をとる。変換されたreal信号は実効値逆数算出回路６２で実効値の逆数を算出し、乗算器５６で加算器５４の差分出力と乗算する。さらに、乗算器５６出力と入力信号とを乗算器５８で乗算して、偶対称な振幅２次微分歪係数を算出する。
　また、入力信号は遅延器（Ｄ）５３と加算器５５とで１サンプル前との差分（微分を近似したもの）出力をとる。さらに入力信号は実効値逆数算出回路６３で実効値の逆数を算出し、乗算器５７で加算器５５の差分出力と乗算し、乗算器５９で係数0.6378と乗算し振幅偶対称な位相２次微分歪係数を算出する。
　乗算器５８出力と乗算器５９出力とを加算器６０で加算し、メモリ効果の偶対称な振幅２次歪（A2）、偶対称な位相２歪（P2）の係数を出力する。
　本発明の１実施例の送信機を示すブロック図の図１Ａを用いて、歪加算について説明する。図１Ａにおいて、偶対称歪加算回路２３を出力した現在の入力信号の偶対称歪信号は、コアリング回路４３でコアリングされて、遅延器４５で（カーテシアン）ループ（伝達）遅延分を遅延された遅延入力信号の偶対称歪信号となる。さらに、加算器２５で生成された（カーテシアン）ループ（伝達）遅延の誤差信号と乗算器３０で乗算され、（カーテシアン）ループ（伝達）遅延偶対称歪誤差信号となる。また、現在の入力信号の偶対称歪信号は（カーテシアン）ループ（伝達）遅延偶対称歪誤差信号と加算器４９で加算され、（カーテシアン）ループ（伝達）遅延歪誤差を加味した現在の入力信号の偶対称歪信号となり、現在の入力信号に加算器３で混合される。
　また、図１Ａにおいて、奇対称歪加算回路２０を出力した現在の入力信号の奇対称歪信号は、コアリング回路３２でコアリングされて、遅延器４６で（カーテシアン）ループ（伝達）遅延分を遅延された遅延入力信号の奇対称歪信号となる。さらに、加算器２５で生成された（カーテシアン）ループ（伝達）遅延の誤差信号と乗算器３４で乗算され、（カーテシアン）ループ（伝達）遅延奇対称歪誤差信号となる。また、現在の入力信号の偶対称歪信号は（カーテシアン）ループ（伝達）遅延奇対称歪誤差信号と加算器４８で加算され、（カーテシアン）ループ（伝達）遅延歪誤差を加味した現在の入力信号の奇対称歪信号となり、現在の入力信号に加算器２２で混合される。
　本発明の１実施例では、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調とUp/Down周波数変換とBPFと位相器と平均化回路がなく、低遅延で電源電圧包絡線可変に追従させている。さらに、遅延が短く安定なため（カーテシアン）ループ（伝達）遅延を補償する遅延器１８と遅延器４５と遅延器４６とＥＲＲ電源電圧変化の時定数（遅延）を補償する遅延器４４との遅延器の固定化が可能となっている。
　また、平均化回路のかわりに、入力信号コアリングでＡ級定常時安定化し低遅延でＡＢ級ピークに追従させている。
　その結果、直交変調後に補償する手段としてデジタル周波数変換と高周波帯ＡＤＣと高周波帯ＤＡＣを有することにより、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しないため、高周波電力増幅器の高周波出力信号の包絡線検波トラッキング（ERR）電源電圧（ベースバンド入力信号と近似）と高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数と時定数とカーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しない歪補償のループ時定数とOFDM高周波入力信号とOFDM高周波出力信号の包絡線を示す模式図の図４Ｂのように、対称な歪と非対称は歪をそれぞれ独立に検出し更にそれぞれ独立に補償するカーテシアンループ伝達遅延を、メモリ効果の時定数や高周波出力信号の包絡線検波トラッキングERR時定数（遅延）や図示しないＡＢ級ピーク変動時定数（遅延）と同等まで短くすることが可能となり、歪改善量を大きくしても短時間に収束する。
　次に、実施例２を説明する。実施例１と同様な構成や動作の説明は省略し、相違点のみ説明する。
　本発明の１実施例の構成と動作とを説明に、本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（直交変調後に補償でデジタルアップコンバータ（Digital　Up　Converter）とデジタルダウンコンバータ（Digital　Down　Converter）のデジタル周波数変換と高周波帯ＡＤＣと高周波帯ＤＡＣ）の図１Ａではなく、本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（直交変調後に補償で直交補正ＡＤＣと直交補正ＤＡＣ）の図１Ｂを用いる。
　図１Ｂにおいて、本発明の変調器内蔵歪補償回路３８に内蔵されたOFDM変調器１から出力されたデジタル入力信号は直交変調器（直交変調）４で変調され、遅延器４４を通り、加算器２２及び遅延器１８へ入力される。遅延器１８で遅延された入力信号は、歪係数検出回路３９に入力される。加算器２２の出力信号は加算器３へ入力され、加算器３の出力信号はDAC５でアナログ信号に変換された後、歪補償回路３８から出力されて、ミキサ４０と発振器１３とで周波数変換され、BPF６で不要波を除去し、高周波電力増幅器（電力増幅器）７にて規定のレベルに電力増幅される。電力増幅器７から出力された出力信号は方向性結合器８とBPF９とを介してアンテナ１０より電波送信される。
　一方方向性結合器８で分配された信号は、ミキサ１１と発振器１３で周波数変換され、不要波をBPF１２で除去した後、変調器内蔵歪補償回路３６へ入力される。入力された信号は直交補償Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１５でデジタル信号に変換される。変換された信号は可変増幅器（ＡＧＣ）１５で適切なレベルの信号にゲイン調整され、加算器２０に入力される。
　本発明の１実施例では、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と位相器と平均化回路がなく、低遅延で、電源電圧包絡線可変に追従している。さらに、遅延が短く安定なため（カーテシアン）ループ（伝達）遅延を補償する遅延器１８と遅延器４５と遅延器４６とＥＲＲ電源電圧変化の時定数（遅延）を補償する遅延器４４との遅延器の固定化が可能となっている。
　また、平均化回路のかわりに、入力信号コアリングでＡ級定常時安定化し低遅延でＡＢ級ピークに追従させている。
　その結果、直交変調後に補償する手段として直交補正ＡＤＣと直交補正ＤＡＣを有することにより、カーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しないため、高周波電力増幅器の高周波出力信号の包絡線検波トラッキング（ERR）電源電圧（ベースバンド入力信号と近似）と高周波電力増幅器のメモリ効果歪の時定数と時定数とカーテシアンループ内に直交変調と直交復調と平均化回路を有しない歪補償のループ時定数とOFDM高周波入力信号とOFDM高周波出力信号の包絡線を示す模式図の図４Ｂのように、対称な歪と非対称は歪をそれぞれ独立に検出し更にそれぞれ独立に補償するカーテシアンループ伝達遅延を、メモリ効果の時定数や高周波出力信号の包絡線検波トラッキングERR時定数や図示しないＡＢ級ピーク変動時定数と同等まで短くすることが可能となり、歪改善量を大きくしても短時間に収束する。
　本発明は、実施例１や実施例２に限らず、高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する前置歪補償回路において、入力信号のメモリ効果の偶数次歪の補償信号の複数の係数をそれぞれ独立に生成する歪前置補償回路に広く適用できる。
　本発明は特に、周波数９０ＭＨｚ～１０８ＭＨｚと周波数２０８ＭＨｚ～２２２ＭＨｚの４００Ｗマルチメデイア放送用送信機等、中心周波数と信号帯域との比の比帯域が１から大きく異ならなく比帯域が高い、ピーク電力と平均電力の差が大きいデジタル変調で大電力の送信機に広く適用できる。
１：ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODデジタル出力）、４４：ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODアナログ出力）、
４：直交変調器（直交変調）、５：Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、
１６，４３：直交復調器（直交復調）、
１１，４０：ミキサ、６，９，１２：ＢＰＦ、１３：発振器、
１４，４１：Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、１５，４２：可変増幅器（ＡＧＣ）、
７：高周波電力増幅器（電力増幅器）、８：方向性結合器、１０：アンテナ、
２，２１，２４，３４，３６，３７，５６，５７，５８，６１，６９，７６，７７，７８，８１：乗算器、
３，２２，２５，５４，５５，６０，７４，７５，８０，８２：加算器、
２０，２９：奇対称歪信号生成回路、２３：偶対称歪信号生成回路、３５：平均化回路、
３６：奇対称歪加算回路、３７：偶対称歪加算回路、
４１：デジタルアップコンバータ（Digital　Up　Converter），
４２：デジタルダウンコンバータ（Digital　Down　Converter），
３８：変調器内蔵歪補償回路、４８：歪補償回路、
３９，４７：歪係数検出回路、３２，４３：コアリング回路、
１９，２８，７０：２乗回路、５１，７１：絶対値化回路、
６２，６３，６７：実効値逆数算出回路、
１７：移相器、：１８，４４，４５，４６，５２，５３，７２，７３：遅延器、
６６：固定値の0.6378を自動で算出する回路、６８：固定値の0.7996を自動で算出する回路、 

Claims (3)

  1. 　高周波帯に周波数変換したＯＦＤＭ入力信号または高周波帯のＯＦＤＭ入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の歪を補償する歪補償回路において、
    　該高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償係数信号をＯＦＤＭ信号を直交変調しデジタルアップコンバートした高周波信号または高周波ＩＦ信号または高周波帯の入力信号の高周波ＯＦＤＭ入力信号（以下高周波ＯＦＤＭ入力信号）から独立に生成する奇対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償係数信号をコアリングした奇対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と高周波ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから誤差奇対称歪補償信号を作成し、奇対称歪補償係数信号と誤差奇対称歪補償信号を加算した奇対称歪補償信号を高周波ＯＦＤＭ入力信号に加算する奇対称歪補償信号加算回路と、
    　該高周波電力増幅器の各次数の偶対称歪補償係数信号を高周波ＯＦＤＭ入力信号から独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の偶対称歪補償係数信号をコアリングした偶対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と高周波ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから誤差偶対称歪補償信号を作成し、偶対称歪補償係数信号と誤差偶対称歪補償信号を加算した偶対称歪補償信号を高周波ＯＦＤＭ入力信号に加算する偶対称歪補償信号加算回路とを有し、
    　奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。
  2. 　高周波帯に周波数変換したＯＦＤＭ入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の歪を補償する歪補償回路において、
    　該高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償係数信号をＯＦＤＭ信号を直交変調したＯＦＤＭ入力信号（以下直交変調ＯＦＤＭ入力信号）から独立に生成する奇対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償係数信号をコアリングした奇対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と直交変調ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから誤差奇対称歪補償信号を作成し、奇対称歪補償係数信号と誤差奇対称歪補償信号を加算した奇対称歪補償信号を直交変調ＯＦＤＭ入力信号に加算する奇対称歪補償信号加算回路と、該高周波電力増幅器の各次数の偶対称歪補償係数信号を直交変調ＯＦＤＭ入力信号から独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した各次数の偶対称歪補償係数信号をコアリングした偶対称歪補償コアリング信号と該高周波電力増幅器の出力と直交変調ＯＦＤＭ入力信号との誤差とから誤差偶対称歪補償信号を作成し、偶対称歪補償係数信号と誤差偶対称歪補償信号を加算した偶対称歪補償信号を直交変調ＯＦＤＭ入力信号に加算する偶対称歪補償信号加算回路とを有し、
    　奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。
  3. 　請求項1乃至請求項２の前置歪補償回路とエンベロープ（包絡線）・トラッキング方式の電力増幅システム（ＥＥＲ）高周波電力増幅器とを用い、高周波電力増幅器の電源電圧を直交変調ＯＦＤＭ入力信号で可変させる時定数分の遅延器を、上記の歪補償回路の前段に挿入したことを特徴とする送信機。
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