JP2008005227A - 前置歪補償回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】前置歪補償回路の性能を保ちながら内部構成を最適化した回路を提供する。
【解決手段】前置歪補償回路100は、ベースバンド周波数のベースバンド入力信号が入力され、RF信号として出力される本線と、本線から分岐し再結合するフィードバック線と、本線の局部発振信号をPLL106により生成し、フィードバック線の局部発振信号を各IF周波数の差分のクロック信号とPLL発振出力を加算することにより合成するミキサー116と、を有している。本線は、補償器101と、直交変調器102と、D/A変換器103と、アップコンバータ104と、電力増幅器105と、アップコンバータ104にクロックを供給するPLL106と、を有している。さらに、フィードバック線は、ダウンコンバータ111と、A/D変換器112と、直交復調器113と、誤差検出器114と、テーブル更新器115と、を有する。
【選択図】図1
【解決手段】前置歪補償回路100は、ベースバンド周波数のベースバンド入力信号が入力され、RF信号として出力される本線と、本線から分岐し再結合するフィードバック線と、本線の局部発振信号をPLL106により生成し、フィードバック線の局部発振信号を各IF周波数の差分のクロック信号とPLL発振出力を加算することにより合成するミキサー116と、を有している。本線は、補償器101と、直交変調器102と、D/A変換器103と、アップコンバータ104と、電力増幅器105と、アップコンバータ104にクロックを供給するPLL106と、を有している。さらに、フィードバック線は、ダウンコンバータ111と、A/D変換器112と、直交復調器113と、誤差検出器114と、テーブル更新器115と、を有する。
【選択図】図1
Description
本発明は、前置歪補償回路に関し、特に無線装置の電力増幅器において発生した歪成分を補償する前置歪補償回路に関する。
従来より、地上波デジタル放送やデジタル移動体通信などの無線通信システムでは、送信回路として高周波電力増幅用の増幅器が用いられている。この電力増幅器には、広い周波数帯域にわたり良好な線形特性が要求されることから、前置歪補償回路をはじめとする各種歪補償技術と組合わせた電力増幅器が用いられている。
前置歪補償回路は、電力増幅器の入力信号に対して電力増幅器の歪特性と逆の特性をあらかじめ付加することにより電力増幅器の出力において歪が除去され、所望の線形信号を得るための歪補償を行うものである。
また、電力増幅器の歪特性を測定するために、補償器に入力されるベースバンド入力信号と電力増幅器の出力信号を分岐して最終的に得られるベースバンドフィードバック信号との位相差が小さくなるように調整する必要がある。特許文献1には、フィードバックIF信号を生成するダウンコンバータの局部発振器に対して移相値を設定する位相調整回路を有し、参照信号とベースバンドフィードバック信号の位相差を小さくする移相値を求め、位相調整回路にて調整する歪補償装置が開示されている。
補償器から供給されるベースバンド本線信号を本線IF信号に周波数変換する送信変換部の中間周波数(IF周波数)と、フィードバック線における電力増幅器の出力信号をフィードバックIF信号に周波数変換する周波数変換部のIF周波数と、を異なる周波数にすることで、それぞれに適したD/A変換器とA/D変換器とを選択することが可能となる。しかし、IF周波数が異なる場合には、PLL(Phase Locked Loop:位相同期回路)を二つ使用して共通の基準信号をそれぞれのPLLに供給し、かつ発振器相互の位相同期を取る必要がある。
PLLの内部カウンタのスタートタイミングが二つのPLL間でずれている場合、本線IF信号とフィードバックIF信号の位相差となって現れる。さらに、参照信号の振幅をパラメータにしてベースバンドフィードバック信号から検出した歪の振幅と位相を統計処理しているため、両者に位相差があると歪が正しく検知できない。
また、二つのPLL間のスタートタイミングを一致させることは難しいため、特許文献1に示されているように、フィードバックIF信号の位相を調整することにより参照信号とベースバンドフィードバック信号の位相を一致させていた。
ところで、高周波電力増幅用の増幅器において、例えばW−CDMA等に用いられる電力増幅器は原信号が符号多重された振幅変動の大きな信号であり、スペクトラム拡散変調により広帯域信号となっているため、D/A変換器に高いビット精度と高速な変換速度が要求されている。
これに対して歪成分除去のためのベースバンドフィードバック信号は、高速な変換速度は必要とされていないにもかかわらず、特許文献1に示されるように、アップコンバータ側とダウンコンバータ側の中間周波数(IF周波数)は同じ周波数を用いている。
このような状況において、本発明者はアップコンバータ側とダウンコンバータ側とのIF周波数に着目し、アップコンバータ側とダウンコンバータ側とに適したIF周波数を選択することにより、前置歪補償回路の性能を保ちながら内部構成の最適化が可能であることを発見した。
以上、上述したように、本発明は前置歪補償回路の性能を保ちながら内部構成を最適化した前置歪補償回路を提供する。
このような目的を達成するために、本発明に係る前置歪補償回路は、無線装置の電力増幅器に用いられ、本線から分岐し再結合するフィードバック線を有し、ベースバンド入力信号を参照信号として用い、電力増幅器の出力信号に含まれる歪み成分を相殺するためのベースバンドフィードバック信号を参照信号に同期して生成する前置歪補償回路において、参照信号とベースバンドフィードバック信号との位相同期を取るために、本線IF信号の中間周波数(IF周波数)に対してフィードバックIF信号のIF周波数を少なくとも1/n(nは自然数)の周波数に設定することを特徴とする。
また、本発明に係る前置歪補償回路において、 本線IF信号に対するフィードバックIF信号のIF周波数比率を1/2,1/4又は1/8としたことを特徴とする。
さらに、本発明に係る前置歪補償回路において、参照信号とベースバンドフィードバック信号との位相同期のためにアップコンバータ側とダウンコンバータ側でそれぞれに使用する二つの発振信号をどちらか一方の発振信号に基づいた発振信号にて合成することを特徴とする。
本発明を用いることにより、アップコンバータとダウンコンバータの局部発振信号を生成するPLLを1つにすることが可能となり、回路の簡略化が実現できる。また、参照信号とベースバンドフィードバック信号との位相差は原理的に固定ととなる為、位相調整回路は全位相可変である必要がなくなり簡略化が実現できる。その他の効果として、本線IF信号(アップコンバータ側)とフィードバックIF信号(ダウンコンバータ側)とに適したIF周波数を選択することにより、前置歪補償回路の性能を保ちながら内部構成の最適化が可能となる。
以下、本発明の実施の形態(以下実施形態という)を、図面に従って説明する。
図3には、本発明を理解する上で参考となる構成(以下、参考構成という。)の前置歪補償回路200が示されている。前置歪補償回路200は、ベースバンド周波数のベースバンド入力信号が入力され、RF信号として出力される本線と、本線から分岐し再結合するフィードバック線と、二つのPLLと、を有している。フィードバック線は、出力信号に含まれる歪み成分を検出し、補償器動作を最適化する為の帰還回路である。
前置歪補償回路200の本線には、補償器201と、直交変調器202と、D/A変換器203と、アップコンバータ204と、電力増幅器205と、アップコンバータ204にクロックを供給するPLL206と、発振器207と、が配置されている。
また、前置歪補償回路200のフィードバック線には、ダウンコンバータ211と、A/D変換器212と、直交復調器213と、誤差検出器214と、テーブル更新器215と、ダウンコンバータ211にクロックを供給するPLL209と、発振器208と、位相調整回路210と、が配置されている。
ここで、位相調整回路210は、二つのPLL間の位相を調整するものであり、フィードバックIF信号の位相を調整することにより参照信号とベースバンドフィードバック信号の位相を一致させている。
次に、処理の流れを図3を用いて示す。ベースバンド周波数のベースバンド入力信号が補償器201と、誤差検出器214と、に入力される。誤差検出器214は、後述する処理により参照信号と電力増幅器の出力信号を分岐して最終的に得られるベースバンドフィードバック信号とを比較して歪成分を検出し、テーブル更新器215に検出された歪成分を出力する。テーブル更新器215は、誤差検出器214から取得した歪成分に基づいて補償器201に記憶されている歪補償係数を更新するものである。
補償器201により前置歪補償を施されたベースバンド本線信号は、直交変調器202によりIF周波数帯の本線IF信号に変換された後にD/A変換器203によりアナログ信号に変換される。変換されたアナログ信号は、アップコンバータ204によりRF周波数帯の本線RF信号として電力増幅器205に入力され、電力増幅を行った後、送信出力信号として出力される。
電力増幅器205から出力された歪成分を含む送信出力信号は分岐され、フィードバック線のダウンコンバータ211でフィードバックIF信号に変換された後に、A/D変換器212によりデジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号は、直交復調器213によりIF周波数帯からベースバンド周波数のベースバンドフィードバック信号に変換され、誤差検出器214に入力される。誤差検出器214は、上述した参照信号と電力増幅器205から得られたベースバンドフィードバック信号とを比較して歪成分を検出する。
図3に示した参考構成では、二つのPLLは同じIF周波数で駆動されているため、本線とフィードバック線とのIF周波数は同一であった。そこで、本発明の特徴の一つである異なるIF周波数を用いた前置歪補償回路について説明する。
図1には、本線とフィードバック線とのIF周波数を異なる周波数に設定した前置歪補償回路100が示されている。なお、図3に示した参考構成と同一の部分には符号から100を引いた符号を与え、重複する説明は省略する。また、図2には、本実施形態で用いたクロック発生器117が示されており、例えば、基準クロック122.88MHzの1/n倍(n=1,2,・・・)により各クロックを発生する。
本実施形態において、図3の参考構成と異なる点は、位相同期回路118として本線の局部発振信号をPLL106により生成し、フィードバック線の局部発振信号を各IF周波数の差分のクロック信号とPLL発振出力を加算することにより合成するミキサー116を有していることである。これにより、アップコンバータを含む直交変調器102の入力側(a)とダウンコンバータを含む直交復調器113の出力側(m)におけるPLLの位相差を無くすことが可能となる。なお、図中(a)〜(m)は各信号線を示す。
表1は、各信号線(a)〜(m)の信号を示す表であり、処理の流れについて図1と表1を用いて示す。ベースバンド周波数のベースバンド入力信号が補償器101に入力され、前置歪補償がなされた信号が出力されると、表1の(a)に示すようなAsin(ω1t)がベースバンド本線信号として出力される。(a)のベースバンド本線信号は直交変調器102に供給され、(b)に示すようなsin(ω3t)により(c)の−A/2cos((ω1+ω3)t)として本線IF信号が直交変調器102から出力される。なお、本実施形態では(b)に例えば122.88MHzのクロックを用いた。
直交変調器102から出力された本線IF信号は、D/A変換器103によりアナログ信号に変換され、アップコンバータ104に出力される。アップコンバータ104には、PLL106より(e)の−sin(ω4t+θe)が供給されている。なお、θeはPLL106により発生する位相差であり、PLL106には例えば30.72MHzのクロックを用いた。
アップコンバータ104にてPLLのクロック周波数が加算され(d)、電力増幅器105から153.60MHzのRF帯の送信出力信号が出力される。電力増幅器105の出力は分岐され、(f)の−αA/4sin((ω1+ω3+ω4)t+θe)がダウンコンバータ111に出力される。ここで、αは歪成分である。
ダウンコンバータ111にはミキサー116からの出力クロックである(g)に示すような−1/2cos((ω4+ω5)t+θg)が供給され、電力増幅器105からの出力がダウンコンバートされる。ダウンコンバータ111からの出力は(h)の−αA/16sin((ω1+ω3−ω5)t+θe−θg)となり、61.44MHzのフィードバックIF信号がA/D変換器112に出力される。ここで、PLL106による局部発振信号は、本線とフィードバック線の双方で加算と減算が行われるため、θe=θgとなりθe−θgはPLL発振位相に関係なく“0”となる。もしPLL発振位相が基準クロックとずれた場合でも、本線とフィードバック線間の位相差は生じない。
A/D変換器112は、フィードバックIF信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して直交復調器113に出力する。直交復調器113は、(i)のsin(ω5t)により(m)のαA/16sin(ω1t)としてベースバンドフィードバック信号を誤差検出器114に出力する。このようにして、(a)から(m)におけるPLL106の位相差を無くすことが可能となる。
以上、上述したように、本実施形態に係る前置歪補償回路を用いることにより、PLLの使用は1個のみとすることが可能となり、回路の簡略化が実現できる。また、その他の効果として、アップコンバータ側とダウンコンバータ側とに適したIF周波数を選択することにより、前置歪補償回路の性能を保ちながら機器の簡略化が可能となる。さらに、機器の簡略化が可能となることで、デジタル処理の処理量を減らすことが可能となる。
なお、本実施形態で使用したクロック周波数列は説明のために例示したものであり、なんら限定するものではなく、その他のクロック周波数であってもよい。
100,200 前置歪補償回路、101,201 補償器、102,202 直交変調器、103,203 D/A変換器、104,204 アップコンバータ、105,205 電力増幅器、106,206,209 PLL、111,211 ダウンコンバータ、112,212 A/D変換器、113,213 直交復調器、114,214 誤差検出器、115,215 テーブル更新器、116 ミキサー、117 クロック発生器、118,218 位相同期回路、207,208 発振器。
Claims (3)
- 無線装置の電力増幅器に用いられ、本線から分岐し再結合するフィードバック線を有し、ベースバンド入力信号を参照信号として用い、電力増幅器の出力信号に含まれる歪み成分を相殺するためのベースバンドフィードバック信号を参照信号に同期して生成する前置歪補償回路において、
参照信号とベースバンドフィードバック信号との位相同期を取るために、本線IF信号の中間周波数(IF周波数)に対してフィードバックIF信号のIF周波数を少なくとも1/n(nは自然数)の周波数に設定することを特徴とする前置歪補償回路。 - 請求項1に記載の前置歪補償回路において、
本線IF信号に対するフィードバックIF信号のIF周波数比率を1/2,1/4又は1/8としたことを特徴とする前置歪補償回路。 - 請求項1又は2に記載の前置歪補償回路において、
参照信号とベースバンドフィードバック信号との位相同期のために使用する二つの発振信号をどちらか一方の発振信号に基づいた発振信号にて合成することを特徴とする前置歪補償回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2006172773A JP2008005227A (ja) | 2006-06-22 | 2006-06-22 | 前置歪補償回路 |
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Citations (2)
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JP2005033234A (ja) * | 2003-05-14 | 2005-02-03 | Kyocera Corp | 無線機 |
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