JP2000244341A - カーテシアン・フィードバック回路における飽和防止回路 - Google Patents
カーテシアン・フィードバック回路における飽和防止回路Info
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- JP2000244341A JP2000244341A JP4506599A JP4506599A JP2000244341A JP 2000244341 A JP2000244341 A JP 2000244341A JP 4506599 A JP4506599 A JP 4506599A JP 4506599 A JP4506599 A JP 4506599A JP 2000244341 A JP2000244341 A JP 2000244341A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 無線送信機のカーテシアン・フィードバック
回路における送信前の最大動作レベル設定動作を不要に
する。 【解決手段】 カーテシアン・フィードバック回路にお
ける同相誤差信号Ｉ３および直交誤差信号Ｑ３と、局部
同相復調信号Ｉ４および局部直交復調信号Ｑ４との位相
差を位相比較回路12により求める。位相差に基づいて、
飽和検出回路11により送信時に飽和検出を行う。振幅制
限回路10により、その時の同相入力Ｉ１および直交入力
Ｑ１の振幅制御を行う。送信時に飽和検出が行えるの
で、送信前の最大レベル調整動作が必要無くなる。送信
前の最大動作レベル調整が許されていない無線送信機で
も、カーテシアン・フィードバック回路を使用でき、変
調の直線性を改善して、帯域外不要輻射を減らして隣接
チャネルへの妨害を無くすことができる。
回路における送信前の最大動作レベル設定動作を不要に
する。 【解決手段】 カーテシアン・フィードバック回路にお
ける同相誤差信号Ｉ３および直交誤差信号Ｑ３と、局部
同相復調信号Ｉ４および局部直交復調信号Ｑ４との位相
差を位相比較回路12により求める。位相差に基づいて、
飽和検出回路11により送信時に飽和検出を行う。振幅制
限回路10により、その時の同相入力Ｉ１および直交入力
Ｑ１の振幅制御を行う。送信時に飽和検出が行えるの
で、送信前の最大レベル調整動作が必要無くなる。送信
前の最大動作レベル調整が許されていない無線送信機で
も、カーテシアン・フィードバック回路を使用でき、変
調の直線性を改善して、帯域外不要輻射を減らして隣接
チャネルへの妨害を無くすことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線送信機などに
用いられるカーテシアン・フィードバック回路における
飽和防止回路に関し、特に、送信時に飽和検出を行って
振幅制御または利得制御を行う飽和防止回路に関する。
用いられるカーテシアン・フィードバック回路における
飽和防止回路に関し、特に、送信時に飽和検出を行って
振幅制御または利得制御を行う飽和防止回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】線形変調信号を送出するための送信機に
おいては、その直線性が悪いと、変調精度を悪化させる
ばかりでなく、過剰な帯域外不要輻射を発生し、隣接チ
ャネルに妨害を与える危険性がある。このため、送信機
の全動作範囲において、直線性を確保する必要がある。
従来、送信機の直線性を改善する方法の一つに、いわゆ
るカーテシアン・フィードバックがある。これは、送信
機の出力の一部を局部復調し、直交ベースバンド信号に
し、変調ベースバンド信号へ負帰還をかけるものであ
る。
おいては、その直線性が悪いと、変調精度を悪化させる
ばかりでなく、過剰な帯域外不要輻射を発生し、隣接チ
ャネルに妨害を与える危険性がある。このため、送信機
の全動作範囲において、直線性を確保する必要がある。
従来、送信機の直線性を改善する方法の一つに、いわゆ
るカーテシアン・フィードバックがある。これは、送信
機の出力の一部を局部復調し、直交ベースバンド信号に
し、変調ベースバンド信号へ負帰還をかけるものであ
る。
【０００３】カーテシアン・フィードバック回路の原理
を図１８に示す。入力信号Ｖinは、減算器で帰還信号Ｖ
monが減算され、誤差信号Ｖerrとなる。誤差信号Ｖerr
は、利得Ｇ１の増幅器で増幅される。増幅器出力で増幅
器の歪み成分Ｖdが加算されＶoutとなる。Ｖoutは、減
衰器でＧ２倍に減衰された後、減算器で入力Ｖinが減算
される。誤差信号Ｖerrは、 Ｖerr＝Ｖin−Ｖmon＝Ｖin−Ｇ２×Ｖout （１） となる。出力Ｖoutは、 Ｖout＝Ｖerr×Ｇ１＋Ｖd （２） なので、上の（１）、（２）式をＶoutについて解く
と、 Ｖout＝（Ｇ１ × Ｖin）／（１＋Ｇ１×Ｇ２）−Ｖd／
（１＋Ｇ１×Ｇ２） となる。以上の様に、歪み成分は補正前に比較して、１
／（１＋Ｇ１×Ｇ２）倍に改善されている。
を図１８に示す。入力信号Ｖinは、減算器で帰還信号Ｖ
monが減算され、誤差信号Ｖerrとなる。誤差信号Ｖerr
は、利得Ｇ１の増幅器で増幅される。増幅器出力で増幅
器の歪み成分Ｖdが加算されＶoutとなる。Ｖoutは、減
衰器でＧ２倍に減衰された後、減算器で入力Ｖinが減算
される。誤差信号Ｖerrは、 Ｖerr＝Ｖin−Ｖmon＝Ｖin−Ｇ２×Ｖout （１） となる。出力Ｖoutは、 Ｖout＝Ｖerr×Ｇ１＋Ｖd （２） なので、上の（１）、（２）式をＶoutについて解く
と、 Ｖout＝（Ｇ１ × Ｖin）／（１＋Ｇ１×Ｇ２）−Ｖd／
（１＋Ｇ１×Ｇ２） となる。以上の様に、歪み成分は補正前に比較して、１
／（１＋Ｇ１×Ｇ２）倍に改善されている。
【０００４】図１９は、従来の最大動作レベル設定回路
の構成を示す概略ブロック図である。最大動作レベル設
定によって、減衰器１と減衰器２の減衰量を調整し、同
相入力Ｉ１に最大値Ｉ１maxが入力されたときに、高周
波増幅器８が飽和を始めるように、同相信号Ｉ２のレベ
ルを設定する。
の構成を示す概略ブロック図である。最大動作レベル設
定によって、減衰器１と減衰器２の減衰量を調整し、同
相入力Ｉ１に最大値Ｉ１maxが入力されたときに、高周
波増幅器８が飽和を始めるように、同相信号Ｉ２のレベ
ルを設定する。
【０００５】次に、図１９に示す従来例における最大動
作レベル設定の方法について説明する。まず、送信機が
線形動作している場合、及び、飽和している場合につい
て分けて、各部の信号レベルの関係を示す。
作レベル設定の方法について説明する。まず、送信機が
線形動作している場合、及び、飽和している場合につい
て分けて、各部の信号レベルの関係を示す。
【０００６】送信機が線形動作している場合には、同相
信号Ｉ２、局部同相復調信号Ｉ４、同相誤差信号Ｉ３の
関係は、ループ利得をＧＬとすると次のようになる。 Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４＝Ｉ２−ＧＬ×Ｉ３ これを解くと Ｉ３＝Ｉ２／（ＧＬ＋１） となる。このように、送信機が線形動作している場合に
は、Ｉ３は、同相信号の１／（ＧＬ＋１）倍で増加す
る。
信号Ｉ２、局部同相復調信号Ｉ４、同相誤差信号Ｉ３の
関係は、ループ利得をＧＬとすると次のようになる。 Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４＝Ｉ２−ＧＬ×Ｉ３ これを解くと Ｉ３＝Ｉ２／（ＧＬ＋１） となる。このように、送信機が線形動作している場合に
は、Ｉ３は、同相信号の１／（ＧＬ＋１）倍で増加す
る。
【０００７】送信機が飽和動作している場合には、局部
同相復調信号Ｉ４は、変化しない。この値をＩ４satと
すると Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４sat となる。このように、送信機が線形動作している場合に
は、Ｉ３は、同相信号の１倍で増加する。
同相復調信号Ｉ４は、変化しない。この値をＩ４satと
すると Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４sat となる。このように、送信機が線形動作している場合に
は、Ｉ３は、同相信号の１倍で増加する。
【０００８】以上のように、同相誤差信号Ｉ３は、送信
機が飽和すると急激に増加する。送信機の飽和は、同相
信号Ｉ２を増加させた時に、同相誤差信号Ｉ３が、同相
飽和検出レベルＩ３satを越えたことによって検出す
る。この時のＩ２の値が、送信機を飽和させるＩ２の
値、飽和同相信号レベルＩ２satである。
機が飽和すると急激に増加する。送信機の飽和は、同相
信号Ｉ２を増加させた時に、同相誤差信号Ｉ３が、同相
飽和検出レベルＩ３satを越えたことによって検出す
る。この時のＩ２の値が、送信機を飽和させるＩ２の
値、飽和同相信号レベルＩ２satである。
【０００９】次に、図１９を用いて、従来の最大動作レ
ベル設定回路の動作について説明する。スイッチ39は通
常ａに接続されているが、最大動作レベル設定時には、
ｂに接続される。減衰器１、減衰器２は、減衰無しに設
定されている。ランプ電圧発生器40の出力は時間と共に
増大し、スイッチ39を介して接続されている同相信号Ｉ
２は、時間と共に増大する。この時、同相誤差信号Ｉ３
も増大し、あらかじめ定めた同相飽和検出レベルＩ３sa
tを越えたことを比較器36によって検出する。比較器36
によって高周波増幅器８の飽和が検出されたあとは、ラ
ンプ電圧発生器40の出力は時間と共に減少を始める。こ
の飽和を始める時の同相信号Ｉ２のレベル、飽和同相信
号レベルＩ２satをサンプル＆ホールド回路35によって
保持する。
ベル設定回路の動作について説明する。スイッチ39は通
常ａに接続されているが、最大動作レベル設定時には、
ｂに接続される。減衰器１、減衰器２は、減衰無しに設
定されている。ランプ電圧発生器40の出力は時間と共に
増大し、スイッチ39を介して接続されている同相信号Ｉ
２は、時間と共に増大する。この時、同相誤差信号Ｉ３
も増大し、あらかじめ定めた同相飽和検出レベルＩ３sa
tを越えたことを比較器36によって検出する。比較器36
によって高周波増幅器８の飽和が検出されたあとは、ラ
ンプ電圧発生器40の出力は時間と共に減少を始める。こ
の飽和を始める時の同相信号Ｉ２のレベル、飽和同相信
号レベルＩ２satをサンプル＆ホールド回路35によって
保持する。
【００１０】最大動作レベル設定時、同相入力Ｉ１に
は、同相入力Ｉ１の最大値、同相入力最大値Ｉ１maxが
入力されている。サンプル＆ホールド回路35の出力であ
る、飽和同相信号レベルＩ２satと、減衰器１の出力
は、比較器38に入力され、その比較結果は、減衰器制御
回路34に入力される。減衰器制御回路34は、減衰器１の
出力と、サンプル＆ホールド回路35より出力されている
値、飽和同相信号レベルＩ２satが等しくなるように、
減衰器１と減衰器２の減衰量を調整する。
は、同相入力Ｉ１の最大値、同相入力最大値Ｉ１maxが
入力されている。サンプル＆ホールド回路35の出力であ
る、飽和同相信号レベルＩ２satと、減衰器１の出力
は、比較器38に入力され、その比較結果は、減衰器制御
回路34に入力される。減衰器制御回路34は、減衰器１の
出力と、サンプル＆ホールド回路35より出力されている
値、飽和同相信号レベルＩ２satが等しくなるように、
減衰器１と減衰器２の減衰量を調整する。
【００１１】以上の動作によって、同相入力の最大値、
Ｉ１maxの入力時に、高周波増幅器８が飽和する様に調
整できる。これにより、実際の送信時に、高周波増幅器
の飽和を防ぐことができる。
Ｉ１maxの入力時に、高周波増幅器８が飽和する様に調
整できる。これにより、実際の送信時に、高周波増幅器
の飽和を防ぐことができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
従来の構成では、実際の送信動作の前に、最大レベル調
整用に送信動作を行う必要があり、そのような動作が許
されていない場合には、飽和を防止することができない
という問題があった。
従来の構成では、実際の送信動作の前に、最大レベル調
整用に送信動作を行う必要があり、そのような動作が許
されていない場合には、飽和を防止することができない
という問題があった。
【００１３】本発明は、上記従来の問題を解決するもの
で、送信前の最大レベル調整動作の必要を無くし、送信
前に最大レベル調整動作が適用できない場合にも、飽和
防止ができるようにして、送信前の最大動作レベル調整
が許されていないシステムにも、カーテシアン・フィー
ドバック回路を適用可能とすることを目的とする。
で、送信前の最大レベル調整動作の必要を無くし、送信
前に最大レベル調整動作が適用できない場合にも、飽和
防止ができるようにして、送信前の最大動作レベル調整
が許されていないシステムにも、カーテシアン・フィー
ドバック回路を適用可能とすることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明では、同相信号から局部同相復調信号を減
算して同相誤差信号を算出する同相減算回路と、直交信
号から局部直交復調信号を減算して直交誤差信号を算出
する直交減算回路と、同相誤差信号および直交誤差信号
を帯域制限するループフィルタと、ループフィルタの出
力を搬送波で直交変調する直交変調器と、直交変調器の
出力を増幅して送信する高周波増幅器と、高周波増幅器
の出力を位相調整された搬送波を用いて復調して局部同
相復調信号および局部直交復調信号として同相減算回路
および直交減算回路に出力する直交復調器とを備えたカ
ーテシアン・フィードバック回路における飽和防止回路
を、同相誤差信号および直交誤差信号と局部同相復調信
号および局部直交復調信号との位相差を検出する位相比
較回路と、位相比較回路の出力に基づいて飽和を検出す
る飽和検出回路と、飽和検出回路の出力に基づいて同相
入力信号および直交入力信号の振幅を制限して同相信号
および直交信号を出力する振幅制限回路とを具備する構
成とした。
めに、本発明では、同相信号から局部同相復調信号を減
算して同相誤差信号を算出する同相減算回路と、直交信
号から局部直交復調信号を減算して直交誤差信号を算出
する直交減算回路と、同相誤差信号および直交誤差信号
を帯域制限するループフィルタと、ループフィルタの出
力を搬送波で直交変調する直交変調器と、直交変調器の
出力を増幅して送信する高周波増幅器と、高周波増幅器
の出力を位相調整された搬送波を用いて復調して局部同
相復調信号および局部直交復調信号として同相減算回路
および直交減算回路に出力する直交復調器とを備えたカ
ーテシアン・フィードバック回路における飽和防止回路
を、同相誤差信号および直交誤差信号と局部同相復調信
号および局部直交復調信号との位相差を検出する位相比
較回路と、位相比較回路の出力に基づいて飽和を検出す
る飽和検出回路と、飽和検出回路の出力に基づいて同相
入力信号および直交入力信号の振幅を制限して同相信号
および直交信号を出力する振幅制限回路とを具備する構
成とした。
【００１５】このように構成したことにより、送信時に
飽和検出を行って振幅制限することができる。送信前の
最大レベル調整動作が必要無くなり、送信前の最大動作
レベル調整が許されていないシステムにも、カーテシア
ン・フィードバック回路を適用できる。
飽和検出を行って振幅制限することができる。送信前の
最大レベル調整動作が必要無くなり、送信前の最大動作
レベル調整が許されていないシステムにも、カーテシア
ン・フィードバック回路を適用できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１記載の発明は、
同相信号から局部同相復調信号を減算して同相誤差信号
を算出する同相減算回路と、直交信号から局部直交復調
信号を減算して直交誤差信号を算出する直交減算回路
と、前記同相誤差信号および前記直交誤差信号を帯域制
限するループフィルタと、前記ループフィルタの出力を
搬送波で直交変調する直交変調器と、前記直交変調器の
出力を増幅して送信する高周波増幅器と、前記高周波増
幅器の出力を位相調整された搬送波を用いて復調して前
記局部同相復調信号および前記局部直交復調信号として
前記同相減算回路および前記直交減算回路に出力する直
交復調器とを備えたカーテシアン・フィードバック回路
における飽和防止回路であって、前記同相誤差信号およ
び前記直交誤差信号と前記局部同相復調信号および前記
局部直交復調信号との位相差を検出する位相比較回路
と、前記位相比較回路の出力に基づいて飽和を検出する
飽和検出回路と、前記飽和検出回路の出力に基づいて同
相入力信号および直交入力信号の振幅を制限して前記同
相信号および前記直交信号を出力する振幅制限回路とを
具備する飽和防止回路であり、誤差信号と復調信号との
位相差から送信時に飽和検出を行い、振幅制御を行って
飽和を防止するという作用を有する。
同相信号から局部同相復調信号を減算して同相誤差信号
を算出する同相減算回路と、直交信号から局部直交復調
信号を減算して直交誤差信号を算出する直交減算回路
と、前記同相誤差信号および前記直交誤差信号を帯域制
限するループフィルタと、前記ループフィルタの出力を
搬送波で直交変調する直交変調器と、前記直交変調器の
出力を増幅して送信する高周波増幅器と、前記高周波増
幅器の出力を位相調整された搬送波を用いて復調して前
記局部同相復調信号および前記局部直交復調信号として
前記同相減算回路および前記直交減算回路に出力する直
交復調器とを備えたカーテシアン・フィードバック回路
における飽和防止回路であって、前記同相誤差信号およ
び前記直交誤差信号と前記局部同相復調信号および前記
局部直交復調信号との位相差を検出する位相比較回路
と、前記位相比較回路の出力に基づいて飽和を検出する
飽和検出回路と、前記飽和検出回路の出力に基づいて同
相入力信号および直交入力信号の振幅を制限して前記同
相信号および前記直交信号を出力する振幅制限回路とを
具備する飽和防止回路であり、誤差信号と復調信号との
位相差から送信時に飽和検出を行い、振幅制御を行って
飽和を防止するという作用を有する。
【００１７】本発明の請求項２記載の発明は、請求項１
記載の飽和検出回路において、前記同相入力信号と前記
直交入力信号とを出力する信号源と、前記飽和検出回路
の出力を入力するとともに前記信号源から前記同相入力
信号および前記直交入力信号と時刻情報と最大振幅情報
と最大振幅時の時刻情報とを入力して減衰量を算出する
利得制御回路と、前記同相入力信号および前記直交入力
信号を前記利得制御回路の出力に従って減衰させる減衰
器とを備えたものであり、送信時に飽和検出を行い、利
得制御と振幅制御を行って飽和を防止するという作用を
有する。
記載の飽和検出回路において、前記同相入力信号と前記
直交入力信号とを出力する信号源と、前記飽和検出回路
の出力を入力するとともに前記信号源から前記同相入力
信号および前記直交入力信号と時刻情報と最大振幅情報
と最大振幅時の時刻情報とを入力して減衰量を算出する
利得制御回路と、前記同相入力信号および前記直交入力
信号を前記利得制御回路の出力に従って減衰させる減衰
器とを備えたものであり、送信時に飽和検出を行い、利
得制御と振幅制御を行って飽和を防止するという作用を
有する。
【００１８】本発明の請求項３記載の発明は、請求項１
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相信号および前記直交信号と前記局部同相復調信号
および前記局部直交復調信号との位相差を検出する回路
としたものであり、同相信号および直交信号と復調信号
との位相差から送信時に飽和検出を行い、振幅制御を行
って飽和を防止するという作用を有する。
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相信号および前記直交信号と前記局部同相復調信号
および前記局部直交復調信号との位相差を検出する回路
としたものであり、同相信号および直交信号と復調信号
との位相差から送信時に飽和検出を行い、振幅制御を行
って飽和を防止するという作用を有する。
【００１９】本発明の請求項４記載の発明は、請求項２
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相信号および前記直交信号と前記局部同相復調信号
および前記局部直交復調信号との位相差を検出する回路
としたものであり、同相信号および直交信号と復調信号
との位相差から送信時に飽和検出を行い、利得制御と振
幅制御を行って飽和を防止するという作用を有する。
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相信号および前記直交信号と前記局部同相復調信号
および前記局部直交復調信号との位相差を検出する回路
としたものであり、同相信号および直交信号と復調信号
との位相差から送信時に飽和検出を行い、利得制御と振
幅制御を行って飽和を防止するという作用を有する。
【００２０】本発明の請求項５記載の発明は、請求項１
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相誤差信号および前記直交誤差信号と前記同相信号
および前記直交信号との位相差を検出する回路としたも
のであり、誤差信号と同相信号および直交信号との位相
差から送信時に飽和検出を行い、振幅制御を行って飽和
を防止するという作用を有する。
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相誤差信号および前記直交誤差信号と前記同相信号
および前記直交信号との位相差を検出する回路としたも
のであり、誤差信号と同相信号および直交信号との位相
差から送信時に飽和検出を行い、振幅制御を行って飽和
を防止するという作用を有する。
【００２１】本発明の請求項６記載の発明は、請求項２
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相誤差信号および前記直交誤差信号と前記同相信号
および前記直交信号との位相差を検出する回路としたも
のであり、誤差信号と同相信号および直交信号との位相
差から送信時に飽和検出を行い、利得制御と振幅制御を
行って飽和を防止するという作用を有する。
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路を、前
記同相誤差信号および前記直交誤差信号と前記同相信号
および前記直交信号との位相差を検出する回路としたも
のであり、誤差信号と同相信号および直交信号との位相
差から送信時に飽和検出を行い、利得制御と振幅制御を
行って飽和を防止するという作用を有する。
【００２２】本発明の請求項７記載の発明は、請求項１
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路の代わ
りに、前記同相誤差信号および前記直交誤差信号の振幅
を計算する振幅計算回路を設け、前記飽和検出回路を、
前記振幅計算回路回路の出力に基づいて飽和を検出する
回路としたものであり、誤差信号の振幅から送信時に飽
和検出を行い、振幅制御を行って飽和を防止するという
作用を有する。
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路の代わ
りに、前記同相誤差信号および前記直交誤差信号の振幅
を計算する振幅計算回路を設け、前記飽和検出回路を、
前記振幅計算回路回路の出力に基づいて飽和を検出する
回路としたものであり、誤差信号の振幅から送信時に飽
和検出を行い、振幅制御を行って飽和を防止するという
作用を有する。
【００２３】本発明の請求項８記載の発明は、請求項２
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路の代わ
りに、前記同相誤差信号および前記直交誤差信号の振幅
を計算する振幅計算回路を設け、前記飽和検出回路を、
前記振幅計算回路の出力に基づいて飽和を検出する回路
としたものであり、誤差信号の振幅から送信時に飽和検
出を行い、利得制御と振幅制御を行って飽和を防止する
という作用を有する。
記載の飽和防止回路において、前記位相比較回路の代わ
りに、前記同相誤差信号および前記直交誤差信号の振幅
を計算する振幅計算回路を設け、前記飽和検出回路を、
前記振幅計算回路の出力に基づいて飽和を検出する回路
としたものであり、誤差信号の振幅から送信時に飽和検
出を行い、利得制御と振幅制御を行って飽和を防止する
という作用を有する。
【００２４】本発明の請求項９記載の発明は、請求項１
〜８記載の飽和防止回路を有する無線送信機であり、送
信時に飽和検出して振幅制御を行って飽和を防止し、不
要輻射の発生を防止するという作用を有する。という作
用を有する。
〜８記載の飽和防止回路を有する無線送信機であり、送
信時に飽和検出して振幅制御を行って飽和を防止し、不
要輻射の発生を防止するという作用を有する。という作
用を有する。
【００２５】以下、本発明の実施の形態について、図１
〜図１７を参照しながら詳細に説明する。
〜図１７を参照しながら詳細に説明する。
【００２６】（第１の実施の形態）本発明の第１の実施
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号と局部同相
復調信号および局部直交復調信号との位相差に基づいて
飽和を検出し、同相入力信号および直交入力信号の振幅
を制限する飽和防止回路である。
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号と局部同相
復調信号および局部直交復調信号との位相差に基づいて
飽和を検出し、同相入力信号および直交入力信号の振幅
を制限する飽和防止回路である。
【００２７】図１は、本発明の第１の実施の形態におけ
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。図９
は、位相比較回路の一例の構成を示すブロック図であ
る。図１０は、飽和検出回路の一例の構成を示すブロッ
ク図である。図１１は、振幅制限回路の一例の構成を示
すブロック図である。図１２は、振幅計算回路の一例の
構成を示すブロック図である。図１４は、高周波増幅器
の位相回転を示す図である。
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。図９
は、位相比較回路の一例の構成を示すブロック図であ
る。図１０は、飽和検出回路の一例の構成を示すブロッ
ク図である。図１１は、振幅制限回路の一例の構成を示
すブロック図である。図１２は、振幅計算回路の一例の
構成を示すブロック図である。図１４は、高周波増幅器
の位相回転を示す図である。
【００２８】図１を参照して、本発明の第１の実施の形
態における飽和検出回路の構成を説明する。第１の実施
の形態では、２チャンネルある直交変調無線機の信号チ
ャネルのうち、一方を同相信号、もう一方を直交信号と
呼ぶ。図１において、減算回路３は、同相信号Ｉ２か
ら、局部同相復調信号Ｉ４を減算して同相誤差信号Ｉ３
を出力する回路である。減算回路４は、直交信号Ｑ２か
ら、局部直交復調信号Ｑ４を減算して直交誤差信号Ｑ３
を出力する回路である。ループフィルタ５は、同相誤差
信号Ｉ３の帯域を制限する回路である。ループフィルタ
６は、直交誤差信号Ｑ３の帯域を制限する回路である。
直交変調器７は、ループフィルタ出力を直交変調する回
路である。高周波増幅器８は、直交変調器出力を増幅す
る回路である。直交復調器９は、高周波増幅器出力の一
部を分岐した信号を復調して、局部同相復調信号Ｉ４と
局部直交復調信号Ｑ４を出力する回路である。位相比較
回路12は、局部同相復調信号Ｉ４、局部直交復調信号Ｑ
４と同相誤差信号Ｉ３、直交誤差信号Ｑ３の位相差を算
出する回路である。飽和検出回路11は、位相比較回路出
力により飽和を検出する回路である。振幅制御回路10
は、飽和検出回路出力に従って、同相入力Ｉ１および直
交入力Ｑ１の振幅を制限する回路である。
態における飽和検出回路の構成を説明する。第１の実施
の形態では、２チャンネルある直交変調無線機の信号チ
ャネルのうち、一方を同相信号、もう一方を直交信号と
呼ぶ。図１において、減算回路３は、同相信号Ｉ２か
ら、局部同相復調信号Ｉ４を減算して同相誤差信号Ｉ３
を出力する回路である。減算回路４は、直交信号Ｑ２か
ら、局部直交復調信号Ｑ４を減算して直交誤差信号Ｑ３
を出力する回路である。ループフィルタ５は、同相誤差
信号Ｉ３の帯域を制限する回路である。ループフィルタ
６は、直交誤差信号Ｑ３の帯域を制限する回路である。
直交変調器７は、ループフィルタ出力を直交変調する回
路である。高周波増幅器８は、直交変調器出力を増幅す
る回路である。直交復調器９は、高周波増幅器出力の一
部を分岐した信号を復調して、局部同相復調信号Ｉ４と
局部直交復調信号Ｑ４を出力する回路である。位相比較
回路12は、局部同相復調信号Ｉ４、局部直交復調信号Ｑ
４と同相誤差信号Ｉ３、直交誤差信号Ｑ３の位相差を算
出する回路である。飽和検出回路11は、位相比較回路出
力により飽和を検出する回路である。振幅制御回路10
は、飽和検出回路出力に従って、同相入力Ｉ１および直
交入力Ｑ１の振幅を制限する回路である。
【００２９】図９に示す位相比較回路において、掛算回
路16は、同相入力１と直交入力２との乗算結果を出力す
る回路である。掛算回路17は、直交入力１と同相入力２
との乗算結果を出力する回路である。減算回路18は、掛
算回路16の出力から掛算回路17の出力を引き算する回路
である。
路16は、同相入力１と直交入力２との乗算結果を出力す
る回路である。掛算回路17は、直交入力１と同相入力２
との乗算結果を出力する回路である。減算回路18は、掛
算回路16の出力から掛算回路17の出力を引き算する回路
である。
【００３０】図１０に示す飽和検出回路において、比較
器41は、位相比較回路出力または振幅計算回路出力と比
較基準値を比較する回路である。
器41は、位相比較回路出力または振幅計算回路出力と比
較基準値を比較する回路である。
【００３１】図１１に示す振幅制限回路において、振幅
計算回路15は、同相入力と直交入力の振幅を出力する回
路である。割り算回路19は、２つの入力の除算結果を出
力する回路である。記憶回路20は、飽和が検出されたと
きの振幅を記憶する回路である。スイッチ制御回路21
は、振幅計算回路出力と振幅記憶回路出力の大きさを比
較してスイッチを制御する回路である。スイッチ22は、
スイッチ制御回路出力に従って割り算回路出力と１とを
切り換え出力するスイッチである。掛算回路23は、同相
入力とスイッチ出力の掛算結果を出力する回路である。
掛算回路24は、直交入力とスイッチ出力の掛算結果を出
力する回路である。
計算回路15は、同相入力と直交入力の振幅を出力する回
路である。割り算回路19は、２つの入力の除算結果を出
力する回路である。記憶回路20は、飽和が検出されたと
きの振幅を記憶する回路である。スイッチ制御回路21
は、振幅計算回路出力と振幅記憶回路出力の大きさを比
較してスイッチを制御する回路である。スイッチ22は、
スイッチ制御回路出力に従って割り算回路出力と１とを
切り換え出力するスイッチである。掛算回路23は、同相
入力とスイッチ出力の掛算結果を出力する回路である。
掛算回路24は、直交入力とスイッチ出力の掛算結果を出
力する回路である。
【００３２】図１２に示す振幅計算回路において、掛算
回路30は、同相入力どうしの掛算を行い同相入力の二乗
を出力する回路である。掛算回路31は、直交入力どうし
の掛算を行い直交入力の二乗を出力する回路である。加
算回路32は、掛算回路30と掛算回路31の出力を加算し結
果を出力する回路である。開平回路33は、入力の開平結
果（平方根）を出力する回路である。
回路30は、同相入力どうしの掛算を行い同相入力の二乗
を出力する回路である。掛算回路31は、直交入力どうし
の掛算を行い直交入力の二乗を出力する回路である。加
算回路32は、掛算回路30と掛算回路31の出力を加算し結
果を出力する回路である。開平回路33は、入力の開平結
果（平方根）を出力する回路である。
【００３３】上記のように構成された本発明の第１の実
施の形態における飽和防止回路の動作を、図１、図９、
図１０、図１１、図１２及び図１４を参照しながら説明
する。
施の形態における飽和防止回路の動作を、図１、図９、
図１０、図１１、図１２及び図１４を参照しながら説明
する。
【００３４】図１２は、振幅計算回路の一例を示すブロ
ック図である。同相入力Ｉは、掛算回路30に入力され、
自分自身との積を取り、二乗されて出力される。直交入
力Ｑは、掛算回路31に入力され、自分自身との積を取
り、二乗されて出力される。掛算回路30と掛算回路31の
出力は、加算回路32に入力され、加算され、Ｉ×Ｉ＋Ｑ
×Ｑとして出力される。加算回路32の出力は、開平計算
回路33に入力され平方根が取られる。これにより、振幅
計算回路出力には、√（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）が出力され
る。
ック図である。同相入力Ｉは、掛算回路30に入力され、
自分自身との積を取り、二乗されて出力される。直交入
力Ｑは、掛算回路31に入力され、自分自身との積を取
り、二乗されて出力される。掛算回路30と掛算回路31の
出力は、加算回路32に入力され、加算され、Ｉ×Ｉ＋Ｑ
×Ｑとして出力される。加算回路32の出力は、開平計算
回路33に入力され平方根が取られる。これにより、振幅
計算回路出力には、√（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）が出力され
る。
【００３５】図１１は、振幅制限回路の一例を示すブロ
ック図である。振幅計算回路15は、同相入力Ｉと直交入
力Ｑの振幅 Ｍ＝√（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ） を計算出力する。振幅記憶回路20は、飽和検出回路11か
らの飽和検出出力に従って、飽和検出時点での振幅計算
回路出力Ｍsatを記憶する。振幅計算回路は、同相入力
Ｉと直交入力Ｑの振幅を計算出力しているので、振幅記
憶回路20は、飽和が検出された時点での同相入力Ｉと直
交入力Ｑの振幅が記憶される。また、動作開始前は、振
幅記憶回路20の出力は、同相入力Ｉと直交入力Ｑの振幅
√（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）の最大値に設定されている。
ック図である。振幅計算回路15は、同相入力Ｉと直交入
力Ｑの振幅 Ｍ＝√（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ） を計算出力する。振幅記憶回路20は、飽和検出回路11か
らの飽和検出出力に従って、飽和検出時点での振幅計算
回路出力Ｍsatを記憶する。振幅計算回路は、同相入力
Ｉと直交入力Ｑの振幅を計算出力しているので、振幅記
憶回路20は、飽和が検出された時点での同相入力Ｉと直
交入力Ｑの振幅が記憶される。また、動作開始前は、振
幅記憶回路20の出力は、同相入力Ｉと直交入力Ｑの振幅
√（Ｉ×Ｉ＋Ｑ×Ｑ）の最大値に設定されている。
【００３６】割り算回路には、振幅計算回路15と振幅記
憶回路20の出力が入力され、（振幅記憶回路20の出力／
振幅計算回路15の出力）＝Ｍsat／Ｍが出力される。
憶回路20の出力が入力され、（振幅記憶回路20の出力／
振幅計算回路15の出力）＝Ｍsat／Ｍが出力される。
【００３７】スイッチ制御回路21は、振幅計算回路15出
力と振幅記憶回路20出力を比較して、スイッチ22を、 振幅計算回路15出力≧振幅記憶回路20出力（Ｍ≧Ｍsa
t） の場合には、ａに切り換え、 振幅計算回路15出力＜振幅記憶回路20出力（Ｍ＜Ｍsa
t） の場合には、ｂに切り換える。つまり、同相入力Ｉと直
交入力Ｑの振幅が飽和検出時の振幅よりも大きい場合に
はａが選択され、同相入力Ｉと直交入力Ｑの振幅が飽和
検出時の振幅よりも小さい場合にはｂが選択される。
力と振幅記憶回路20出力を比較して、スイッチ22を、 振幅計算回路15出力≧振幅記憶回路20出力（Ｍ≧Ｍsa
t） の場合には、ａに切り換え、 振幅計算回路15出力＜振幅記憶回路20出力（Ｍ＜Ｍsa
t） の場合には、ｂに切り換える。つまり、同相入力Ｉと直
交入力Ｑの振幅が飽和検出時の振幅よりも大きい場合に
はａが選択され、同相入力Ｉと直交入力Ｑの振幅が飽和
検出時の振幅よりも小さい場合にはｂが選択される。
【００３８】スイッチ22のａには割り算回路19の出力が
接続され、ｂには１が接続されているので、スイッチ22
の出力は、 振幅計算回路15出力≧振幅記憶回路20出力 の場合には、割り算回路19の出力が出力され、 振幅計算回路15出力＜振幅記憶回路20出力 の場合には、１が出力される。
接続され、ｂには１が接続されているので、スイッチ22
の出力は、 振幅計算回路15出力≧振幅記憶回路20出力 の場合には、割り算回路19の出力が出力され、 振幅計算回路15出力＜振幅記憶回路20出力 の場合には、１が出力される。
【００３９】スイッチ22の出力は、掛算回路23および掛
算回路24に入力される。掛算回路23は、同相入力Ｉとス
イッチ22出力の積を出力する。掛算回路24は、直交入力
Ｑとスイッチ22出力の積を出力する。よって、 振幅計算回路15出力≧振幅記憶回路20出力（Ｍ≧Ｍsa
t） の場合には、スイッチ22は、割り算回路19の出力が出力
されているので、 Ｉo＝Ｉ×（Ｍsat／Ｍ） Ｑo＝Ｑ×（Ｍsat／Ｍ） よって、同相出力Ｉoと直交出力Ｑoの振幅は、 √（Ｉo2＋Ｑo2） ＝√（ （Ｉ×Ｍsat／Ｍ）2＋（Ｑ×Ｍsat／Ｍ）2） ＝（Ｍsat／Ｍ）×√（Ｉ2＋Ｑ2） ＝（Ｍsat／Ｍ）×Ｍ＝Ｍsat となる。 （振幅計算回路15出力）＜（振幅記憶回路20出力） の場合には、スイッチ22には１が出力されているので、 Ｉo＝Ｉ Ｑo＝Ｑ となる。
算回路24に入力される。掛算回路23は、同相入力Ｉとス
イッチ22出力の積を出力する。掛算回路24は、直交入力
Ｑとスイッチ22出力の積を出力する。よって、 振幅計算回路15出力≧振幅記憶回路20出力（Ｍ≧Ｍsa
t） の場合には、スイッチ22は、割り算回路19の出力が出力
されているので、 Ｉo＝Ｉ×（Ｍsat／Ｍ） Ｑo＝Ｑ×（Ｍsat／Ｍ） よって、同相出力Ｉoと直交出力Ｑoの振幅は、 √（Ｉo2＋Ｑo2） ＝√（ （Ｉ×Ｍsat／Ｍ）2＋（Ｑ×Ｍsat／Ｍ）2） ＝（Ｍsat／Ｍ）×√（Ｉ2＋Ｑ2） ＝（Ｍsat／Ｍ）×Ｍ＝Ｍsat となる。 （振幅計算回路15出力）＜（振幅記憶回路20出力） の場合には、スイッチ22には１が出力されているので、 Ｉo＝Ｉ Ｑo＝Ｑ となる。
【００４０】以上のように、振幅制御回路は、入力Ｉ、
Ｑの振幅が、飽和検出時の振幅よりも大きい場合には、
出力振幅が飽和検出時の振幅となるように入力を減衰さ
せ、入力Ｉ、Ｑの振幅が、飽和検出時の振幅よりも小さ
い場合には、入力Ｉ、Ｑを、そのまま出力する。
Ｑの振幅が、飽和検出時の振幅よりも大きい場合には、
出力振幅が飽和検出時の振幅となるように入力を減衰さ
せ、入力Ｉ、Ｑの振幅が、飽和検出時の振幅よりも小さ
い場合には、入力Ｉ、Ｑを、そのまま出力する。
【００４１】図９は、位相比較回路の一例を示すブロッ
ク図である。同相入力１（Ｉ１）と直交入力２（Ｑ２）
は、掛算回路16に入力され積を取られて出力される。直
交入力１（Ｑ１）と同相入力２（Ｉ２）は、掛算回路17
に入力され積を取られて出力される。掛算回路16の出力
と掛算回路17の出力は、減算回路18に入力され減算され
て出力される。この結果、位相比較結果は、 Ｉ１×Ｑ２−Ｑ１×Ｉ２＝｜Ｖ１｜・｜Ｖ２｜ｓｉｎθ となる。ここで、Ｖ１＝（Ｉ１，Ｑ１），Ｖ２＝（Ｉ
２，Ｑ２），｜Ｖｎ｜はベクトルＶnの大きさ、θはＶ
１とＶ２の角度である。
ク図である。同相入力１（Ｉ１）と直交入力２（Ｑ２）
は、掛算回路16に入力され積を取られて出力される。直
交入力１（Ｑ１）と同相入力２（Ｉ２）は、掛算回路17
に入力され積を取られて出力される。掛算回路16の出力
と掛算回路17の出力は、減算回路18に入力され減算され
て出力される。この結果、位相比較結果は、 Ｉ１×Ｑ２−Ｑ１×Ｉ２＝｜Ｖ１｜・｜Ｖ２｜ｓｉｎθ となる。ここで、Ｖ１＝（Ｉ１，Ｑ１），Ｖ２＝（Ｉ
２，Ｑ２），｜Ｖｎ｜はベクトルＶnの大きさ、θはＶ
１とＶ２の角度である。
【００４２】図１４は、高周波増幅器の位相回転を示す
図である。
図である。
【００４３】入力信号ベクトル＝（Ｉ２，Ｑ２）＝ｉｎ 局部復調信号ベクトル＝（Ｉ４，Ｑ４）＝ｄｅｍ 誤差信号ベクトル＝（Ｉ３，Ｑ３）＝ｍｏｄ としたとき、 Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４ Ｑ３＝Ｑ２−Ｑ４ なので、 誤差信号ベクトル＝入力信号ベクトル−局部復調信号ベ
クトル となる。局部復調信号ベクトルの項を移項させると、 入力信号ベクトル＝誤差信号ベクトル＋局部復調信号ベクトル …（３） となる。入力信号ベクトルが増大し、高周波増幅器が飽
和すると局部復調ベクトルの大きさは、ほぼ一定とな
る。しかし、高周波増幅器の過剰位相回転により高周波
増幅器入力側のベクトル、誤差信号ベクトルと高周波増
幅器出力側のベクトル、局部復調信号ベクトルの間に
は、位相差が現われる。この位相差は、過剰位相回転量
であり、θと表す。
クトル となる。局部復調信号ベクトルの項を移項させると、 入力信号ベクトル＝誤差信号ベクトル＋局部復調信号ベクトル …（３） となる。入力信号ベクトルが増大し、高周波増幅器が飽
和すると局部復調ベクトルの大きさは、ほぼ一定とな
る。しかし、高周波増幅器の過剰位相回転により高周波
増幅器入力側のベクトル、誤差信号ベクトルと高周波増
幅器出力側のベクトル、局部復調信号ベクトルの間に
は、位相差が現われる。この位相差は、過剰位相回転量
であり、θと表す。
【００４４】式３に従って、入力信号ベクトルを誤差信
号ベクトルと局部復調信号ベクトルの和で表したものが
図１４のグラフである。ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３は、入
力信号ベクトルを表し、この順番に振幅が増大してい
る。
号ベクトルと局部復調信号ベクトルの和で表したものが
図１４のグラフである。ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３は、入
力信号ベクトルを表し、この順番に振幅が増大してい
る。
【００４５】ｍｏｄ１、ｍｏｄ２、ｍｏｄ３は、入力信
号ベクトルがそれぞれ、ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３の時の
誤差信号ベクトルである。
号ベクトルがそれぞれ、ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３の時の
誤差信号ベクトルである。
【００４６】ｄｅｍ１、ｄｅｍ２、ｄｅｍ３は、入力信
号ベクトルがそれぞれ、ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３の時の
局部復調信号ベクトルである。
号ベクトルがそれぞれ、ｉｎ１、ｉｎ２、ｉｎ３の時の
局部復調信号ベクトルである。
【００４７】図１４から分かるように、高周波増幅器の
飽和後、入力信号ベクトルが増大するに従って｜ｄｅｍ
｜・｜ｍｏｄ｜・ｓｉｎθは増加する。
飽和後、入力信号ベクトルが増大するに従って｜ｄｅｍ
｜・｜ｍｏｄ｜・ｓｉｎθは増加する。
【００４８】よって、位相比較回路12の出力も、高周波
増幅器の飽和後、入力信号ベクトルの増大に伴い、増加
する。
増幅器の飽和後、入力信号ベクトルの増大に伴い、増加
する。
【００４９】図１０は、飽和検出回路の一例を示すブロ
ック図である。比較器41には、位相比較回路出力または
振幅計算回路出力と、比較基準値が入力される。比較器
は、位相比較回路出力または、振幅計算回路出力が、比
較基準値よりも大きくなったことを検出して出力する。
上で説明した様に、位相比較回路出力は、高周波増幅器
が飽和すると出力が増大する。よって、飽和検出回路出
力は、高周波増幅器の飽和を検出する信号を出力する。
ック図である。比較器41には、位相比較回路出力または
振幅計算回路出力と、比較基準値が入力される。比較器
は、位相比較回路出力または、振幅計算回路出力が、比
較基準値よりも大きくなったことを検出して出力する。
上で説明した様に、位相比較回路出力は、高周波増幅器
が飽和すると出力が増大する。よって、飽和検出回路出
力は、高周波増幅器の飽和を検出する信号を出力する。
【００５０】上記のように、本発明の第１の実施の形態
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号と局部同相復調信号および局部直交復調信号との位相
差に基づいて飽和を検出し、同相入力信号および直交入
力信号の振幅を制限する構成としたので、送信前の最大
レベル調整動作が必要無くなり、送信前に最大レベル調
整動作が適用できない場合にも、送信時に飽和検出が行
える。送信前の最大動作レベル調整が許されていないシ
ステムでも、カーテシアン・フィードバック回路を使用
できる。
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号と局部同相復調信号および局部直交復調信号との位相
差に基づいて飽和を検出し、同相入力信号および直交入
力信号の振幅を制限する構成としたので、送信前の最大
レベル調整動作が必要無くなり、送信前に最大レベル調
整動作が適用できない場合にも、送信時に飽和検出が行
える。送信前の最大動作レベル調整が許されていないシ
ステムでも、カーテシアン・フィードバック回路を使用
できる。
【００５１】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
の形態は、飽和検出回路の出力と、信号源からの同相入
力信号および直交入力信号と時刻情報と最大振幅情報と
最大振幅時の時刻情報とに基づいて算出した減衰量に従
って、同相入力信号および直交入力信号を減衰させる飽
和防止回路である。
の形態は、飽和検出回路の出力と、信号源からの同相入
力信号および直交入力信号と時刻情報と最大振幅情報と
最大振幅時の時刻情報とに基づいて算出した減衰量に従
って、同相入力信号および直交入力信号を減衰させる飽
和防止回路である。
【００５２】図２は、本発明の第２の実施の形態におけ
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第２の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、信号源か
ら同相入力Ｉ１と直交入力Ｑ１が供給され、利得制御回
路より制御される減衰器１と減衰器２に入力され、飽和
検出回路から検出信号、信号源から同相入力Ｉ１、直交
入力Ｑ１、時刻、最大振幅、最大振幅時の時刻が、利得
制御回路へ入力されることである。
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第２の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、信号源か
ら同相入力Ｉ１と直交入力Ｑ１が供給され、利得制御回
路より制御される減衰器１と減衰器２に入力され、飽和
検出回路から検出信号、信号源から同相入力Ｉ１、直交
入力Ｑ１、時刻、最大振幅、最大振幅時の時刻が、利得
制御回路へ入力されることである。
【００５３】図１３は、第２の実施の形態における飽和
防止回路に用いる利得制御回路のブロック図である。図
１３において、振幅計算回路15は、同相入力Ｉと直交入
力Ｑの振幅を計算する回路である。振幅記憶回路25は、
飽和検出入力で示される飽和検出時に振幅計算回路15の
出力ｐｅａｋ１を記憶する回路である。時刻記憶回路26
は、飽和検出入力で示される飽和検出時に時刻入力の時
刻ｔ１を記憶する回路である。振幅記憶回路27は、最大
振幅設定に従って、最大の振幅ｐｅａｋ２を記憶する回
路である。時刻記憶回路28は、最大振幅時の時刻設定に
従って、最大振幅時の時刻ｔ２を記憶する回路である。
減衰量計算回路29は、振幅記憶回路25の出力ｐｅａｋ
１、時刻記憶回路26の出力ｔ１、振幅記憶回路27の出力
ｐｅａｋ２、時刻記憶回路28の出力ｔ２に従って、減衰
器の減衰量を計算する回路である。
防止回路に用いる利得制御回路のブロック図である。図
１３において、振幅計算回路15は、同相入力Ｉと直交入
力Ｑの振幅を計算する回路である。振幅記憶回路25は、
飽和検出入力で示される飽和検出時に振幅計算回路15の
出力ｐｅａｋ１を記憶する回路である。時刻記憶回路26
は、飽和検出入力で示される飽和検出時に時刻入力の時
刻ｔ１を記憶する回路である。振幅記憶回路27は、最大
振幅設定に従って、最大の振幅ｐｅａｋ２を記憶する回
路である。時刻記憶回路28は、最大振幅時の時刻設定に
従って、最大振幅時の時刻ｔ２を記憶する回路である。
減衰量計算回路29は、振幅記憶回路25の出力ｐｅａｋ
１、時刻記憶回路26の出力ｔ１、振幅記憶回路27の出力
ｐｅａｋ２、時刻記憶回路28の出力ｔ２に従って、減衰
器の減衰量を計算する回路である。
【００５４】上記のように構成された本発明の第２の実
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。図１
５は、信号源13の出力振幅の時間波形の一例を示す図で
ある。信号源13は、時刻０の時点で、これから送信する
変調波が確定しており、送信終了時点ｔ３までの間で信
号源13の出力の振幅√（Ｉ１×Ｉ１＋Ｑ２×Ｑ２）の最
大値ｐｅａｋ２が、送信前に、あらかじめ分かる。この
時の時刻がｔ２である。送信開始前にｐｅａｋ２は利得
制御回路14の振幅記憶回路27に、ｔ２は利得制御回路14
の時刻記憶回路28に記憶される。
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。図１
５は、信号源13の出力振幅の時間波形の一例を示す図で
ある。信号源13は、時刻０の時点で、これから送信する
変調波が確定しており、送信終了時点ｔ３までの間で信
号源13の出力の振幅√（Ｉ１×Ｉ１＋Ｑ２×Ｑ２）の最
大値ｐｅａｋ２が、送信前に、あらかじめ分かる。この
時の時刻がｔ２である。送信開始前にｐｅａｋ２は利得
制御回路14の振幅記憶回路27に、ｔ２は利得制御回路14
の時刻記憶回路28に記憶される。
【００５５】ｔ１は、飽和検出回路11で飽和が検出され
る時刻である。ｐｅａｋ１は、飽和検出回路11で飽和が
検出された時の信号源13の出力の振幅√（Ｉ１×Ｉ１＋
Ｑ２×Ｑ２）である。
る時刻である。ｐｅａｋ１は、飽和検出回路11で飽和が
検出された時の信号源13の出力の振幅√（Ｉ１×Ｉ１＋
Ｑ２×Ｑ２）である。
【００５６】図１３に示す利得制御回路中の振幅計算回
路15において、入力の振幅√（Ｉ１×Ｉ１＋Ｑ１×Ｑ
１）が計算され、振幅記憶回路25にて、飽和検出時の振
幅ｐｅａｋ１が記憶される。同時に、飽和検出時の時刻
ｔ１が、時刻記憶回路26で記憶される。送信前に信号源
13より、全送信波形振幅の最大値ｐｅａｋ２が振幅記憶
回路27に記憶され、最大値ｐｅａｋ２が送信される時刻
ｔ２が、時刻記憶回路28に記憶される。
路15において、入力の振幅√（Ｉ１×Ｉ１＋Ｑ１×Ｑ
１）が計算され、振幅記憶回路25にて、飽和検出時の振
幅ｐｅａｋ１が記憶される。同時に、飽和検出時の時刻
ｔ１が、時刻記憶回路26で記憶される。送信前に信号源
13より、全送信波形振幅の最大値ｐｅａｋ２が振幅記憶
回路27に記憶され、最大値ｐｅａｋ２が送信される時刻
ｔ２が、時刻記憶回路28に記憶される。
【００５７】減衰量計算回路29は、時刻をｔとした時、 ｔ≦ｔ１ → １ ｔ１＜ｔ≦ｔ２ → １−（１−（ｐｅａｋ１／ｐｅａｋ
２））×（ｔ− ｔ１）／（ｔ２−ｔ１） ｔ２＜ｔ≦ｔ３ → （ｐｅａｋ１／ｐｅａｋ２） を出力する。
２））×（ｔ− ｔ１）／（ｔ２−ｔ１） ｔ２＜ｔ≦ｔ３ → （ｐｅａｋ１／ｐｅａｋ２） を出力する。
【００５８】図１６は、減衰量計算回路の出力の時間波
形の一例を示した図である。減衰量計算回路出力は、時
刻ｔ１に飽和が検出されるまでは１である。時刻ｔ１に
飽和が検出されると、減衰量を１から、送信期間終了ま
での最大値（ｐｅａｋ２）が飽和無しで送信できる減衰
量（ｐｅａｋ１／ｐｅａｋ２）まで、線形に変化させ
る。最大値（ｐｅａｋ２）を送信するｔ２以後は、減衰
量（ｐｅａｋ１／ｐｅａｋ２）を送信終了時刻ｔ３まで
維持する。この様に、ｐｅａｋ１時刻でのみ振幅制限が
行われ、それ以後は、振幅制限無しに送信を行うことが
できる。
形の一例を示した図である。減衰量計算回路出力は、時
刻ｔ１に飽和が検出されるまでは１である。時刻ｔ１に
飽和が検出されると、減衰量を１から、送信期間終了ま
での最大値（ｐｅａｋ２）が飽和無しで送信できる減衰
量（ｐｅａｋ１／ｐｅａｋ２）まで、線形に変化させ
る。最大値（ｐｅａｋ２）を送信するｔ２以後は、減衰
量（ｐｅａｋ１／ｐｅａｋ２）を送信終了時刻ｔ３まで
維持する。この様に、ｐｅａｋ１時刻でのみ振幅制限が
行われ、それ以後は、振幅制限無しに送信を行うことが
できる。
【００５９】上記のように、本発明の第２の実施の形態
では、飽和防止回路を、飽和検出回路の出力と、信号源
からの同相入力信号および直交入力信号と時刻情報と最
大振幅情報と最大振幅時の時刻情報とに基づいて算出し
た減衰量に従って、同相入力信号および直交入力信号を
減衰させる構成としたので、ピーク時刻でのみ振幅制限
をして、それ以後は振幅制限無しに送信を行うことがで
きる。
では、飽和防止回路を、飽和検出回路の出力と、信号源
からの同相入力信号および直交入力信号と時刻情報と最
大振幅情報と最大振幅時の時刻情報とに基づいて算出し
た減衰量に従って、同相入力信号および直交入力信号を
減衰させる構成としたので、ピーク時刻でのみ振幅制限
をして、それ以後は振幅制限無しに送信を行うことがで
きる。
【００６０】（第３の実施の形態）本発明の第３の実施
の形態は、同相信号および直交信号と局部同相復調信号
および局部直交復調信号との位相差を検出する飽和防止
回路である。
の形態は、同相信号および直交信号と局部同相復調信号
および局部直交復調信号との位相差を検出する飽和防止
回路である。
【００６１】図３は、本発明の第３の実施の形態におけ
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第３の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と局部同
相復調信号Ｉ４、局部直交復調信号Ｑ４であることであ
る。
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第３の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と局部同
相復調信号Ｉ４、局部直交復調信号Ｑ４であることであ
る。
【００６２】上記のように構成された本発明の第３の実
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。図１
４の高周波増幅器の位相回転の一例に示すように、高周
波増幅器８の飽和に伴い、入力信号ベクトル＝（Ｉ２，
Ｑ２）＝ｉｎ と局部復調信号ベクトル＝（Ｉ４，Ｑ
４）＝ｄｅｍの間に角度差が生じる。
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。図１
４の高周波増幅器の位相回転の一例に示すように、高周
波増幅器８の飽和に伴い、入力信号ベクトル＝（Ｉ２，
Ｑ２）＝ｉｎ と局部復調信号ベクトル＝（Ｉ４，Ｑ
４）＝ｄｅｍの間に角度差が生じる。
【００６３】位相比較回路12は、２つのベクトルｉｎと
ｄｅｍの間の角度をθとすると、 ｜ｉｎ｜・｜ｄｅｍ｜×ｓｉｎθ を出力する。よって、第３の実施の形態においても、高
周波増幅器８の飽和にともない、位相比較回路12の出力
は増大する。これにより、第１の実施の形態と同様に動
作することが可能である。
ｄｅｍの間の角度をθとすると、 ｜ｉｎ｜・｜ｄｅｍ｜×ｓｉｎθ を出力する。よって、第３の実施の形態においても、高
周波増幅器８の飽和にともない、位相比較回路12の出力
は増大する。これにより、第１の実施の形態と同様に動
作することが可能である。
【００６４】上記のように、本発明の第３の実施の形態
では、飽和防止回路を、同相信号および直交信号と局部
同相復調信号および局部直交復調信号との位相差を検出
する構成としたので、同相信号および直交信号と復調信
号との位相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなる。
では、飽和防止回路を、同相信号および直交信号と局部
同相復調信号および局部直交復調信号との位相差を検出
する構成としたので、同相信号および直交信号と復調信
号との位相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなる。
【００６５】（第４の実施の形態）本発明の第４の実施
の形態は、同相信号および直交信号と局部同相復調信号
および局部直交復調信号との位相差を検出する飽和防止
回路である。
の形態は、同相信号および直交信号と局部同相復調信号
および局部直交復調信号との位相差を検出する飽和防止
回路である。
【００６６】図４は、本発明の第４の実施の形態におけ
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第４の
実施の形態が第２の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と局部同
相復調信号Ｉ４、局部直交復調信号Ｑ４であることであ
る。
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第４の
実施の形態が第２の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と局部同
相復調信号Ｉ４、局部直交復調信号Ｑ４であることであ
る。
【００６７】第３の実施の形態で説明したように、第４
の実施の形態においても、高周波増幅器８の飽和にとも
ない、位相比較回路12の出力は増大する。これにより、
第２の実施の形態と同様に動作することが可能となる。
の実施の形態においても、高周波増幅器８の飽和にとも
ない、位相比較回路12の出力は増大する。これにより、
第２の実施の形態と同様に動作することが可能となる。
【００６８】上記のように、本発明の第４の実施の形態
では、飽和防止回路を、同相信号および直交信号と局部
同相復調信号および局部直交復調信号との位相差を検出
する構成としたので、同相信号および直交信号と復調信
号との位相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなるとともに、ピーク時刻
でのみ振幅制限をして、それ以後は振幅制限無しに送信
を行うことができる。
では、飽和防止回路を、同相信号および直交信号と局部
同相復調信号および局部直交復調信号との位相差を検出
する構成としたので、同相信号および直交信号と復調信
号との位相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなるとともに、ピーク時刻
でのみ振幅制限をして、それ以後は振幅制限無しに送信
を行うことができる。
【００６９】（第５の実施の形態）本発明の第５の実施
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号と同相信号
および直交信号との位相差を検出する飽和防止回路であ
る。
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号と同相信号
および直交信号との位相差を検出する飽和防止回路であ
る。
【００７０】図５は、本発明の第５の実施の形態におけ
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第５の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と同相誤
差信号Ｉ３、直交誤差信号Ｑ３であることである。
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第５の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と同相誤
差信号Ｉ３、直交誤差信号Ｑ３であることである。
【００７１】上記のように構成された本発明の第５の実
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。図１
４の高周波増幅器の位相回転の一例に示すように、高周
波増幅器８の飽和に伴い、入力信号ベクトル＝（Ｉ２，
Ｑ２）＝ｉｎ と誤差信号ベクトル＝（Ｉ４，Ｑ４）＝
ｍｏｄの間に角度差が生じる。
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。図１
４の高周波増幅器の位相回転の一例に示すように、高周
波増幅器８の飽和に伴い、入力信号ベクトル＝（Ｉ２，
Ｑ２）＝ｉｎ と誤差信号ベクトル＝（Ｉ４，Ｑ４）＝
ｍｏｄの間に角度差が生じる。
【００７２】位相比較回路12は、２つのベクトルｉｎと
ｍｏｄの間の角度をθとすると、 ｜ｉｎ｜・｜ｍｏｄ｜×ｓｉｎθ を出力する。よって、第５の実施の形態においても、高
周波増幅器８の飽和にともない、位相比較回路12の出力
は増大する。これにより、第１の実施の形態と同様に動
作することが可能となる。
ｍｏｄの間の角度をθとすると、 ｜ｉｎ｜・｜ｍｏｄ｜×ｓｉｎθ を出力する。よって、第５の実施の形態においても、高
周波増幅器８の飽和にともない、位相比較回路12の出力
は増大する。これにより、第１の実施の形態と同様に動
作することが可能となる。
【００７３】上記のように、本発明の第５の実施の形態
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号と同相信号および直交信号との位相差を検出する構成
としたので、誤差信号と同相信号および直交信号との位
相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最大レベル
調整動作が必要無くなる。
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号と同相信号および直交信号との位相差を検出する構成
としたので、誤差信号と同相信号および直交信号との位
相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最大レベル
調整動作が必要無くなる。
【００７４】（第６の実施の形態）本発明の第６の実施
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号と同相信号
および直交信号との位相差を検出する飽和防止回路であ
る。
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号と同相信号
および直交信号との位相差を検出する飽和防止回路であ
る。
【００７５】図６は、本発明の第６の実施の形態におけ
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第６の
実施の形態が第２の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と同相誤
差信号Ｉ３、直交誤差信号Ｑ３であることである。
る飽和防止回路の構成を示すブロック図である。第６の
実施の形態が第２の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の入力が、同相信号Ｉ２、直交信号Ｑ２と同相誤
差信号Ｉ３、直交誤差信号Ｑ３であることである。
【００７６】第５の実施の形態で説明したように、第６
の実施の形態においても、高周波増幅器８の飽和にとも
ない、位相比較回路12の出力は増大する。これにより、
第２の実施の形態と同様に動作することが可能となる。
の実施の形態においても、高周波増幅器８の飽和にとも
ない、位相比較回路12の出力は増大する。これにより、
第２の実施の形態と同様に動作することが可能となる。
【００７７】上記のように、本発明の第６の実施の形態
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号と同相信号および直交信号との位相差を検出する構成
としたので、誤差信号と同相信号および直交信号との位
相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最大レベル
調整動作が必要無くなるとともに、ピーク時刻でのみ振
幅制限をして、それ以後は振幅制限無しに送信を行うこ
とができる。
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号と同相信号および直交信号との位相差を検出する構成
としたので、誤差信号と同相信号および直交信号との位
相差から送信時に飽和検出ができ、送信前の最大レベル
調整動作が必要無くなるとともに、ピーク時刻でのみ振
幅制限をして、それ以後は振幅制限無しに送信を行うこ
とができる。
【００７８】（第７の実施の形態）本発明の第７の実施
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号の振幅を計
算して飽和を検出する飽和防止回路である。
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号の振幅を計
算して飽和を検出する飽和防止回路である。
【００７９】図７は、本発明の第７の実施の形態におけ
る飽和検出回路の構成を示すブロック図である。第７の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の代わりに、振幅計算回路15が使われていること
である。
る飽和検出回路の構成を示すブロック図である。第７の
実施の形態が第１の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の代わりに、振幅計算回路15が使われていること
である。
【００８０】上記のように構成された本発明の第７の実
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。高周
波増幅器８の飽和に伴い、誤差信号ベクトル＝（Ｉ３，
Ｑ３）の振幅の変化を述べる。最初に、高周波増幅器８
の飽和に伴い、過剰位相推移が起こらない場合を考察す
る。高周波増幅器８が線形動作している場合には、ルー
プ利得をＧＬとすると、 Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４＝Ｉ２−ＧＬ×Ｉ３ Ｑ３＝Ｑ２−Ｑ４＝Ｑ２−ＧＬ×Ｑ３ なので、上式を解くと Ｉ３＝Ｉ２／（１＋ＧＬ） Ｑ３＝Ｑ２／（１＋ＧＬ） となる。これより、誤差信号の振幅を計算すると √（Ｉ３×Ｉ３＋Ｑ３×Ｑ３）＝ √（Ｉ２×Ｉ２＋Ｑ
２×Ｑ２）／（１ ＋ ＧＬ） となる。この様に、高周波増幅器８が線形動作している
場合、誤差信号は、入力信号の振幅の１／（１＋ＧＬ）
倍の割合で変化する。
施の形態における飽和防止回路の動作を説明する。高周
波増幅器８の飽和に伴い、誤差信号ベクトル＝（Ｉ３，
Ｑ３）の振幅の変化を述べる。最初に、高周波増幅器８
の飽和に伴い、過剰位相推移が起こらない場合を考察す
る。高周波増幅器８が線形動作している場合には、ルー
プ利得をＧＬとすると、 Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４＝Ｉ２−ＧＬ×Ｉ３ Ｑ３＝Ｑ２−Ｑ４＝Ｑ２−ＧＬ×Ｑ３ なので、上式を解くと Ｉ３＝Ｉ２／（１＋ＧＬ） Ｑ３＝Ｑ２／（１＋ＧＬ） となる。これより、誤差信号の振幅を計算すると √（Ｉ３×Ｉ３＋Ｑ３×Ｑ３）＝ √（Ｉ２×Ｉ２＋Ｑ
２×Ｑ２）／（１ ＋ ＧＬ） となる。この様に、高周波増幅器８が線形動作している
場合、誤差信号は、入力信号の振幅の１／（１＋ＧＬ）
倍の割合で変化する。
【００８１】高周波増幅器８が飽和した場合には、局部
復調信号は一定値となるので、各々をＩ４sat、Ｑ４sat
とすると、 Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４sat Ｑ３＝Ｑ２−Ｑ４sat となる。Ｉ４sat、Ｑ４sat共に一定値なので、高周波増
幅器８の飽和後は、Ｉ２、Ｑ２に比例して変化する。Ｉ
２の変化量をΔＩ２、Ｑ２の変化量をΔＱ２、Ｉ３の変
化量をΔＩ３、Ｑ３の変化量をΔＱ３とすると ΔＩ３＝ΔＩ２ ΔＱ３＝ΔＱ２ となる。よって、 √（（ΔＩ３）×（ΔＩ３）＋（ΔＱ３）×（ΔＱ
３））＝√（（ΔＩ２）×（ΔＩ２）＋（ΔＱ２）×
（ΔＱ２）） となる。この様に、高周波増幅器８の飽和後は、入力信
号の振幅の増加と同じだけ誤差信号の振幅は増大する。
したがって、高周波増幅器８の飽和後は、急峻に誤差信
号の振幅が増加する。よって、誤差信号の増加を検出す
ることにより、飽和を検出することができる。
復調信号は一定値となるので、各々をＩ４sat、Ｑ４sat
とすると、 Ｉ３＝Ｉ２−Ｉ４sat Ｑ３＝Ｑ２−Ｑ４sat となる。Ｉ４sat、Ｑ４sat共に一定値なので、高周波増
幅器８の飽和後は、Ｉ２、Ｑ２に比例して変化する。Ｉ
２の変化量をΔＩ２、Ｑ２の変化量をΔＱ２、Ｉ３の変
化量をΔＩ３、Ｑ３の変化量をΔＱ３とすると ΔＩ３＝ΔＩ２ ΔＱ３＝ΔＱ２ となる。よって、 √（（ΔＩ３）×（ΔＩ３）＋（ΔＱ３）×（ΔＱ
３））＝√（（ΔＩ２）×（ΔＩ２）＋（ΔＱ２）×
（ΔＱ２）） となる。この様に、高周波増幅器８の飽和後は、入力信
号の振幅の増加と同じだけ誤差信号の振幅は増大する。
したがって、高周波増幅器８の飽和後は、急峻に誤差信
号の振幅が増加する。よって、誤差信号の増加を検出す
ることにより、飽和を検出することができる。
【００８２】次に、高周波増幅器８の飽和に伴い、過剰
位相推移が起こる場合を考察する。線形動作している場
合には、過剰位相推移が起こらないので、上記の過剰位
相推移が起こらない場合の線形動作時と同様であり、誤
差信号は、入力信号の振幅の１／（１＋ＧＬ）倍の割合
で変化する。
位相推移が起こる場合を考察する。線形動作している場
合には、過剰位相推移が起こらないので、上記の過剰位
相推移が起こらない場合の線形動作時と同様であり、誤
差信号は、入力信号の振幅の１／（１＋ＧＬ）倍の割合
で変化する。
【００８３】図１７は、高周波増幅器の過剰位相推移の
無い場合と過剰位相推移がある場合の誤差信号ベクトル
の比較を示した図である。過剰位相推移の無い場合の各
ベクトルの大きさの関係は、 ｜ｉｎ｜＝｜ｄｅｍ１｜＋｜ｍｏｄ１｜ となる。これを二乗すると、 ｜ｉｎ｜×｜ｉｎ｜＝｜ｄｅｍ１｜×｜ｄｅｍ１｜＋｜
ｍｏｄ１｜×｜ｍｏｄ１｜＋２×｜ｄｅｍ１｜×｜ｍｏ
ｄ１｜ となる。過剰位相推移のある場合の各ベクトルの大きさ
の関係は、 ｜ｉｎ｜×｜ｉｎ｜＝｜ｄｅｍ２｜×｜ｄｅｍ２｜＋｜
ｍｏｄ２｜×｜ｍｏｄ２｜ となる。上記２式より、 ｜ｄｅｍ１｜×｜ｄｅｍ１｜＋｜ｍｏｄ１｜×｜ｍｏｄ
１｜＋２×｜ｄｅｍ１｜×｜ｍｏｄ１｜＝｜ｄｅｍ２｜
×｜ｄｅｍ２｜＋｜ｍｏｄ２｜×｜ｍｏｄ２｜ となる。高周波増幅器８は飽和しているので、 ｜ｄｅｍ１｜＝｜ｄｅｍ２｜ となる。これを上式に代入して整理すると、 ｜ｍｏｄ１｜×｜ｍｏｄ１｜＋２×｜ｄｅｍ１｜×｜ｍ
ｏｄ１｜＝｜ｍｏｄ２｜×｜ｍｏｄ２｜ となる。以上より、 ｜ｍｏｄ１｜≦｜ｍｏｄ２｜ となる。よって、過剰位相推移のある場合の誤差信号ベ
クトルの大きさは、過剰位相推移の無い場合に比べて大
きい。
無い場合と過剰位相推移がある場合の誤差信号ベクトル
の比較を示した図である。過剰位相推移の無い場合の各
ベクトルの大きさの関係は、 ｜ｉｎ｜＝｜ｄｅｍ１｜＋｜ｍｏｄ１｜ となる。これを二乗すると、 ｜ｉｎ｜×｜ｉｎ｜＝｜ｄｅｍ１｜×｜ｄｅｍ１｜＋｜
ｍｏｄ１｜×｜ｍｏｄ１｜＋２×｜ｄｅｍ１｜×｜ｍｏ
ｄ１｜ となる。過剰位相推移のある場合の各ベクトルの大きさ
の関係は、 ｜ｉｎ｜×｜ｉｎ｜＝｜ｄｅｍ２｜×｜ｄｅｍ２｜＋｜
ｍｏｄ２｜×｜ｍｏｄ２｜ となる。上記２式より、 ｜ｄｅｍ１｜×｜ｄｅｍ１｜＋｜ｍｏｄ１｜×｜ｍｏｄ
１｜＋２×｜ｄｅｍ１｜×｜ｍｏｄ１｜＝｜ｄｅｍ２｜
×｜ｄｅｍ２｜＋｜ｍｏｄ２｜×｜ｍｏｄ２｜ となる。高周波増幅器８は飽和しているので、 ｜ｄｅｍ１｜＝｜ｄｅｍ２｜ となる。これを上式に代入して整理すると、 ｜ｍｏｄ１｜×｜ｍｏｄ１｜＋２×｜ｄｅｍ１｜×｜ｍ
ｏｄ１｜＝｜ｍｏｄ２｜×｜ｍｏｄ２｜ となる。以上より、 ｜ｍｏｄ１｜≦｜ｍｏｄ２｜ となる。よって、過剰位相推移のある場合の誤差信号ベ
クトルの大きさは、過剰位相推移の無い場合に比べて大
きい。
【００８４】この様に、高周波増幅器８の飽和後は、入
力信号の振幅の増加に伴い、急峻に誤差信号の振幅は増
加する。よって、誤差信号の振幅の増加を検出すること
により、飽和を検出することができる。これにより、第
１の実施の形態と同様に動作することが可能となる。
力信号の振幅の増加に伴い、急峻に誤差信号の振幅は増
加する。よって、誤差信号の振幅の増加を検出すること
により、飽和を検出することができる。これにより、第
１の実施の形態と同様に動作することが可能となる。
【００８５】上記のように、本発明の第７の実施の形態
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号の振幅を計算して飽和を検出する構成としたので、誤
差信号の振幅から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなる。
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号の振幅を計算して飽和を検出する構成としたので、誤
差信号の振幅から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなる。
【００８６】（第８の実施の形態）本発明の第８の実施
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号の振幅を計
算して飽和を検出する飽和防止回路である。
の形態は、同相誤差信号および直交誤差信号の振幅を計
算して飽和を検出する飽和防止回路である。
【００８７】図８は、本発明の第８の実施の形態におけ
る飽和検出回路の構成を示すブロック図である。第８の
実施の形態が第２の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の代わりに、振幅計算回路15が使われていること
である。
る飽和検出回路の構成を示すブロック図である。第８の
実施の形態が第２の実施の形態と異なる点は、位相比較
回路12の代わりに、振幅計算回路15が使われていること
である。
【００８８】第７の実施の形態で説明したように、高周
波増幅器８の飽和後は、入力信号の振幅の増加に伴い、
急峻に誤差信号の振幅が増加する。これにより、第２の
実施の形態と同様に動作することが可能となる。
波増幅器８の飽和後は、入力信号の振幅の増加に伴い、
急峻に誤差信号の振幅が増加する。これにより、第２の
実施の形態と同様に動作することが可能となる。
【００８９】上記のように、本発明の第８の実施の形態
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号の振幅を計算して飽和を検出する構成としたので、誤
差信号の振幅から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなるとともに、ピーク時刻
でのみ振幅制限をして、それ以後は振幅制限無しに送信
を行うことができる。
では、飽和防止回路を、同相誤差信号および直交誤差信
号の振幅を計算して飽和を検出する構成としたので、誤
差信号の振幅から送信時に飽和検出ができ、送信前の最
大レベル調整動作が必要無くなるとともに、ピーク時刻
でのみ振幅制限をして、それ以後は振幅制限無しに送信
を行うことができる。
【００９０】なお、第１〜８の実施の形態の飽和防止回
路を無線送信機に用いることにより、送信前の最大動作
レベル調整が許されていない無線送信機でも、カーテシ
アン・フィードバック回路を利用して変調の直線性を改
善して、帯域外不要輻射を減らして隣接チャネルへの妨
害を無くすことができる。
路を無線送信機に用いることにより、送信前の最大動作
レベル調整が許されていない無線送信機でも、カーテシ
アン・フィードバック回路を利用して変調の直線性を改
善して、帯域外不要輻射を減らして隣接チャネルへの妨
害を無くすことができる。
【００９１】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
では、同相信号から局部同相復調信号を減算して同相誤
差信号を算出する同相減算回路と、直交信号から局部直
交復調信号を減算して直交誤差信号を算出する直交減算
回路と、同相誤差信号および直交誤差信号を帯域制限す
るループフィルタと、ループフィルタの出力を搬送波で
直交変調する直交変調器と、直交変調器の出力を増幅し
て送信する高周波増幅器と、高周波増幅器の出力を位相
調整された搬送波を用いて復調して局部同相復調信号お
よび局部直交復調信号として同相減算回路および直交減
算回路に出力する直交復調器とを備えたカーテシアン・
フィードバック回路における飽和防止回路を、同相誤差
信号および直交誤差信号と局部同相復調信号および局部
直交復調信号との位相差を検出する位相比較回路と、位
相比較回路の出力に基づいて飽和を検出する飽和検出回
路と、飽和検出回路の出力に基づいて同相入力信号およ
び直交入力信号の振幅を制限して同相信号および直交信
号を出力する振幅制限回路とを具備する構成としたの
で、送信時に飽和検出を行って振幅制限することによ
り、送信前の最大動作レベル調整が不要になり、送信前
の最大動作レベル調整が許されていないシステムにも、
カーテシアン・フィードバック回路を適用できるという
効果が得られる。
では、同相信号から局部同相復調信号を減算して同相誤
差信号を算出する同相減算回路と、直交信号から局部直
交復調信号を減算して直交誤差信号を算出する直交減算
回路と、同相誤差信号および直交誤差信号を帯域制限す
るループフィルタと、ループフィルタの出力を搬送波で
直交変調する直交変調器と、直交変調器の出力を増幅し
て送信する高周波増幅器と、高周波増幅器の出力を位相
調整された搬送波を用いて復調して局部同相復調信号お
よび局部直交復調信号として同相減算回路および直交減
算回路に出力する直交復調器とを備えたカーテシアン・
フィードバック回路における飽和防止回路を、同相誤差
信号および直交誤差信号と局部同相復調信号および局部
直交復調信号との位相差を検出する位相比較回路と、位
相比較回路の出力に基づいて飽和を検出する飽和検出回
路と、飽和検出回路の出力に基づいて同相入力信号およ
び直交入力信号の振幅を制限して同相信号および直交信
号を出力する振幅制限回路とを具備する構成としたの
で、送信時に飽和検出を行って振幅制限することによ
り、送信前の最大動作レベル調整が不要になり、送信前
の最大動作レベル調整が許されていないシステムにも、
カーテシアン・フィードバック回路を適用できるという
効果が得られる。
【図１】本発明の第１の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図２】本発明の第２の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図３】本発明の第３の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図４】本発明の第４の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図５】本発明の第５の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図６】本発明の第６の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図７】本発明の第７の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図８】本発明の第８の実施の形態における飽和防止回
路の構成を示すブロック図、
路の構成を示すブロック図、
【図９】位相比較回路の一例の構成を示すブロック図、
【図１０】飽和検出回路の一例の構成を示すブロック
図、
図、
【図１１】振幅制限回路の一例の構成を示すブロック
図、
図、
【図１２】振幅計算回路の一例の構成を示すブロック
図、
図、
【図１３】利得制御回路の一例の構成を示すブロック
図、
図、
【図１４】高周波増幅器の位相回転の一例を示す図、
【図１５】信号源の出力振幅の時間波形の一例を示す
図、
図、
【図１６】減衰量計算回路の出力の時間波形の一例を示
す図、
す図、
【図１７】高周波増幅器の過剰位相推移の無い場合と過
剰位相推移がある場合の誤差信号ベクトルの比較の図、
剰位相推移がある場合の誤差信号ベクトルの比較の図、
【図１８】従来のカーテシアン・フィードバック回路の
原理を示す図、
原理を示す図、
【図１９】従来の最大動作レベル設定回路の一例を示す
図である。
図である。
１、２ 減衰器 ３、４、18 減算回路 ５、６ ループ・フィルタ ７ 直交変調器 ８ 高周波増幅器 ９ 直交復調器 10 振幅制御回路 11 飽和検出回路 12 位相比較回路 13 信号源 14 利得制御回路 15 振幅計算回路 16、17、23、24、30、31 掛算回路 19 割り算回路 20、25、27 振幅記憶回路 21 スイッチ制御回路 22、39 スイッチ 26、28 時刻記憶回路 29 減衰量計算回路 32 加算回路 33 開平計算回路 34 減衰器制御回路 35 サンプル＆ホールド回路 36、38、41 比較器 37 比較基準値 40 ランプ電圧発生器
Claims (9)
- 【請求項１】 同相信号から局部同相復調信号を減算し
て同相誤差信号を算出する同相減算回路と、直交信号か
ら局部直交復調信号を減算して直交誤差信号を算出する
直交減算回路と、前記同相誤差信号および前記直交誤差
信号を帯域制限するループフィルタと、前記ループフィ
ルタの出力を搬送波で直交変調する直交変調器と、前記
直交変調器の出力を増幅して送信する高周波増幅器と、
前記高周波増幅器の出力を位相調整された搬送波を用い
て復調して前記局部同相復調信号および前記局部直交復
調信号として前記同相減算回路および前記直交減算回路
に出力する直交復調器とを備えたカーテシアン・フィー
ドバック回路における飽和防止回路であって、前記同相
誤差信号および前記直交誤差信号と前記局部同相復調信
号および前記局部直交復調信号との位相差を検出する位
相比較回路と、前記位相比較回路の出力に基づいて飽和
を検出する飽和検出回路と、前記飽和検出回路の出力に
基づいて同相入力信号および直交入力信号の振幅を制限
して前記同相信号および前記直交信号を出力する振幅制
限回路とを具備することを特徴とする飽和防止回路。 - 【請求項２】 前記同相入力信号と前記直交入力信号と
を出力する信号源と、前記飽和検出回路の出力を入力す
るとともに前記信号源から前記同相入力信号および前記
直交入力信号と時刻情報と最大振幅情報と最大振幅時の
時刻情報とを入力して減衰量を算出する利得制御回路
と、前記同相入力信号および前記直交入力信号を前記利
得制御回路の出力に従って減衰させる減衰器とを備えた
ことを特徴とする請求項１記載の飽和防止回路。 - 【請求項３】 前記位相比較回路を、前記同相信号およ
び前記直交信号と前記局部同相復調信号および前記局部
直交復調信号との位相差を検出する回路としたことを特
徴とする請求項１記載の飽和防止回路。 - 【請求項４】 前記位相比較回路を、前記同相信号およ
び前記直交信号と前記局部同相復調信号および前記局部
直交復調信号との位相差を検出する回路としたことを特
徴とする請求項２記載の飽和防止回路。 - 【請求項５】 前記位相比較回路を、前記同相誤差信号
および前記直交誤差信号と前記同相信号および前記直交
信号との位相差を検出する回路としたことを特徴とする
請求項１記載の飽和防止回路。 - 【請求項６】 前記位相比較回路を、前記同相誤差信号
および前記直交誤差信号と前記同相信号および前記直交
信号との位相差を検出する回路としたことを特徴とする
請求項２記載の飽和防止回路。 - 【請求項７】 前記位相比較回路の代わりに、前記同相
誤差信号および前記直交誤差信号の振幅を計算する振幅
計算回路を設け、前記飽和検出回路を、前記振幅計算回
路回路の出力に基づいて飽和を検出する回路としたこと
を特徴とする請求項１記載の飽和防止回路。 - 【請求項８】 前記位相比較回路の代わりに、前記同相
誤差信号および前記直交誤差信号の振幅を計算する振幅
計算回路を設け、前記飽和検出回路を、前記振幅計算回
路の出力に基づいて飽和を検出する回路としたことを特
徴とする請求項２記載の飽和防止回路。 - 【請求項９】 請求項１〜８記載の飽和防止回路を有す
ることを特徴とする無線送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4506599A JP2000244341A (ja) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | カーテシアン・フィードバック回路における飽和防止回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4506599A JP2000244341A (ja) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | カーテシアン・フィードバック回路における飽和防止回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000244341A true JP2000244341A (ja) | 2000-09-08 |
Family
ID=12708963
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4506599A Pending JP2000244341A (ja) | 1999-02-23 | 1999-02-23 | カーテシアン・フィードバック回路における飽和防止回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000244341A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2389251A (en) * | 2002-05-31 | 2003-12-03 | Hitachi Ltd | A polar-loop wireless communication apparatus, a semiconductor integrated circuit and a loop gain calibration method |
| US7085544B2 (en) | 2002-05-31 | 2006-08-01 | Renesas Technology Corp. | Transmitter having a phase control loop whose frequency bandwidth is varied in accordance with modulation modes |
| US7209717B2 (en) | 2002-05-31 | 2007-04-24 | Renesas Technology Corporation | Apparatus for radio telecommunication system and method of building up output power |
| US7230997B2 (en) | 2002-05-31 | 2007-06-12 | Hitachi, Ltd. | Semiconductor integrated circuit for communication, radio-communications apparatus, and transmission starting method |
| KR100749804B1 (ko) | 2005-12-09 | 2007-08-17 | 한국전자통신연구원 | 카테시안 피드백 루프를 이용한 초협대역 송신 시스템의이득 제어 장치 |
| CN110336547A (zh) * | 2019-06-21 | 2019-10-15 | 华中科技大学 | 一种大量程抗饱和数字式信号幅度解调方法及解调器 |
-
1999
- 1999-02-23 JP JP4506599A patent/JP2000244341A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2389251A (en) * | 2002-05-31 | 2003-12-03 | Hitachi Ltd | A polar-loop wireless communication apparatus, a semiconductor integrated circuit and a loop gain calibration method |
| GB2389251B (en) * | 2002-05-31 | 2005-09-07 | Hitachi Ltd | A communication semiconductor integrated circuit, a wireless communication apparatus, and a loop gain calibration method |
| US7082290B2 (en) | 2002-05-31 | 2006-07-25 | Renesas Technology Corp. | Communication semiconductor integrated circuit, a wireless communication apparatus, and a loop gain calibration method |
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| US7230997B2 (en) | 2002-05-31 | 2007-06-12 | Hitachi, Ltd. | Semiconductor integrated circuit for communication, radio-communications apparatus, and transmission starting method |
| US7248842B2 (en) | 2002-05-31 | 2007-07-24 | Renesas Technology Corp. | Wireless communication apparatus having a phase control loop shared by first and second modulation modes and an amplitude control loop |
| US7366481B2 (en) | 2002-05-31 | 2008-04-29 | Renesas Technology Corporation | Apparatus for radio telecommunication system and method of building up output power |
| US7433653B2 (en) | 2002-05-31 | 2008-10-07 | Renesas Technology Corp. | Transmitter and semiconductor integrated circuit for communication |
| US7480345B2 (en) | 2002-05-31 | 2009-01-20 | Renesas Technology Corp. | Semiconductor integrated circuit for communication, radio-communication apparatus, and transmission starting method |
| KR100749804B1 (ko) | 2005-12-09 | 2007-08-17 | 한국전자통신연구원 | 카테시안 피드백 루프를 이용한 초협대역 송신 시스템의이득 제어 장치 |
| CN110336547A (zh) * | 2019-06-21 | 2019-10-15 | 华中科技大学 | 一种大量程抗饱和数字式信号幅度解调方法及解调器 |
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