JPH0983258A - リニアライザ回路 - Google Patents
リニアライザ回路Info
- Publication number
- JPH0983258A JPH0983258A JP7233812A JP23381295A JPH0983258A JP H0983258 A JPH0983258 A JP H0983258A JP 7233812 A JP7233812 A JP 7233812A JP 23381295 A JP23381295 A JP 23381295A JP H0983258 A JPH0983258 A JP H0983258A
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- Japan
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- adder
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 同相成分、直交成分それぞれを帰還する、カ
ーテシアン型フィードバックループを用いたリニアライ
ザにおいて、送信信号と復調帰還信号との間の位相誤差
を検出し補正する回路の規模を小さくする。 【解決手段】送信信号と復調帰還信号との間の位相誤差
を、検出し補正する回路の前段にＡＧＣ増幅器を設け、
リニアライザ用プリアンブル信号検出時の帰還信号のベ
クトルの大きさを一定にすることにより位相補正データ
格納ＲＯＭ等を不要とした。
ーテシアン型フィードバックループを用いたリニアライ
ザにおいて、送信信号と復調帰還信号との間の位相誤差
を検出し補正する回路の規模を小さくする。 【解決手段】送信信号と復調帰還信号との間の位相誤差
を、検出し補正する回路の前段にＡＧＣ増幅器を設け、
リニアライザ用プリアンブル信号検出時の帰還信号のベ
クトルの大きさを一定にすることにより位相補正データ
格納ＲＯＭ等を不要とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線機等の通信機
に用いる電力増幅器リニアライザの改良に関するもので
ある。
に用いる電力増幅器リニアライザの改良に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】図２は無線機におけるカーテシアンルー
プを用いたフィードバック型のリニアライザである。従
来技術を、図２を用いて説明する。ディジタルベースバ
ンド変調信号同相成分：Ｉ、直交成分：ＱをＤ／Ａ変換
器１−１、１−２でディジタル信号から、アナログ信号
に変換する。変換したアナログ信号をローパスフィルタ
２−１、２−２を用いて不要信号成分を除去する。加算
器３−１、３−２でフィードバック信号を減算し、フィ
ードバックループを構成する。３−１、３−２の差分信
号を増幅器４−１、４−２で増幅した後、π／２移相器
６、ミキサ５−１、５−２、加算器７で構成される直交
変調器２３に入力され発振器１１の搬送波の直交変調を
行う。
プを用いたフィードバック型のリニアライザである。従
来技術を、図２を用いて説明する。ディジタルベースバ
ンド変調信号同相成分：Ｉ、直交成分：ＱをＤ／Ａ変換
器１−１、１−２でディジタル信号から、アナログ信号
に変換する。変換したアナログ信号をローパスフィルタ
２−１、２−２を用いて不要信号成分を除去する。加算
器３−１、３−２でフィードバック信号を減算し、フィ
ードバックループを構成する。３−１、３−２の差分信
号を増幅器４−１、４−２で増幅した後、π／２移相器
６、ミキサ５−１、５−２、加算器７で構成される直交
変調器２３に入力され発振器１１の搬送波の直交変調を
行う。
【０００３】変調された信号はバンドパスフィルタ８で
帯域制限された後、前置増幅器９、電力増幅器１０で増
幅される。この信号の一部を方向性結合器１３を用いて
取り出し、アッテネータ１４で必要入力レベルまで減衰
を行った後、ミキサ１５−１、１５−２、π／２移相器
１６より構成される直交復調器２４と発振器１１の搬送
波により直交復調を行う。この信号は前述の通りフィー
ドバック信号として、３−１、３−２に帰還される。
帯域制限された後、前置増幅器９、電力増幅器１０で増
幅される。この信号の一部を方向性結合器１３を用いて
取り出し、アッテネータ１４で必要入力レベルまで減衰
を行った後、ミキサ１５−１、１５−２、π／２移相器
１６より構成される直交復調器２４と発振器１１の搬送
波により直交復調を行う。この信号は前述の通りフィー
ドバック信号として、３−１、３−２に帰還される。
【０００４】しかしながら、直交変調器２３と直交復調
器２４に同じ搬送波信号を用いても、バンドパスフィル
タ８や電力増幅器１０等による遅延等の影響により、変
調信号と復調帰還信号の間には位相差が生じてしまう。
このため、正しくフィードバックループを働かせるため
に、リニアライザプリアンブル信号と呼ばれる、無変調
搬送波信号を用いて、送信信号と帰還信号の位相差を検
出して補正を行う必要がある。この無変調信号として
は、図３に示す同相成分のみの変調信号を用いる。Ａ／
Ｄ変換器１７、ＲＯＭ１８、Ｄ／Ａ変換器１９、ミキサ
２０、π／２移相器２１、加算器２２及び直交変調器２
５がこの位相差検出及び、補正回路を構成している。
器２４に同じ搬送波信号を用いても、バンドパスフィル
タ８や電力増幅器１０等による遅延等の影響により、変
調信号と復調帰還信号の間には位相差が生じてしまう。
このため、正しくフィードバックループを働かせるため
に、リニアライザプリアンブル信号と呼ばれる、無変調
搬送波信号を用いて、送信信号と帰還信号の位相差を検
出して補正を行う必要がある。この無変調信号として
は、図３に示す同相成分のみの変調信号を用いる。Ａ／
Ｄ変換器１７、ＲＯＭ１８、Ｄ／Ａ変換器１９、ミキサ
２０、π／２移相器２１、加算器２２及び直交変調器２
５がこの位相差検出及び、補正回路を構成している。
【０００５】無変調搬送波信号時、スイッチ３０-１、
３０-２をオンし、復調帰還信号をＡ／Ｄ変換器１７−
１、１７−２に入力し、アナログデータからディジタル
データに変換する。無変調搬送波信号時以外は、３０-
１、３０-２はオフである。この変換データを入力アド
レスとして、予め書き込まれている同相、直交成分の復
調データに対応した位相補正データを位相補正用ＲＯＭ
１８-１、-２より読み出し、Ｄ／Ａ変換器１９−１、１
９−２に入力する。
３０-２をオンし、復調帰還信号をＡ／Ｄ変換器１７−
１、１７−２に入力し、アナログデータからディジタル
データに変換する。無変調搬送波信号時以外は、３０-
１、３０-２はオフである。この変換データを入力アド
レスとして、予め書き込まれている同相、直交成分の復
調データに対応した位相補正データを位相補正用ＲＯＭ
１８-１、-２より読み出し、Ｄ／Ａ変換器１９−１、１
９−２に入力する。
【０００６】ＲＯＭデータに従い１９−１、１９−２で
は、ディジタルデータをアナログ信号に変換する。次
に、π／２移相器２１、ミキサ２０−１、２０−２より
構成される直交変調器２５に入力し、搬送波の位相変調
を行い直交変調器、直交復調器間の位相差がゼロとなる
よう補正を行う。補正データ確定後は補正データを保持
し、３０-１、-２をオフとする。
は、ディジタルデータをアナログ信号に変換する。次
に、π／２移相器２１、ミキサ２０−１、２０−２より
構成される直交変調器２５に入力し、搬送波の位相変調
を行い直交変調器、直交復調器間の位相差がゼロとなる
よう補正を行う。補正データ確定後は補正データを保持
し、３０-１、-２をオフとする。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】正しく位相補正を行う
ためには、位相誤差を検出する際にフィードバックルー
プをオフするか、あるいは、フィードバックループは生
かしたまま、ループゲインを落としてフィードバックル
ープを切った状態と等価にする必要がある。このため、
フィードバック制御が掛かっていないか、フィードバッ
ク制御が十分掛かっていない状態となるため、Ａ／Ｄ変
換器１７−１、１７−２の復調帰還信号のレベルは、安
定していない。このため、Ａ／Ｄ変換器に入力されるレ
ベルが一定レベルではない（つまり、ベクトルの大きさ
が一定ではない）ため、各レベルに対応できるよう、
Ｉ、Ｑ全振幅値の組み合わせに対応した補正位相値をＲ
ＯＭに格納しておかなければならないため、従来技術で
はＲＯＭ容量が大きくなってしまうという欠点がある。
即ち、復調帰還出力が図の（ａ）と、（ｂ）の場合で
も、位相補正用の直交変調器の位相補正用のデータ入力
は同じであるため、前述の通り全レベルに対して補正デ
ータをもっていなければならない。この結果大きなＲＯ
Ｍ容量が必要となる。
ためには、位相誤差を検出する際にフィードバックルー
プをオフするか、あるいは、フィードバックループは生
かしたまま、ループゲインを落としてフィードバックル
ープを切った状態と等価にする必要がある。このため、
フィードバック制御が掛かっていないか、フィードバッ
ク制御が十分掛かっていない状態となるため、Ａ／Ｄ変
換器１７−１、１７−２の復調帰還信号のレベルは、安
定していない。このため、Ａ／Ｄ変換器に入力されるレ
ベルが一定レベルではない（つまり、ベクトルの大きさ
が一定ではない）ため、各レベルに対応できるよう、
Ｉ、Ｑ全振幅値の組み合わせに対応した補正位相値をＲ
ＯＭに格納しておかなければならないため、従来技術で
はＲＯＭ容量が大きくなってしまうという欠点がある。
即ち、復調帰還出力が図の（ａ）と、（ｂ）の場合で
も、位相補正用の直交変調器の位相補正用のデータ入力
は同じであるため、前述の通り全レベルに対して補正デ
ータをもっていなければならない。この結果大きなＲＯ
Ｍ容量が必要となる。
【０００８】本発明の目的は、このＲＯＭ容量を不要に
し、更にこれにより、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器まで
も削除することにより回路規模を小さくすることを目的
とする。
し、更にこれにより、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器まで
も削除することにより回路規模を小さくすることを目的
とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、フィードバック信号が入力する直交変調器
２５の前段にＡＧＣ増幅器２８-１、２８-２を接続し、
ＡＧＣ増幅器、乗算器２７-１、-２、加算器２８、加算
器２９によるＡＧＣループを構成し、同相成分、直交成
分それぞれの二乗値の和、即ちベクトル振幅値が、設定
値Ｖrefになるよう制御することにより、入力される復
調帰還信号の同相成分、直交成分によるベクトルの大き
さが常に一定レベルになるようにしたものである。
成するため、フィードバック信号が入力する直交変調器
２５の前段にＡＧＣ増幅器２８-１、２８-２を接続し、
ＡＧＣ増幅器、乗算器２７-１、-２、加算器２８、加算
器２９によるＡＧＣループを構成し、同相成分、直交成
分それぞれの二乗値の和、即ちベクトル振幅値が、設定
値Ｖrefになるよう制御することにより、入力される復
調帰還信号の同相成分、直交成分によるベクトルの大き
さが常に一定レベルになるようにしたものである。
【００１０】その結果、直交変調器２５に入力される復
調帰還信号を一定レベルに保つことができる。これによ
り図５に示すように復調帰還信号（ｒI、ｒQ）そのもの
が位相補正を行うための信号とすることが可能となり、
ＲＯＭ、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器を全く不要とする
ことが可能となる。
調帰還信号を一定レベルに保つことができる。これによ
り図５に示すように復調帰還信号（ｒI、ｒQ）そのもの
が位相補正を行うための信号とすることが可能となり、
ＲＯＭ、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器を全く不要とする
ことが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１を用いて本発明の実施例を説
明する。
明する。
【００１２】なお、１７〜２２、２５〜２９の位相誤差
検出、補正回路以外の回路動作は、従来技術と同じであ
るため省略する。
検出、補正回路以外の回路動作は、従来技術と同じであ
るため省略する。
【００１３】以下位相誤差検出、補正回路について説明
する。
する。
【００１４】復調帰還信号はＡＧＣ増幅器２６-１、２
６-２に入力される。２６-１、２６-２の出力は、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器１７-１、１７-２に接続されると共
に、乗算器２７-１、２７-２に接続されている。位相誤
差検出時２６-１、２６-２の出力をそれぞれ２７-１、
２７-２で二乗し、加算器２８で加算する。この加算器
２８の出力は加算器２９で基準電圧Ｖrefと比較演算さ
れ、ＡＧＣ増幅器２６-１、２６-２の制御電圧となる。
ＡＧＣ増幅器２６-１、２６-２と乗算器２７-１、２７-
２、加算器２８及び２９で制御ループが構成されている
ため、復調帰還信号の同相成分、直交成分のベクトルの
大きさが、Ｖrefに相当する振幅となるよう制御され
る。例えば図５における円の大きさがＶref相当であれ
ば、復調帰還信号のベクトルの大きさは常に円の大きさ
となるよう制御される。従って、Ｖrefを所定レベルに
設定しておけば、そのまま直交変調器２５の入力とする
ことができる。
６-２に入力される。２６-１、２６-２の出力は、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器１７-１、１７-２に接続されると共
に、乗算器２７-１、２７-２に接続されている。位相誤
差検出時２６-１、２６-２の出力をそれぞれ２７-１、
２７-２で二乗し、加算器２８で加算する。この加算器
２８の出力は加算器２９で基準電圧Ｖrefと比較演算さ
れ、ＡＧＣ増幅器２６-１、２６-２の制御電圧となる。
ＡＧＣ増幅器２６-１、２６-２と乗算器２７-１、２７-
２、加算器２８及び２９で制御ループが構成されている
ため、復調帰還信号の同相成分、直交成分のベクトルの
大きさが、Ｖrefに相当する振幅となるよう制御され
る。例えば図５における円の大きさがＶref相当であれ
ば、復調帰還信号のベクトルの大きさは常に円の大きさ
となるよう制御される。従って、Ｖrefを所定レベルに
設定しておけば、そのまま直交変調器２５の入力とする
ことができる。
【００１５】
【発明の効果】従来大容量のＲＯＭ、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ
／Ａ変換器が必要であったが、本発明によれば簡単な回
路の追加により大幅な部品数の低減（ＲＯＭ、Ａ／Ｄ変
換器、Ｄ／Ａ変換器 不要）が実現でき回路規模を小さ
くする事ができ、大幅なコスト低減を図ることができ
る。
／Ａ変換器が必要であったが、本発明によれば簡単な回
路の追加により大幅な部品数の低減（ＲＯＭ、Ａ／Ｄ変
換器、Ｄ／Ａ変換器 不要）が実現でき回路規模を小さ
くする事ができ、大幅なコスト低減を図ることができ
る。
【図１】本発明の実施例のブロック図。
【図２】従来技術の一例を示すブロック図。
【図３】無変調搬送波発生用ベースバンド信号を示す説
明図。
明図。
【図４】復調帰還信号の振幅と位相誤差を表す説明図。
【図５】変復調器の位相誤差と補正データを表す説明
図。
図。
１-１、-２ Ｄ／Ａ変換器、１７-１、-２ Ａ／Ｄ変換
器、２-１、-２ ローパスフィルタ、１８-１、-２ 位
相補正用ＲＯＭ、３-１、-２ 加算器、１９-１、-２
Ｄ／Ａ変換器、４-１、-２ 増幅器、２０-１、-２ ミ
キサ、５-１、-２ ミキサ、２１ π／２移相器、６
π／２移相器、２２ 加算器、７ 加算器、２３ 直交
変調器、８ バンドパスフィルタ、２４ 直交復調器、
９ 前置増幅器、２５ 直交変調器、１０ 電力増幅
器、２６-１、-２ ＡＧＣ増幅器、１１ 搬送波信号、
２７-１、-２ 乗算器、１２ アンテナ、２８ 加算
器、１３ 方向性結合器、２９ 加算器、１４ アッテ
ネータ、３０-１、-２ スイッチ、１５-１、-２ ミキ
サ、１６：移相器
器、２-１、-２ ローパスフィルタ、１８-１、-２ 位
相補正用ＲＯＭ、３-１、-２ 加算器、１９-１、-２
Ｄ／Ａ変換器、４-１、-２ 増幅器、２０-１、-２ ミ
キサ、５-１、-２ ミキサ、２１ π／２移相器、６
π／２移相器、２２ 加算器、７ 加算器、２３ 直交
変調器、８ バンドパスフィルタ、２４ 直交復調器、
９ 前置増幅器、２５ 直交変調器、１０ 電力増幅
器、２６-１、-２ ＡＧＣ増幅器、１１ 搬送波信号、
２７-１、-２ 乗算器、１２ アンテナ、２８ 加算
器、１３ 方向性結合器、２９ 加算器、１４ アッテ
ネータ、３０-１、-２ スイッチ、１５-１、-２ ミキ
サ、１６：移相器
Claims (2)
- 【請求項１】同相、直交成分それぞれを帰還する、カー
テシアン型フィードバックループを用いた、電力増幅器
の非直線歪みを補償するリニアライザ回路において、送
信信号と復調帰還信号との位相誤差を、無変調搬送波を
用いて検出を行う位相誤差検出回路の入力信号振幅値を
一定に保つことを特徴とするリニアライザ回路。 - 【請求項２】請求項１記載の位相誤差検出回路の入力信
号振幅を一定に保つ手段は、ＡＧＣ増幅器であることを
特徴とするリニアライザ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7233812A JPH0983258A (ja) | 1995-09-12 | 1995-09-12 | リニアライザ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7233812A JPH0983258A (ja) | 1995-09-12 | 1995-09-12 | リニアライザ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983258A true JPH0983258A (ja) | 1997-03-28 |
Family
ID=16960974
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7233812A Pending JPH0983258A (ja) | 1995-09-12 | 1995-09-12 | リニアライザ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0983258A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2004045067A1 (ja) * | 2002-11-14 | 2006-03-16 | 株式会社日立国際電気 | 歪み補償回路、歪み補償信号生成方法、及び電力増幅器 |
| JP2010166433A (ja) * | 2009-01-16 | 2010-07-29 | Fujitsu Ltd | カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器 |
| WO2014050218A1 (ja) * | 2012-09-25 | 2014-04-03 | 株式会社日立国際電気 | 歪み補償回路および歪み補償回路と高周波電力増幅器を用いた送信装置 |
-
1995
- 1995-09-12 JP JP7233812A patent/JPH0983258A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2004045067A1 (ja) * | 2002-11-14 | 2006-03-16 | 株式会社日立国際電気 | 歪み補償回路、歪み補償信号生成方法、及び電力増幅器 |
| JP2010183633A (ja) * | 2002-11-14 | 2010-08-19 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償回路、歪み補償信号生成方法、及び電力増幅器 |
| JP4657920B2 (ja) * | 2002-11-14 | 2011-03-23 | 株式会社日立国際電気 | 歪み補償回路、歪み補償信号生成方法、及び電力増幅器 |
| JP2010166433A (ja) * | 2009-01-16 | 2010-07-29 | Fujitsu Ltd | カルテシアンフィードバック増幅器のための位相弁別器 |
| WO2014050218A1 (ja) * | 2012-09-25 | 2014-04-03 | 株式会社日立国際電気 | 歪み補償回路および歪み補償回路と高周波電力増幅器を用いた送信装置 |
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