JP2014236491A - 送信装置および半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低消費電力で送信雑音を低減できる送信装置を提供する。【解決手段】このＲＦＩＣ２０では、Ｃ−ＩＭ３が問題となる場合は、直交変調器２１で周波数ｆＲＢのベースバンド信号と周波数ｆＩＦのＩＦ信号を混合した後、直交変調器１０で周波数ｆＲＢ−ｆＩＦのベースバンド信号と周波数ｆＣＨ＋ｆＩＦの局所発振信号を混合し、インジェクションロックが問題となる場合は、直交変調器２１で周波数ｆＲＢのベースバンド信号と周波数ｆＩＦのＩＦ信号を混合した後、直交変調器１０で周波数ｆＲＢ＋ｆＩＦのベースバンド信号と周波数ｆＣＨ−ｆＩＦの局所発振信号を混合する。したがって、低消費電力でＣ−ＩＭ３問題とインジェクションロックを回避できる。【選択図】図９

Description

本発明は送信装置および半導体装置に関し、たとえばＬＴＥ（Long Term Evolution）方式の送信装置に好適に利用できるものである。

携帯電話向けＲＦＩＣ（Radio-Frequency Integrated Circuit）は、高速通信規格への対応や世界各地でのローミング対応などにより、様々な通信方式に対応する必要がある。従来規格の通信方式としては、GSM（登録商標）（Global System for Mobile Communications）方式やWCDMA（登録商標）（Wideband Code Division Multiple Access）方式がある。また他の通信方式としては、高付加価値化のために、より高速なデータ通信を可能にする３．９世代移動通信システムに採用されるＬＴＥ方式がある。

無線インターフェースとしてGSM（登録商標）方式は、複信方式としてＦＤＤ（Frequency Division Duplex）を用い、多元接続方式としてＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）を用いる。また、WCDMA（登録商標）方式では、複信方式としてＦＤＤを用い、多元接続方式としてＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）を用いる。

一方、ＬＴＥ方式では、復信方式としてＦＤＤもしくはＴＤＤ（Time Division Duplex）を用い、多元接続方式として端末の受信側はＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）を用いる。また、多元接続方式として端末の送信側は消費電力低減を目的として、ＯＦＤＭＡよりＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）が低いＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）を用いている。GSM（登録商標）方式およびWCDMA（登録商標）方式がシングル・キャリア変調であるのに対して、ＬＴＥ方式はマルチ・キャリア変調方式を用いている点が特徴である。

ＬＴＥ方式では前述のようにＦＤＤ方式を採用しており、ＦＤＤ方式では送信部と受信部が同時に動作する。そのため、送信出力の受信帯雑音がデュプレクサを介して受信側に漏れこむことで受信感度を悪化させる問題を生じる。通常はＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタを送信機出力に挿入して受信帯雑音を抑圧するが、ＳＡＷフィルタのコストが高いため、送信雑音を低減することでＳＡＷフィルタレスを目指した検討が最近盛んに行なわれている。ＬＴＥ方式のＲＦＩＣにおいてＳＡＷフィルタを設けない場合、Ｃ（Counter）−ＩＭ３（third order intermodulation distortion）問題とインジェクションロック問題が発生する。

すなわち、ＲＦＩＣで発生したＣ−ＩＭ３成分と希望波信号が後段のＨＰ（High power）アンプに入力されると、ＨＰアンプの３次歪みによる相互変調歪みによって、希望波から＋４ｆ_ＲＢ離れた周波数と、Ｃ−ＩＭ３信号から−４ｆ_ＲＢ離れた周波数に歪み成分ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が発生する。ここで、ｆ_ＲＢは、リソースブロック（ＲＢ：Resource Block）の中心周波数とキャリア周波数との差である。

発生したＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３成分は、送信帯域内放射やＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage power Ratio）等の帯域外放射の性能を悪化させるのみならず、受信周波数帯に重なる場合には受信感度劣化も引き起こす（非特許文献１，２参照）。ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に漏れ込む場合は、Ｃ−ＩＭ３を改善するために送信パスの線形性を良くする必要があり、消費電力の増大を招くため望ましくない。

非特許文献３には、Ｃ−ＩＭ３への対策をとったダイレクトアップコンバージョン送信機が開示されている。この送信機は、WCDMA（登録商標）／ＬＴＥ用としてＤＳＰ(Digital Signal Processor)、ディジタル／アナログ変換器、バタワースフィルタ、チェビシェフフィルタ、局部発振信号生成器、アクティブ直交変調器で構成されている。ＤＳＰにより供給されたディジタルベースバンド信号はディジタル／アナログ変換器によりアナログベースバンド信号に変換され、その後のローパスフィルタにより不要高調波は除去された後、アクティブ直交変調器において局部発振信号生成器により生成された局部発振信号によりＲＦ帯にアップコンバートされて出力される。送信機はＲＦ段に増幅器を設けないことを特徴とし、アクティブ直交変調器は電圧−電流変換器を有して、電流モードで周波数変換を行なうことで線形性を改善している。WCDMA（登録商標）／ＬＴＥ規格で必要な出力パワー制御に必要なＰＧＡ（Programmable Gain Amplifier）機能は、アナログ回路としてはアクティブ直交変調器に内蔵された電圧−電流変換器に３０ｄＢ、アクティブ直交変調器の負荷に４２ｄＢのＰＧＡレンジを確保している。

また、ＰＧＡ出力には素子のミスマッチ等に起因した２次歪みにより希望波信号周波数の２倍の周波数に２次高調波歪み（ＨＤ２：2nd harmonic distortion）が生じる。ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）が送信周波数の２倍の周波数で発振している場合、ＰＧＡ出力に発生した２次高調波歪みが、インダクタ間の電磁気的な結合を介してＶＣＯに干渉することで、局部発振信号の位相雑音を劣化させるインジェクションロック現象が発生する。ＶＣＯのインジェクションロックにより近傍位相雑音が劣化すると、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）が劣化する。

また、非特許文献４および特許文献１には、インジェクションロックを回避する有力な候補として、小数分周器を用いたダイレクトアップコンバージョン送信機が開示されている。この送信機は、ＩＱ補正回路、ディジタル／アナログ変換器、ローパスフィルタ、直交変調器、ＶＧＡ（Variable gain amplifier：可変利得増幅器）から構成されている。送信ディジタルベースバンド信号はＩＱ補正回路で位相・振幅補正を行なった後、ディジタル／アナログ変換器でアナログベースバンド信号に変換されて、ローパスフィルタを介して直交変調器に供給される。このアナログベースバンド信号は直交変調器で２．５分周器から生成した局部発振信号を用いてＲＦ帯にアップコンバードされてＶＧＡにて出力パワー調整されて出力される。局部発振信号は２．５分周器から生成されるので、ＶＧＡ出力に現れるＨＤ２の周波数と、ＶＣＯの発振周波数は異なり、インジェクションロックは起りにくい。

特開２００８−３１１９８８号公報

3GPP TS 36.101 V8.12.0, "User Equipment (UE) radio transmission and reception" 3GPP R4-093705 "Band 20 RF Requirements" O. Ollael, et al. "A Multiband Multimode Transmitter without Driver Amplifier", ISSCC Dig. Tech. Papers, pp.164-167, Feb. 2012. H. Kamizuma, et al. "A quad-band WCDMA（登録商標）Transceiver IC-Direct conversion Architecture with Fractional Frequency Divider", IEEJ Trans 2013, vol.8, pp.49-55.

非特許文献３では、周波数を２分の１に分周する分周器を用いているので、ＬＴＥ方式の送信変調信号、特に１ＲＢがローカルキャリア周波数のみに配置された際に発生するインジェクションロックを回避することはできない。そのために、送信機が高パワーで出力している際に送信ＥＶＭは劣化する。

ＥＶＭの劣化を抑制するには、送信パワーの出力を下げるか、ＶＣＯの出力振幅を大きくすることが有効である。しかしながら、送信パワーの出力を下げると、送信システム全体の雑音特性を示した信号対雑音比ＣＮＲ（Carrier-to-Noise power Ratio）の悪化を引き起こし、受信感度の劣化を引き起こすので好ましくない。また、ＶＣＯの出力振幅を大きくすることはＰＬＬ回路の消費電流の増大を招く。

また、非特許文献４および特許文献１では、Ｃ−ＩＭ３への対策が取られておらず、ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重畳する場合には受信感度劣化が避けられない。受信感度の劣化を防ぐためには、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタを送信機出力などに設けることによって、雑音の抑制が可能であるが、コストの増加と、ＳＡＷフィルタの挿入損失を補うために、送信パワーを大きくする必要があり、消費電力の問題を生じる。送信機出力のＣ−ＩＭ３を改善するためには、送信パスにおける線形性を向上させる必要があり、動作電流を増加させる必要がある。

携帯電話機などの携帯型の無線通信装置では、電源はバッテリから供給される。装置の連続動作時間を長くするためには、低消費電力化は重要な課題であるが、消費電力の増大はこれに反するので大きな問題である。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、第１のベースバンド信号と中間周波信号を混合して第２のベースバンド信号を生成し、第２のベースバンド信号と局部発振信号を混合して高周波信号を生成し、局部発振信号の周波数は、高周波信号のキャリア周波数と中間周波信号の周波数との和または差の周波数である。

一実施の形態によれば、ベースバンド信号の周波数を中間周波数だけずらすとともに局部発振信号の周波数を中間周波数だけずらすので、低消費電力で送信雑音を低減することができる。

WCDMA（登録商標）方式の送信変調信号を示す図である。 ＬＴＥ方式の送信変調信号を示す図である。 ＬＴＥ方式の送信信号に対するタイミングマスクを示す図である。 本願の比較例となる無線通信システムの要部を示す回路ブロック図である。 図４で示した送信部で発生するＣ−ＩＭ３問題を説明するための図である。 図５で説明したＣ−ＩＭ３の発生メカニズムを説明するための図である。 図５で説明したＣ−ＩＭ３の他の発生メカニズムを説明するための図である。 図４で示した送信部で発生するインジェクションロック問題を説明するための図である。 本願の実施の形態１による無線通信システムの要部を示す回路図である。 実施の形態１の変更例を示す回路図である。 実施の形態１の他の変更例を示す回路図である。 本願の実施の形態２による無線通信システムの構成を示すブロック図である。 図１２に示した送信部の構成を示す回路ブロック図である。 インジェクションロックが問題になる場合のＲＢ配置を例示する図である。 Ｃ−ＩＭ３が問題になる場合のＲＢ配置を例示する図である。 図１３に示したディジタル直交変調器の構成を示す回路ブロック図である。 図１３に示したディジタルＩＦ信号発生器の構成を示す回路ブロック図である。 図１３に示したＰＬＬ回路の構成を示す回路ブロック図である。 本願の実施の形態３による無線通信システムの送信部の構成を示す回路ブロック図である。

[変調方式]
本願の理解を容易にするため、実施の形態について説明する前に、まずWCDMA（登録商標）方式とＬＴＥ方式について説明する。図１は、WCDMA（登録商標）方式の送信変調信号を示す図である。図１において、WCDMA（登録商標）方式はシングル・キャリア変調方式を利用している。WCDMA（登録商標）方式では、キャリア周波数を中心に送信信号が変調される。

図２は、ＬＴＥ方式の送信変調信号を示す図である。図２において、ＬＴＥ方式はマルチ・キャリア変調方式を用いている。ＬＴＥ方式の変調信号は１５ｋＨｚ間隔の１２個のサブキャリアを１つの信号単位として定義しており、これをＲＢ（Resource Block）と呼んでいる。サブキャリアはＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ（送信はオプション）で変調された信号を搬送しており、ＲＢ当たりの変調帯域幅は１８０ｋＨｚである。ＬＴＥ送信機ではＲＢは連続して割り当てられる。ＲＢの配置位置には周波数の低い側から番号が割り振られており、図２に示すようなチャネルバンド幅が５ＭＨｚの場合は＃０，＃１，…，＃２４のように２５個のＲＢからなる伝送帯域幅が構成される。送信信号はチャネルバンド幅のなかの選択されたＲＢの伝送帯域幅で変調されている。図２では例えば＃３から＃１１が伝送帯域幅を示す。伝送帯域幅のＲＢの数は１個から２５個までの数がそれぞれ選択可能である。

図３は、送信信号に対するタイミングマスクを示す図である。図３において、ＦＤＤ方式における無線フレームは１０ｍsec間隔で構成されており、このフレーム内は０．５ｍsec毎に定義された２０個のスロットで構成されている。２つの隣接したスロットをサブフレームと呼び、１ｍsecの間隔を有する。各スロット境界においては、送信パワー制御の過渡応答時間を確保するために−２０〜＋２０μsecの過渡期間を設けている。マルチ・キャリア変調方式であるＳＣ−ＦＤＭＡ方式を用いたＬＴＥ送信システムでは、送信信号はＲＢ配置に応じて信号が配置されるため、キャリア周波数を中心に変調されないことがある。ＲＢの配置に特徴づけられたＬＴＥ送信信号はＣ−ＩＭ３問題とインジェクションロック問題を引き起こす。

[比較例]
次に、実施の形態の比較例について説明する。図４は、実施の形態の比較例となる無線通信システムの要部を示すブロック図である。図４において、この無線通信システムは、ＬＴＥ方式の送信部１を備える。この送信部１は、ＲＦＩＣに内蔵されており、受信した送信ディジタルベースバンド信号をダイレクトコンバージョン方式で周波数変換してＲＦ（Radio-Frequency）信号を生成する。

送信部１は、７００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚの範囲にある複数の周波数帯におけるＲＦ信号の生成を可能とする。その周波数帯は規格により定められており、代表的には“Ｂａｎｄ１”、“Ｂａｎｄ２”、および“Ｂａｎｄ７”が用いられる。“Ｂａｎｄ１”は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ、“Ｂａｎｄ２”は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ、“Ｂａｎｄ７”は２５００ＭＨｚ〜２５７０ＭＨｚの周波数帯を用いて送信を行なう。

すなわち、送信部１は、ディジタルフィルタ２、ＤＰＧ（Digital Programmable Gain）アンプ３ａ，３ｂ、およびアナログベースバンド回路４を含む。アナログベースバンド回路４は、ディジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）５ａ，５ｂおよびローパスフィルタ６ａ，６ｂを含む。また、送信部１は、さらに、ロジック制御部７、ＰＬＬ（phase locked loop）回路８、分周器９、アナログ直交変調器１０、ＲＦＰＧ（Radio Frequency Programmable Gain）アンプ１２、および複数（図では３個）の出力端子Ｔａ１〜Ｔａ３を含む。アナログ直交変調器１０は、乗算器１１ａ，１１ｂを含む。

ディジタルフィルタ２には、送信ディジタルベースバンド信号を構成するディジタル同相成分信号（Ｉ信号）Ｉ＿ｄ０とディジタル直交成分信号（Ｑ信号）Ｑ＿ｄ０が入力される。ディジタルフィルタ２は、アナログベースバンド回路４による折り返し雑音などの不要波除去のためにサンプリングレート変換を実施し、必要に応じてアナログ直交変調器１０の出力におけるイメージ信号を抑制するためにディジタルＩ信号Ｉ＿ｄ０とディジタルＱ信号Ｑ＿ｄ０に対して振幅補正と位相補正を行なう。

ＤＰＧアンプ３ａ，３ｂは、それぞれディジタルＩ信号Ｉ＿ｄ０およびディジタルＱ信号Ｑ＿ｄ０にディジタル処理を施して増幅する。ディジタル／アナログ変換器５ａ，５ｂは、それぞれＤＰＧアンプ３ａ，３ｂの出力信号をアナログ信号に変換する。ディジタル／アナログ変換器５ａの出力信号は、ローパスフィルタ６ａにより、遮断周波数より高い帯域の周波数成分を抑圧されてベースバンドアナログＩ信号Ｉ＿ａとなる。ディジタル／アナログ変換器５ｂの出力信号は、ローパスフィルタ６ｂにより、遮断周波数より高い帯域の周波数成分を抑圧されてベースバンドアナログＱ信号Ｑ＿ａとなる。

また、ロジック制御部７は、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号の送信キャリア周波数を含む制御信号ＣＳ１を受け、周波数制御ワードＦｃｗを出力する。ＰＬＬ回路８、分周器９、アナログ直交変調器１０、およびＲＦＰＧアンプ１２は、原則的には、各送信モードの周波数帯（バンド）に対応して設けられるが、近接した周波数帯の場合は異なる周波数帯で共用される場合もある。図４では、各要素が代表として１個ずつ示されているが実際には１個に限られない。

ＰＬＬ回路８は、基準クロック信号ＲＥＦとロジック制御部７からの周波数制御ワードＦｃｗとに基づいて、所定周波数の差動の局部発振信号ＬＯＰを生成する。差動の局部発振信号ＬＯＰは、周波数は同じで位相差が互いに１８０度のクロック信号を含む。分周器９は、局部発振信号ＬＯＰの周波数を１／２に分周した局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱを生成する。局部発振信号ＬＯＩは元の信号ＬＯＰの立上がりエッジに同期し、局部発振信号ＬＯＱは元の信号ＬＯＰの立下がりエッジに同期する。これにより、局部発振信号ＬＯＱは、局部発振信号ＬＯＩを９０度移相した信号になる。

なお、ＰＬＬ回路８に内蔵されたＶＣＯ（Voltage controlled oscillator）８ａは、ＲＦＰＧアンプ１２の出力信号との干渉を防ぐために送信周波数と異なった周波数で発振させ、その発振周波数は分周器９の構成の容易化から、送信周波数の偶数倍の周波数が選ばれることが多い。この比較例では、ＶＣＯ８ａは送信周波数の２倍の周波数で発振させ、ＶＣＯ８ａの出力信号を分周器９で１／２に分周して局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱを生成している。

アナログ直交変調器１０には、分周器９から出力された局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱと、ローパスフィルタ６ａ，６ｂを通過したベースバンドアナログＩ信号Ｉ＿ａおよびベースバンドアナログＱ信号Ｑ＿ａが入力される。アナログ直交変調器１０は、ベースバンドアナログＩ信号Ｉ＿ａおよびベースバンドアナログＱ信号Ｑ＿ａにそれぞれ局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱを乗算し、乗算結果を加算することにより、所望の周波数にアップコンバートされた送信ＲＦ信号を生成する。

より詳細には、アナログ直交変調器１０は、局部発振信号ＬＯＩとベースバンドアナログＩ信号Ｉ＿ａとを乗算する乗算器１０ａと、局部発振信号ＬＯＱとアナログベースバンドＱ信号Ｑ＿ａとを乗算する乗算する乗算器１０ｂとを含む。これらの乗算器１０ａ，１０ｂの出力は加算され、送信ＲＦ信号として次段のＲＦＰＧアンプ１２に出力される。

ＲＦＰＧアンプ１２は、アナログ直交変調器１０から出力された送信ＲＦ信号を増幅する増幅器であり、そのゲインはゲイン調整信号に基づいて調整される。増幅された送信ＲＦ信号は、対応する周波数帯に応じて割り当てられた出力端子Ｔａ１〜Ｔａ３を介して排他的に出力される。すなわち、送信機が使用する周波数帯に対応する出力端子ＴａにＲＦＰＧアンプ１２が送信ＲＦ信号を出力する間は、他の出力端子Ｔａには送信ＲＦ信号は出力されない。

次に、この送信部１の動作について説明する。制御信号ＣＳ１がロジック制御部７に与えられ、キャリア周波数ｆ_ＣＨの２倍の周波数２ｆ_ＣＨを示す周波数制御ワードＦｃｗがロジック制御部７で生成される。周波数制御ワードＦｃｗに従ってＰＬＬ回路８では、周波数が２ｆ_ＣＨの局所発振信号ＬＯＰが生成される。局所発振信号ＬＯＰは、分周器９で分周されて周波数がｆ_ＣＨの局所発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱとなる。

また、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ０，Ｑ＿ｄ０がディジタルフィルタ２で処理されてディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１，Ｑ＿ｄ１となる。ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１，Ｑ＿ｄ１は、ＤＰＧアンプ３ａ，３ｂで増幅され、ディジタル／アナログ変換器５ａ，５ｂでアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ６ａ，６ｂを通過してアナログベースバンド信号Ｉ＿ａ，Ｑ＿ａとなる。

アナログベースバンド信号Ｉ＿ａ，Ｑ＿ａと局所発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱは、アナログ直交変調器１０で混合されて、周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢのＲＦ信号となる。ＲＦ信号は、ＲＦＰアンプ１２で増幅され、フロントエンドモジュール３６を介してアンテナ３７に供給される。

[Ｃ−ＩＭ３問題]
次に、比較例の送信部１で発生するＣ−ＩＭ３問題について説明する。図５は、Ｃ−ＩＭ３問題を模式的に示す図である。図５において、ＲＦＩＣ１５には、アンテナ端での送信電力規格まで送信信号を増幅するＨＰアンプ１６が接続されている。ＲＦＩＣ１５は、ＤＰＧアンプ３、ディジタル／アナログ変換器５、ローパスフィルタ６、アナログ直交変調器１０、およびＲＦＰＧアンプ１２を含む。図５では、送信部１のディジタルフィルタ２、ロジック制御部７、ＰＬＬ回路８、および分周器９の図示は省略されている。また、ＤＰＧアンプ３、ディジタル／アナログ変換器５、およびローパスフィルタ６は、それぞれＤＰＧアンプ３ａ，３ｂ、ディジタル／アナログ変換器５ａ，５ｂ、およびローパスフィルタ６ａ，６ｂを含む。

ＬＴＥ方式では、単一もしくは少数のＲＢが局部発振信号ＬＯから離れた周波数に配置される場合がある。局部発振信号ＬＯは、局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱを含む。割り当てられたＲＢの中心周波数とキャリア周波数ｆ_ＣＨとの差をｆ_ＲＢとすると、ＲＦＩＣ１５の出力信号には、キャリア周波数ｆ_ＣＨから−３ｆ_ＲＢの周波数にＲＦＩＣ１５の送信パスにおける３次歪みに起因した歪み成分Ｃ−ＩＭ３が生じる。

このＣ−ＩＭ３成分と希望波信号（Wanted)がＨＰアンプ１６に入力されると、ＨＰアンプ１６の３次歪みによる相互変調歪みによって、それぞれ希望波信号から＋４ｆ_ＲＢ離れた周波数に歪み成分ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３信号が発生するとともに、Ｃ−ＩＭ３信号から−４ｆ_ＲＢ離れた周波数に歪み成分ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が発生する。

発生したＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３成分は、送信帯域内放射やＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage power Ratio）等の帯域外放射の性能を悪化させるのみならず、受信周波数帯（ＲＸ ｂａｎｄ）に重なる場合には受信感度劣化も引き起こす。

[Ｃ−ＩＭ３の発生メカニズム]
次に、Ｃ−ＩＭ３の発生メカニズムの検討結果について説明する。Ｃ−ＩＭ３の発生メカニズムとして、次の２つのケースを挙げることができる。第１のケースは、アナログベースバンド回路４の３次歪みに起因してＣ−ＩＭ３が発生するケースである。図６は、第１のケースを模式的に示す図である。図６では、ＲＦＩＣ１５は、アナログベースバンド回路４、アナログ直交変調器１０、およびＲＦＰＧアンプ１２を含む。

ベースバンド信号の周波数をｆ_ＢＢとすると、アナログベースバンド回路４の３次歪みにより周波数が３ｆ_ＢＢの３次高調波歪み成分（ＢＢ ＨＤ３）が生成される。この３次高調波歪みがアナログ直交変調器１０で周波数ｆ_ＣＨの局部発振信号ＬＯとミキシングされることでＣ−ＩＭ３成分（ｆ_ＣＨ−３ｆ_ＢＢ）が生成される。

また第２のケースは、アナログ直交変調器１０で生成されたＲＦ信号と３次高調波がＲＦＰＧアンプ１２で相互変調されることに起因してＣ−ＩＭ３が発生するケースである。図７は、第２のケースを模式的に示す図である。図７では、ＲＦＩＣ１５は、アナログベースバンド回路４、アナログ直交変調器１０、およびＲＦＰＧアンプ１２を含む。

ＭＯＳトランジスタで構成したアナログ直交変調器１０は線形性を確保するために局部発振信号入力端子に大きな振幅の信号を必要とする。近年のＲＦＩＣではＩ信号パスとＱ信号パスの間の干渉を防ぐためにデューティ比が２５％以下の矩形波信号を局部発振信号ＬＯとして用いる場合が多い。その際には差動の局部発振信号ＬＯには、周波数成分としてキャリア周波数ｆ_ＣＨのみならず、その奇数次の高調波も含まれる。

そのため、周波数ｆ_ＢＢのベースバンド信号を矩形波の局部発振信号ＬＯを用いてアナログ直交変調器１０でアップコンバートすると、周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＢＢの希望波信号成分と、周波数がｍ・ｆ_ＣＨ−ｆ_ＢＢのＲＦ高調波成分と、周波数がｎ・ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＢＢのＲＦ高調波信号とが生成される。ただし、ｍ＝４Ｎ−１、ｎ＝６Ｎ−１、Ｎ＝１，２，３，…である。

これらのＲＦ信号が非線形性を持つＲＦＰＧアンプ１２に入力されると、代表的には希望波信号（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＢＢ）とＲＦ３次高調波成分（３ｆ_ＣＨ−ｆ_ＢＢ）の相互変調歪みにより、周波数が（３ｆ_ＣＨ−ｆ_ＢＢ）−２（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＢＢ）＝ｆ_ＣＨ−３ｆ_ＢＢであるＣ−ＩＭ３が発生する。

ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重畳する場合には受信感度劣化が避けられない。受信感度の劣化を防ぐためには、ＳＡＷフィルタを送信機出力などに設けることによって、雑音の抑制が可能であるが、コストの増加と、ＳＡＷフィルタの挿入損失を補うために、送信パワーを大きくする必要があり、消費電力の問題を生じる。上記第１および第２のＣ−ＩＭ３発生メカニズムで発生した送信機出力のＣ−ＩＭ３を改善するためには、送信パスにおける線形性を向上させる必要があり、動作電流を増加させる必要がある。なお、図５〜図７において“ＩＭＧ”は希望波(wanted)に対するイメージ周波数を示す。

[インジェクションロック]
次に、比較例の送信部１で発生するＶＣＯ８ａのインジェクションロックについて説明する。ＶＣＯ８ａのインジェクションロックは、送信品質の指標であるＥＶＭ劣化問題を引き起こす。高周波での利得を確保するためや信号伝送の差動−単相変換を行なうために、ＲＦＰＧアンプ１２の負荷にはインダクタやトランスフォーマを用いることが多い。また、良好な位相雑音を確保するためにＶＣＯ８ａの負荷には通常、インダクタを用いる。これらのインダクタは電磁気的に結合している。

ＲＦＰＧアンプ１２の出力信号には、素子のミスマッチ等に起因した２次歪みにより希望波信号の周波数の２倍の周波数の２次高調波歪みが生じる。ＶＣＯ８ａが送信周波数の２倍の周波数で発振している場合、ＲＦＰＧアンプ１２の出力信号に発生した２次高調波歪みが、インダクタ間の電磁気的な結合を介してＶＣＯ８ａに干渉し、局部発振信号ＬＯの位相雑音を劣化させるインジェクションロック現象が発生する。ＶＣＯ８ａのインジェクションロックにより近傍位相雑音が劣化すると、ＥＶＭが劣化する。

図８（ａ）はＲＢの配置数が２５の場合におけるＲＢの周波数と出力パワー密度との関係を示す図であり、図８（ｂ）はＲＢの配置数が１の場合におけるＲＢの周波数と出力パワー密度との関係を示す図である。図８（ａ）（ｂ）に示すように、マルチ・キャリア変調方式を用いているＬＴＥ方式では、同じ出力パワーで比較すると、ＲＢの配置数に応じて希望波信号の出力パワー密度が異なるため、その２次高調波歪みの出力パワー密度も異なる。希望波信号のキャリア周波数はｆ_ＣＨであり、その２次高調波歪み成分の周波数は２ｆ_ＣＨである。

ＶＣＯ８ａがインジェクションロックする強度は、ＶＣＯ８ａの発振周波数近くのＰＬＬ回路８の帯域内のパワー密度に依存する。図８（ａ）（ｂ）ではＲＢ配置数（ＮＲＢ）が２５の場合と１の場合を比較しているが、ＮＲＢ＝１の場合では、ほぼすべての２次高調波歪み成分がＶＣＯ８ａと干渉するため、インジェクションロックの最悪ケースとなり、大きくＥＶＭが劣化する。

ＮＲＢ＝１の場合に、送信機が高パワーで出力している際に送信ＥＶＭは劣化することが推測される。ＥＶＭの劣化を抑制するには、送信パワーの出力を下げるか、ＶＣＯ８ａの出力振幅を大きくすることが有効である。しかしながら、送信パワーの出力を下げると、送信システム全体の雑音特性を示した信号対雑音比ＣＮＲ（Carrier-to-Noise power Ratio）の悪化を引き起こし、受信感度の劣化を引き起こすので好ましくない。また、ＶＣＯ８ａの出力振幅を大きくすることはＰＬＬ回路８の消費電流の増大を招く。

上述のように、比較例においてＣ−ＩＭ３問題とインジェクションロックを抑制するためには、消費電力を増大させる必要がある。しかし、携帯電話機などの携帯型の無線通信装置では、電源はバッテリから供給される。装置の連続動作時間を長くするためには、低消費電力化は重要な課題であるが、消費電力の増大はこれに反するので大きな問題である。

[実施の形態１]
本実施の形態１の目的は、消費電力の増大を招くこと無く、Ｃ−ＩＭ３とインジェクションロックの問題を解決することにある。

ＬＴＥ方式では、送信変調信号のＲＢ配置は周波数的に連続して配置されることを特徴とする。ＬＴＥ方式の送信変調信号において、送信機にＣ−ＩＭ３およびインジェクションロックの問題が発生するのは、ＲＢの配置数が１もしくは少数配置された場合である。Ｃ−ＩＭ３に起因したＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重なり、受信感度が劣化するのは、ベースバンド信号において、ＲＢが伝送帯域幅構成の上端もしくは下端付近に配置されたときであり、その他の配置では問題とならない。また、インジェクションロックの問題は、代表的には局所発振信号ＬＯの生成に周波数を２分の１にする分周器９を用いたときにアナログ直交変調器１０の出力においてＲＢがキャリア周波数近傍に存在するときに発生する。

以上を鑑みると、ＲＢが１もしくは少数配置される場合において、送信信号位置が伝送帯域幅構成の上端もしくは下端付近、またはキャリア周波数近傍に存在することを回避できれば、Ｃ−ＩＭ３とインジェクションロックの双方を回避できることが理解できる。これは、混合機能とショート機能を有するディジタル直交変調器２１をディジタル部に設けることで実現できる。

図９は、本実施の形態１による無線通信システムの要部を示す図であって、図５と対比される図である。図９において、この無線通信システムが図５の通信システムと異なる点は、ＲＦＩＣ１５がＲＦＩＣ２０で置換されている点である。ＲＦＩＣ２０は、ディジタル直交変調器２１、ＤＰＧアンプ３、ディジタル／アナログ変換器５、ローパスフィルタ６、アナログ直交変調器１０、およびＲＦＰＧアンプ１２を含む。

ＲＦＩＣ２０に入力されたＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号は、選択された数および位置のＲＢの伝送帯域幅で変調される。伝送帯域幅構成の中心周波数（＃１２のＲＢの中心周波数）は０ＭＨｚであり、また横軸の右方向が周波数の高くなる方向を示す。

（１）の場合、すなわちＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号の伝送帯域幅が１から所定数Ｎ１までの個数のＲＢであり、かつその伝送帯域幅のすべてが伝送帯域幅構成の上端の領域(以下、上端領域)に配置される場合、ディジタル直交変調器２１は、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号をダウンコンバートし、Ｃ−ＩＭ３に起因したＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重なることを回避する。

（２）の場合、すなわちＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号の伝送帯域幅が１から所定数Ｎ２までの個数のＲＢであり、かつその伝送帯域幅のすべてが伝送帯域幅構成の下端の領域（以下、下端領域）に配置される場合、ディジタル直交変調器２１は、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号をアップコンバートし、Ｃ−ＩＭ３に起因したＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重なることを回避する。

（３）の場合、すなわちＲＦＩＣ２０に入力されたＬＴＥディジタルベースバンド信号の伝送帯域幅が１から所定数Ｎ３までの個数のＲＢであり、かつその伝送帯域幅の少なくとも一部が伝送帯域幅構成の中央付近（以下、中央領域）に配置される場合、ディジタル直交変調器２１は、アップコンバートしてインジェクションロックを回避する。

チャネルバンド幅が５ＭＨｚの場合を代表して動作説明を行なう。上記（１）の場合、たとえば上端領域が＃１９〜＃２４の領域（図２）であり、所定数Ｎ１が４個の場合、Ｃ−ＩＭ３に起因したＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重なり受信感度劣化が顕著となるため、ディジタル直交変調器２１でのダウンコンバーションを要する。

ディジタル直交変調器２１は、周波数ｆ_ＲＢのＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号と中間周波数ｆ_ＩＦのディジタルＩＦ（Intermediate Frequency）信号とを混合する。ディジタル直交変調器２１の出力信号の周波数は、ｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦとなる（０＜ｆ_ＩＦ＜ｆ_ＲＢ）。ローパスフィルタ６の出力信号には、周波数がｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦの希望波と、キャリア周波数から−３（ｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦ）の周波数にＣ−ＩＭ３が現われる。中間周波数ｆ_ＩＦは、ディジタル直交変調器２１によって変換された中心周波数ｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦの送信信号帯域がローパスフィルタ６の通過帯域内に収まるように決められる。

また、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号の周波数は上端領域外に変換されることが望ましい。しかし、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号をダウンコンバートすること自体でＣ−ＩＭ３の問題は抑制されるため、ダウンコンバート後のＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号は上端領域内に配置されてもよい。たとえば＃２４に配置されたＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号は、＃１９または＃２０のＲＢの周波数にダウンコンバートされてもよい。なお、ダウンコンバート後のＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号が中間領域内に配置されることを避ける必要があるため、以上を考慮すると中間周波数ｆ_ＩＦは、０．７２〜１．０８ＭＨｚが望ましい。

ローパスフィルタ６は、チャネルバンド幅の最大周波数（５ＭＨｚ）を遮断周波数とし、５ＭＨｚより大きい周波数成分（および−５ＭＨｚより小さい周波数成分）を減衰させる。アナログ直交変調器１０は、ローパスフィルタ６を通過した希望波およびＣ−ＩＭ３と、周波数がｆ_ＬＯＡ＝ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦの局所発振信号とを混合する。アナログ直交変調器１０の出力信号には、希望波と、前述したようにベースバンドブロックの３次高調波歪みに起因したＣ−ＩＭ３と、希望波信号およびＲＦ３次高調波成分の相互変調歪みによるＣ−ＩＭ３とが、それぞれｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢ、ｆ_ＣＨ−（３ｆ_ＲＢ−２ｆ_ＩＦ）、ｆ_ＣＨ−（３ｆ_ＲＢ−４ｆ_ＩＦ）の周波数に現われる。

ＨＡアンプ１６の出力信号には、希望波およびＣ−ＩＭ３との相互変調歪みにより、周波数がｆ_ＣＨ−（７ｆ_ＲＢ−４ｆ_ＩＦ）、ｆ_ＣＨ−（７ｆ_ＲＢ−８ｆ_ＩＦ）、ｆ_ＣＨ＋（５ｆ_ＲＢ−４ｆ_ＩＦ）のＰＡ folded Ｃ−ＩＭ３が現われる。これらのＰＡ folded Ｃ−ＩＭ３は、受信帯域に重畳しない、もしくは受信帯域に重畳されるパワーが大幅に小さくなる。したがって、ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重畳することで、受信感度劣化させるＣ−ＩＭ３問題を回避することができる。

上記（２）の場合、たとえば下端領域が＃０〜＃５の領域（図２）であり、所定数Ｎ２が４個の場合に、Ｃ−ＩＭ３に起因したＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重なり受信感度劣化が顕著となるため、ディジタル直交変調器２１でのアップコンバーションを要する。ディジタル直交変調器２１は、周波数−ｆ_ＲＢのＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号と中間周波数ｆ_ＩＦのディジタルＩＦ（Intermediate Frequency:中間周波数）信号とを混合する。ディジタル直交変調器２１の出力信号の周波数は、−ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦとなる（０＜ｆ_ＩＦ＜ｆ_ＲＢ）。ローパスフィルタ６の出力信号には、周波数が−ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦの希望波が現われる。中間周波数ｆ_ＩＦは、ディジタル直交変調器２１によって変換された中心周波数−ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦの送信信号帯域がローパスフィルタ６の通過帯域内に収まるように決められる。

また、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号の周波数は、下端領域外に変換されることが望ましい。しかし、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号をアップコンバートすること自体でＣ−ＩＭ３の問題は抑制されるため、アップコンバート後のＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号は下端領域内に配置されてもよい。たとえば＃０に配置されたＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号は、＃４または＃５のＲＢの周波数にダウンコンバートされてもよい。なお、ダウンコンバート後のＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号が中間領域内に配置されることを避ける必要があるため、以上を考慮すると、中間周波数ｆ_ＩＦは、０．７２〜１．０８ＭＨｚが望ましい。

アナログ直交変調器１０は、ローパスフィルタ６を通過した希望波と、周波数がｆ_ＬＯＡ＝ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦの局所発振信号とを混合する。アナログ直交変調器１０の出力信号には、
希望波と、前述したようにベースバンドブロックの３次高調波歪みに起因したＣ−ＩＭ３と、希望波信号及びＲＦ３次高調波成分の相互変調歪みによるＣ−ＩＭ３とが、それぞれｆ_ＣＨ−ｆ_ＲＢ、ｆ_ＣＨ＋（３ｆ_ＲＢ−４ｆ_ＩＦ）、ｆ_ＣＨ＋（３ｆ_ＲＢ−４ｆ_ＩＦ）の周波数に現われる。

ＨＡアンプ１６の出力信号には、希望波およびＣ−ＩＭ３との相互変調歪みにより、周波数がｆ_ＣＨ−（５ｆ_ＲＢ−４ｆ_ＩＦ）、ｆ_ＣＨ＋（７ｆ_ＲＢ−８ｆ_ＩＦ）のＰＡ folded Ｃ−ＩＭ３が現われる。これらのＰＡ folded Ｃ−ＩＭ３は、受信帯域に重畳しない、もしくは受信帯域に重畳されるパワーが大幅に小さくなる。したがって、ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重畳することで、受信感度劣化させるＣ−ＩＭ３問題を回避することができる。

上記（３）の場合、たとえば中央領域が＃１１〜＃１３の領域（図２）であり、所定数Ｎ３が７個の場合にインジェクションロックの問題が顕著となり、ディジタル直交変調器２１でのダウンコンバーションを要する。

すなわち、ディジタル直交変調器２１は、周波数ｆ_ＲＢのＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号と中間周波数ｆ_ＩＦのディジタルＩＦ（Intermediate Frequency:中間周波数）信号とを混合する。ディジタル直交変調器２１の出力信号の周波数は、ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦとなる。ローパスフィルタ６の出力信号には、周波数がｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦの希望波が現われる（ｆ_ＩＦ＞ｆ_ＲＢかつｆ_ＩＦ＞０）。

中間周波数ｆ_ＩＦは、後述するＰＬＬ回路のループ帯域外であり、かつ、ディジタル直交変調器２１によって変換された中心周波数ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦの送信信号帯域がローパスフィルタ６の通過帯域内に収まるように決める必要がある。また、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号の周波数は中央領域の外に変換する必要がある。加えて、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号が上端領域までアップコンバートされることは極力さけ、特に上位側のＲＢ（＃２１〜＃２４）へのコンバートは回避しなけれならない。以上を考慮すると、中間周波数ｆ_ＩＦは０．７２ＭＨｚ〜１．０８ＭＨｚが望ましい。

アナログ直交変調器１０は、ローパスフィルタ６を通過した希望波と、周波数がｆ_ＬＯＡ＝ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦの局所発振信号とを混合する。アナログ直交変調器１０の出力信号には、周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢの希望波が現われる。

ＨＡアンプ１６の出力信号には、周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢの希望波と、その２倍の周波数２（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢ）の高調波が現われる。この高調波の周波数２（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢ）は局所発振信号の周波数ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦの整数倍になっていないので、インジェクションロックを回避することができる。なお、この場合はｆ_ＲＢが十分に小さいので、ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３が受信帯域に重畳するＣ−ＩＭ３問題が発生することはない。

上記（３）の場合、ディジタル直交変調器２１はＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号をダウンコンバートさせてもよい。ディジタル直交変調器２１の出力する信号は周波数（ｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦ）となり、アナログ直交変調器２１は、ローパスフィルタ６を通過した希望波と、周波数がｆ_ＬＯＡ＝ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦの局所発振信号とを混合することとなり、周波数ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢの希望波を出力する。

上記（１）〜（３）以外の場合には、ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３による受信感度劣化、もしくはインジェクションロックは顕著化しないため、ディジタル直交変調器１１は、ショート機能により、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号をそのまま次段のＤＰＧアンプ３に伝達させる。ディジタル直交変調器２１は、周波数ｆ_ＲＢのＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号を出力する。アナログ直交変調器１０は、ローパスフィルタ６を通過した希望波と、周波数がｆ_ＬＯＡ＝ｆ_ＣＨの局所発振信号とを混合する。アナログ直交変調器１０の出力信号には、周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢの希望波が現われる。

この実施の形態１では、ディジタル直交変調器２１においてベースバンド信号の周波数ｆ_ＲＢを中間周波数ｆ_ＩＦだけ減少（または増加）させた後に、アナログ直交変調器１０において周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦ（またはｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦ）の局所発振信号ＬＯを混合して周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢのＲＦ信号を生成する。したがって、低消費電力で送信雑音を低減することができる。

なお、この実施の形態１では、ディジタルベースバンド信号のＲＢの数および位置に応じて直交変調器１０，２１の動作を切換えたが、Ｃ−ＩＭ３が発生しても受信感度劣化が問題とならない周波数帯を無線通信に用いる場合、およびインジェクションロックを発生させない分周比構成を用いる場合には、ディジタルベースバンド信号のＲＢの数および位置に拘らず直交変調器２１はディジタルベースバンド信号の周波数をコンバートさせず、直交変調器１０はローパスフィルタ６を通過した希望波と周波数がｆ_ＬＯＡ＝ｆ_ＣＨの局所発振信号とを混合するように固定してもよい。

また、図１０は、実施の形態１の変更例を示す回路図であって、図９と対比される図である。図１０において、この変更例では、ＲＦＩＣ２０がＲＦＩＣ２５で置換される。ＲＦＩＣ２５では、ディジタル直交変調器２１の代わりにアナログ直交変調器２６が使用される。アナログ直交変調器２６は、ディジタル／アナログ変換器５とローパスフィルタ６の間に設けられ、ディジタル直交変調器２１と同じ機能を有する。アナログ直交変調器２６は、ディジタル／アナログ変換器５の出力信号に周波数がｆ_ＩＦの中間周波信号を混合するか、ディジタル／アナログ変換器５の出力信号をそのままローパスフィルタ６に通過させる。他の構成および動作は実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この変更例でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

また、図１１は、実施の形態１の他の変更例を示す回路図であって、図１０と対比される図である。図１１において、この変更例では、ＲＦＩＣ２０がＲＦＩＣ２７で置換される。ＲＦＩＣ２７では、アナログ直交変調器２６がローパスフィルタ６とアナログ直交変調器１０の間に設けられる。この変更例でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

[実施の形態２]
図１２は、本願の実施の形態２による無線通信システムの構成を示すブロック図である。この無線通信システムは、携帯電話機や通信モジュールに内蔵される。この無線通信システムは、クロック発生回路３０、ＲＦＩＣ３１、ＢＢＩＣ（Baseband Integrated Circuit）３５、ＨＰアンプＡ１〜Ａｎ、フロントエンドモジュール（ＦＥＭ）３６、およびアンテナ３７を備える。クロック発生回路３０は、所定周波数の基準クロック信号ＲＥＦを生成する。

ＲＦＩＣ３１は、単一の半導体チップで構成された半導体装置であり、大きく分けてGSM（登録商標）／ＥＤＧＥ、WCDMA（登録商標）／ＨＳＰＡ、ＬＴＥの３個の送受信方式の規格に準拠して、アンテナ３７を介して基地局との間でＲＦ信号の送受信を行なうことが可能な通信用送受信機である。ＲＦＩＣ３１は、ディジタルＲＦインターフェース（ＩＦ）３２、受信部３３、および送信部３４を備えており、クロック発生回路３０からの基準クロック信号ＲＥＦに同期して動作する。

ディジタルＲＦインターフェース３２は、ＲＦＩＣ３１とＢＢＩＣ３５との間の通信インターフェースであり、ＭＩＰＩ（Mobile Industry Processor Interface）規格に従って送受信データや制御信号のデータ通信を行なう。

受信部３３は、アンテナ３７で受信した基地局からの受信ＲＦ信号を、局部発振信号を使って受信アナログベースバンド信号にダウンコンバートする。受信部３３は、さらに、受信アナログベースバンド信号をアナログ／ディジタル変換して受信ディジタルベースバンド信号を生成する。

送信部３４は、送信ディジタルベースバンド信号をディジタル／アナログ変換して送信アナログベースバンド信号を生成し、局部発振信号を使ってその送信アナログベースバンド信号を送信ＲＦ信号にアップコンバートする。そして、送信部３４は、アンテナ３７を介して基地局に送信ＲＦ信号を無線送信する。

ＲＦＩＣ３１は、さらに、各々がＲＦ信号を出力する複数の出力端子Ｔａ１〜Ｔａｎと、各々がＲＦ信号を受信する複数の入力端子Ｔｂ１〜Ｔｂｎを備えている。ここで、Ｔａ１とＴｂ１、Ｔａ２とＴｂ２、…、ＴａｎとＴｂｎはそれぞれ対を構成しており、ＲＦＩＣ３１が送受信する周波数帯に応じて使用される出力端子Ｔａと入力端子Ｔｂの対が決められている。

ＢＢＩＣ３５は、単一の半導体チップで構成された半導体装置であり、受信部３３からディジタルＲＦインターフェース３２を介して受け取った受信ディジタルベースバンド信号に対して、通信規格に応じた復調を行ない、復調ディジタル信号に対してさらに信号処理を行ない、受信データ（音声、画像またはその他のデータ）を生成する。

ＢＢＩＣ３５は、さらに、送信データ（音声、画像又はその他データ）に通信規格に応じたディジタル変調その他の信号処理を行なって送信ディジタルベースバンド信号を生成し、ディジタルＲＦインターフェース３２を介して送信部３４に送信する。無線通信システムが搭載される携帯電話機もしくは通信モジュールは、アプリケーションプロセッサ、メモリ、スピーカ、マイクロホン、入力キー、液晶モニタなどを有し、それぞれがＢＢＩＣ３５との間で信号の授受を行なう。

ＨＰアンプＡ１〜Ａｎは、それぞれ出力端子Ｔａ１〜Ｔａｎに対応して設けられている。各ＨＰアンプＡは、対応の出力端子Ｔａから受けとった送信ＲＦ信号を増幅する。各ＨＰアンプＡは、半導体集積回路と表面実装素子とモジュール基板で構成されており、パッケージ内にモジュール化されている。

フロントエンドモジュール３６は、アンテナスイッチと、入力・出力端子ペア（Ｔａ１，Ｔｂ１）〜（Ｔａｎ，Ｔｂｎ）にそれぞれ対応する複数のデュプレクサもしくはスイッチとを含む。フロントエンドモジュール３６は、ＲＦＩＣ３１が送受信する周波数帯に応じて、入力・出力端子ペア（Ｔａ１，Ｔｂ１）〜（Ｔａｎ，Ｔｂｎ）のうちの１組を選択し、選択した入力・出力端子ペア（ＴＸｉ，ＲＸｉ）（ｉは１以上ｎ以下の整数である）と、アンテナ３７とを接続する。

図１３は、送信部３４の構成を示す回路ブロック図であって、図４と対比される図である。図１３を参照して、この送信部３４が図４の送信部１と異なる点は、ロジック制御部７がロジック制御部４０で置換され、ディジタル直交変調器（ＩＦ＿ＱＭＯＤ）４１およびディジタルＩＦ（Intermediate frequency）信号発生器（ＩＦ＿ＧＥＮ）４２が追加され、ＰＬＬ回路８がＰＬＬ回路４３で置換されている点である。

送信部３４は、各送信モードに応じて、ＢＢＩＣ３５によって生成された送信ディジタルベースバンド信号を、ディジタルＲＦインターフェース３２を介して受信する。送信部３４は、受信した送信ディジタルベースバンド信号を基本的にはダイレクトコンバージョン方式で周波数変換してＲＦ信号を生成する。また送信部３４は、ＬＴＥモードにおけるＣ−ＩＭ３もしくはインジェクションロックが問題になるＲＢ配置の際には、受信した送信ディジタルベースバンド信号をＬｏｗ−ＩＦ方式で周波数変換してＲＦ信号を生成する。

ロジック制御部４０には、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号に含まれるＲＢ数とＲＢ位置情報、送信キャリア周波数を含む制御信号ＣＳ１が入力される。ロジック制御部４０は、制御信号ＣＳ１に基づいて、Ｌｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮ、トリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧ、周波数制御ワードＦｃｗ、および周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔを生成する。

具体的にはロジック制御部４０は、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号が上述した（１）〜（３）以外の場合、Ｌｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮを「Ｌ」レベルに設定する。ロジック制御部４０は、さらに、送信キャリア周波数ｆ_ＣＨに基づいて、局部発振信号ＬＯＰの周波数が２ｆ_ＣＨになるように周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔを設定する。ロジック制御部４０は、その後、送信スロット間の遷移時間の間にトリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧを発行する。

ロジック制御部４０は、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号が上記（３）の場合、すなわちインジェクションロックが問題になる場合は、Ｌｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮを「Ｈ」レベルに設定する。ロジック制御部４０は、さらに、ディジタルＩＦ信号の周波数ｆ_ＩＦと送信キャリア周波数ｆ_ＣＨに基づいて、局部発振信号ＬＯＰの周波数が２（ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦ）になるように周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔを設定する。ロジック制御部４０は、その後、送信スロット間の遷移時間の間にトリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧを発行する。

図１４は、チャネルバンド幅が１．４ＭＨｚ、３ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、および２０ＭＨｚのそれぞれの場合に、インジェクションロックが問題となるＲＢ配置を例示する図である。図１４において、たとえば、チャネルバンド幅（ＢＷ）が１．４ＭＨｚである場合を説明すると、伝送帯域幅構成の全ＲＢ数７個に対しＲＢ番号が＃０〜＃６が割り付けられる（＃０が周波数の低い側）。このとき、送信するベースバンド信号の伝送帯域幅のＲＢ数が１個から７個であって、伝送帯域幅のＲＢの配置が中央領域（＃２，＃３，＃４）を少なくとも含む場合にインジェクションロックが問題となる。チャネルバンド幅が大きくなると中間周波数ｆ_ＩＦも必要に応じて高く設定する。チャネルバンド幅に応じて中間周波数ｆ_ＩＦは最大で５ＭＨｚに設定される。

またロジック制御部４０は、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号が（１）（２）の場合、すなわちＣ−ＩＭ３が問題になる場合、Ｌｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮを「Ｈ」レベルに設定する。（１）の場合にはロジック制御部４０は、局部発振信号ＬＯＰの周波数が２（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦ）になるように周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔを設定する。その後、送信スロット間の遷移時間の間にトリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧを発行する。（２）の場合にはロジック制御部４０は、局部発振信号ＬＯＰの周波数が２（ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦ）になるように周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔを設定する。その後、送信スロット間の遷移時間の間にトリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧを発行する。

図１５は、Ｃ−ＩＭ３が問題となるＲＢ配置を例示する図である。図１５において、たとえば、チャネルバンド幅（ＢＷ）が２０ＭＨｚである場合で説明すると、伝送帯域幅構成の全ＲＢ数１００個に対しＲＢ番号が＃０〜＃９９が割り付けられる（＃０が周波数の低い側）。このとき、送信するベースバンド信号の伝送帯域幅のＲＢ数が１個から１６個であって、伝送帯域幅のＲＢすべてが下端領域（＃０〜＃２４）に含まれる、または上端領域（＃７５〜＃９９）に含まれる場合に、Ｃ−ＩＭ３が問題となる。チャネルバンド幅が大きくなると中間周波数ｆ_ＩＦも必要に応じて高く設定する。チャネルバンド幅に応じて中間周波数ｆ_ＩＦは最大で５ＭＨｚに設定される。
なお、チャネルバンド幅が１．４ＭＨｚまたは３ＭＨｚである場合は、Ｃ−ＩＭ３は問題とならないため、ロジック制御部４０は、Ｌｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮを「Ｌ」レベルに設定するとともに、局部発振信号ＬＯＰの周波数が２ｆ_ＣＨになるように周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔを設定する。

図１６は、ディジタル直交変調器４１の構成を示すブロック図である。図１６において、ディジタル直交変調器４１は、ディジタルミキサ５１〜５４、加算器５５，５６、乗算器５７、フリップフロップ５８、およびセレクタ５９，６０を含む。ディジタルミキサ５１は、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳとディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１を乗算する。ディジタルミキサ５２は、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＳＩＮとディジタルベースバンド信号Ｑ＿ｄ１を乗算する。ディジタルミキサ５３は、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＳＩＮとディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１を乗算する。ディジタルミキサ５４は、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳとディジタルベースバンド信号Ｑ＿ｄ１とを乗算する。

加算器５５は、ディジタルミキサ５１，５２の出力信号を加算してディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ２を生成する。乗算器５７は、ディジタルミキサ５３の出力信号に−１を乗算する。加算器５６は、乗算器５７の出力信号とディジタルミキサ５４の出力信号を加算してディジタルベースバンド信号Ｑ＿ｄ２を生成する。フリップフロップ５８は、トリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧに応答して、Ｌｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮを保持および出力する。

セレクタ５９は、フリップフロップ５８の出力信号が「Ｌ」レベルである場合は、ディジタルフィルタ２からのディジタルベースバンドＩ信号Ｉ＿ｄ1をディジタルベースバンドＩ信号Ｉ＿ｄ３として出力する。また、セレクタ５９は、フリップフロップ５８の出力信号が「Ｈ」レベルである場合は、加算器５５からのディジタルベースバンドＩ信号Ｉ＿ｄ２をディジタルベースバンドＩ信号Ｉ＿ｄ３として出力する。

セレクタ６０は、フリップフロップ５８の出力信号が「Ｌ」レベルである場合は、ディジタルフィルタ２からのディジタルベースバンドＱ信号Ｑ＿ｄ1をディジタルベースバンドＱ信号Ｑ＿ｄ３として出力する。また、セレクタ６０は、フリップフロップ５８の出力信号が「Ｈ」レベルである場合は、加算器５６からのディジタルベースバンドＱ信号Ｑ＿ｄ２をディジタルベースバンドＱ信号Ｑ＿ｄ３として出力する。

したがって、インジェクションロックおよびＣ−ＩＭ３が問題にならない場合、すなわちＬｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮが「Ｌ」レベルである場合は、ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１，Ｑ＿ｄ１がそのままディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３となってＤＰＧアンプ３ａ，３ｂに与えられる。

また、インジェクションロックおよびＣ−ＩＭ３が問題になる場合、すなわちＬｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮが「Ｈ」レベルである場合は、ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１，Ｑ＿ｄ１とディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳ，ＬＩＦ＿ＳＩＮの直交変調の結果がディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３となってＤＰＧアンプ３ａ，３ｂに与えられる。

（１）の場合には、周波数（ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦ）および周波数（ｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦ）のそれぞれディジタルベースバンド信号がディジタル直交変調器４１から出力されるが、前者の信号は不要波としてローパスフィルタ６ａ，６ｂにより遮断される。（２）の場合には、周波数（−ｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦ）および周波数（−ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦ）のそれぞれディジタルベースバンド信号がディジタル直交変調器４１から出力されるが、前者の信号は不要波としてローパスフィルタ６ａ，６ｂにより遮断される。またディジタル直交変調器４１とＤＰＧアンプ３ａ，３ｂとの間にさらにディジタルフィルタを設けて、このディジタルフィルタで不要波を遮断してもよい。（３）の場合には周波数（ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦ）のディジタルベースバンド信号がディジタル直交変調器４１から出力される。

また、図１７は、ディジタルＩＦ信号発生器４２の構成を示すブロック図である。図１７において、ディジタルＩＦ信号発生器４２は、フリップフロップ６１、ディジタルコサイン波生成回路（ＣＯＳ ＧＥＮ）６２、ディジタルサイン波生成回路（ＳＩＮ ＧＥＮ）６３を含む。フリップフロップ６１は、トリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧに応答して、Ｌｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮを保持および出力する。

ディジタルコサイン波生成回路６２は、フリップフロップ６１の出力信号が「Ｌ」レベルである場合は、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳを「Ｌ」レベルにし、フリップフロップ６１の出力信号が「Ｈ」レベルである場合は、ディジタルコサイン波をディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳとして出力する。ディジタルサイン波生成回路６３は、フリップフロップ６１の出力信号が「Ｌ」レベルである場合は、信号ＬＩＦ＿ＳＩＮを「Ｌ」レベルにし、フリップフロップ６１の出力信号が「Ｈ」レベルである場合は、ディジタルサイン波をディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＳＩＮとして出力する。

したがって、インジェクションロックおよびＣ−ＩＭ３が問題にならない場合、すなわちＬｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮが「Ｌ」レベルである場合は、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳ，ＬＩＦ＿ＳＩＮはともに「Ｌ」レベルにされる。

また、インジェクションロックおよびＣ−ＩＭ３が問題になる場合、すなわちＬｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮが「Ｈ」レベルである場合は、ディジタルコサイン波がディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳとして出力されるとともに、ディジタルサイン波がディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＳＩＮとして出力される。

なお、ディジタルサイン波とディジタルコサイン波の周波数は、典型的にはディジタルフィルタ２のサンプリング周波数から分周した、０．５ＭＨｚから５ＭＨｚの間の周波数に可変に設定される。よって中心周波数ｆ_ＩＦも変更可能である。

図１８は、ＰＬＬ回路４３の構成を示すブロック図である。図１８において、ＰＬＬ回路御４３は、ディジタル制御発振器４３ａ、分周器（ＤＩＶ）７０、ディジタル位相比較器（ＤＰＦＤ）７１、ディジタルループフィルタ（ＤＬＦ）７２、加算器７３、フリップフロップ７４，７６、およびテーブル７５を含む。

ディジタル制御発振器４３ａは、ディジタルループフィルタ７２からのディジタル制御信号と、フリップフロップ７６からのディジタル補正信号とに基づいて、局所発振信号ＬＯＰを出力する。局所発振信号ＬＯＰの周波数は、ディジタルループフィルタ７２からのディジタル制御信号によって設定され、フリップフロップ７６からのディジタル補正信号によって補正される。

分周器７０は、フリップフロップ７４の出力信号に応じた分周比で局所発振信号ＬＯＰを分周する。ディジタル位相比較器７１は、基準クロック信号ＲＥＦと分周器７０の出力信号との位相を比較し、比較結果を示すディジタル信号を出力する。ディジタルループフィルタ７２は、ディジタル位相比較器７１の出力信号から高周波成分を取り除いたディジタル制御信号をディジタル制御発振器４３ａに出力する。ディジタルループフィルタ７２の出力信号は、フリップフロップ７６からのディジタル補正信号によって補正される。

加算器７３は、周波数制御ワードＦｃｗと周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔを加算する。フリップフロップ７４は、トリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧに応答して、加算器７３の出力信号を保持および出力する。フリップフロップ７４の出力信号は分周器７０に与えられる。

テーブル７５は、周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔに基づいて、ディジタル補正信号を出力する。フリップフロップ７６は、トリガ信号ＬＩＦ＿ＴＲＧに応答して、ディジタル補正信号を保持および出力する。ディジタル補正信号は、ディジタル制御発振器４３ａおよびディジタルループフィルタ７２に与えられる。

したがって、インジェクションロックおよびＣ−ＩＭ３が問題にならない場合、すなわち周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔの値が０である場合は、局所発振信号ＬＯＰの周波数は周波数制御ワードＦｃｗに基づいてｆ_ＣＨに設定される。

また、インジェクションロックが問題になる（３）の場合、すなわち周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔの値が−ｆ_ＩＦである場合は、局所発振信号ＬＯＰの周波数は周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔに基づいてｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦに設定される。

また、Ｃ−ＩＭ３が問題になる（１）の場合、すなわち周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔの値が＋ｆ_ＩＦである場合は、局所発振信号ＬＯＰの周波数は周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔに基づいてｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦに設定される。

また、Ｃ−ＩＭ３が問題になる（２）の場合、すなわち周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔの値が−ｆ_ＩＦである場合は、局所発振信号ＬＯＰの周波数は周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔに基づいてｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦに設定される。

なお、ディジタル制御発振器４３ａでは周波数が離散的に制御されるので、量子化雑音が発生し、出力の位相雑音特性が劣化する。ディジタル制御発振器４３ａの前段にΣΔ変調器を挿入すれば、ΣΔ変調器のノイズシェーピング効果により、発振周波数近傍の雑音特性を抑圧することができる。

次に、この送信部３４の動作について説明する。ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号のＲＢの数と配置が（１）〜（３）のいずれの条件にも該当しない場合、ロジック制御部４０によってＬｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮが「Ｌ」レベルに設定されるとともに、周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔの値が０に設定される。

この場合は、ディジタルフィルタ２の出力信号Ｉ＿ｄ１，Ｑ＿ｄ１がディジタル直交変調器４１を通過してそのまま信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３となる。また、ディジタルＩＦ信号発生器４２によって、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳ，ＬＩＦ＿ＳＩＮはともに「Ｌ」レベルにされる。また、ＰＬＬ回路４３では、キャリア周波数ｆ_ＣＨの２倍の周波数２ｆ_ＣＨの局所発振信号ＬＯＰが生成される。したがって、送信部３４は、図４の送信部１と同様に動作する。

また、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号のＲＢの数と配置が（３）の場合すなわちインジェクションロックが問題になる場合、あるいはＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号のＲＢの数と配置が上記（２）の場合すなわちＣ−ＩＭ３が問題となる場合は、ロジック制御部４０によってＬｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮが「Ｈ」レベルに設定される。また、局部発振信号ＬＯＰの周波数が２（ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦ）になるように周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔが設定される。

この場合は、ディジタルＩＦ信号発生器４２によって、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳ，ＬＩＦ＿ＳＩＮが生成される。また、ディジタル直交変調器４１では、ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１，Ｑ＿ｄ１とディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳ，ＬＩＦ＿ＳＩＮの直交変調が行なわれ、その結果がディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３となる。したがって、ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３の周波数は、ｆ_ＲＢ＋ｆ_ＩＦとなる。

ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３は、ＤＰＧアンプ３ａ，３ｂで増幅され、ディジタル／アナログ変換器５ａ，５ｂでアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ６ａ，６ｂを通過してアナログベースバンド信号Ｉ＿ａ，Ｑ＿ａとなる。

また、ＰＬＬ回路４３では、周波数が２（ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦ）の局所発振信号ＬＯＰが生成される。局所発振信号ＬＯＰは、分周器９で分周されて周波数が（ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦ）の局所発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱとなる。

アナログベースバンド信号Ｉ＿ａ，Ｑ＿ａと局所発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱは、アナログ直交変調器１０で混合されて、周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢのＲＦ信号となる。ＲＦ信号は、ＲＦＰＧアンプ１２で増幅され、フロントエンドモジュール３６を介してアンテナ３７に供給される。

したがって、ＲＦ信号の２倍高調波の周波数２（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢ）とディジタル制御発振器４３ａの発振周波数２（ｆ_ＣＨ−ｆ_ＩＦ）とは異なるので、インジェクションロックの発生を回避することができる。

また、ＬＴＥ送信ディジタルベースバンド信号のＲＢの数と配置が（１）の場合、すなわちＣ−ＩＭ３が問題になる場合は、ロジック制御部４０によってＬｏｗ ＩＦモード制御信号ＬＩＦ＿ＥＮが「Ｈ」レベルに設定される。また、局部発振信号ＬＯＰの周波数が２（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦ）になるように周波数制御ワードＦｃｗおよび周波数補正信号Ｆｓｈｉｆｔが設定される。

この場合は、ディジタルＩＦ信号発生器４２によって、ディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳ，ＬＩＦ＿ＳＩＮが生成される。また、ディジタル直交変調器４１では、ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ１，Ｑ＿ｄ１とディジタルＩＦ信号ＬＩＦ＿ＣＯＳ，ＬＩＦ＿ＳＩＮの直交変調が行なわれ、その結果がディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３となる。したがって、ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３の周波数は、ｆ_ＲＢ−ｆ_ＩＦとなる。

ディジタルベースバンド信号Ｉ＿ｄ３，Ｑ＿ｄ３は、ＤＰＧアンプ３ａ，３ｂで増幅され、ディジタル／アナログ変換器５ａ，５ｂでアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ６ａ，６ｂを通過してアナログベースバンド信号Ｉ＿ａ，Ｑ＿ａとなる。

また、ＰＬＬ回路４３では、周波数が２（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦ）の局所発振信号ＬＯＰが生成される。局所発振信号ＬＯＰは、分周器９で分周されて周波数が（ｆ_ＣＨ＋ｆ_ＩＦ）の局所発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱとなる。

アナログベースバンド信号Ｉ＿ａ，Ｑ＿ａと局所発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱは、アナログ直交変調器１０で混合されて、周波数がｆ_ＣＨ＋ｆ_ＲＢのＲＦ信号となる。ＲＦ信号は、ＲＦＰアンプ１２で増幅され、フロントエンドモジュール３６を介してアンテナ３７に供給される。

したがって、ベースバンド信号の周波数をｆ_ＩＦだけ小さくできるので、Ｃ−ＩＭ３問題を回避することができる。

この実施の形態２では、ＬＴＥ方式における最もインジェクションロックの影響が大きいＲＢ配置において、Ｌｏｗ−ＩＦ方式を用いるので、送信ＲＦ信号の高調波による局部発振信号への干渉を低減することができる。また、Ｃ−ＩＭ３により受信感度が劣化するＲＢ配置においても、同様にＬｏｗ−ＩＦ方式を用いることで、ＰＡ−ｆｏｌｄｅｄ Ｃ−ＩＭ３による受信感度劣化を低減することができる。その結果、送信ＥＶＭの劣化を回避、もしくは受信感度の劣化を回避することができる。また、それらの劣化を回避するための消費電力の増大を防ぐことができる。

[実施の形態３]
図１９は、本願の実施の形態３による無線通信システムの送信部８０の構成を示すブロック図であって、図１３と対比される図である。図１９において、送信部８０が図１３の送信部３４と異なる点は、アナログベースバンド回路４、アナログ直交変調器１０、およびＲＦＰＧアンプ１２がダイレクトディジタルＲＦ直交変調器（ＤＤＲＭ）８１で置換されている点である。直交変調器８１は、たとえば文献（P. Eloranta, et al. “A WCDMA（登録商標）Transmitter in 0.13um CMOS Using Direct-Digital RF Modulator”, ISSCC Dig. Tech. Papers, pp.340-342, Feb. 2007.）に開示されている。

この実施の形態３でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。
また、直交変調器８１は電力効率は良いが、直交変調器８１の出力を直接ＲＦＩＣの出力とするので、直交変調器８１の高調波成分が大きい。そのため、ＨＰアンプＡにおいて図７で説明したＣ−ＩＭ３発生メカニズムによるＣ−ＩＭ３成分が増大する問題がある。しかし、本実施の形態３によれば、Ｃ−ＩＭ３により受信感度が劣化するＲＢ配置において、Ｌｏｗ−ＩＦ方式を用いるので、ＰＡ−folded Ｃ−ＩＭ３による受信感度劣化を回避することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

１，３４，８０ 送信部、２ ディジタルフィルタ、３，３ａ，３ｂ ＤＰＧアンプ、４ アナログベースバンド回路、５，５ａ，５ｂ ディジタル／アナログ変換器、６，６ａ，６ｂ ローパスフィルタ、７，４０ ロジック制御部、８，４３ ＰＬＬ回路、８ａ ＶＣＯ、９，７０ 分周器、１０，２６ アナログ直交変調器、１１ａ，１１ｂ，５７ 乗算器、１２ ＲＦＰＧアンプ、Ｔａ１〜Ｔａｎ 出力端子、Ｔｂ１〜Ｔｂｎ 入力端子、１６，Ａ１〜Ａｎ ＨＰアンプ、２０，２５，２７，３１ ＲＦＩＣ、２１，４１ ディジタル直交変調器、３０ クロック発生回路、３５ ＢＢＩＣ、３６ フロントエンドモジュール、３７ アンテナ、４２ ディジタルＩＦ信号発生器、４３ａ ディジタル制御発振器、５１〜５４ ディジタルミキサ、５５，５６，７３ 加算器、５８，６１，７４，７６ フリップフロップ、５９，６０ セレクタ、６２ ディジタルコサイン波生成回路、６３ ディジタルサイン波生成回路、７１ ディジタル位相比較器、７２ ディジタルループフィルタ、７５ テーブル、８１ ダイレクトディジタルＲＦ直交変調器。

Claims (17)

1. 第１のベースバンド信号と中間周波信号を混合して第２のベースバンド信号を生成する第１の変調部と、
   前記第２のベースバンド信号と局部発振信号を混合して高周波信号を生成する第２の変調部とを備え、
   前記局部発振信号の周波数は、前記高周波信号のキャリア周波数と前記中間周波信号の周波数との和または差の周波数である、送信装置。
2. さらに、前記第１のベースバンド信号の周波数に関する情報に基づいて、前記高周波信号のキャリア周波数と前記中間周波信号の周波数との和または差の周波数の前記局部発振信号を生成する信号発生部を備える、請求項１に記載の送信装置。
3. さらに、前記第１のベースバンド信号の周波数に関する情報に基づいて、前記局部発振信号の周波数を前記高周波信号のキャリア周波数と前記中間周波信号の周波数との和の第１の周波数に設定する第１の制御信号と、前記局部発振信号の周波数を前記高周波信号のキャリア周波数と前記中間周波信号の周波数との差の第２の周波数に設定する第２の制御信号とのうちのいずれかの制御信号を出力する制御部と、
   前記第１の制御信号に応答して前記第１の周波数の前記局部発振信号を生成し、前記第２の制御信号に応答して前記第２の周波数の前記局部発振信号を生成する信号発生部とを備える、請求項１に記載の送信装置。
4. 前記制御部は、前記第１のベースバンド信号の周波数に関する情報に基づいて、前記第１の制御信号と、前記第２の制御信号と、前記局部発振信号の周波数を前記高周波信号のキャリア周波数に設定する第３の制御信号とのうちのいずれかの制御信号を生成し、
   前記信号発生部は、前記第３の制御信号に応答して前記高周波信号のキャリア周波数の前記局部発振信号を生成し、
   前記第１の変調部は、前記第１および第２の制御信号の各々に応答して前記第１のベースバンド信号と前記中間周波信号を混合して前記第２のベースバンド信号を生成し、前記第３の制御信号に応答して前記第１のベースバンド信号を前記第２のベースバンド信号として出力する、請求項３に記載の送信装置。
5. 前記第１のベースバンド信号の周波数に関する情報は、前記第１のベースバンド信号に含まれるリソースブロックの数および位置を含む、請求項４に記載の送信装置。
6. 前記制御部は、
   前記リソースブロックの数が予め定められた数よりも小さく、かつ前記リソースブロックの位置が伝送帯域幅構成の上端部または下端部である第１の場合は前記第１の制御信号を生成し、
   前記リソースブロックの数が前記予め定められた数よりも小さく、かつ前記リソースブロックの位置が前記伝送帯域幅構成の中央部である第２の場合は前記第２の制御信号を生成し、
   前記第１および第２の場合以外の第３の場合は前記第３の制御信号を生成する、請求項５に記載の送信装置。
7. 前記第１の変調部はディジタル回路であり、
   前記第２の変調部はアナログ回路であり、
   前記第１のベースバンド信号、前記中間周波信号、および前記第２のベースバンド信号の各々はディジタル信号であり、
   さらに、前記第２のベースバンド信号をアナログ信号に変換して前記第２の変調部に与えるディジタル／アナログ変換器を備える、請求項１に記載の送信装置。
8. さらに、前記ディジタル／アナログ変換器の出力信号から不要波を除去して前記第２の変調部に与えるフィルタ回路を備える、請求項７に記載の送信装置。
9. さらに、前記第２の変調部で生成された前記高周波信号を増幅してアンテナに供給する増幅器を備える、請求項１に記載の送信装置。
10. 送信する信号を変調する送信部を備えた半導体装置であって、
    前記送信部は、
    第１のベースバンド信号および中間周波数信号を入力し、前記第１のベースバンド信号を前記中間周波信号と混合して前記第１のベースバンド信号の周波数を変換した第２のベースバンド信号を出力する第１の変調部と、
    前記第２のベースバンド信号を、ディジタル信号からアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換器と、
    前記ディジタル／アナログ変換器の出力する前記第２のベースバンド信号の所定の周波数の成分を減衰させるフィルタ回路と、
    前記フィルタ回路から前記第２のベースバンド信号を入力し、前記第２のベースバンド信号を局部発振信号と混合して前記第２のベースバンド信号の周波数を変換して高周波信号を生成する第２の変調部と、
    前記局部発振信号を生成する発振回路とを含む、半導体装置。
11. 前記第１の変調部は、前記第２のベースバンド信号として、前記第１のベースバンド信号の周波数を変換させた信号と周波数を変換させない信号とのうちのいずれかの信号を選択的に出力する、請求項１０に記載の半導体装置。
12. 前記送信部は、さらに、前記第２の変調部の出力する前記高周波信号を増幅する第１の増幅器を含む、請求項１０または請求項１１に記載の半導体装置。
13. 前記送信部は、さらに、前記第１の変調部の出力する前記第２のベースバンド信号を増幅して前記ディジタル／アナログ変換器に供給する第２の増幅器を含む、請求項１２に記載の半導体装置。
14. 送信する信号を変調する送信部を備えた半導体装置であって、
    前記送信部は、
    第１のベースバンド信号を入力し、第２のベースバンド信号を出力するものであって、制御信号に基づき前記第１のベースバンド信号を前記中間周波信号と混合して前記第１のベースバンド信号の周波数を変換した信号を前記第２のベースバンド信号として出力するか、前記第１のベースバンド信号の周波数を変換させない信号を前記第２のベースバンド信号として出力するかを選択する第１の変調部と、
    局部発振信号を生成する発振回路と、
    前記第２のベースバンドを入力し、前記第２のベースバンド信号を前記発振回路から入力される前記局部発振信号と混合して前記第２のベースバンド信号の周波数を変換して高周波信号を生成する第２の変調部とを含む、半導体装置。
15. 前記第１の変調部は、前記第１のベースバンド信号の周波数に関する情報に基づき、前記第１のベースバンド信号の周波数を変換させるか否かを決定する、請求項１４に記載の半導体装置。
16. 前記第１のベースバンド信号の周波数に関する情報は、前記第１のベースバンド信号に含まれるリソースブロックの数および位置を含む、請求項１５に記載の半導体装置。
17. 前記発振回路は、前記制御信号に基づき前記局部発振信号の周波数を変更する、請求項１４に記載の半導体装置。

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