JPH06505604A - パワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 パワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御技術分野および産業上の利用分野 本発明は、マイクロ波無線通信シス７ノ、の送；言機に使用されるＲＦ（無線周 波数）通信システムのパワーアンプ中の位相ひずみを補償する前置ひずみ適応型 制御方法およびそのようなシステムに使用される送信機に関する。

従来の技術 たとえば、ＱＡＭ（直角位相振幅変調）を使用するマイクロ波無線通信システム においては、マイクロ波搬送周波数においてＩＦ倍信号中間周波数）とＬＯ（局 部発振器）信号との混合によってＲＦ倍信号発生させ、そのＲＦ倍信号パワーア ンプで増幅され、送信されることはよく知られている。またパワーアンプは、一 般に、非線形伝達特性を有していることもよく知られている。このような伝達特 性を調整するために、たとえば、Ｐｕｔｚによって１９７３年８月２８田こ特許 された米国特許番号３．７５５．７５４　ｒマイクロ波増幅器用前置ひずみ補償 」に記述されることからも分かるように、パワーアンプへの入力をひずませ非線 形特性を補償することは公知である。

パワーアンプの非線形性は、増幅器の利得特性のみではなく、ＡＭ／ＰＭ　（振 幅変調／位相変調変換）によって生じる信号位相にも適応される。これは、パワ ーアンプを通過する信号が位相比換されるときに起こり、その位相変化は信号増 幅の非線形性に依存し、増幅器での入力信号の振幅変調は増幅信号を生じ、その 中には振幅変調の他に位相変調が存在する。

パワーアンプの位相ひずみをできる限り正確に補償するために前置ひずみ器の位 相特性を手動で調節することは知られている。しかしながら、パワーアンプの特 性上そのような手動調整は好ましくなく、たとえば時間変化および温度変化等に 十分に適応できない。従って、前置ひずみ器の位相特性の適応型制御を供給する ことが要求される。

適応型制御は、送信機位相を制御を制御するためにマイクロ波無線通信システム の受信器からの反転信号フィードバックによる方法で供給できる。しかしながら 、そのような反転フィードバック処理は通信アイパターンが閉じる（典型的には 信号フェージング中に起こる）と動作しなくなる。この問題を避けるために、適 応的に制御するために送信機に完全な復調器を設けることが考えられるが、非常 に高価で、産業上非実用的である。

したがって、本発明の目的は、ＲＦ（無線周波数）通信システムのパワーアンプ における位相ひずみを補償するだめの前置ひずみ器を適応的に制御する改善され た方法を提供することにある。

発明の開示　。

本発明のパワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御方法は、ＲＦ（無線周波数 ）通信システム中のパワーアンプにおける位相ひずみを補償するために前置ひず み器を適応的に制御し、そこでＩＦ（中間周波数）入力信号は局部発振器信号と 混合される送信ＲＦ倍信号発生し、局部発振器信号およびＲＦ倍信号らパワーア ンプの出力を表わすＩＦ出力信号を発生するステップを含む方法において、位相 差信号を発生するためにＩＦ大入力ＩＦ出力信号との間の位相差を検出し、ＩＦ 信号振幅が比較レベルを越えるか否かによって位相差信号を選択的に反転し、お よび前置ひずみ器の位相制御信号を発生するために反転位相差信号を選択的に積 分するステップを含む。

好ましくは、この方法は、ＩＦ大入力よびＩＦ出力信号をチョッピングし、位相 情報を除去するためにチョップされた信号を交互に２乗し、チョップされ２乗さ れた信号を比較レベルと比較し、位相差信号の反転を選択的に制御するステップ を含む。

また、この方法は、好ましくは、位相制御信号をストアするステップを含む。

同様に、本発明のＲＦ通信システム用送信機は、ＩＦ（中間周波数）入力信号を 増幅する手段、ＩＦ倍信号前置ひずみを与える前置ひずみ器、局部発振器信号と 増幅され前置ひずみが与えられたＩＦ倍信号を混合し、ＲＦ倍信号発生するため の第１のミキサ、送信のためにＲＦ倍信号増幅するパワーアンプ、局部発振器信 号とＲＦ倍信号一部を混合し、ＩＦＦ力信号を発生する第２のミキサを有するＲ Ｆ（無線周波数）通信システム用送信機において：ＩＦ入力信号およびＩＦＦ力 信号に応答し、ＩＦＦ力信号のＩＦＦ力信号間の位相差を表わす位相差信号を発 生する手段；ＩＦ信信号幅幅所定の比較レベルを越えるか否かによって位相差信 号を選択的に反転する手段；および反転位相差信号を選択的に積分し位相制御信 号を発生するための手段；および位相制御信号によって前置ひずみ器を制御する 手段とを含む。

図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照し以下の説明からさらに詳しく理解できる。異なる図 面における同一の番号は同一の構成要素示す。

図１は、本発明のマイクロ波無線通信システムの送信機の部分ブロック図である 。

図２は、図１の送信機の中間周波（ＩＦ）増幅器および前置ひずみ回路をより詳 細に示すブロック図である。

図３は、図１の送信機の部分をより詳細に示すブロック図である。

図４は、図１の送信機のＡＭ／ＰＭ　（振幅変調／位相変調変換）検出器をより 詳細に示すブロック図である。

図５は、ＡＭ／ＰＭ検出器の動作説明に関するＱＡＭ位相面を示す図である。

本発明を遂行するためのモード 図１において、５１２ＱＡＭマイクロ波無線通信システムの送信機の一部分が示 される。位相直交信号成分を含むＩＦ（中間周波数、たとえば、１４０ＭＨｚ） 入力信号（ＩＦ大入力はライン１０を介して、第１のＩＦＡＧＣ（自動利得制御 ）増幅器１２に供給される。ＩＦＡＧＣＦ幅器１２の出力は、前置ひずみ器１４ を介して第２のＩＦＡＧＣ（自動利得制御）増幅器１６に結合される。局部発振 器１８は、たとえば、４ＧＨ２のマイクロ波周波数の搬送波俗骨を発生するマイ クロ波周波数発振器を含む。増幅器１６の出力は局部発振器１８の出力と飽和影 像阻止ミキサ２０において混合される。ミキサ２０は、Ｓ、　Ｇ、　Ｈａｒｍａ ｎによって１９９１年７月１６日こ特許された米国特許番号５．０３３．１１Ｏ ｒ無線通信システム用周波数変換器」に記述されクレームされるように動作し制 御される。

ミキサ２０の出力は単側波帯信号であり、半導体マイクロ波ＲＦ（無線周波数） パワーアンプ２２で増幅され、ＲＦ出カライン２４からＲＦ出力として送出され 、その一部がカプラ２６によって分岐される。ミキサおよびＬＰＦ３０　（ロー パスフィルタ）は、ＲＦ倍信号分岐部分をライン３１を介して発振器１８から供 給された搬送波信号成分と混合し、コヒーレントＩＦ信号を発生し、このＩＦ倍 信号ローパス濾波しライン３２上にＩＦ倍信号発生する。このライン３２上のＩ Ｆ倍信号ＲＦＦ力信号を表わし、これはＩＦＦ力信号と呼ばれる。このＩＦＦ力 信号は一定利得制御回路３４へ供給され、第２のＩＦＡＧＣＦ幅器１６の利得を 制御し、前置ひずみ語出力１４からの一定の信号利得をＲＦ出カライン２４に提 供し、この一定の信号利得によって前置ひずみ器１４の設計および設置が容易に なる。

実際問題として、パワーアンプ２２は、異なるマイクロ波フェージング状態に対 して切り換えられ、種々の利得レベルを供給し、一定利得制御回路３４および前 置ひずみ器１４はそれに対応して切り換えられる。しかしながら、そのような切 換えは本発明にとっては不可欠なものではないのでここでは詳細に記述しない。

ピーク・クリッピング検出器３８からの最優先の制御信号がない時、レベル制御 回路３６は、ライン４０を介して供給された送信レベル制御信号（Ｔｘレベル） に応じて、第１のＩＦＡＧＣＦ幅器１２の利得を制御するように動作する。この 送信レベル制御信号は、反転チャネルを介して遠隔受信器からライン２４上のＲ ＦＦ力信号を送信する受信器に、既知の方法で供給される。通常動作においては 、受信器によって受信された信号レベルが低下したとき、レベル制御回路３６は 、反転チャネルおよびライン４０上のレベル制御信号を介して、第１のＩＦＡＧ ＣＦ幅器１２の利得を増やすように制御される。これにより、前置ひずみ器１４ に供給されるＩＦ倍信号振幅を増加する。

上述したように、第２のＩＦＡＧＣＦ幅器１６に供給される一定の利得制御、お よびミキサ２０は飽和ミキサ（すなわち、ミキサに供給された局部発振器信号は ＩＦ倍信号り大きな振幅を有している）であるという事実によって、ＲＦＦ力信 号レベルは増加され低減された受信信号レベルを補償する。

ピーク・クリッピング検出器３８は、パワーアンプ２２によって信号クリ・ンピ ングの立ち上がりを検出するように動作し、そのような検出に応答して、レベル 制御回路３６は第１のＩＦＡＧＣＦ幅器１２の利得がさらに増加するのを防止し これによってクリッピングが省略される。ピーク・クリッピング検出器はＭｃＮ ｉｃ。

１等によって１９９０年１０月３１日出願された米国特許出願０７／６０７．３ ８５に対応して１９９１年１０月２２日に出願された国際特許出願Ｐｅｒ／ＣＡ ９１１００３６０　ｒマイクロウェーブ電力増幅器におけるクリッピング制御」 に記述されクレームされている。

このライン１０および３２上のＩＦ倍信号、それぞれＡＧＣ増幅器４０および４ ２によって同様のレベルに増幅され、増幅器４２の出力は、位相回転器４４によ って位相が変化する。増幅器４０の出力および位相回転器４４の出力は、位相検 出器およびＬＰＦ回路（ローパスフィルタ）４５の入力に供給され、その出力は 位相回転器４４を制御する。増幅器の出力４０および位相回転器４４の出力は、 同じく、チョッパマルチプレクサ（チョップＭＵＸ）回路４６の入力に供給され 、そこで出力信号はチョップされ交互に２乗およびＬＰＦ回路４８に供給される 。

回路４８の出力は、ピーク・クリッピング検出器３８、増幅器４０の利得を制御 するピークＡＧＣ検出器５０および増幅器４２の利得を制御するＲＭＳ−ＡＧＣ 制御回路５２に供給される。

回路４５および４８の出力は、それぞれ２つの検出器５４および５６に供給され 、これらはメモリ５７を介して前置ひずみ器１４を制御するように動作する。

検出器５４は、公知の振幅ひずみ、あるいは、ＡＭ／ＡＭ　（振幅変調／振幅変 調ひずみ）検出器であり、その出力は前置ひずみ器１４中の振幅前置ひずみを制 御する。検出器５６は、ＡＭ／ＰＭ　（振幅変調／位相変調ひずみ）検出器であ り、その出力は以下に述べるように本発明の前置ひずみ器１４中の位相前置ひず みを制御する。

図２は第１のＩＦＡＧＣＦ幅器１２および前置ひずみ器１４をより詳細に説明す る図である。ＩＦＡＧＣＦ幅器１２は、相補出力を有する増幅器１２１、ＡＧＣ 回路１２２および増幅器１２１の利得を制御する利得制御ループ中の加算回路１ ２３を含む。加算回路は、レベル制御回路３６の出力からの付加利得制御信号を ＡＧＣ回路１２２の出力に加え、それによって、第１のＩＦＡＧＣＦ幅器１２は レベル制御回路によって制御される。

前置ひずみ器１４は加算回路１４１を含み、その出力は第２のＩＦＡＧＣＦ幅器 １６の入力に供給される。増幅器１２１の１つの出力はケーブル長さによって形 成される補償遅延１４２を介して加算回路１４１の入力に結合され、増幅器１２ １の他の出力は補償パスを介して加算回路１４１の他の入力に結合される。補償 パスは、位相直交位相（０°および一９０°）を有するカプラ１４３、乗算器１ ４４および１４５（ミキサによって構成できる）、加算回路１４７および３乗器 １４８を含む。カプラ１４３の位相直交出力信号は乗算器１４４および１４５に おいてそれぞれ同相制御信号Ｉおよび直交位相制御信号Ｑによって乗算される。

制御信号Ｌ　ＡＭ／ＡＭ検出器５４振輻前置ひずみ制御信号出力によって公知の 方法で構成され、これは下に記述されるようにメモリ５７にストアされる。同様 に、制御信号Ｑは、下に記述されるように、ＡＭ／ＰＭ検出器５検出器５直乗算 器１４４および１４５の出力は、加算回路１４７によって加算され、その出力は ３乗器１４８（パワーアンプ２２が一般に３乗特性を有するので）によって３乗 され、所望の補償信号を発生する。加算回路１４１は、この補償信号を直接パス 信号に加え、第２のＩＦＡＧＣＦ幅器１６をＩＦに供給される前置ひずみＩＦ倍 信号発生する。

検出器３８、５４および５６の適当な動作を容易にするために、ライン１０、３ ２上のＩＦＦ出力信号のＲＭＳレベルの同一化が図１の要素４２．４６〜５２を 介して行われるチョッパ安定化比較によって確立される。これは、比較目的のた めに絶対ＲＭＳレベルを確立する非常に高価な作業（特にＩＦＦ力信号の大きい ピークＲＭＳ要因の点から）を避ける。検出器３８、５４および５６自身もチョ ッパ安定化されている。

図３は図１の部４０〜５２をより詳細に示す図である。図３において、増幅器４ ０の出力は遅延ライン４１を介して位相検出器およびＬＰＦ回路４５に結合され る。この位相検出器およびＬＰＦ回路４５はＲＭＳ（二乗平均の平方根）位相検 出器およびこのシステムのシンボルレートより大きいカットオフ周波数（たとえ ば、５４ＭＨｚ）を有するローパスフィルタを含む。位相回転器４４は、ＳＩＮ ／ＣＯＳソース４４０、位相直交出力を有する信号カプラ４４２、乗算器４４４ および４４６および加算回路４４８を含む。回路４５の出力はＳＩＮ／ＣＯＳソ ース４４０を駆動し、そのＳＩＮ／ＣＯＳソース４４０の出力は増幅器４２の利 得調整出力からのカプラ４４２によって発生されたＩＦ出力信号の位相直交成分 と乗算される。この乗算結果は加算回路４４８によって加算され位相回転器４４ の出力を発生する。説明を簡単にするために図３には示されていないが、位相回 転器４４は、公知の方法でチョッパ安定化されている。たとえば、以下に詳細に 検討されるように５ｋＨｚ２乗波チョッパ制御信号ＣＣを使用する。

増幅器４０からの利得調整ＩＦ入力信号、および位相回転器４４からの利得調整 および位相変化ＩＦ出力信号は、図３に示されるチョッパ制御信号ＣＣによって 制御されるセレクタスイッチによって、同じくチョッパマルチプレクサ回路４６ に供給される。したがって、回路４６の出力点で、２つのＩＦ倍信号５ｋＨｚの チョッパ・レートでチョッピングされ交互に出力される。チョッピングされた交 互信号は、回路４８２でｃｏｓ２特性で２乗され、ベースバンド振幅情報を再生 する。その結果生ずる信号はシンボルレート（たとえば、５４ＭＨｚ）より大き いカットオフ周波数有するＬＰＦ４８４でローパス濾波される。回路４８２およ び４８４は、共に２乗およびＬＰＦ回路４８を構成する。ｃｏｓ２特性を有する 回路４８２は、ＩＦ倍信号単純な復調を行い、ＩＦ倍信号変調側波帯を有し位相 および振幅に関しコヒーレントである。これは、搬送再生タイプの復調器を提供 するよりも経済的であり、信号ピークを非線形伸張するので、検出が簡単である 。ＬＰＦ４８４の出力は、図３に示されるように、ピークＡＧＣ検出器５０およ びＲＭＳ−ＡＧＣ制御回路５２、検出器３８．５４および５６に供給される。

ピークＡＧＣ５０は、ピークレベル・比較器５０２および積分器５０４から構成 される。比較器５０２は、回路４６が増幅器４０の出力に切り換えられるチョッ パ時間で、チョッパ制御信号ＣＣによって制御されＬＰＦ４８４の出力を閾値と 比較し、ＩＦ入力信号のピークレベルに応じた出力を供給する。この出力は、積 分器５０４によって積分され、増幅器４０を制御するＡＧＣ制御信号を供給する 。ＲＭＳ−ＡＧＣ制御回路５２はサンプルホールド回路（Ｓ＆Ｈ）５２２と積分 器５２４を含む。サンプルホールド回路（Ｓ＆Ｈ）５２２はチョッパ制御信号Ｃ Ｃによって制御され、回路４６が２つの入力に交互に切り換えられるチョッパ時 間で、ＬＰＦ４８４の出力をサンプルし、回路４６に供給されるＩＦ入出力のＲ ＭＳレベル間の差を有する出力は、積分器５２４で積分され、増幅器４２の利得 を制御しＲＭＳ差がなくなる。

図４はＡＭ／ＰＭ検出器５６の詳細を示す図である。検出器５６は比較器として 動作する差動アンプ５６１、乗算器によって構成された符号スイッチ５６２、差 動アンプ５６３、点線によって表わされるチョッパ制御信号ＣＣによって制御さ れるスイッチ５６４、抵抗５６５および５６６、差動アンプ５６７および積分回 路５６８を含む。積分回路５６８の出力はその出力がＡＭ／ＰＭ検出器の出力を 構成しメモリ５７に供給される。

ＬＰＦ４８４の出力は、差動アンプ５６１中の非反転入力に接続され、一方、比 較電圧Ｖが反転入力に供給される。ここで、増幅器５６１は、現在のチョッパ位 相に基づきＩＦ入力信号またはＩＦ出力信号によって表わされる各シンボルの振 幅を比較電圧Ｖと比較する。濾波された位相検出器の出力信号は位相検出器およ びＬＰＦ回路４５の出力によって構成され、符号スイッチ５６２に供給される。

この符号スイッチ５６２は、増幅器５６１の出力によっていずれかのシステムシ ンボルレートで制御され、ＬＰＦ４８４からの信号が反転されているかまたはそ れぞれ比較電圧Ｖよりも大きいか小さいかにかかわらず、相補出力で濾波された 位相検出器出力信号に応じた信号を発生する。符号スイッチの相補出力は増幅器 ５６３の差入力回路に接続され、位相ひずみ制御信号を構成する単一極性の出力 信号を発生する。

チョッパ安定化を行うために、増幅器５６３出力信号はスイッチ５６４によって 、抵抗５６５および５６６の一つを介してそれぞれ増幅器５６７の反転または非 反転入力に切り換えられる。したがって、増幅器５６７の出力は、チョッパ安定 化位相ひずみ制御信号である。この制御信号は積分回路５６８によって積分され 、検出器５６の出力を発生し、その出力はメモリ５７にストアされ、すでに記述 されたように制御信号Ｑを構成する。

ＡＭ／ＰＭ検出器の動作は、さらに、図５を用いて理解される。この図はＱＡＭ システム中の振幅変調／位相変調変換ひずみを図示する位相面ダイアグラムであ る。

図５は、位相面ダイアグラムの第１の四分区間を表わし、同相および直角位相信 号振幅（それぞれ■およびＱ軸）は正である。図５は同様に、原点０の近くのい くつかの信号の点座標を示す図である。５１２ＱＡＭ信号の点座標において、位 相面ダイアグラム中に５１２の信号点があり、この点座標は好ましくはほぼ円形 境界内で長方形に配列され、各一つの点は通信を行う一つのシンボル（同相およ び直角位相振幅の組合せ）を表わすことは良く知られている。

等しい同相および直角位相振幅を有する簡単な信号点を考えると、これらは理想 的にはＩ軸およびＱ軸に対して４５°の線上（すなわち、図５におけるライン６ ０）にある。しかしながら、このパワーアンプ２２の非線形位相特性のために、 これらの点はゆがめられ、位相が回転し、そのためにライン６２からずれる。図 ５においては、位相ひずみまたは回転が誇張して図示されている。図に示される ように、各信号点またはシンボルに対して相回転は、振幅（原点Ｏからの距離） に依存して非線形であり、それ故にこれはＡＭ／ＰＭひずみと呼ばれる。

このＡＭ／ＰＭひずみは、厳しいマイクロ波フェージング状態を補償するために 、パワーアンプ２２が全電力で動作するときに、特に重要である。良く知られて いるように、そのような厳しいフェージングは滅多には起こらないが、その他の 時にはパワーアンプ２２は非常に低い電力出力レベル（その動作特性は比較的に 線形である）に切り換えられるので、ＡＭ／ＰＭひずみは問題とならない。メモ リ５７に制御信号ＩおよびＱをストアするのはこの理由によるものである。まず パワーアンプ２２は、全電力で動作するように手動で制御され、制御信号■およ びＱが検出器５４および５６によって適当な値になるように決定され、メモリ５ ７にストアされる。次の通常動作において、ストアされた制御信号は、パワーア ンプ２２が厳しいマイクロ波フェージング状態の間に全電力で動作する間にアッ プデートされる。これは、たとえば、レベル制御回路３６によってパワーアンプ ２２の全電力動作と一致してメモリ５７のアップデートを可能にとするように決 定される。

通信システムの動作中の搬送波再生のプロセスにおいて、ライン６２の位置（ま たは、より正確には、それに沿った信号点）は理想的にはこのライン６ｏの４５ °の位置で近似され、位相回転を除けばライン６２と同じであるライン６４の位 置をとるように考慮される。図５から明らかに分かるように、理想的直線６０に 関し、ライン６４は図５においてして表わされる特別のレベルよりより小さい信 号振幅に対して一方向に相回転を有しく反時計方向）、このＬよりも大きい信号 振幅に対しては反対の方向（時計回り）に相回転を有する。先に述べたように、 比較器５６１に供給された比較電圧ＶはレベルＬを表すためにセットされる。

したがって、Ｌよりも小さい信号振幅に対し、増幅器５６１の出力は負である。

従って、符号スイッチ５６２は、回路４５がらの濾波された位相検出器出方信号 を反転するために制御される。これはライン６４をライン６６によってレベルＬ まで効果的に置き換える。レベルＬより以上のレベルに対しては、増幅器５６１ の振幅出力は正である。従って、符号スイッチ５６２は濾波された位相検出器出 力を反転しないように制御される。このように、これらの信号振幅に対しライン ６４が適用される。レベルＬ以下のライン６６およびレベルＬ以下のライン６４ は両方共図５中の理想的ライン６０から同じ方向の相回転を有することは容易に 分かる。したがって、先に述べたように搬送波再生のプロセスで起きる相回転は 、組み合わされたライン６４（Ｌ以下）およびライン６６（Ｌ以下）によって理 想的ライン６０に対応するより正確な位置になり、これにより、ＡＭ／ＰＭひず みは減少できる。

差動アンプ５６３は符号スイッチ５６２の出力を合計し、増幅器の出力で発生さ れた位相ひずみ制御信号、すなわち積分回路５６８の出力で発生されたチョッパ 安定化および積分位相ひずみ制御信号は、平均位相差またはライン６６および６ ４（レベルＬ以下）と理想的ライン６０の間の相回転を表わす。この結果生ずる 信号は、このパワーアンプの非線形位相特性によってパワーアンプ２２によって 発生される位相ひずみの量を示す。

従って、これらの非線形位相特性は、メモリ５７を介して積分回路５６８の出力 （すなわち、ＡＭ／ＰＭ検出器５６の出力）を制御信号Ｑとして前置ひずみ器１ ４へ供給することによって適応的に補償する。それによって、ライン６６および ６４（レベルＬ以下）の平均の補償相回転を理想的ライン６ｏの方へ発生する。

上述の記述においては、等しい同相および直角位相振幅を有する信号点座標の信 号点にのみ関連するけれども、上述の原理はすべての信号点に対して等しく連続 的に適用される。

多くの修正、変形、追加が本発明の上記実施例に適用できる。たとえば、先に述 べたように、チョッパ・マルチプレクサ回路４６の動作によって増幅器５６１は ＩＦ大入力よびＩＦ出力信号の振幅をチョッパ・レートで交互に比較電圧Ｖで比 較するが、その代わり、各信号またはシンボルの比較は常に比較電圧ＶとＩＦ大 入力よびＩＦ出力信号で選択された一つの信号間で行われる。

国際調査報告 フロントページの続き （７２）発明者　バーマン・ステファン・ジョージカナダ国、ケイ２エイチ　８ ビー３．オンタリオ、ネピーン、グランドピユー　ロード　４８

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ＲＦ（無線周波数）通信システム中のパワーアンプにおける位相ひずみを補 償するために前置ひずみ器を適応的に制御し、そこでＩＦ（中間の周波数）入力 信号は局部発振器信号と混合される送信ＲＦを発生し、局部発振器信号およびＲ Ｆ信号からパワーアンプの出力を表わすＩＦ出力信号を発生するステップを含む 方法において、 位相差信号を発生するためにＩＦ入力とＩＦ出力信号との間の位相差を検出しＩ Ｆ信号振幅が比較レベルを越えるか否かによって位相差信号を選択的に反転し； および 前置ひずみ器の位相制御信号を発生するために反転位相差信号を選択的に積分す るステップを含むことを特徴とするパワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御 方法。 ２．クレーム１の方法において、ＩＦ入力およびＩＦ出力信号をチョッピングし 、位相情報を除去するためにチョップされた信号を交互に２乗し、チョップされ ２乗された信号を比較レベルと比較し、位相差信号の反転を選択的に制御するス テップを含むことを特徴とするパワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御方法 。 ３．クレーム１または２の方法において、位相制御信号をストアするステップを 含むことを特徴とするパワーアンプ前置ひずみ器の適応型位相制御方法。 ４．ＩＦ（中間周波数）入力信号を増幅する手段、ＩＦ信号に前置ひずみを与え る前置ひずみ器、局部発振器信号と増幅され前置ひずみが与えられたＩＦ信号と を混合し、ＲＦ信号を発生するための第１のミキサ、送信のためにＲＦ信号を増 幅するパワーアンプ、局部発振器信号とＲＦ信号の一部を混合し、′ＩＦ出力信 号を発生する第２のミキサを有するＲＦ（無線周波数）通信システム用送信機に おいて： ＩＦ入力信号（１０）およびＩＦ出力信号（３２）に応答し、ＩＦ入力信号とＩ Ｆ出力信号間の位相差を表わす位相差信号を発生する手段（４５）ＩＦ信号振幅 が所定の比較レベルを越えるか否かによって位相差信号を選択的に反転する手段 （４６、４８、５６１−５６３）：および反転位相差信号を選択的に積分し位相 制御信号を発生するための手段（５６８）；および 位相制御信号によって前置ひずみ器（１４）を制御する手段（５７、１４４、１ ４５）とを備えたことを特徴とするＲＦ通信システム用送信機。 ５．クレーム４に記載される送信機において、反転位相差信号を選択的に反転す る手段（４６、４８、５６１−５６３）はＩＦ入力およびＩＦ出力信号をチョッ ピングする手段（４６）を含み、手段（４８）はチョップ信号を交互に２乗し位 相情報を除去し、手段（５６１）はチョッピングおよび２乗された信号を比較信 号と比較し位相差信号を選択的に反転するように制御することを特徴とするＲＦ 通信システム用送信機。 ６．クレーム４または５に記載された送信機において、前置ひずみ器（１４）を 制御する手段（５７、１４４、１４５）は位相制御信号をストアするための手段 （５７）を含むことを特徴とするＲＦ通信システム用送信機。