WO2004001989A1

WO2004001989A1 - 送信装置

Info

Publication number: WO2004001989A1
Application number: PCT/JP2002/006085
Authority: WO
Inventors: Masayoshi Suzuki
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2002-06-19
Filing date: 2002-06-19
Publication date: 2003-12-31
Also published as: EP1505738A4; JPWO2004001989A1; EP1505738A1; JP3990401B2

Abstract

　増幅器の歪を補正する歪補償部を備えた送信装置が開示される｡この送信装置において､第1の周波数変換部は歪補償された送信信号に局部発振信号をミキシングすることにより送信信号周波数を無線周波数までアップコンバートして増幅器に入力し、第2の周波数変換部は増幅器の出力信号に局部発振信号をミキシングすることにより無線周波数を所定周波数までダウンコンバートし、局部発振信号生成部は各種局部発振信号を発生すると共に､第1､第2の周波数変換部で使用する周波数が高い局部発振信号の位相を同期させ､且つ､位相雑音成分を同一にする。

Description

明細書

送信装置

技術分野

本発明は増幅器の歪を補正する歪補償部を備えた送信装置に係わり、特に、周波数変換に用いる局部発振信号の位相雑音による悪影響を無くして隣接漏洩電力を低減できる送信装置に関する。

背景技術 '

近年、無線通信において、ディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになつてきている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。

図 6は従来の無線機における送信装置の一例を示すプロック図であり、送信信号発生装置 1 はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル/パラレル変換器（ S / P変換器） 2はディジタルデータ列を 1 ビットづっ交互に振り分けて同相成分信号（ I信号： In-phase component)と直交成分信号（Q信号： Quadrature component)の 2系列に変換する。 D A変換器 3は I信号、 Q信号のそれぞれをァナログのベースバンド信号に変換して直交変調 4に入力する。直交変調器 4は入力された I信号、 Q信号（送信ベースパンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを 9 0 °移相した信号をミキシングし、ミキシング結果を加算することにより直交変調を行って出力する。周波数変換器 5は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器 6は周波数変換器 5から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ） 7 より空中に放射する。

W- CDMA等の移動通信において、送信装置の送信電力は 10W〜数 10Wと大きく、送信電力増幅器 6の入出力特性（歪関数 ί (ρ) ) は図 7 (a)の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数 f ₀周辺の周波数スぺクトラムは図 7 (b)の実線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。すなわち、非線形歪により図 7 (b)に示すように送信波が隣接周波数チャネルに漏洩する電力が大きくなつてしまう。このような漏洩電力は、他チャネルに対して雑音となり、そのチャネルの通信品質を劣化させてしまう。よって、厳しく規定されている。

漏洩電力は、例えば電力増幅器の線型領域（図 7 (a)参照）で小さく、非線形領域で大きくなる。そこで、高出力の送信電力増幅器とするためには、線形領域を広くする必要がある。しかし、このためには実際に必要な能力以上の増幅器が必要となり、コスト及び裴霄サイズにおいて不利となる問題がある。そこで、電力増幅器の非直線性に起因する歪を補償する歪補償機能つき'の送信装置が採用されている。

図 8 は DSP ( Digital Signal Processor) を用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のプロック図である。送信信号発生装置 1から送出されるデイジタルデータ群（送信信号）は、 S P変換器 2において I信号、 Q信号の 2 系列に変換されて DSPで構成される歪補償部 8に入力される。歪補償部 8 は、送信信号 X (t)のパワーレベル pi (i=0〜 1023)に応じた歪補償係数 h(pi)を記憶する歪補償係数記憶部 8 a、送信信号のパワーレベルに応じた歪補償係数 h(pi)を用いて該送信信号に歪補償処理（プリディストーション）を施すプリディストーション部 8 b 、送信信号 x (t)と後述する直交検波器で復調された復調信号（フィ一ドバック信号） y (t)を比較し、その差が零となるように歪補償係数 h(pi)を演算、更新する歪補償係数演算部 8 c を備えている。歪補償部 8 の原理は、電力増幅器 6 における歪を補償するために、該電力増幅器の前段で該歪と逆の歪補償成分を加え、電力増幅器の歪で該歪補償成分を相殺して出力信号から歪を除去することである _G

歪補償部 8 でプリデイストーション処理を施されたベースパンドの送信信号はディジタル直交変調器 4に入力する。直交変調器 4は入力された I信号、 Q信号に直交変調処理を施し、 D A変換器 3は直交変調器から出力するディジタルの変調信号をアナ'ログに変換する。周波数変換器 5は直交変調信号（送信 IF 信号）と局部発振信号をミキシングして無線信号周波数に周波数変換し、電力増幅器 6 は周波数変換器 5から出力された無線信号を電力増幅して空中線（アンテナ） 7 より空中に放射する。

送信信号の一部は方向性結合器 9を介して周波数変換器 1 0に入力され、ここで中間周波数に周波数変換され、ついで、アンプ 11で増幅される。 A D変換器 1 2は増幅された信号をディジタルに変換してディジタル直交検波器 13に入力し、ディジタル直交検波器 13 は入力信号に直交検波処理を施して送信側におけるべースバンドの I、 Q信号を再現して歪補償部 8に入力する。歪補償部 8は LMS ( Least Mean S quare)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号とディジタル直交検波器 13 で復調されたフィ一ドバック信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数 h(pi)を演算して更新する。以後、上記動作を繰り返すことにより、送信電力増幅器 6 の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。

図 9 は周波数変換部 5, 10の詳細構成を含む送信装置の構成図であり、図 8 と同一部分には同一符号を付し、送信信号処理部 21 に図 8 の歪補償部 8、直交変復調部 4, 13、DA/AD 変換器 3, 12、アンプ 11 を含めている。周波数変換器 5はミキサ 5a, 5bを 2段縦続接続した構成を備え、周波数変換器 10はミキサ 10aのみの 1段構成になっている。

周波数変換器 5 を 2段縦続接続した理由は次の通りである。

送信 If 信号と局部発振信号との周波数間隔を広くすることにより、局部発振信号除去用のフィルタの小形化、低コスト化が容易となる。このため、送信 IF 信号の周波数 f 0を高くしたいが、 DA コンバータ 3 の性能により制限されて現状では f o = 60MHz帯が限界である。一方、無線信号の周波数は 2GHz帯である。周波数変換を 1段のミキサで行うとなると、図 10(A)に示すように局部発振器の発振周波数は 2GHz帯の近傍となり、無線周波数 2GHz帯との差周波数 f 0となる。このため、差周波数 f 0 と無線周波数 2GHz 帯の比（比帯域）が小さくなり、局部発振信号を除去するためのパンドパスフィルタの設計が容易でなくなり、フィルタの大型化、コストアップとなる。

以上の理由により、周波数変換器 5 はミキサ 5a, 5b を 2段縦続接続している。第 1段目のミキサ 5aに局部発振信号を入力する局部発振器 5eの発振周波数は図 10(B)に示すように 400MHz帯であり、ミキサ 5aはこの局部発振信号と 60MHz 帯の IF信号とをミキシングし、バンドパスフィルタ 5cはフィルタリングにより中心周波数 300MHz帯の IF信号を出力する。第 2段目の局部発振器 5f の発振周波数は図 10(C)に示すように 1800MHz帯であり、ミキサ 5bはこの局部発振信号と 300MHz帯の IF信号とをミキシングし、パンドパスフィルタ 5dはフィルタリングにより中心周波数 2GHz帯の無線信号を通過して電力増幅器 6に入力する。フィードパック側の周波数変換器 10 においてミキサを 1段とした理由は次の通りであ ¾。送信側では国際規格を満足するために不要波（局部発振信号）を厳密に除去する必要があり、このため、 2段接続構成により不要波を除去する。しかし、フィードバック側では、国際規格上の制約はなく、歪補償演算に支障を生じなければ良い。このため、フィ一ドバック側の周波数変換器 10ではミキサ 10aの 1段構成としている。

送信信号処理部 21に入力するフィードバック信号の周波数 f 1は 100MHz帯である。フィードバック信号の周波数が低いとフィードパック信号帯用アンプ 11(図 8参照）の位相周波数特性に偏差が生じ、特に低周波側の偏差が大きくなる。この位相周波数偏差は歪補償部 8の演算確度低下の原因となる。従って、フィードバック信号の周波数は、フィ一ドバック信号帯用アンプ 11での位相周波数偏差が生じない程度の高い周波数にする必要があるが、現状の A Dコンバータ 12 の性能では 100MHz帯が限界である。

このため、局部発振器 10bの発振周波数は図 10(D)に示すように 2GHz帯近傍となり、ミキサ 10a はこの局部発振信号と 2GHz帯の無線信号とをミキシングし、バンドパスフィルタ 10cは中心周波数 100MHz帯のフィードバック IF信号を通過して送信信号処理部 21 に入力する。

各局部発振器 5a，5b, 10a は同一の構成を備えている。図 11 は局部発振器の構成図であり、基準周波数 f REFの信号と周波数 f Dのフィードバック信号の位相差に応じた電圧信号を出力する位相検出部 PD、位相検出部から出力する信号を平滑化するローパスフィルタ LPF、口一パスフィルタ出力電圧に比例した周波数 f_RFの信号を出力する電圧制御発振器 VCO、周波数 ftlFの信号を 1 / Nに分周するデバイダ DIV を備えている。この局部発振器の伝達特性 | H(s) |は図 12 に示すようにほぼローパスフィルタの特性となり、また、位相雑音特性は図 13に示すようになる。位相雑音は着目周波数における 1Hz帯域の雑音電力であり、信号品質を劣化させる要因の一つである。伝達特性 | H(s) |が 3dB低下するまでのフラットな周波数区間において、位相雑音劣化量 PNは

と表現できる。

であるから、位相雑音劣化'量は

P N = 201og[ N ] (3)

となる。 '

従来の送信装置では、ミキサにおける周波数変換毎に各局部発振信号の位相雑音成分が送信信号に加わる。このため、歪補償演算部 8 c (図 8 )に入力されるフイードバック信号 y(t)には、全局部発振器 5e, 5f，10b の局部発振信号の位相雑音が加算される。この位相雑音は信号品質を劣化させる要因の一つである。かかる信号品質劣化は歪補償演算部 8cでの歪補償係数計算の確度を低下させ、正常な歪補償成分生成の妨げとなるばかりでなく、不要な成分を発生させる原因となる。なお、（1), (3)式より、位相雑音は発振周波数 fe_Fが高いほどデバイスの性能や通倍 Nによる影響が大きい。従って、信号品質への影響は発振周波数が高い局部発振部 5 f , 10bの位相雑音が支配的である。

図 14 の Aは位相雑音の影響を受けた場合の送信信号スぺクトラムであり、位相雑音によりフィードパック信号品質が劣化する事により、歪補償演算部 8cの演算確度が低下し歪補償成分以外の不要な成分を発生させ、隣接チャネルの漏洩電力が大きくなつている。

以上から、本発明の目的は、位相雑音による信号劣化を軽減し、歪補償演算部の演算確度を維持して隣接漏洩電力を減少することである。

発明の開示

増幅器の歪を補正する歪補償部を備えた送信装置において、第 1 の周波数変換部は歪補償された送信信号に局部発振信号をミキシングすることにより送信信号周波数を無線周波数までアップコンパートして増幅器に入力し、第 2の周波数変換部は増幅器の出力信号に局部発振信号をミキシングすることにより無線周波数を所定周波数までダウンコンパ一卜し、局部発振信号生成部は各種局部発振信号を発生すると共に、第 1、第 2 の周波数変換部で使用する周波数が高い局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にする。

具体的には、第 1 の周波数変換部は、歪補償された送信信号に発振周波数が低い第 1 の局部発振信号をミキシングし、ミキシング結果に発振周波数が高い第 2 の局部発振信号をミキシングすることにより送信信号周波数を無線周波数までァップコンバート、第 2 の周波数変換部は増幅器の出力信号に発振周波数が高い第 3の局部発振信号をミキシングし、ミキシング結果に発振周波数が低い第 4 の局部発'振信号をミキシングする.ことにより無線周波数を所定周波数までダウンコンパ一トし、局部発振信号生成部は第 1、第 2周波数変換器に入力する第 2、第 3の局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にする。第 2、第 3 の局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にするには、局部発振信号生成部は、発振周波数が高い局部発振器より発生する局部発振信号を第 2、第 3の局部発振信号として各周波数変換器に入力する。

以上のように、第 1、第 2周波数変換器における発振周波数が高い局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にすることにより、該局部発振信号に起因する位相雑音を相殺でき、フィードパック信号品質が向上する。この結果、歪補償により隣接漏洩電力を低減することができる。

図面の簡単な説明

図 1 は本発明の原理説明図ある。

図 2は送信 IF信号、送信 RF信号、フィードパック IF信号の位相雑音特性である。

図 3 は本発明の送信装置の実施例構成図である。

図 4は第 2実施例の第 1の構成図である。

図 5は第 2実施例の第 2の構成図である。

図 6 は従来の無線機における送信装置の一例を示すプロック図である。

図 7 は増幅器の入出力特性及び周波数スぺクトラム説明図である。

図 8 はディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のプロック図である。図 9は周波数変換部の詳細構成を含む従来の送信装置の構成図である。

図 10は局部発振周波数説明図である。

図 11は局部発振器の構成図である。図 12は局部発振器の伝達特性 | H(s) |である。 .

図 13は位相雑音特性である。

図 14は従来例及び本発明の送信信号スぺクトラムである。

発明を実施するための最良の形態

( A ) 本発明の原理

.構成

図 1 は本発明の原理説明図であり、送信信号処理部 51 は、図 8に示した送信信号処理部と同一の構成を備え、歪補償部 8、ディジタル変調部 4、DA 変換器 3、アンプ 11、 AD変換器 12、ディジタル復調部 1 3を含んでいる。第 1 の周波数変換部 (送信周波数変換部） 5 2は歪補償された周波数 60MHz帯の送信 IF信号に局部発振信号をミキシングすることにより送信 IF 信号の周波数を無線周波数までァップコンバートして送信電力増幅器 5 3に入力する。送信電力増幅器 53 は無線信号を増幅してアンテナ 54 より空間に放射する。方向結合器 55 は送信電力増幅器 53 の出力信号の一部を検出して第 2 の周波数変換部 56 に入力する。第 2 の周波数変換部（フィ一ドバック周波数変換部） 56は、検出された送信電力増幅器の出力信号に局部発振信号をミキシングすることにより無線周波数を周波数 100MHz 帯までダウンコンバートして送信信号処理部 51 に入力する。局部発振信号生成部 57 は、各種周波数め局部発振信号を発生すると共に、第 1、第 2 の周波数変換部 52, 56 で使用する周波数が高い局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にする。周波数が高い局部発振信号のみ、位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にする理由は、図 11〜図 13 で説明したように周波数が高い程位相雑音が大きくなり、この位相雑音を除去するためである。

•動作

局部発振信号生成部 57 は、位相が同期し、かつ、位相雑音成分が同一の局部発振信号を第 1の周波数変換部 52 と第 2の周波数変換部 56に入力する。第 1の周波数変換部 52 は、歪補償部からの歪補償成分を含んだ送信 IF信号を送信 RF 信号に周波数変換する。この時、送信 RF 信号には歪補償成分の他に局部発振信号からの位相雑音成分が含まれる。送信 RF信号は電力増幅部 53で増幅されると共に電力増幅部 53 で生じる歪を歪補償成分にて補償し、位相雑音成分だけを含んだ送信 RF信号が方向結合部 55に入力される。方向結合部 55は入力された送信 RF信号を送信信号としてアンテナ 54に入力すると共に、送信信号の一部をフイードバック RF 信号として取り出し第 2 の周波数変換部 56 に入力する。第 2 の周波数変換部 56は、局部発振信号生成部 57からの局部発振信号によりフィードパック RF信号をフィ一ドバック IF信号に周波数変換する。このとき、フィ一ドバック RF信号に含まれていた位相雑音成分は局部発振信号に含まれる位相雑音により相殺され、送信信号処理部 51にフィードバック信号として入力される。図 2に送信 IF信号、送信 RF信号、フィードパック IF信号の位相雑音特性を示す。送信 RF信号の位相雑音は 10dB程度悪化するが、フィードバック IF信号. の位相雑音は、局部発振信号の位相雑音が相殺されて送信 IF信号相当の位相雑音特性となっていることが理解される。また、図 14の Bで本発明による送信信号スぺクトラムを示す。このスぺクトラム特性より明らかなようにフィードパック信号の品質が向上し、これにより不要な成分の発生が抑えられ、隣接チャネルの漏洩電力が減少している。

( B) 送信装置の実施例

図 3 は本発明の送信装置の実施例であり、図 1 と同一部分には同一符号を付している。

送信周波数変換部 52 は、ミキサ 61, 62 を 2段縦続接続している。第 1段目のミキサ 61は、図 10(B)に示すように 400MHz帯の局部発振信号 L1を送信信号処理部 51 より出力する周波数 60MHz帯の第 1の送信 IF信号にミキシングし、パンドパスフィルタ 63は中心周波数 300MHz帯の第 2の送信 IF信号を通過する。第 2段目のミキサ 62は、図 10(C)に示すように 1800MHz帯の局部発振信号 L2 をバンドパスフィルタ 63から出力する第 2 の送信 IF信号にミキシングし、バンドパスフィルタ' 64は中心周波数 2GHz帯の無線信号を通過して電力増幅器 53に入力する。

ブイ一ドバック周波数変換部 5 6は、ミキサ 71、 72を 2段縦続接続している。第 1段目のミキサ 71は、 1800MHz帯の局部発振信号 L2を方向結合器 55により検出した送信電力増幅器 53 の出力信号にミキシングし、パンドパスフィルタ 73 は中心周波数 300MHz帯の第 1 のフィードパック IF信号を通過する。第 2段目のミキサ 72は、 400MHz帯の局部発振信号 L2 を、ノくンドパスフィルタ 73から出力する第 1 のフィードパック IF信号にミキシングし、パンドパスフィルタ 74 は中心周波数 100MHz帯の第 2のフィードパック IF信号を通過して送信信号処理部 5 1 に入力する。

局部発振信号生成部 57は 3つの局部発振器 81~83を備え、第 1の局部発振器 81 は発振周波数 400MHz帯の局部発振信号 L1 を発生して送信周波数変換部 52 の第 1 ミキサ 6 1 に入力し、第 2 の局部発振器 81 は発振周波数 1800MHz帯の局部発振信号 L2を発生して送信周波数変換部 52の第 2 ミキサ 6 2に入力すると共に、フィードパック周波数変換部 56の第 1 ミキサ 71に入力する。 1つの局部発振器より発生する局部発振信号を各周波数変換部 52,56に入力ことにより、位相同期や位相雑音成分の同一化を実現することができる。又、第 3 の局部発振器 83 は発振周波数 400MHz帯の局部発振信号 L3を'発生してフィードパック周波数変換部 56 の第 2 ミキサ 74に入力する。

発振周波数の関係より、第 2局部発振器 82 の位相雑音が最も信号品質劣化への影響が大きいが、相殺動作によりフィードバック信号への影響は無くなり、図 2に示すようにフィードバック IF信号の位相雑音は送信 IF信号の位相雑音とほぼ同じになる。第 2局部発振器 82 の位相雑音が相殺される理由は以下の通りである。ミキサ 62に入力する送信 IF信号を sinw ^ 局部発振信号 L2を cos ( ω ₂ί+ φ ) とすれば、送信周波数変換器 52 の第 2ミキサ 62の出力は

[ sin { ( ω 1 + ω 2) t+ φ } + sin t ( ω 1— ω 2； t— φ }] / 2

となり、フィルタ 6 4で周波数成分（ω ι+ ω 2) を通過することにより、送信周波数変換器 52から sin { ( _{ω ι}+ ω ₂) t+ } が増幅器 53に入力する。

フィードパック周波数変換器 5 6の第 1 ミキサ 71の出力は

[sin { ( ω 1+ 2 ω ₂) t+ 2 φ } + sin ω it] / 2

となり、フィルタ 7 3で周波数成分 _{ω ι}のみを通過することにより、第 2 ミキサ 72 へは sinco it のみが入力し、第 2局部発振器 82 の局部発振信号成分 cos ( ω ₂t+ φ ) が除去される。すなわち、発振周波数が高い局部発振器 82 より発生する局部発振信号 cos ( ω 2t+ φ ) を送信周波数変換部 52 とフィードパック周波数変換部 56 で共通に使用することにより、該局部発振器 82 の位相雑音が相殺され、フィ一ドバック信号への影響をなくすことができる。

( C) 第 2実施例

第 1実施例では送信周波数変換部 52とフィードバック周波数変換部 56においてミキサを 2 段縦続接続したが一方の周波数変換部でミキサを 2段縦続接続し、他方の周波数変換部ではミキサを 1段とすることもできる。

図 4は、送信周波数変換器 52 においてミキサ 61, 62 を 2段縦続接続し、フィ一ドバック周波数変換器 5 6においてミキサ 71を 1段構成とした例である。フィ一ドバック IF信号の周波数 f 1が大きく、しかも、周波数 f 1が送信 IF信号の周波数 faよりかなり大きい場合に有効な方式であり、第 1局部発振器 81の発振周波数を（ f i一 fo) とし、第 2局部発振器 82の発振周波数を（F。一とする。但し、 F。=2GHz帯である。

図 5は送信周波数変換器 52においてミキサ 62を 1段とし、フィードパック周波数変換器 5 6 においてミキサ 71、72 を 2 段縦続接続構成とした例である。送信 IF 信号の周波数 foが大きく、しかも、フィードバック IF 信号の周波数 ί 1が fo よりかなり小さい場合に有効な方式であり、第 3局部発振器 83 の発振周波数を ( f 。一とし、第 2の局部発振器 82の発振周波数を（F。一 ί 。）とする。但し、 F。=2GHz帯である。

以上本発明によれば、送信周波数変換部、フィ一ドパック周波数変換部において使用する周波数が高い局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にしたから、該局部発振信号の位相雑音を相殺することができ、位相雑音による信号劣化を軽減し、歪補償演算部の演算確度を維持して隣接漏洩電力を減少することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 増幅器の歪を補正する歪補償部を備えた送信装置において、

歪補償された送信信号に局部発振信号をミキシングすることにより送信信号周波数を無線周波数までァップコンバートして前記増幅器に入力する第 1 の周波数変換部、

前記増幅器の出力信号に局部発振信号をミキシングすることにより無線周波数を所定周波数までダウンコンバートして前記歪補償部に入力する第 2の周波数変換部、

各種局部発振信号を発生すると共に、第 1、第 2 の周波数変換部で使用する周波数が高い局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にする局部発振信号生成部、

を備えたことを特徴とする送信装置。

2 .前記局部発振信号生成部は、発振周波数が高い局部発振信号を共通に前記第 1、第 2 の周波数変換部に入力すること、

を特徴とする請求項 1記載の送信装置。

3 .送信信号とフィードバック信号の差が零となるように歪補償係数を更新し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して増幅器の歪を補償する歪補償部、歪補償を施された送信信号を増幅する増幅器、該増幅器の出力信号を歪補償部にフィードパックするフィードバック部を備えた送信装置において、

前記歪補償された送信信号に発振周波数が低い第 1 の局部発振信号をミキシングし、ミキシング結果に発振周波数が高い第 2 の局部発振信号をミキシングすることにより送信信号周波数を無線周波数までアップコンパ一卜して前記増幅器に入力する第 1 の周波数変換部、

増幅器の出力信号に発振周波数が高い第 3の局部発振信号をミキシングし、ミキシング結果に発振周波数が低い第 4 の局部発振信号をミキシングすることにより無線周波数を所定周波数までダウンコンパ一トする第 2 の周波数変換部、前記各局部発振信号を発生する局部発振信号生成部を備え、

前記第 1、第 2周波数変換器に入力する第 2、第 3 の局部発振信号の位相を同期させ、且つ、位相雑音成分を同一にする局部発振信号生成部、を備えたことを特'徴とする送信装置。

4 . 前記局部発振信号生成部は、発振周波数が高い局部発振器を備え、該局部発振器より発生する局部発振信号を前記第 2、第 3の局部発振信号とする、

ことを特徴とする請求項 3記載の送信装置。

5 . 前記、第 1、第 2の局部発振信号の周波数を異ならせる、

ことを特徴とする請求項 4記載の送信装置。