JP2000013254A - 無線機 - Google Patents
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- JP2000013254A JP2000013254A JP10177171A JP17717198A JP2000013254A JP 2000013254 A JP2000013254 A JP 2000013254A JP 10177171 A JP10177171 A JP 10177171A JP 17717198 A JP17717198 A JP 17717198A JP 2000013254 A JP2000013254 A JP 2000013254A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、負帰還方式による電力増幅器歪み補
償において、温度変化や経年変化による、出力信号の隣
接チャネル漏洩電力比の劣化を低減し送信特性を安定に
動作させる無線機を提供する。 【解決手段】本発明は上記の目的を達成するため、負帰
還ループの順方向の利得を順方向での入力側と出力側と
信号のレベル差を検知し、順方向のゲインを制御するこ
とによって常にループゲインを一定に保ち、負帰還ルー
プによる歪み改善効果を劣化させること無く無線機の性
能を安定に保つように動作させる。
償において、温度変化や経年変化による、出力信号の隣
接チャネル漏洩電力比の劣化を低減し送信特性を安定に
動作させる無線機を提供する。 【解決手段】本発明は上記の目的を達成するため、負帰
還ループの順方向の利得を順方向での入力側と出力側と
信号のレベル差を検知し、順方向のゲインを制御するこ
とによって常にループゲインを一定に保ち、負帰還ルー
プによる歪み改善効果を劣化させること無く無線機の性
能を安定に保つように動作させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線機の送信性能
の改良に関するものである。
の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、線形ディジタル変調方式を利用し
た無線システムにおいては、電力増幅器の非線形歪の補
償にリニアライザ方式が広く用いられている。図２によ
って従来のリニアライザ方式の一例を説明する。図２は
リニアライザの構成を示すブロック図で、1はベースバ
ンド信号発生器、2-1と2-2は加算器、3-1と3-2はループ
フィルタ、4は直交変調器、5は第１のバンドパスフィル
タ、26は基準信号発生器、6は第１のPLL周波数シンセサ
イザ、7は第２のPLL周波数シンセサイザ、8は第１のミ
キサ、9は増幅部、10は第２のバンドパスフィルタ、11
は電力増幅部、12はアンテナ、13は方向性結合器、25は
第２のミキサ、14は直交復調器である。ベースバンド信
号発生器１の出力は加算器2-1と加算器2-2に接続し、該
加算器2-1はループフィルタ3-1を介して直交変調器4に
接続する。同様に、前記加算器2-2はループフィルタ3-2
を介して前記直交変調器4に接続する。前記直交変調器4
の出力は第１のバンドパスフィルタ5を介して第１のミ
キサ8に接続する。基準信号発生器26の出力は第１のPLL
周波数シンセサイザ6と第２のPLL周波数シンセサイザ7
に接続し、該第１のPLL周波数シンセサイザ6の出力は前
記直交変調器4と直交復調器14に接続し、前記第２のPLL
周波数シンセサイザ7の出力は前記第１のミキサ8と第２
のミキサ25に接続する。前記第１のミキサ8は増幅部9を
介して第２のバンドパスフィルタ10に接続し、該第２の
バンドパスフィルタ10は電力増幅部11を介して方向性結
合器13に接続する。該方向性結合器13はアンテナ12と前
記第２のミキサ25に接続する。前記第２のミキサ25は前
記直交復調器14に接続し、前記直交復調器14は前記加算
器2-1と前記加算器2-2に接続する。
た無線システムにおいては、電力増幅器の非線形歪の補
償にリニアライザ方式が広く用いられている。図２によ
って従来のリニアライザ方式の一例を説明する。図２は
リニアライザの構成を示すブロック図で、1はベースバ
ンド信号発生器、2-1と2-2は加算器、3-1と3-2はループ
フィルタ、4は直交変調器、5は第１のバンドパスフィル
タ、26は基準信号発生器、6は第１のPLL周波数シンセサ
イザ、7は第２のPLL周波数シンセサイザ、8は第１のミ
キサ、9は増幅部、10は第２のバンドパスフィルタ、11
は電力増幅部、12はアンテナ、13は方向性結合器、25は
第２のミキサ、14は直交復調器である。ベースバンド信
号発生器１の出力は加算器2-1と加算器2-2に接続し、該
加算器2-1はループフィルタ3-1を介して直交変調器4に
接続する。同様に、前記加算器2-2はループフィルタ3-2
を介して前記直交変調器4に接続する。前記直交変調器4
の出力は第１のバンドパスフィルタ5を介して第１のミ
キサ8に接続する。基準信号発生器26の出力は第１のPLL
周波数シンセサイザ6と第２のPLL周波数シンセサイザ7
に接続し、該第１のPLL周波数シンセサイザ6の出力は前
記直交変調器4と直交復調器14に接続し、前記第２のPLL
周波数シンセサイザ7の出力は前記第１のミキサ8と第２
のミキサ25に接続する。前記第１のミキサ8は増幅部9を
介して第２のバンドパスフィルタ10に接続し、該第２の
バンドパスフィルタ10は電力増幅部11を介して方向性結
合器13に接続する。該方向性結合器13はアンテナ12と前
記第２のミキサ25に接続する。前記第２のミキサ25は前
記直交復調器14に接続し、前記直交復調器14は前記加算
器2-1と前記加算器2-2に接続する。
【０００３】図２において、ベースバンド信号発生器１
より発生したベースバンド信号の同相成分Ｉは、加算器
2-1を通りループフィルタ3-1で帯域制限され直交変調器
4に入力する。同様に前記ベースバンド信号発生器１よ
り発生したベースバンド信号の直交成分Ｑもまた、加算
器2-2を通りループフィルタ3-2で帯域制限され前記直交
変調器4に入力する。前記直交変調器4は、基準信号発生
器26が出力する基準信号をもとに第１のPLL周波数シン
セサイザ6で発生した局部発振信号により、入力したベ
ースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとから変調波
信号を得て、第１のバンドパスフィルタ5に送る。前記
直交変調器4の出力は前記第１のバンドパスフィルタ5で
不要信号成分を除去され第１のミキサ8に送られる。該
第１のミキサ8は、前記基準信号発生器26が出力する基
準信号をもとに第２のPLL周波数シンセサイザ7で発生し
た局部発振信号をもとに、入力された信号を所望の周波
数帯域に変換し増幅部9に送る。該増幅部9は入力した信
号を増幅し第２のバンドパスフィルタ10に送る。該第２
のバンドパスフィルタ10は入力した信号から不要信号成
分を除去し、電力増幅部11に送る。該電力増幅部11は入
力した信号を所望の電力まで増幅し、方向性結合器13を
介してアンテナ12に送る。該アンテナ12は入力した信号
を出力する。
より発生したベースバンド信号の同相成分Ｉは、加算器
2-1を通りループフィルタ3-1で帯域制限され直交変調器
4に入力する。同様に前記ベースバンド信号発生器１よ
り発生したベースバンド信号の直交成分Ｑもまた、加算
器2-2を通りループフィルタ3-2で帯域制限され前記直交
変調器4に入力する。前記直交変調器4は、基準信号発生
器26が出力する基準信号をもとに第１のPLL周波数シン
セサイザ6で発生した局部発振信号により、入力したベ
ースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとから変調波
信号を得て、第１のバンドパスフィルタ5に送る。前記
直交変調器4の出力は前記第１のバンドパスフィルタ5で
不要信号成分を除去され第１のミキサ8に送られる。該
第１のミキサ8は、前記基準信号発生器26が出力する基
準信号をもとに第２のPLL周波数シンセサイザ7で発生し
た局部発振信号をもとに、入力された信号を所望の周波
数帯域に変換し増幅部9に送る。該増幅部9は入力した信
号を増幅し第２のバンドパスフィルタ10に送る。該第２
のバンドパスフィルタ10は入力した信号から不要信号成
分を除去し、電力増幅部11に送る。該電力増幅部11は入
力した信号を所望の電力まで増幅し、方向性結合器13を
介してアンテナ12に送る。該アンテナ12は入力した信号
を出力する。
【０００４】前記電力増幅部11の出力の一部は前記方向
性結合器13より帰還されて前記第２のミキサ25に送られ
る。前記第２のミキサ25は、前記第２のPLL周波数シン
セサイザ7で発生した局部発振信号をもとに、入力した
信号を中間周波に周波数変換し前記直交復調器14に送
る。前記直交復調器14は、前記第１のPLL周波数シンセ
サイザ6で発生した局部発振信号により、入力された信
号をベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとに復
調し、復調した該同相成分Ｉを前記加算器2-1に出力
し、復調した該直交成分Ｑを前記加算器2-2に出力す
る。前記加算器2-1及び2-2は、前記ベースバンド信号発
生器1の出力信号と前記直交復調器14の出力信号とを、
同相成分Ｉと直交成分Ｑ毎に加算する。
性結合器13より帰還されて前記第２のミキサ25に送られ
る。前記第２のミキサ25は、前記第２のPLL周波数シン
セサイザ7で発生した局部発振信号をもとに、入力した
信号を中間周波に周波数変換し前記直交復調器14に送
る。前記直交復調器14は、前記第１のPLL周波数シンセ
サイザ6で発生した局部発振信号により、入力された信
号をベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとに復
調し、復調した該同相成分Ｉを前記加算器2-1に出力
し、復調した該直交成分Ｑを前記加算器2-2に出力す
る。前記加算器2-1及び2-2は、前記ベースバンド信号発
生器1の出力信号と前記直交復調器14の出力信号とを、
同相成分Ｉと直交成分Ｑ毎に加算する。
【０００５】ここで、リニアライザの一般的な動作原理
を図３を用いて簡単に説明する。図３はリニアライザの
一般的な構成を示すブロック図で、27は入力端子、22は
加算器、23は順方向増幅器、24は帰還側減衰器、25は第
２のミキサ、28は出力端子である。入力端子27は加算器
22を介して順方向増幅器23に接続し、該順方向増幅器23
は出力端子28に接続すると共に帰還側減衰器24に接続す
る。該帰還側減衰器24は前記加算器22の減算入力側に接
続している。
を図３を用いて簡単に説明する。図３はリニアライザの
一般的な構成を示すブロック図で、27は入力端子、22は
加算器、23は順方向増幅器、24は帰還側減衰器、25は第
２のミキサ、28は出力端子である。入力端子27は加算器
22を介して順方向増幅器23に接続し、該順方向増幅器23
は出力端子28に接続すると共に帰還側減衰器24に接続す
る。該帰還側減衰器24は前記加算器22の減算入力側に接
続している。
【０００６】図３において、入力端子27からの入力信号
をＸ、出力端子28からの出力信号をＹ、順方向増幅器23
のゲインをＡ、帰還側減衰器24のゲイン（帰還量）をβ
とし、また前記順方向増幅器23の歪みをＺとする。この
とき前記加算器22の出力は（Ｘ−Ｙ×β）であり、この
（Ｘ−Ｙ×β）が前記順方向増幅器23によってＡ倍さ
れ、かつ歪みＺが加算されたものが前記出力端子28から
の出力Ｙとなる。即ち、式(1)のようになる。
をＸ、出力端子28からの出力信号をＹ、順方向増幅器23
のゲインをＡ、帰還側減衰器24のゲイン（帰還量）をβ
とし、また前記順方向増幅器23の歪みをＺとする。この
とき前記加算器22の出力は（Ｘ−Ｙ×β）であり、この
（Ｘ−Ｙ×β）が前記順方向増幅器23によってＡ倍さ
れ、かつ歪みＺが加算されたものが前記出力端子28から
の出力Ｙとなる。即ち、式(1)のようになる。
【０００７】
【数１】
【０００８】この式（１）を整理すると、式(2)のよう
になる。
になる。
【０００９】
【数２】
【００１０】さらに、１＜＜（Ａ×β）とすると、式
（２）は式(3)となる。
（２）は式(3)となる。
【００１１】
【数３】
【００１２】つまり出力Ｙのレベルは帰還側減衰器２４
のゲインβで決まり、順方向増幅器23の歪みＺはループ
ゲイン分（Ａ×β）だけ改善される。
のゲインβで決まり、順方向増幅器23の歪みＺはループ
ゲイン分（Ａ×β）だけ改善される。
【００１３】上記式(3) からもわかるように、一般的に
出力は帰還量βで決定される。また出力レベルは入力レ
ベルより大きい場合が一般的であるので、帰還量βは負
のゲイン（減衰）を持つためアッテネータ等で構成され
ることもある。また経年変化や温度変化による帰還量β
の変動はそのまま出力レベルＹの変動となる。この出力
レベルＹを監視しながら帰還量βを制御すれば、比較的
簡単に出力レベルＹを一定に保つことができる。
出力は帰還量βで決定される。また出力レベルは入力レ
ベルより大きい場合が一般的であるので、帰還量βは負
のゲイン（減衰）を持つためアッテネータ等で構成され
ることもある。また経年変化や温度変化による帰還量β
の変動はそのまま出力レベルＹの変動となる。この出力
レベルＹを監視しながら帰還量βを制御すれば、比較的
簡単に出力レベルＹを一定に保つことができる。
【００１４】逆に順方向側のゲインＡは非常に大きい値
を必要とすることが多い。従って、経年変化や温度変化
による変動の影響は、帰還量βでの変動よりも、順方向
側のゲインＡでの変動のほうが大きいことが多い。
を必要とすることが多い。従って、経年変化や温度変化
による変動の影響は、帰還量βでの変動よりも、順方向
側のゲインＡでの変動のほうが大きいことが多い。
【００１５】順方向側のゲインＡが変動した場合はルー
プゲインが変動するため、歪みの改善効果も変動する。
これは、帰還量βとは異なり出力レベルＹの監視では順
方向側のゲインＡの値の変動は検知できないためで、歪
みの改善効果（隣接チャネル漏洩電力比）が規格を逸脱
しても制御できない。
プゲインが変動するため、歪みの改善効果も変動する。
これは、帰還量βとは異なり出力レベルＹの監視では順
方向側のゲインＡの値の変動は検知できないためで、歪
みの改善効果（隣接チャネル漏洩電力比）が規格を逸脱
しても制御できない。
【００１６】この歪みの改善効果は（Ａ×β）の値に反
比例する。例えば、隣接チャネルのレベルが40dB、隣接
チャネル漏洩電力比の規格を58dB、順方向側のゲインＡ
を50dB、帰還量βを-30dBとしたとき、（Ａ×β）の値
は20dBとなり、隣接チャネル漏洩電力比は60dB（=隣接
チャネルのレベル×（Ａ×β）=40dB+20dB）となる。と
ころが、温度変化や経年変化が起り出力レベルを一定と
するために帰還量βの値が-35dBとなった場合、（Ａ×
β）の値は15dBとなり、隣接チャネル漏洩電力比は55dB
になり規格を満足しない。
比例する。例えば、隣接チャネルのレベルが40dB、隣接
チャネル漏洩電力比の規格を58dB、順方向側のゲインＡ
を50dB、帰還量βを-30dBとしたとき、（Ａ×β）の値
は20dBとなり、隣接チャネル漏洩電力比は60dB（=隣接
チャネルのレベル×（Ａ×β）=40dB+20dB）となる。と
ころが、温度変化や経年変化が起り出力レベルを一定と
するために帰還量βの値が-35dBとなった場合、（Ａ×
β）の値は15dBとなり、隣接チャネル漏洩電力比は55dB
になり規格を満足しない。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術には、
経年変化や温度変化により順方向ゲインが変動すると、
ループゲインが変動するため、歪みの改善効果（隣接チ
ャネル漏洩電力比）が規格を逸脱しても制御できない欠
点があった。本発明の目的はこれらの欠点を除去し、送
信特性の劣化のない無線機を提供することにある。
経年変化や温度変化により順方向ゲインが変動すると、
ループゲインが変動するため、歪みの改善効果（隣接チ
ャネル漏洩電力比）が規格を逸脱しても制御できない欠
点があった。本発明の目的はこれらの欠点を除去し、送
信特性の劣化のない無線機を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の問題を
解決するために、経年変化や温度変化による順方向での
ゲイン変動を順方向での入力と出力の２つの信号のレベ
ルを検知することでゲイン変動を検出し、それにあわせ
て順方向のゲインを制御することで常にループゲインを
一定に保ち出力信号の隣接チャネル漏洩電力比の劣化を
低減し送信特性を安定に動作させたものである。
解決するために、経年変化や温度変化による順方向での
ゲイン変動を順方向での入力と出力の２つの信号のレベ
ルを検知することでゲイン変動を検出し、それにあわせ
て順方向のゲインを制御することで常にループゲインを
一定に保ち出力信号の隣接チャネル漏洩電力比の劣化を
低減し送信特性を安定に動作させたものである。
【００１９】また、他の構成要素の経年変化や温度変化
によるゲイン変動、特に帰還方向のゲイン変動は、温度
センサを設け、あらかじめ算出した検出した温度に対応
した制御を行う制御回路を帰還回路側に設けることによ
って出力レベル変動を抑制したものである。
によるゲイン変動、特に帰還方向のゲイン変動は、温度
センサを設け、あらかじめ算出した検出した温度に対応
した制御を行う制御回路を帰還回路側に設けることによ
って出力レベル変動を抑制したものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例を図１を用いて
説明する。図１はディジタル無線機の送信部の構成を示
すブロック図である。図１で使用する符号は、同等の機
能を有するものは従来技術で説明した図１と同じものを
使用している。その他、15は第１の可変アッテネータ、
16は第２の可変アッテネータ、17は第１のレベル検波
器、18は第２のレベル検波器、19はレベル比較器、20は
温度センサ、21は可変アッテネータ制御回路である。ベ
ースバンド信号発生器１の出力は加算器2-1と加算器2-2
に接続し、該加算器2-1はループフィルタ3-1を介して直
交変調器4に接続する。同様に、前記加算器2-2はループ
フィルタ3-2を介して前記直交変調器4に接続する。前記
直交変調器4の出力は、第１のレベル検波器17に接続す
ると共に、第１のバンドパスフィルタ5を介して第１の
ミキサ8に接続する。基準信号発生器26の出力は第１のP
LL周波数シンセサイザ6と第２のPLL周波数シンセサイザ
7に接続し、該第１のPLL周波数シンセサイザ6の出力は
前記直交変調器4と直交復調器14に接続し、前記第２のP
LL周波数シンセサイザ7の出力は前記第１のミキサ8と第
２のミキサ25に接続する。前記第１のミキサ8は増幅部9
を介して第２のバンドパスフィルタ10に接続し、該第２
のバンドパスフィルタ10は第１の可変アッテネータ15を
介して電力増幅部11に接続する。該電力増幅部11は方向
性結合器13を介してアンテナ12に接続する。該方向性結
合器13は第２の可変アッテネータ16と第２のレベル検波
器18に接続する。前記第１のレベル検波器17と前記第２
のレベル検波器18はそれぞれレベル比較器19に接続し、
該レベル比較器19は前記第１の可変アッテネータ15に接
続する。温度センサ20の出力は可変アッテネータ制御回
路21に接続し、該可変アッテネータ制御回路21は前記第
２の可変アッテネータ16に接続する。前記第２の可変ア
ッテネータ16 は。前記第２のミキサ25に接続し、前記
第２のミキサ25は前記直交復調器14に接続する。前記直
交復調器14は前記加算器2-1と前記加算器2-2に接続す
る。
説明する。図１はディジタル無線機の送信部の構成を示
すブロック図である。図１で使用する符号は、同等の機
能を有するものは従来技術で説明した図１と同じものを
使用している。その他、15は第１の可変アッテネータ、
16は第２の可変アッテネータ、17は第１のレベル検波
器、18は第２のレベル検波器、19はレベル比較器、20は
温度センサ、21は可変アッテネータ制御回路である。ベ
ースバンド信号発生器１の出力は加算器2-1と加算器2-2
に接続し、該加算器2-1はループフィルタ3-1を介して直
交変調器4に接続する。同様に、前記加算器2-2はループ
フィルタ3-2を介して前記直交変調器4に接続する。前記
直交変調器4の出力は、第１のレベル検波器17に接続す
ると共に、第１のバンドパスフィルタ5を介して第１の
ミキサ8に接続する。基準信号発生器26の出力は第１のP
LL周波数シンセサイザ6と第２のPLL周波数シンセサイザ
7に接続し、該第１のPLL周波数シンセサイザ6の出力は
前記直交変調器4と直交復調器14に接続し、前記第２のP
LL周波数シンセサイザ7の出力は前記第１のミキサ8と第
２のミキサ25に接続する。前記第１のミキサ8は増幅部9
を介して第２のバンドパスフィルタ10に接続し、該第２
のバンドパスフィルタ10は第１の可変アッテネータ15を
介して電力増幅部11に接続する。該電力増幅部11は方向
性結合器13を介してアンテナ12に接続する。該方向性結
合器13は第２の可変アッテネータ16と第２のレベル検波
器18に接続する。前記第１のレベル検波器17と前記第２
のレベル検波器18はそれぞれレベル比較器19に接続し、
該レベル比較器19は前記第１の可変アッテネータ15に接
続する。温度センサ20の出力は可変アッテネータ制御回
路21に接続し、該可変アッテネータ制御回路21は前記第
２の可変アッテネータ16に接続する。前記第２の可変ア
ッテネータ16 は。前記第２のミキサ25に接続し、前記
第２のミキサ25は前記直交復調器14に接続する。前記直
交復調器14は前記加算器2-1と前記加算器2-2に接続す
る。
【００２１】図１において、ベースバンド信号発生器1
より発生したベースバンド信号の同相成分Ｉは加算器2-
1を通りループフィルタ3-1で帯域制限され直交変調器4
に入力する。同様に前記ベースバンド信号発生器1より
発生したベースバンド信号の直交成分Ｑは加算器2-2を
通りループフィルタ3-2で帯域制限され前記直交変調器4
に入力する。前記直交変調器4は基準信号発生器26が出
力する基準信号をもとに第１のPLL周波数シンセサイザ6
で発生した局部発振信号により、入力したベースバンド
信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとから変調波信号を得て
該変調波信号を、第１のバンドパスフィルタ5と第１の
レベル検波器17に送る。前記第１のバンドパスフィルタ
5で不要信号成分を除去され第１のミキサ8に送られる。
該第１のミキサ8は、前記基準信号発生器26が出力する
基準信号をもとに第２のPLL周波数シンセサイザ7で発生
した局部発振信号をもとに、入力された信号を所望の周
波数帯域に変換し増幅部9に送る。該増幅部9は入力した
信号を増幅し第２のバンドパスフィルタ10に送る。該第
２のバンドパスフィルタ10は入力した信号から不要信号
成分を除去し、第１の可変アッテネータ15を介して電力
増幅部11に送る。該電力増幅部11は入力した信号を所望
の電力まで増幅し、方向性結合器13を介してアンテナ12
に送る。該アンテナ12は入力した信号を出力する。
より発生したベースバンド信号の同相成分Ｉは加算器2-
1を通りループフィルタ3-1で帯域制限され直交変調器4
に入力する。同様に前記ベースバンド信号発生器1より
発生したベースバンド信号の直交成分Ｑは加算器2-2を
通りループフィルタ3-2で帯域制限され前記直交変調器4
に入力する。前記直交変調器4は基準信号発生器26が出
力する基準信号をもとに第１のPLL周波数シンセサイザ6
で発生した局部発振信号により、入力したベースバンド
信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとから変調波信号を得て
該変調波信号を、第１のバンドパスフィルタ5と第１の
レベル検波器17に送る。前記第１のバンドパスフィルタ
5で不要信号成分を除去され第１のミキサ8に送られる。
該第１のミキサ8は、前記基準信号発生器26が出力する
基準信号をもとに第２のPLL周波数シンセサイザ7で発生
した局部発振信号をもとに、入力された信号を所望の周
波数帯域に変換し増幅部9に送る。該増幅部9は入力した
信号を増幅し第２のバンドパスフィルタ10に送る。該第
２のバンドパスフィルタ10は入力した信号から不要信号
成分を除去し、第１の可変アッテネータ15を介して電力
増幅部11に送る。該電力増幅部11は入力した信号を所望
の電力まで増幅し、方向性結合器13を介してアンテナ12
に送る。該アンテナ12は入力した信号を出力する。
【００２２】前記電力増幅部11の出力の一部は前記方向
性結合器13より帰還されて前記第２の可変アッテネータ
16と第２のレベル検波器18に送られる。該第２のレベル
検波器18は前記電力増幅部11の出力信号レベルを検出
し、レベル比較器19に送る。一方、前記直交変調器4か
ら前記第１のレベル検波器17に入力した信号は、前記第
１のレベル検波器17は前記直交変調器4の出力信号レベ
ルを検出し、前記レベル比較器19に送る。前記レベル比
較器19は入力した２つの信号を比較することにより、前
記第１のバンドパスフィルタ5から前記電力増幅部11ま
での順方向のゲインを求め、その変動分を第１の可変ア
ッテネータ15を制御することによってループゲインを一
定に保つことができる。
性結合器13より帰還されて前記第２の可変アッテネータ
16と第２のレベル検波器18に送られる。該第２のレベル
検波器18は前記電力増幅部11の出力信号レベルを検出
し、レベル比較器19に送る。一方、前記直交変調器4か
ら前記第１のレベル検波器17に入力した信号は、前記第
１のレベル検波器17は前記直交変調器4の出力信号レベ
ルを検出し、前記レベル比較器19に送る。前記レベル比
較器19は入力した２つの信号を比較することにより、前
記第１のバンドパスフィルタ5から前記電力増幅部11ま
での順方向のゲインを求め、その変動分を第１の可変ア
ッテネータ15を制御することによってループゲインを一
定に保つことができる。
【００２３】次に、前記第２の可変アッテネータ16に入
力した信号は前記第２のミキサ25に送られる。前記第２
のミキサ25は、前記第２のPLL周波数シンセサイザ7で発
生した局部発振信号をもとに、入力した信号を中間周波
に周波数変換し前記直交復調器14に送る。前記直交復調
器14は、前記第１のPLL周波数シンセサイザ6で発生した
局部発振信号により、入力された信号をベースバンド信
号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとに復調し、復調した該同
相成分Ｉを前記加算器2-1に出力し、復調した該直交成
分Ｑを前記加算器2-2に出力する。前記加算器2-1及び2-
2は、前記ベースバンド信号発生器1の出力信号と前記直
交復調器14の出力信号とを、同相成分Ｉと直交成分Ｑ毎
に加算する。
力した信号は前記第２のミキサ25に送られる。前記第２
のミキサ25は、前記第２のPLL周波数シンセサイザ7で発
生した局部発振信号をもとに、入力した信号を中間周波
に周波数変換し前記直交復調器14に送る。前記直交復調
器14は、前記第１のPLL周波数シンセサイザ6で発生した
局部発振信号により、入力された信号をベースバンド信
号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとに復調し、復調した該同
相成分Ｉを前記加算器2-1に出力し、復調した該直交成
分Ｑを前記加算器2-2に出力する。前記加算器2-1及び2-
2は、前記ベースバンド信号発生器1の出力信号と前記直
交復調器14の出力信号とを、同相成分Ｉと直交成分Ｑ毎
に加算する。
【００２４】ここで温度センサ20は、温度の検出を行い
可変アッテネータ制御回路21に検出した温度を出力す
る。該可変アッテネータ制御回路21は、あらかじめ算出
してある、検出した温度に対応した制御量によって、前
記第２の可変アッテネータ16を制御して温度変動による
出力変動を抑制する。
可変アッテネータ制御回路21に検出した温度を出力す
る。該可変アッテネータ制御回路21は、あらかじめ算出
してある、検出した温度に対応した制御量によって、前
記第２の可変アッテネータ16を制御して温度変動による
出力変動を抑制する。
【００２５】以上述べたように、温度変化や経年変化が
起り、出力レベルを一定とするために帰還量βの値が変
化する場合、第２の可変アッテネータ16を制御すること
によりアンテナ12の出力を一定にし、かつ順方向側のゲ
インをＡを一定にするようにレベル比較器19の制御によ
り第１の可変アッテネータ15を制御することによって、
隣接チャネル漏洩電力比の劣化を低減することができ
る。即ち、経年変化や温度変化によるループゲインの変
動を、順方向のゲインを検出し一定に保つことで抑える
ことにより、隣接チャネル漏洩電力比が劣化しない。
起り、出力レベルを一定とするために帰還量βの値が変
化する場合、第２の可変アッテネータ16を制御すること
によりアンテナ12の出力を一定にし、かつ順方向側のゲ
インをＡを一定にするようにレベル比較器19の制御によ
り第１の可変アッテネータ15を制御することによって、
隣接チャネル漏洩電力比の劣化を低減することができ
る。即ち、経年変化や温度変化によるループゲインの変
動を、順方向のゲインを検出し一定に保つことで抑える
ことにより、隣接チャネル漏洩電力比が劣化しない。
【００２６】なお、温度センサは複数であっても良く、
検出箇所は無線機の制御に適切な箇所であればどこでも
良いことは自明である。
検出箇所は無線機の制御に適切な箇所であればどこでも
良いことは自明である。
【００２７】また、第１の可変アッテネータ及び第２の
可変アッテネータの挿入場所も無線機の制御に適切な場
所であれば上述の実施例に限らない。
可変アッテネータの挿入場所も無線機の制御に適切な場
所であれば上述の実施例に限らない。
【００２８】更に、第１のレベル検波器及び第２のレベ
ル検波器のレベル検出位置も無線機の制御に適切な場所
であれば上述の実施例に限らない。
ル検波器のレベル検出位置も無線機の制御に適切な場所
であれば上述の実施例に限らない。
【００２９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、経年変化
や温度変化によるループゲインの変動を抑え、送信特
性、特に隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防ぐことがで
きる。
や温度変化によるループゲインの変動を抑え、送信特
性、特に隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防ぐことがで
きる。
【図１】 本発明の一実施例の構成を示すブロック図。
【図２】 従来例の構成を示すブロック図。
【図３】 負帰還によるリニアライザの原理図。
1：ベースバンド信号発生器、 2-1，2-2：加算器、 3
-1，3-2：ループフィルタ、 4：直交変調器、 5：第
１のバンドパスフィルタ、 6：第１のPLL周波数シンセ
サイザ、 7：第２のPLL周波数シンセサイザ、 8：第
１のミキサ、 9：増幅部、 10：第２のバンドパスフ
ィルタ、 11：電力増幅部、 12：アンテナ、 13：方
向性結合器、 14：直交復調器、 15：第１の可変アッ
テネータ、16：第２の可変アッテネータ、 17：第１の
レベル検波器、 18：第２のレベル検波器、 19：レベ
ル比較器、 20：温度センサ、 21：可変アッテネータ
制御回路、 22：加算器、 23：順方向増幅器、 24：
帰還側減衰器、 25：第２のミキサ、 26：基準信号発
生器、 27：入力端子、 28：出力端子、
-1，3-2：ループフィルタ、 4：直交変調器、 5：第
１のバンドパスフィルタ、 6：第１のPLL周波数シンセ
サイザ、 7：第２のPLL周波数シンセサイザ、 8：第
１のミキサ、 9：増幅部、 10：第２のバンドパスフ
ィルタ、 11：電力増幅部、 12：アンテナ、 13：方
向性結合器、 14：直交復調器、 15：第１の可変アッ
テネータ、16：第２の可変アッテネータ、 17：第１の
レベル検波器、 18：第２のレベル検波器、 19：レベ
ル比較器、 20：温度センサ、 21：可変アッテネータ
制御回路、 22：加算器、 23：順方向増幅器、 24：
帰還側減衰器、 25：第２のミキサ、 26：基準信号発
生器、 27：入力端子、 28：出力端子、
Claims (5)
- 【請求項１】 負帰還法を用いて電力増幅器の線形補償
を行うディジタル線形変調方式の無線機において、ルー
プ内の順方向のゲインの変動を検出し、順方向ゲインが
一定となるように制御することを特徴とする無線機。 - 【請求項２】 請求項１記載の無線機において、 ゲイン変動を検出する手段は、直交変調器の出力側とア
ンテナの入力側の２つの信号レベルを検出し、両者の出
力信号レベルの差を比較結果に基づいて、前記直交変調
器の出力側と前記アンテナの入力側との間の信号レベル
を制御することによって順方向ゲインが一定となるよう
に制御することを特徴とする無線機。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２記載の無線機に
おいて、 該無線機の所定部の温度を検出する温度センサと、 該温度センサが検出した温度に基づいて、あらかじめ設
定された制御信号を出力する制御手段と、 該制御手段によって制御される可変アッテネータとを有
し、 該可変アッテネータを通る帰還信号の帰還量を制御する
ことを特徴とする無線機。 - 【請求項４】 ベースバンド信号の同相成分信号と直交
成分信号を入力し、 該同相成分信号と該直交成分信号とをそれぞれ加算入力
側に入力する同相成分加算器と直交成分加算器と、 該２つの加算器からの出力信号をそれぞれ帯域制限する
ループフィルタと同相成分直交成分ループフィルタと、 該２つのループフィルタによって帯域制限された信号を
共に入力し、変調を行う直交変調器と、 該直交変調器によって変調された信号の不要信号成分を
除去する第１のバンドパスフィルタと、 該第１のバンドパスフィルタによって不要信号成分を除
去された信号を所望の周波数帯域に周波数変換する第１
のミキサと、 該第１のミキサによって周波数変換された信号を増幅す
る増幅部と、 該増幅部によって増幅された信号の不要周波数成分を除
去する第２のバンドパスフィルタと、 該第２のバンドパスフィルタによって不要周波数成分を
除去された信号を所望の出力レベルに増幅する電力増幅
部と、 該電力増幅部によって増幅された信号をアンテナと第２
のミキサに分配する方向性結合器と、 該方向性結合器によって分配された信号を所望の周波数
に変換する第２のミキサと、 該第２のミキサによって周波数変換された信号を同相成
分信号と直交成分信号とに復調する直交復調器とを有
し、 該直交復調器によって復調された該同相成分信号と該直
交成分信号とをそれぞれ、同相成分加算器と直交成分加
算器の減算入力側に入力することによって電力増幅器の
線形補償を行うディジタル変調方式の無線機において、 前記直交変調器の出力の信号レベルを検出する第１のレ
ベル検波器と、 前記方向性結合器の出力の信号レベルを検出する第２の
レベル検波器と、 前記第１のレベル検波器と前記第２のレベル検波器の出
力を比較し、制御信号を出力するレベル比較器と、 前記第２のバンドパスフィルタと前記電力増幅部との間
に挿入され、前記第２のバンドパスフィルタの出力信号
を減衰する第１の可変アッテネータとを有し、 前記レベル比較器から出力される制御信号によって、前
記第１の可変アッテネータの減衰量を変化させ、前記電
力増幅部に入力される信号を制御し、ループ内の順方向
のゲインを制御させたことを特徴とする無線機。 - 【請求項５】 請求項４記載の無線機において、 該無線機の所定部の温度を検出する温度センサと、 該温度センサによって検出された温度に基づいて、あら
かじめ設定されたされた制御信号を出力する制御手段
と、 前記方向性結合器と前記第２のミキサの間に挿入され、
前記方向性結合器からの帰還出力信号を減衰する第２の
可変アッテネータとを有し、 前記制御手段から出力される制御信号によって、前記第
２の可変アッテネータの減衰量を変化させ、前記第２の
ミキサに入力される信号を制御し、帰還ループ内のゲイ
ンを制御させたことを特徴とする無線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10177171A JP2000013254A (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | 無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10177171A JP2000013254A (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | 無線機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000013254A true JP2000013254A (ja) | 2000-01-14 |
Family
ID=16026436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10177171A Pending JP2000013254A (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | 無線機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000013254A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001223637A (ja) * | 2000-02-07 | 2001-08-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置及び送信電力制御方法 |
| WO2004001989A1 (ja) * | 2002-06-19 | 2003-12-31 | Fujitsu Limited | 送信装置 |
| JP2005204110A (ja) * | 2004-01-16 | 2005-07-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 送信機用電力増幅部 |
| WO2005078939A1 (ja) * | 2004-02-12 | 2005-08-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 送信電力制御装置 |
| WO2008099735A1 (ja) * | 2007-02-14 | 2008-08-21 | Nec Corporation | 位相雑音補正装置及びその方法 |
| JP2009290375A (ja) * | 2008-05-27 | 2009-12-10 | Fujitsu Ltd | 歪補償装置、無線通信装置および歪補償方法 |
-
1998
- 1998-06-24 JP JP10177171A patent/JP2000013254A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001223637A (ja) * | 2000-02-07 | 2001-08-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置及び送信電力制御方法 |
| JP4679686B2 (ja) * | 2000-02-07 | 2011-04-27 | パナソニック株式会社 | 無線通信装置及び送信電力制御方法 |
| WO2004001989A1 (ja) * | 2002-06-19 | 2003-12-31 | Fujitsu Limited | 送信装置 |
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| US7496375B2 (en) | 2004-02-12 | 2009-02-24 | Panasonic Corporation | Transmission power control device |
| WO2008099735A1 (ja) * | 2007-02-14 | 2008-08-21 | Nec Corporation | 位相雑音補正装置及びその方法 |
| JPWO2008099735A1 (ja) * | 2007-02-14 | 2010-05-27 | 日本電気株式会社 | 位相雑音補正装置及びその方法 |
| JP4573062B2 (ja) * | 2007-02-14 | 2010-11-04 | 日本電気株式会社 | 位相雑音補正装置及びその方法 |
| US8093943B2 (en) | 2007-02-14 | 2012-01-10 | Nec Corporation | Phase noise correction device and its method |
| JP2009290375A (ja) * | 2008-05-27 | 2009-12-10 | Fujitsu Ltd | 歪補償装置、無線通信装置および歪補償方法 |
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