JPH0654006A

JPH0654006A - 送信電力回路

Info

Publication number: JPH0654006A
Application number: JP20657992A
Authority: JP
Inventors: Yasuyuki Oishi; 泰之大石; Takeshi Takano; 健高野; Eisuke Fukuda; 英輔福田; Morihiko Minowa; 守彦箕輪
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1992-08-03
Filing date: 1992-08-03
Publication date: 1994-02-25

Abstract

(57)【要約】【目的】高出力電力増幅器の非線形歪補償回路を備え
たディジタル無線方式における送信電力回路に関し、位
相測定→位相制御動作に要する時間を短縮すると共に位
相制御後のカルテシアンループの動作を急峻に行わせな
いようにすることを目的とする。【構成】復調ベースバンド信号をディジタル処理が可
能な中間周波数の変調波に直交変調し該直交変調波の位
相を該中間周波数の整数倍のマスタクロックに基づき位
相量子化により直接測定して該復調ベースバンド信号の
位相差を測定する位相差測定回路７と、該位相差がゼロ
となるように該マスタクロックに基づき該変調用搬送波
信号と該復調用搬送波信号との相対位相を移相回路５を
介して制御する位相制御回路９とを設けたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は送信電力回路に関し、特
に高出力電力増幅器の非線形歪補償回路を備えたディジ
タル無線方式における送信電力回路に関するものであ
る。

【０００２】移動通信などのディジタル無線通信の分野
では、特に周波数の有効利用の観点から線形変調方式が
用いられる。一方、自動車電話、コードレス電話等移動
通信端末は、低消費電力化への要求が益々強くなって来
ており、そのため移動通信端末で最も消費電力の大きな
電力増幅器の出力効率を向上させることが重要となる。

【０００３】しかし、電力増幅器を高効率増幅点で使用
すると非線形歪が発生するので、前記の線形変調方式を
利用してディジタル無線送信するためには、非線形歪補
償回路を備えた送信電力回路が必要とされる。

【０００４】

【従来の技術】図１１は従来から知られている送信電力
回路の構成例を示しており、図中、送信すべきディジタ
ル入力信号は信号処理部（図示せず）によりベースバン
ドのアナログ信号である２つの直交信号（Ｑ信号）と同
相信号（Ｉ信号）とに変換された後、カルテシアン型歪
補償回路１に供給されて歪補償を施した後、直交変調器
３に送る。この直交変調器３では、ローカル信号として
の変調用搬送波信号３を歪補償回路１の出力信号Ｉ，Ｑ
に対して直交変調し、この直交変調波信号（例えばＱＰ
ＳＫ変調波信号）を電力増幅器４で増幅して送信信号と
して出力する。

【０００５】電力増幅器４から出力される送信信号は方
向性結合器７によりその一部が取り出されて直交復調器
６に送られる。この直交復調器６では、変調用搬送波信
号３を移相回路５で移相した復調用搬送波信号を方向性
結合器７からの送信信号により直交検波して復調ベース
バンド信号Ｉ’，Ｑ’とする。

【０００６】そして、この復調ベースバンド信号Ｉ’，
Ｑ’を歪補償回路１に与えることにより歪補償回路１に
おいては、差分Ｉ−Ｉ’及びＱ−Ｑ’をそれぞれ減算器
１ａ，１ｂでとり、増幅器１ｃ，１ｄでそれぞれ増幅し
た後、Ｉ信号及びＱ信号とそれぞれ加算器１ｅ，１ｆで
加算（減算）して変調入力ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振
幅及び位相歪みの双方を補償する。即ち、電力増幅器４
による非線形歪みに対応する歪みを予め発生しておくこ
とにより送信信号中の歪みを除去している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記のような歪補償回
路によるカルテシアンループが有効に動作するために
は、変調器と復調器のローカル信号（変調用搬送波信号
及び復調用搬送波信号）の位相が一致していなければな
らず、このための復調器のローカル位相を調整する移相
器が必要となる。復調器の最適ローカル位相は、アンプ
の入力レベル、周波数、温度、経年変化等により大きく
変化するため、常に最適値に合わせられるような可変移
相器でなければならない。

【０００８】カルテシアン型歪補償回路の問題点は、こ
の移相器を最適に設定することが難しいということであ
る。即ち、復調器のローカル位相が正しく設定されずに
カルテシアンループを動作させると誤差信号が正しく帰
還されないので、ループが発振することになり、移相器
を設定するまでカルテシアンは動作できない。一方、移
相器は、電力増幅器を動作させなければ復調位相が測定
出来ないために設定できない。

【０００９】この問題を解決するために、送信開始時に
カルテシアンループを動作させない状態で増幅器を動作
させ、復調位相を測定・位相制御した後にループを動作
させる方式が本出願人により別途出願されているが、こ
の方式の場合、位相測定→位相制御動作に要する時間が
長いと、歪補償回路を行っていない劣悪なスペクトラム
特性の変調波が長時間出力されてしまうと共に位相制御
後にカルテシアンループの動作を開始した時点で、変調
信号に急峻な変化が生じ、スペクトラム特性を著しく劣
化させてしまうというような問題点があった。

【００１０】従って本発明は、直交する２つの変調入力
ベースバンド信号をカルテシアン型歪補償回路を通して
直交変調器で変調用搬送波信号を変調し、該直交変調器
からの変調波信号を電力増幅器で増幅して送信信号とし
て出力すると共に、該変調用搬送波信号を移相回路で移
相した復調用搬送波信号により該送信信号の一部を直交
復調器で直交検波して復調ベースバンド信号とし該歪補
償回路に与えることにより該変調入力ベースバンド信号
の振幅及び位相歪みの双方を補償して該電力増幅器によ
る非線形歪みを除去する送信電力回路において、位相測
定→位相制御動作に要する時間を短縮すると共に位相制
御後のカルテシアンループの動作を急峻に行わせないよ
うにすることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段及び作用】上記の目的を達
成するため、本発明に係る送信電力回路は、図１に原理
的に示すように、復調ベースバンド信号をディジタル処
理が可能な中間周波数の変調波に直交変調し該直交変調
波の位相を該中間周波数の整数倍のマスタクロック８に
基づき位相量子化により直接測定して該復調ベースバン
ド信号の位相差を測定する位相差測定回路７と、該位相
差がゼロとなるように該マスタクロック８に基づき該変
調用搬送波信号と該復調用搬送波信号との相対位相を該
移相回路５を介して制御する位相制御回路９とを備えて
いる。

【００１２】即ち、図１に示した本発明においては、直
交復調器６から出力された復調ベースバンド信号Ｉ’，
Ｑ’を位相差測定回路７に与えてディジタル処理が可能
な中間周波数の変調波に直交変調する。そして、この直
交変調波の位相を該中間周波数の整数倍のマスタクロッ
ク８に基づき位相量子化により直接測定して復調ベース
バンド信号Ｉ’，Ｑ’の位相差を測定する。

【００１３】そして、この測定した位相差は位相制御回
路９に与えられ、この位相制御回路９では該位相差に基
づきマスタクロック８による変調用搬送波信号３を移相
させて直交復調器６に復調用搬送波信号として与えるた
めの移相回路５を制御し、変調用搬送波信号３と復調用
搬送波信号の位相差がゼロとなるように制御する。

【００１４】このようにして中間周波数の１周期の時間
内で迅速な位相測定が可能となる。

【００１５】また本発明では、位相差測定回路７を、復
調器出力ベースバンド信号を中間周波数の信号に変調す
る直交変調器と、該直交変調器の出力をディジタル信号
に変換するリミッタアンプと、該中間周波数の整数倍の
クロック信号で動作するカウンタと、このカウンタの出
力値を該ディジタル信号の立ち上がりでラッチして位相
角を示す信号に変換する回路と、該位相角信号を所定の
位相測定タイミングに従ってラッチして位相角を出力す
る回路と、該位相角と予め設定した最適値との差を求め
る減算回路と、該減算回路の出力から補正移相量を求め
る演算回路と、該補正移相量を該位相差として位相設定
タイミングに従って出力するゲート回路とで構成するこ
とができる。

【００１６】これにより高速のＡ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変
換器を用いることなく測定位相角を求め、測定位相差の
最適値からの偏差を検出して位相差の測定を行うことが
できる。

【００１７】更に本発明では、位相制御回路９を、位相
が９０°ずれた２つの中間周波帯ローカル信号を発生す
る分周器と、該測定位相差をロード値として該中間周波
数の整数倍のクロック信号により動作するプリセッタブ
ルカウンタと、該カウンタから出力される中間周波数信
号を正弦波に変換するバンドパスフィルタと、該フィル
タの出力を該分周器の出力をローカル信号として直流検
波する直交復調器と、該直交復調器の高調波出力成分を
除去する２つのロー・パス・フィルタとで構成すること
ができる。

【００１８】これにより、上記の中間周波数信号の位相
差を２π／ｎ〔ｒａｄ〕（ｎは整数）に細分化し調整で
きるプリセッタブルカウンタ（可変分周器）出力をバン
ドパスフィルタにより正弦波に整形し、これを直交復調
器により検波し、その同相・直交信号の高調波成分をロ
ーパスフィルタにより除去して、移相回路５に対する位
相制御信号を与える。従って、ｃｏｓ，ｓｉｎの関数テ
ーブル（ＲＯＭ）が不必要となる。

【００１９】更に本発明では、上記の変調入力ベースバ
ンド信号がバースト信号であり、ループ制御信号により
歪補償回路１が動作しない状態でバースト送信を開始さ
せ、送信立ち上がり時の電力変化時に該位相差を該位相
差測定回路７が測定し該移相回路５を最適値に設定した
のち該歪補償回路１を動作させる場合には、該歪補償回
路１を、変調信号と復調信号との差分信号に対して可変
利得を与えて該変調信号に対する誤差信号を出力する可
変利得増幅器と、ループ制御信号を滑らかに立ち上がら
せ位相測定時には該可変利得増幅器の利得を最小にして
おき位相制御後に滑らかに所定値まで利得を変化させる
利得制御回路とで構成することができる。

【００２０】即ち、歪補償回路１をループ接続する時の
急峻な変化を無くすために、可変利得増幅器を用いてカ
ルテシアンループのループゲインを決定している。この
利得をループ制御信号によって指定されたループＯＦＦ
時には最小にしておき、復調器位相の測定・修正値設定
後に、徐々に利得を上げて所定値に設定することによ
り、カルテシアンループを滑らかに接続する。これによ
り、カルテシアンループのＯＮ／ＯＦＦに伴うスペクト
ラム特性の劣化を実用上問題とならないレベルに抑える
ことができると共に図２に示すように、送信中のループ
制御が可能となり、バースト動作においては１バースト
目からカルテシアン歪補償動作を行うことができる。

【００２１】更に本発明では、該可変利得増幅器の前段
に、アナログスイッチを設け、位相測定時には該アナロ
グスイッチをオフとして該増幅器の利得を最小にしてお
き、位相設定時には該アナログスイッチをオンにしてそ
の後の一定時間後から利得を滑らかに上げて行くように
することもでき、可変利得増幅器の利得可変範囲によっ
て決まるループＯＦＦ状態での最小利得を更に小さく抑
えることができる。

【００２２】更に本発明では、変調入力ベースバンド信
号が連続信号であり、ループ制御信号により該歪補償回
路１が動作しない状態でバースト時と同様の送信を開始
させ、送信立ち上がり時の電力変化時に該位相差を該位
相差測定回路７が測定し該移相回路５を最適値に設定し
たのち該歪補償回路１を動作させる場合には、該位相差
測定回路７を、信号点タイミングで１シンボルごとに位
相測定を行い、得られた位相角の最適値からの偏差を積
算する回路と、該積算値が予め設定した閾値を越えたこ
とを判定する回路と、該判定回路の出力より該プリセッ
タブルカウンタへのロード値を制御するゲート回路とで
構成することができる。

【００２３】即ち、バースト動作では、図２に示したよ
うに１バーストの時間が通常数ｍｓｅｃ〜数１０ｍｓｅ
ｃ以下なので、バースト送信立ち上がり時に測定・修正
した復調器位相で問題ないが、連続送信では増幅器の温
度変化等による位相歪の変化が無視できないため、送信
中にも位相変化を検出し常に最適位相にトラッキングす
る必要がある。

【００２４】このトラッキングでは、変調波の位相軌跡
が符号によって変化し、直交復調器６のローカル信号
（復調用搬送波信号）の測定誤差が増加するため、平均
化作用が必要となる。上記の場合には図３(a) に示すよ
うに、１シンボル毎に測定した位相が最適信号点（±２
２．５°，±６７．５°，±１１２．５°，±１５７．
５°の８点）からどちらの方向にずれているかの偏差を
検出し、これを積算回路で積算する。そして、この積算
値が予め設定した閾値を超えたときに、移相回路５への
制御電圧を修正する。この操作を繰り返すことにより復
調器位相を最適に保つので、送信中の位相微調によって
スペクトラムが劣化することはない。

【００２５】また上記の積算回路での位相測定を２シン
ボル毎に行うこともできる。これは、π／４・シフトＱ
ＰＳＫでは隣の信号点への遷移がないことを利用して位
相測定マージンを大きくするためである。

【００２６】即ち、図３(a) の場合には、±１２．５°
が測定限界となり、それ以上のズレは間違って積算され
るが、この場合には同図(b) に示すように、最適信号点
は（＋２２．５°，＋１１２．５，−１５７．５°，−
６７．５°）の４通りか、（＋６７．５°，＋１５７．
５°，−１１２．５°，−２２．５°）の４通りかの２
つの場合になり、±４５°のより大きな測定マージンが
得られる。

【００２７】更に本発明では、上記の積算回路を一定時
間毎にリセットすることにより、測定誤差の累積による
不要な位置修正を避けることができる。

【００２８】更に本発明では、位相差測定回路７を、直
交変調器の出力とリミッタアンプとの間にルートロール
オフ特性あるいは疑似ルートロールオフ特性を有するバ
ンドパス・フィルタを挿入すれば、中間周波数の直交変
調波をロールオフ特性にして信号点の位相を確定させ
る。これにより、ルートロールオフ変調波で本発明の位
相制御を行うときの測定誤差を小さくすることができ
る。

【００２９】更に本発明では、上記の可変利得増幅器か
ら得られる誤差信号を直交変調器２の反転入力に加える
ようにしてもよく、これにより誤差信号を変調信号から
引く減算器を省略することができる。

【００３０】

【実施例】図４は図１に示した本発明に係る送信電力回
路に用いられる位相差測定回路の実施例を示したもの
で、この実施例では、位相差測定回路７は、復調器出力
ベースバンド信号を中間周波数の信号に変調する直交変
調器７１と、該直交変調器７１の出力をディジタル信号
に変換するリミッタアンプ７２と、該中間周波数の整数
倍のクロック信号７０で動作するカウンタ７３と、リミ
ッタアンプ７２から出力されるディジタル信号の立ち上
がりを検出する立ち上がり検出部７４と、カウンタ７３
の出力値を立ち上がり検出部７４からの該ディジタル信
号の立ち上がりでラッチして位相角を示す信号に変換す
るラッチ回路７５と、該位相角信号を所定の位相測定タ
イミングに従ってラッチして位相角を出力する回路７６
と、該位相角と予め設定した最適値との差を求める減算
回路７７と、該減算回路７７の出力から補正移相量を求
める演算回路７８と、該補正移相量を該位相差として位
相設定タイミングに従って出力するゲート回路７９とで
構成されている。

【００３１】また、直交変調器７１はマスタクロック８
を２つの直交する信号（０°及び９０°）に分周する分
周器７１ａと、この分周器７１ａの出力信号と復調ベー
スバンド信号Ｉ’及びＱ’とを乗算するミクサ７１ｂ及
び７１ｃと、これらミクサ７１ｂ及び７１ｃの出力信号
を加算して中間周波数信号ｆ_IFを出力する加算器７１ｄ
とを備えている。

【００３２】この位相差測定回路においては、直交復調
器６（図１参照）から出力された復調ベースバンド信号
Ｉ’，Ｑ’を直交変調器７１でディジタル処理が可能な
中間周波数の変調波信号ｆ_IFに直交変調する。そして、
この直交変調波ｆ_IFをリミッタアンプ７２でディジタル
信号に変換してその立ち上がりを検出部７４で検出す
る。また、該中間周波数の整数倍ｎ×ｆ_IFのマスタクロ
ック８をカウンタ７３でカウントし、このカウント値を
直交変調波ｆ_IFのディジタル信号の立ち上がり位相、即
ち直交復調器６の復調搬送波位相角をラッチ回路７５で
ラッチし、更に位相測定タイミング信号によりラッチ回
路７６で測定位相角としてラッチ出力する（位相量子
化）。

【００３３】この後、測定位相角は減算回路７７で測定
位相角の最適値からの偏差Ａ−Ｂが検出され、この偏差
Ａ−Ｂが演算回路７８を経てゲート回路７９で位相設定
タイミング信号により位相差が出力されることとなる。

【００３４】尚、上記の演算回路７８は、図５に示すよ
うに、相対値で最適な位相を得るため、同図(a) に示す
如く負の入力信号に対して「＋１」を与えることにより
“０”付近でのチャタリング動作を防ぐもので、その回
路構成例は同図(b) に示すような６ビット全加算器（ｍ
＝６のとき）を用いることができる。

【００３５】また、図４に点線で示したバンドパスフィ
ルタＢＰＦは直交変調器７１の出力とリミッタアンプと
の間に挿入されるルートロールオフ特性を有するフィル
タであり、これを挿入すれば、中間周波数の直交変調波
をロールオフ特性にして信号点の位相を確定させ、以て
ルートロールオフ変調波で本発明の位相制御を行うとき
の測定誤差を小さくすることができる。

【００３６】図６は図１に示した本発明に係る送信電力
回路に用いられる位相制御回路９の実施例を示したもの
で、この実施例では、位相が９０°ずれた２つの中間周
波帯ローカル信号を発生する分周器９１と、図４の位相
差測定回路により測定された位相差をロード値として中
間周波数の整数倍のクロック信号８により動作するプリ
セッタブルカウンタ（可変分周器）９２と、該カウンタ
９２から出力される中間周波数信号を正弦波に変換する
バンドパスフィルタ９３と、該フィルタ９３の出力を該
分周器９１の出力をローカル信号として直流検波する直
交復調器９４と、該直交復調器９４の高調波出力成分を
除去する２つのロー・パス・フィルタ９５，９６とで構
成されている。

【００３７】このような位相制御回路９においては、上
記の中間周波数信号の位相差をマスタクロック８に基づ
きプリセッタブルカウンタ９２において２π／ｎ〔ｒａ
ｄ〕（ｎは整数）に細分化し調整し、更にバンドパスフ
ィルタ９３により正弦波に整形した後、これを直交復調
器９４により検波し、その同相・直交信号の高調波成分
をローパスフィルタ９５，９６により除去して、移相回
路５に対するｃｏｓ，ｓｉｎの位相制御関数信号を与え
る。

【００３８】図７は図１に示した歪補償回路の実施例を
示したものであり、この歪補償回路は、上記の変調入力
ベースバンド信号がバースト信号であり、ループ制御信
号により歪補償回路１が動作しない状態でバースト送信
を開始させ、送信立ち上がり時の電力変化時に該位相差
を該位相差測定回路７が測定し該移相回路５を最適値に
設定したのち該歪補償回路１を動作させる場合を前提と
している。

【００３９】このため、図７(a) に示した歪補償回路１
の場合には、変調信号と復調信号との差分信号を求める
減算器１１（Ｉ側），１４（Ｑ側）と、該差分信号に対
して可変利得を与えて該変調信号に対する誤差信号を出
力するＦＥＴ１２，１５及び演算増幅器１３，１６で構
成された可変利得増幅器と、ループ制御信号を滑らかに
立ち上がらせ位相測定時には該可変利得増幅器の利得を
最小にしておき位相制御後に滑らかに所定値まで利得を
変化させる利得制御回路１７とで構成している。そし
て、この利得制御回路１７は、ループ制御信号を処理す
るカウンタ１７ａとＲＯＭ１７ｂとＤ／Ａ変換器１７ｃ
とロー・パス・フィルタ１７ｄとをこの順に直列接続し
たものである。

【００４０】この歪補償回路１においては、図２に示し
たように、ループ制御信号によって指定されたループＯ
ＦＦ時には可変利得増幅器１２，１３及び１５，１６の
利得を最小にしておき、ループＯＮとなってループ接続
される時の急峻な変化を無くすために、利得制御回路１
７により徐々に利得を上げて所定値に設定することによ
り、カルテシアンループを滑らかに接続している。

【００４１】また、この利得制御回路１７としては、図
７(b) に示すように、抵抗ＲとコンデンサＣによる時定
数回路を用いてＦＥＴ１２，１５のゲート電圧を制御し
てもよい。但し、同図ではＩ側のみが示されている。

【００４２】更に、この歪補償回路１の実施例として
は、図８に示すように、Ｉ側の可変利得増幅器を構成す
るＦＥＴ１２（及び図示していないがＱ側の可変利得増
幅器を構成するＦＥＴ１５）の前段、即ちドレイン側に
アナログスイッチ１８を設け、位相測定時には該アナロ
グスイッチ１８をオフとしてＦＥＴ１２の利得を最小に
しておき、位相設定時には該アナログスイッチ１８をオ
ンにしてその後の一定時間後から利得を滑らかに上げて
行くようにしている。これにより、可変利得増幅器の利
得可変範囲によって決まるループＯＦＦ状態での最小利
得を更に小さく抑えることができる。

【００４３】上記のようなバースト動作では、図２に示
したように１バーストの時間が通常数ｍｓｅｃ〜数１０
ｍｓｅｃ以下なので、バースト送信立ち上がり時に測定
・修正した復調器位相で問題ないが、連続送信では増幅
器の温度変化等による位相歪の変化が無視できないた
め、送信中にも位相変化を検出し常に最適位相にトラッ
キングする必要がある。

【００４４】そこで、変調入力ベースバンド信号が連続
信号であり、ループ制御信号により該歪補償回路１が動
作しない状態でバースト時と同様の送信を開始させ、送
信立ち上がり時の電力変化時に該位相差を該位相差測定
回路７が測定し該移相回路５を最適値に設定したのち該
歪補償回路１を動作させる場合には、図９に示すよう
に、位相差測定回路７を、図４に示したラッチ回路７６
から信号点タイミングで１シンボルごとに測定位相角を
受けその最適値との偏差を検出する偏差検出部（ＤＥ
Ｔ）８１と、該偏差を積算するアップダウンカウンタ８
２と、該カウンタ８２の積算値が予め設定した閾値＋
Ｎ，−Ｎを越えたか否かをそれぞれ判定する回路８３，
８４と、該判定回路８３，８４の出力より該プリセッタ
ブルカウンタ９２（図６参照）へのロード値を制御する
ゲート回路８５とで構成されている。

【００４５】このトラッキングでは、変調波の位相軌跡
が符号によって変化し、直交復調器６のローカル信号
（復調用搬送波信号）の測定誤差が増加するため、平均
化作用が必要となる。上記の場合には図３(a) に示すよ
うに、１シンボル毎に測定した位相が最適信号点（±２
２．５°，±６７．５°，±１１２．５°，±１５７．
５°の８点）からどちらの方向にずれているかの偏差を
偏差検出部８１で検出し、これを積算回路としてのアッ
プダウンカウンタ８２で積算する。そして、この積算値
が判定回路８３，８４に予め設定された閾値＋Ｎ，−Ｎ
を超えたときに、移相回路５への制御電圧を修正し、ア
ップダウンカウンタ８２を、判定回路８３，８４に接続
されたＯＲゲート８６，８７を介して中央値にリセット
する。この操作を繰り返すことにより復調器位相を最適
に保つので、送信中の位相微調によってスペクトラムが
劣化することはない。

【００４６】また上記の積算回路での位相測定を２シン
ボル毎に行うこともできる。これは、π／４・シフトＱ
ＰＳＫでは隣の信号点への遷移がないことを利用して位
相測定マージンを大きくするためである。

【００４７】即ち、図３(a) の場合には、±１２．５°
が測定限界となり、それ以上のズレはアップダウンカウ
ンタ８２において間違って積算されるが、この場合には
同図(b) に示すように、最適信号点は（＋２２．５°，
＋１１２．５，−１５７．５°，−６７．５°）の４通
りか、（＋６７．５°，＋１５７．５°，−１１２．５
°，−２２．５°）の４通りかの２つの場合になり、±
４５°のより大きな測定マージンが得られる。

【００４８】更に図９において、上記のアップダウンカ
ウンタ８２をループ制御信号を用いてタイマ８８により
一定時間毎にリセットすることにより、測定誤差の累積
による不要な位置修正を避けることができる。

【００４９】図７及び図８に示した直交変調器２へのＩ
側及びＱ側出力信号は、図１１に示した従来例の場合と
同様に加算器（減算器）１ｅ，１ｆを用いて与えられて
いるが、図１０に示すように、可変利得増幅器の演算増
幅器１３，１６から得られる誤差信号を直交変調器２の
反転入力に加えるようにしてもよく、これにより誤差信
号を変調信号から引く減算器を省略することができる。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように本発明に係る送信電
力回路によれば、復調ベースバンド信号をディジタル処
理が可能な中間周波数の変調波に直交変調し該直交変調
波の位相を該中間周波数の整数倍のマスタクロックに基
づき位相量子化により直接測定して該復調ベースバンド
信号の位相差を測定する位相差測定回路と、該位相差が
ゼロとなるように該マスタクロックに基づき該変調用搬
送波信号と該復調用搬送波信号との相対位相を移相回路
を介して制御する位相制御回路とを設けたので、バース
ト・連続送信に関わらず常に直交復調器へのローカル信
号の位相を直交変調器へのローカル信号に対して最適に
制御することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る送信電力回路を概念的に示したブ
ロック図である。

【図２】本発明に係る送信電力回路のループ制御動作を
説明するための波形図である。

【図３】本発明に係る送信電力回路による位相軌跡を説
明する為の図である。

【図４】本発明に係る送信電力回路に用いる位相差測定
回路の実施例を示したブロック図である。

【図５】位相差測定回路に用いる演算回路の実施例を示
した図である。

【図６】本発明に係る送信電力回路に用いる位相制御回
路の実施例を示したブロック図である。

【図７】本発明に係る送信電力回路に用いる歪補償回路
の実施例を示した回路図である。

【図８】本発明に係る送信電力回路に用いる歪補償回路
の他の実施例を示した回路図である。

【図９】本発明に係る送信電力回路に用いる位相差測定
回路の他の実施例を示したブロック図である。

【図１０】本発明に係る送信電力回路に用いる歪補償回
路の他の実施例を示した回路ブロック図である。

【図１１】従来の構成例を示したブロック図である。

【符号の説明】

１歪補償回路２直交変調器３変調用搬送波信号４電力増幅器５移相回路６直交復調器７位相差測定回路８マスタクロック９位相制御回路図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

フロントページの続き (72)発明者箕輪守彦神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直交する２つの変調入力ベースバンド信
号をカルテシアン型歪補償回路(1) を通して直交変調器
(2) で変調用搬送波信号(3) を変調し、該直交変調器
(2) からの変調波信号を電力増幅器(4) で増幅して送信
信号として出力すると共に、該変調用搬送波信号(3) を
移相回路(5) で移相した復調用搬送波信号により該送信
信号の一部を直交復調器(6) で直交検波して復調ベース
バンド信号とし該歪補償回路(1) に与えることにより該
変調入力ベースバンド信号の振幅及び位相歪みの双方を
補償して該電力増幅器(4) による非線形歪みを除去する
送信電力回路において、該復調ベースバンド信号をディジタル処理が可能な中間
周波数の変調波に直交変調し該直交変調波の位相を該中
間周波数の整数倍のマスタクロック(8) に基づき位相量
子化により直接測定して該復調ベースバンド信号の位相
差を測定する位相差測定回路(7) と、該位相差がゼロとなるように該マスタクロック(8) に基
づき該変調用搬送波信号と該復調用搬送波信号との相対
位相を該移相回路(5) を介して制御する位相制御回路
(9) と、を備えたことを特徴とする送信電力回路。
【請求項２】該位相差測定回路(7) が、復調器出力ベ
ースバンド信号を中間周波数の信号に変調する直交変調
器と、該直交変調器の出力をディジタル信号に変換する
リミッタアンプと、該中間周波数の整数倍のクロック信
号で動作するカウンタと、このカウンタの出力値を該デ
ィジタル信号の立ち上がりでラッチして位相角を示す信
号に変換する回路と、該位相角信号を所定の位相測定タ
イミングに従ってラッチして位相角を出力する回路と、
該位相角と予め設定した最適値との差を求める減算回路
と、該減算回路の出力から補正移相量を求める演算回路
と、該補正移相量を該位相差として位相設定タイミング
に従って出力するゲート回路とで構成されていることを
特徴とした請求項１に記載の送信電力回路。
【請求項３】該位相制御回路(9) が、位相が９０°ず
れた２つの中間周波帯ローカル信号を発生する分周器
と、該測定位相差をロード値として該中間周波数の整数
倍のクロック信号により動作するプリセッタブルカウン
タと、該カウンタから出力される中間周波数信号を正弦
波に変換するバンドパスフィルタと、該フィルタの出力
を該分周器の出力をローカル信号として直流検波する直
交復調器と、該直交復調器の高調波出力成分を除去する
２つのロー・パス・フィルタとで構成されていることを
特徴とした請求項２に記載の送信電力回路。
【請求項４】該変調入力ベースバンド信号がバースト
信号であり、ループ制御信号により該歪補償回路(1) が
動作しない状態でバースト送信を開始させ、送信立ち上
がり時の電力変化時に該位相差を該位相差測定回路(7)
が測定し該移相回路(5) を最適値に設定したのち該歪補
償回路(1) を動作させる場合、該歪補償回路(9) が、変
調信号と復調信号との差分信号に対して可変利得を与え
て該変調信号に対する誤差信号を出力する可変利得増幅
器と、ループ制御信号を滑らかに立ち上がらせ位相測定
時には該可変利得増幅器の利得を最小にしておき位相制
御後に滑らかに所定値まで利得を変化させる利得制御回
路とで構成されていることを特徴とした請求項１乃至３
のいずれかに記載の送信電力回路。
【請求項５】該可変利得増幅器の前段に、アナログス
イッチを設け、位相測定時には該アナログスイッチをオ
フとして該増幅器の利得を最小にしておき、位相設定時
には該アナログスイッチをオンにしてその後の一定時間
後から利得を滑らかに上げて行くことを特徴とした請求
項４に記載の送信電力回路。
【請求項６】該変調入力ベースバンド信号が連続信号
であり、ループ制御信号により該歪補償回路(1) が動作
しない状態でバースト時と同様の送信を開始させ、送信
立ち上がり時の電力変化時に該位相差を該位相差測定回
路(7) が測定し該移相回路(5) を最適値に設定したのち
該歪補償回路(1) を動作させる場合、該位相差測定回路
(7) が、信号点タイミングで１シンボルごとに位相測定
を行い、得られた位相角の最適値からの偏差を積算する
回路と、該積算値が予め設定した閾値を越えたことを判
定する回路と、該判定回路の出力より該プリセッタブル
カウンタへのロード値を制御するゲート回路とで構成さ
れていることを特徴とした請求項３に記載の送信電力回
路。
【請求項７】該積算回路が、位相測定を２シンボル毎
に行うことを特徴とした請求項６に記載の送信電力回
路。
【請求項８】該積算回路が、所定時間毎に積算結果を
リセットするタイマを有することを特徴とした請求項６
又は７に記載の送信電力回路。
【請求項９】該位相差測定回路(7) が、該直交変調器
の出力とリミッタアンプとの間にバンドパス・フィルタ
を挿入したことを特徴とした請求項２に記載の送信電力
回路。
【請求項１０】該誤差信号を該直交変調器の反転入力
に加えることを特徴とした請求項４又は５に記載の送信
電力回路。