JPWO2004002098A1 - 無線通信装置 - Google Patents
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Abstract
本発明はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置に係り、変調方式やシンボルレートの異なった変調信号を単一の送受信機で送受信するのに好適な構成を備えた無線通信装置に関する。
本発明が解決しようとする課題は、様々な帯域の信号を送受信でき、また、シンボルレートの異なった変調信号を単一の送受信機で送受信するよう構成して回路構成の簡略化に効果がある無線通信装置を提供することにある。
本発明は上記課題を解決するために、少なくとも２つの異なった変調方式のデジタル変調波を送受信する無線通信装置において、送信系に送信デジタル信号の位相成分と振幅成分をそれぞれ独立に帰還制御する同期ループを備え、前記デジタル変調波のシンボルレートに応じて位相および振幅同期ループのループ定数を切り換えることを特徴とした無線通信装置である。
本発明によれば、回路構成の簡略化に効果がある無線通信装置を得ることができる。
本発明が解決しようとする課題は、様々な帯域の信号を送受信でき、また、シンボルレートの異なった変調信号を単一の送受信機で送受信するよう構成して回路構成の簡略化に効果がある無線通信装置を提供することにある。
本発明は上記課題を解決するために、少なくとも２つの異なった変調方式のデジタル変調波を送受信する無線通信装置において、送信系に送信デジタル信号の位相成分と振幅成分をそれぞれ独立に帰還制御する同期ループを備え、前記デジタル変調波のシンボルレートに応じて位相および振幅同期ループのループ定数を切り換えることを特徴とした無線通信装置である。
本発明によれば、回路構成の簡略化に効果がある無線通信装置を得ることができる。
Description
本発明は、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置に係り、変調方式やシンボルレートの異なった変調信号を単一の送受信機で送受信するのに好適な構成を備えた無線通信装置に関するものである。
デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の例として、第１の文献である特開平１０−３２２４０７“デュアルバンドデータ通信装置”がある。この文献では受信系においては受信信号を中間周波信号に周波数変換（ダウンコンバート）し、この中間周波信号を直交検波してＩ（Ｉｎｐｈａｓｅ），Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ）の複素信号に変換した後、Ｉ，Ｑ信号それぞれをＡＤ変換器でデジタル信号に変換するものである。一方、送信系においてはデジタルのＩ，Ｑ信号をＤＡ変換器でアナログＩ，Ｑ信号に変換して、さらに直交変調器において中間周波信号に変換する。次にこの中間周波信号を周波数変換（アップコンバート）してパワーアンプ（ＰＡ）を介して送信する構成となっている．
また、デジタル変調された信号を送信するアーキテクチャの例として、第２の文献であるＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．ＣＯＭ−２９，ＮＯ．７，ＪＵＬＹ １９８１“ＧＭＳＫ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｙ”が、第３の文献であるＩＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ＶＯＬ．１５，ＮＯ．１０，ＭＡＹ １９７９“Ｐｏｌａｒ−ｌｏｏｐ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ”がある。
第２の文献は包絡線一定のＧＭＳＫ変調方式に適した送信アーキテクチャとして、送信系に位相同期ループを用いた方式である。第３の文献は位相、振幅が変動する変調方式に適した送信アーキテクチャとして位相同期ループと振幅同期ループを用いた方式であり、ポーラループ方式とも言われる。いずれの方式もループフィルタ内のＬＰＦで雑音帯域を制限して、送信ＲＦ帯での雑音抑圧フィルタを不要とするものである。また、パワーアンプを介したループ構成として、送信信号の直線性改善を図るものである。
デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置として携帯電話が世界的に市場を拡大しており、変調方式として様々な方式が提案、実用化されている。特に欧州等を中心に使用されているＧＳＭ方式は、送受信帯域がそれぞれ８８０−９１５ＭＨｚ，９３５−９６０ＭＨｚの９００ＭＨｚ帯（以下ＧＳＭ９００）の他に、帯域拡張版としてＤＣＳ（送受信帯域がそれぞれ１７１０−１７８５ＭＨｚ，１８０５−１８８０ＭＨｚの１．８ＧＨｚ帯：以下ＤＣＳ１８００）や米国のＰＣＳ（送受信帯域がそれぞれ１８５０−１９１０ＭＨｚ，１９３０−１９９０ＭＨｚの１．９ＧＨｚ帯：以下ＰＣＳ１９００）等が規定されている。ＧＳＭ方式に用いられる変調方式は、ＤＣＳ，ＰＣＳ帯域を含め、包絡線一定のＧＭＳＫ変調方式が用いられている。また、ＧＭＳＫ変調方式の他に位相、振幅が変動する８ＰＳＫ変調方式を用いたＥＤＧＥ方式も同一の周波数帯域で運用されようとしている。このように、ＧＳＭ方式は帯域が３バンド（ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００）あり、また、ＥＤＧＥ方式も３バンドでの使用が考えられるが、いずれの方式、帯域においても伝送シンボルレートは、約２７０ｋＨｚ／ｓの一定値となっている。
一方、第３世代方式としてＷＣＤＭＡ方式（送受信帯域がそれぞれ１９２０−１９８０ＭＨｚ，２１１０−２１７０ＭＨｚの２ＧＨｚ帯：以下ＷＣＤＭＡ２０００）も導入が計画されている。ＷＣＤＭＡ方式は、変調方式がＥＤＧＥ方式と同様、位相、振幅が変動する方式（ＱＰＳＫ変調）を用いているが、伝送シンボルレート（ＣＤＭＡ方式では、チップレートという表現が一般的であるが、ここではＧＳＭ／ＥＤＧＥ方式と比較するため、シンボルレートの表現を用いる）が３．８４ＭＨｚ／ｓと非常に高速である。また、送受信を同時に行う周波数分割多重方式を用いている。
このように、様々な変調方式やシンボルレートの送受信規格があり、これらに対応した送受信機が必須となっているが、従来技術においては変調方式やシンボルレートの異なった変調信号を単一の送受信機で送受信するアーキテクチャについては考慮されていない。また、送受信を同時に行うアーキテクチャについても十分考慮されていない。
また、デジタル変調された信号を送信するアーキテクチャの例として、第２の文献であるＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．ＣＯＭ−２９，ＮＯ．７，ＪＵＬＹ １９８１“ＧＭＳＫ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｙ”が、第３の文献であるＩＥＥ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ＶＯＬ．１５，ＮＯ．１０，ＭＡＹ １９７９“Ｐｏｌａｒ−ｌｏｏｐ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ”がある。
第２の文献は包絡線一定のＧＭＳＫ変調方式に適した送信アーキテクチャとして、送信系に位相同期ループを用いた方式である。第３の文献は位相、振幅が変動する変調方式に適した送信アーキテクチャとして位相同期ループと振幅同期ループを用いた方式であり、ポーラループ方式とも言われる。いずれの方式もループフィルタ内のＬＰＦで雑音帯域を制限して、送信ＲＦ帯での雑音抑圧フィルタを不要とするものである。また、パワーアンプを介したループ構成として、送信信号の直線性改善を図るものである。
デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置として携帯電話が世界的に市場を拡大しており、変調方式として様々な方式が提案、実用化されている。特に欧州等を中心に使用されているＧＳＭ方式は、送受信帯域がそれぞれ８８０−９１５ＭＨｚ，９３５−９６０ＭＨｚの９００ＭＨｚ帯（以下ＧＳＭ９００）の他に、帯域拡張版としてＤＣＳ（送受信帯域がそれぞれ１７１０−１７８５ＭＨｚ，１８０５−１８８０ＭＨｚの１．８ＧＨｚ帯：以下ＤＣＳ１８００）や米国のＰＣＳ（送受信帯域がそれぞれ１８５０−１９１０ＭＨｚ，１９３０−１９９０ＭＨｚの１．９ＧＨｚ帯：以下ＰＣＳ１９００）等が規定されている。ＧＳＭ方式に用いられる変調方式は、ＤＣＳ，ＰＣＳ帯域を含め、包絡線一定のＧＭＳＫ変調方式が用いられている。また、ＧＭＳＫ変調方式の他に位相、振幅が変動する８ＰＳＫ変調方式を用いたＥＤＧＥ方式も同一の周波数帯域で運用されようとしている。このように、ＧＳＭ方式は帯域が３バンド（ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００）あり、また、ＥＤＧＥ方式も３バンドでの使用が考えられるが、いずれの方式、帯域においても伝送シンボルレートは、約２７０ｋＨｚ／ｓの一定値となっている。
一方、第３世代方式としてＷＣＤＭＡ方式（送受信帯域がそれぞれ１９２０−１９８０ＭＨｚ，２１１０−２１７０ＭＨｚの２ＧＨｚ帯：以下ＷＣＤＭＡ２０００）も導入が計画されている。ＷＣＤＭＡ方式は、変調方式がＥＤＧＥ方式と同様、位相、振幅が変動する方式（ＱＰＳＫ変調）を用いているが、伝送シンボルレート（ＣＤＭＡ方式では、チップレートという表現が一般的であるが、ここではＧＳＭ／ＥＤＧＥ方式と比較するため、シンボルレートの表現を用いる）が３．８４ＭＨｚ／ｓと非常に高速である。また、送受信を同時に行う周波数分割多重方式を用いている。
このように、様々な変調方式やシンボルレートの送受信規格があり、これらに対応した送受信機が必須となっているが、従来技術においては変調方式やシンボルレートの異なった変調信号を単一の送受信機で送受信するアーキテクチャについては考慮されていない。また、送受信を同時に行うアーキテクチャについても十分考慮されていない。
本発明が解決しようとする課題は、様々な帯域の信号を送受信でき、また、変調方式やシンボルレートの異なった変調信号を単一の送受信機で送受信するアーキテクチャを提供することにある。
上記課題を解決するために、送信系アーキテクチャとしては送信パワーアンプ出力を位相同期ループおよび振幅同期ループにより帰還するポーラループ方式を用いる。送信シンボルレートが異なった変調信号を送信するため、位相同期ループおよび振幅同期ループのループ定数をシンボルレートに応じて切り換える手段を設ける。また、ループ定数を切り換えた場合でもループ特性が安定となるように、ループフィルタの極、ゼロ点も同時に切り換える手段を設ける。さらに、ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００は周波数帯域が近いことから、位相同期ループ内のＶＣＯ（電圧制御発振器）をＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００動作時で共用化し、回路構成の簡略化を図る。
一方、受信系アーキテクチャとしては、受信ＲＦ信号を直接ベースバンド帯に周波数変換するダイレクトコンバージョン方式を用い、受信シンボルレートが異なった変調信号を受信するため、ベースバンド帯フィルタの帯域幅をシンボルレートに応じて切り換える手段を設ける。また、ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００は周波数帯域が近いことから、ＬＮＡ（低雑音増幅器）、ダイレクトコンバージョンミクサをＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００動作時で共用化し、回路構成の簡略化を図る。
上記課題を解決するために、送信系アーキテクチャとしては送信パワーアンプ出力を位相同期ループおよび振幅同期ループにより帰還するポーラループ方式を用いる。送信シンボルレートが異なった変調信号を送信するため、位相同期ループおよび振幅同期ループのループ定数をシンボルレートに応じて切り換える手段を設ける。また、ループ定数を切り換えた場合でもループ特性が安定となるように、ループフィルタの極、ゼロ点も同時に切り換える手段を設ける。さらに、ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００は周波数帯域が近いことから、位相同期ループ内のＶＣＯ（電圧制御発振器）をＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００動作時で共用化し、回路構成の簡略化を図る。
一方、受信系アーキテクチャとしては、受信ＲＦ信号を直接ベースバンド帯に周波数変換するダイレクトコンバージョン方式を用い、受信シンボルレートが異なった変調信号を受信するため、ベースバンド帯フィルタの帯域幅をシンボルレートに応じて切り換える手段を設ける。また、ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００は周波数帯域が近いことから、ＬＮＡ（低雑音増幅器）、ダイレクトコンバージョンミクサをＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００動作時で共用化し、回路構成の簡略化を図る。
図１は本発明の第１の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第２の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図３は本発明の第３の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図４は本発明の実施の形態における位相、振幅同期ループの開ループ利得と極、ゼロ点を説明する特性図である。
図５は本発明の第４の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図６は本発明の第５の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図７は本発明の第６の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第２の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図３は本発明の第３の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図４は本発明の実施の形態における位相、振幅同期ループの開ループ利得と極、ゼロ点を説明する特性図である。
図５は本発明の第４の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図６は本発明の第５の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図７は本発明の第６の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図である。
以下、本発明の実施の形態を図１〜図７を用いて説明する。
本発明の第１の実施の形態を図１を用いて説明する。図１はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系のブロック図を示すもので、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９、直交変調器６、位相ループ構成ブロック４、振幅ループ構成ブロック５、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 電圧制御発振器）３、振幅変調器１６、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２、制御部としてのＣＰＵ７、アンテナ端子１より構成される。ＣＰＵ７からの制御信号１０，１１は、図１に破線で示されるように、それぞれ位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５に供給され、これにより位相ループ構成ブロック４と振幅ループ構成ブロック５とはＣＰＵ７により制御される。
直交変調器６には信号入力端子８，９よりベースバンド信号Ｉ、Ｑが入力される。本発明の送信系は、送信信号の振幅および位相を変える方式であるため、直交変調器６から出力された中間周波数帯の信号９７は位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５に入力される。位相ループ構成ブロック４から出力された位相誤差信号９８はＶＣＯ３に供給され、ＶＣＯ３から出力された位相変調信号９９は振幅変調器１６に供給され、振幅変調器１６から出力された位相変調信号１００はＰＡ２に供給される。ＰＡ２の出力はアンテナ１に供給されるとともに、高周波出力信号１５として位相ループ構成ブロック４に、高周波出力信号１２として振幅ループ構成ブロック５にそれぞれフィードバックされる。振幅ループ構成ブロック５からは振幅誤差信号１３が振幅変調器１６に供給される。位相ループ構成ブロック４は、通常の位相同期ループを構成する例えば位相比較器、ループアンプの他、高周波信号１５のレベル制御や周波数変換を行う手段を含むものである。また、振幅ループ構成ブロック５は、通常の振幅同期ループを構成する例えば振幅比較器、ループアンプの他、高周波信号１２のレベル制御や周波数変換を行う手段を含むものである。
以下、本実施の形態の動作について説明する。信号入力端子８，９より入力されるＩ、Ｑのベースバンド信号は、直交変調器６によって変調され、中間周波数帯の信号９７に変換された後、位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５に入力される。また、位相ループ構成ブロック４には中間周波数帯の信号９７のほかに、ＰＡ２出力の高周波出力信号１５も位相ループ構成ブロック４にフィードバック入力され、レベル制御および周波数変換が行われる。位相ループ構成ブロック４内ではさらに、高周波出力信号１５のレベル制御や周波数変換された信号と中間周波数帯信号９７との位相比較を行い、位相誤差信号９８を出力する。ＶＣＯ３はこの位相誤差信号９８により位相制御されて位相変調信号９９を出力する。ＰＡ２から出力された高周波出力信号１５が位相ループ構成ブロック４にフィードバックされることで、位相ループ構成ブロック４、ＶＣＯ３、振幅変調器１６、ＰＡ２による位相同期ループが構成される。
一方、振幅ループ構成ブロック５には中間周波数帯信号９７およびＰＡ２から出力された高周波出力信号１２がフィードバック入力され、振幅ループ構成ブロック５でレベル制御および周波数変換が行われる。さらに、振幅ループ構成ブロック５は高周波出力信号１２を用いたレベル制御や周波数変換された信号と中間周波数帯信号９７との振幅比較による振幅誤差信号１３の出力が行われる。振幅変調器１６は、この振幅誤差信号１３により位相変調信号９９を振幅変調し、ＰＡ２を介してアンテナ端子１よりデジタル変調された高周波信号を出力する。ここではＰＡ２から出力された高周波出力信号１２が振幅変調器１６にフィードバックされることにより、振幅ループ構成ブロック５、振幅変調器１６、ＰＡ２による振幅同期ループが構成される。
次にＣＰＵ７による位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５の制御について説明する。送信の変調方式として、シンボルレートの異なった複数の方式に対応するため、シンボルレートに応じてＣＰＵ７からの制御信号１０，１１により位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５のループ定数を切り換える。ＣＰＵ７はシンボルレートが高い場合にはループ定数を上げ、シンボルレートが低い場合にはループ定数を下げるよう制御を行う。具体的には、ループ定数の切換えとしては、ループ利得の切換えやループ帯域の切換えが行われる。ループ定数の切換えをするとき、シンボルレートが高くなり、位相ループ構成ブロック４のループ利得やループ帯域が増加する方向に切換える場合は、同様に振幅ループ構成ブロック５のループ利得やループ帯域も増加する方向に切換える。ループ定数の切り換えとしてはこの他に制御信号１０，１１を用いてＶＣＯ３の感度や振幅変調器１６の変調度を切り換えることもできる。例としてシンボルレートの低いＥＤＧＥ方式とシンボルレートの高いＷＣＤＭＡ方式を送信する場合、ＣＰＵ７からの制御信号１０，１１に基づいてＥＤＧＥ方式の場合はループ利得、ループ帯域を低く設定し、ＷＣＤＭＡ方式の場合はループ利得、ループ帯域を高く設定する。例として、ＥＤＧＥ方式の場合はループ帯域として２ＭＨｚ以下、ＷＣＤＭＡの場合は１０ＭＨｚ以下程度の帯域幅となる。
本実施の形態によれば、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系に位相同期ループと振幅同期ループを用い、これら同期ループのループ利得を送信信号のシンボルレートに応じて切り換えることにより、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。
本発明の第２の実施の形態を図２を用いて説明する。図１に示した第１の実施の形態と重複するところは説明を省略する。本実施の形態では、位相同期ループが位相ループ構成ブロック４、ＶＣＯ３、ＰＡ２により構成され、振幅同期ループが振幅ループ構成ブロック５、ＰＡ２により構成される。本実施の形態では、振幅変調器１６は用いられず、振幅同期ループにおいて振幅ループ構成ブロック５が直接ＰＡ２を変調する。そのためＰＡ２にはＶＣＯ３からの位相変調信号９９が供給されるとともに、振幅ループ構成ブロック５からの振幅誤差信号１３が供給され、ＰＡ２はこの振幅誤差信号１３により位相変調信号９９を振幅変調してアンテナ端子１にデジタル変調された高周波信号を出力する。他の構成および機能は第１の実施の形態と同様である。本実施の形態においても、シンボルレートに応じてＣＰＵ７からの制御信号１０，１１により位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５のループ定数を切り換えることにより、シンボルレートの異なった複数の方式に対応している。
本実施の形態によれば、第１の実施の形態同様、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系に位相同期ループと振幅同期ループを用い、これら同期ループのループ利得を送信信号のシンボルレートに応じて切り換えることにより、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。また、振幅変調器としてＰＡ２を用いることで回路構成の簡略化、低消費電力化等にも効果がある。
本発明の第３の実施の形態を図３を用いて説明する。図３はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系のブロック図を示す。本実施の形態では、無線通信装置は送信系として、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９、直交変調器６、位相検波器１７、チャージポンプ１９、２０、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１，２２、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 電圧制御発振器）３、振幅検波器１８、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２、レベルおよび周波数変換ブロック２３，２４、ＣＰＵ７、アンテナ端子１を有している。ＣＰＵ７からは、図３に破線で示されるように、制御信号２８，２９，３１，３４，４３がそれぞれチャージポンプ１９、チャージポンプ２０、ＶＣＯ３、ＬＰＦ２１、ＬＰＦ２２に供給される。信号入力端子８，９からはＩ，Ｑのベースバンド信号が直交変調器６に入力される。直交変調器６から出力された中間周波数帯の信号２７は位相検波器１７および振幅検波器１８に供給される。位相検波器１７の出力はチャージポンプ１９を介してＬＰＦ２１に供給され、ＬＰＦ２１からは位相誤差信号９８がＶＣＯ３に供給され、ＶＣＯ３は位相変調信号１００をＰＡ２に供給する。ＰＡ２の出力はアンテナ１に供給されるとともに、高周波出力信号２５，３２としてそれぞれ周波数変換ブロック２４、周波数変換ブロック２３に供給される。周波数変換ブロック２３の出力は中間周波信号に変換された信号３３として位相検波器１７にフィードバックされ、周波数変換ブロック２４の出力は中間周波信号に変換された信号２６として振幅検波器１８にフィードバックされる。一方、振幅検波器１８の出力はチャージポンプ２０を介してＬＰＦ２２に供給され、ＬＰＦ２２からは振幅誤差信号３０がＰＡ２に供給される。
以下、本実施の形態の動作について説明する。信号入力端子８，９より入力されるＩ，Ｑのベースバンド信号は、直交変調器６によって変調され、中間周波数帯の信号２７に変換された後、位相検波器１７に入力される。また、ＰＡ２出力の高周波出力信号３２もレベルおよび周波数変換ブロック２３で中間周波数信号３３に変換され、位相検波器１７に入力される。位相検波器１７では、フィードバックされた中間周波数信号３３と中間周波信号２７との位相比較を行い、後段のチャージポンプ回路１９で位相誤差に応じた電流を生成させる。この位相誤差電流は、ＬＰＦ２１で電圧変換されるとともに雑音成分を抑圧して位相誤差信号９８としてＶＣＯ３に供給される。ＶＣＯ３はこの位相誤差信号９８により位相制御が行われ、位相変調信号１００を出力する。本構成においては、位相検波器１７、チャージポンプ回路１９、ＬＰＦ２１、ＶＣＯ３、ＰＡ２、レベルおよび周波数変換ブロック２３により位相同期ループを構成している。
一方、中間周波信号２７は、振幅検波器１８にも入力される。また、ＰＡ２出力の高周波出力信号２５もレベルおよび周波数変換ブロック２４で中間周波数信号２６に変換され、振幅検波器１８に入力される。振幅検波器１８では、フィードバックされた中間周波数信号２６と中間周波信号２７との振幅比較を行い、後段のチャージポンプ回路２０で振幅誤差に応じた電流を生成させる。この振幅誤差電流は、ＬＰＦ２２で電圧変換されるとともに雑音成分を抑圧して振幅誤差信号３０としてＰＡ２に供給される。ＰＡ２は振幅誤差信号３０を用いて位相変調信号１００を振幅変調し、その出力をアンテナ端子１に供給する。アンテナ１はＰＡ２の出力を受けてデジタル変調された高周波信号を電波として出力する。ここでは振幅検波器１８、チャージポンプ回路２０、ＬＰＦ２２、ＰＡ２、レベルおよび周波数変換ブロック２４により振幅同期ループを構成している。
次にＣＰＵ７による位相同期ループおよび振幅同期ループの制御について説明する。送信の変調方式として、シンボルレートの異なった複数の方式に対応するため、シンボルレートに応じてＣＰＵ７からの制御信号２８，２９により位相同期ループのチャージポンプ回路１９の位相感度および振幅同期ループのチャージポンプ回路１９の振幅感度を切り換える。送信の変調方式としてシンボルレートが高い場合にはチャージポンプ回路１９の振幅感度を高くし、シンボルレートが低い場合には振幅感度を低く設定する。各チャージポンプ回路の電流、振幅感度を切り換えることにより、位相同期ループと振幅同期ループのループ利得が切り換わり、シンボルレートが高い場合にはループ利得が高くなり、シンボルレートが低い場合にはループ利得が下がる。各チャージポンプ回路の感度切り換えと合わせて、ＣＰＵ７からの制御信号３４，４３によりＬＰＦ２１，２２のゼロ点および極の位置も切り換える。このようにループ利得の切り換えに合わせてループの極、ゼロ点も切り換えることでループの位相余裕を確保できるため、位相同期ループおよび振幅同期ループの動作安定化が可能である。
ここで、本発明の第１〜第６の実施の形態におけるループ利得、ループの極、ゼロ点の切り換えについて図４を用いて説明する。横軸に周波数を、縦軸に例えば位相同期ループの開ループ利得をとった図であり、横軸との交差点はループ利得０のユニテイゲインである。図４においてループ利得カーブ７６はシンボルレートの低い方式で伝送する場合のループ利得であり、ループ帯域ω０（ループ利得がほぼ０となる周波数）（図４の７９）に対してゼロ点ω１（図４の７８）と極ω２（図４の８０）がループ特性が安定となるように配置されている。また、図４においてループ利得カーブ７７はシンボルレートの高い方式で伝送する場合のループ利得であり、ループ利得カーブ７６と比べてループ利得が高くなっており、ループ帯域ω０に対して高いループ帯域ω０’（図４の８２）が得られる。この状態でループのゼロ点、極がω１とω２のままであると、ループ性能が不安定となるため、ω０’に対してゼロ点ω１’（図４の８１）と極ω２’（図４の８３）がループ特性が安定となるように切り換えられる。以上述べたループ利得の切り換えはチャージポンプ回路１９，２０の感度切り換えで行い、ゼロ点や極はＬＰＦ２１，２２のゼロ点、極の切り換えにより行うものである。なお、ループの極、ゼロ点の数や配置は図４に示したものだけではなく、様々なものが考えられる。
また、位相同期ループや振幅同期ループのループ利得切り換えはチャージポンプ回路１９，２０の感度切り換えだけではなく、ＶＣＯ３の感度（図３では制御信号３１により制御）やＰＡ２の変調感度等、ループ内の他の構成要素の切り換えによっても実現できる。ＶＣＯ３の感度を切換える場合は、送信の変調方式としてシンボルレートが高い場合にはＶＣＯ３の感度を高くし、シンボルレートが低い場合にはＶＣＯ３の感度を低く設定する。ＰＡ２の変調感度を切換える場合は、送信の変調方式としてシンボルレートが高い場合にはＰＡ２の変調感度を高くし、シンボルレートが低い場合にはＰＡ２の変調感度を低く設定する。
第３の実施の形態においては、第１、第２の実施の形態同様、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系に位相同期ループと振幅同期ループを用い、これら同期ループのループ利得を送信信号のシンボルレートに応じて切り換えることにより、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。また、ループ利得の切り換えと同時にループの極、ゼロ点の周波数も切り換えることにより、位相同期ループ、振幅同期ループのループ特性安定化が可能である。
本発明の第４の実施の形態を図５を用いて説明する。本図はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系および受信系のブロック図を示すもので、送受信が異なった周波数帯域を用いて同時に行われるシステム（例えばＷＣＤＭＡ方式）を基本としたものである。送信系はＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９からそれぞれＩ信号とＱ信号が入力され、Ｉ信号はミクサ１０８で、Ｑ信号はミクサ１０９でそれぞれを中間周波数にアップコンバートされてフィルタ１１３に供給される。ミクサ１０８、１０９には９０度移相器１１０からの中間周波信号が供給される。９０度移相器１１０には局部発振信号を供給する局部発振器１１１が接続され、局部発信器１１１にはＣＰＵ７に制御されたシンセサイザ１１２が接続される。ミクサ１０８、１０９からの中間周波信号はフィルタ１１３で高調波成分等が除去されて位相検波器１７および振幅検波器１８に供給される。
位相検波器１７に供給された信号はチャージポンプ１９、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１、ＶＣＯ９４を介してＰＡ９３に供給される。一方、振幅検波器１８に供給された信号はチャージポンプ２０、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２２を介してＰＡ９３に供給される。ＬＰＦ２１の出力信号は位相誤差信号９８としてＶＣＯ９４に供給され、ＶＣＯ９４の出力は位相変調信号１００としてＰＡ９３に供給される。一方、ＬＰＦ２２の出力は振幅誤差信号３０としてＰＡ９３に供給される。ＰＡ９３の出力はブロック１１４、１１８およびデュプレクサ４５に供給される。
ブロック１１４はＰＡの出力を分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１５を介してフィルタ１１６に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１１７に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号２６として位相検波器１７にフィードバックされる。ブロック１１８はＰＡの出力を分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１９を介してフィルタ１２０に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１２１に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号３３として振幅検波器１８にフィードバックされる。
図５に破線で示されるように、シンセサイザ１１２、フィルタ１１３、フィルタ１１６、フィルタ１２０にはそれぞれＣＰＵ７からの制御信号１２２，１２４，１２６，１２５が供給される。デュプレクサ４５には送受信用のアンテナ端子１が接続される。
次に受信系の構成と信号の流れを説明する。アンテナ１で受信された信号はデュプレクサ４５で受信帯域と送信帯域に分離され、受信帯域の信号はデュプレクサ４５の出力を増幅するＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）７４に供給される。ＬＮＡ７４の出力はＩ信号とＱ信号に分けられ、Ｉ信号はミクサ１０３を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５２に供給され、ＬＰＦ５０で不要波を除去された後、Ｉ信号出力端子５５から出力される。一方、Ｑ信号はミクサ１０４を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５３に供給され、ＬＰＦ５１で不要波を除去された後、Ｑ信号出力端子５５６から出力される。９０度移相器１０５にはシンセサイザ１０７で周波数制御された発信器１０６からの発振信号が供給される。発信器１０６からの発振信号はミクサ１１５および１１９にも供給される。図５に破線で示されるように、シンセサイザ１０７にはＣＰＵ７からの制御信号１２３が供給される。
以下、本実施の形態の動作について説明する。信号入力端子８，９より入力されるＩ，Ｑのベースバンド信号は、Ｉ信号を中間周波数にアップコンバートするミクサ１０８、Ｑ信号を中間周波数にアップコンバートするミクサ１０９、９０度移相器１１０、局部発振器、シンセサイザ１１２、中間周波信号を通過させ、高調波成分等を除去するフィルタ１１３からなる直交変調器によって変調され、中間周波数帯の信号２７に変換された後、位相検波器１７に入力される。また、ＰＡ９３出力の高周波出力信号もブロック１１４を介して、シンセサイザ１０７で周波数制御される発振器１０６からの発振信号とミクサ１１５で混合され中間周波数信号に変換され、高調波成分等を除去するフィルタ１１６、レベル制御器１１７を介して位相検波器１７に入力される。位相検波器１７では、フィードバックされた中間周波数信号３３と中間周波信号２７との位相比較を行い、後段のチャージポンプ回路１９で位相誤差に応じた電流を生成させる。この位相誤差電流は、ＬＰＦ２１で電圧変換するとともに雑音成分を抑圧して位相誤差信号９８としてＶＣＯ９４を位相制御し、位相変調信号１００を出力するものである。本実施の形態においては、位相検波器１７、チャージポンプ回路１９、ＬＰＦ２１、ＶＣＯ３、ＰＡ９３、ブロック１１４、ミクサ１１５、フィルタ１１６、レベル制御器１１７より位相同期ループを構成している。
一方、中間周波信号２７は、振幅検疲器１８にも入力される。また、ＰＡ９３出力の高周波出力信号もブロック１１８を介して、発振器１０６からの発振信号とミクサ１１９で混合され中間周波数信号に変換され、高調波成分等を除去するフィルタ１２０、レベル制御器１２１を介して振幅検波器１８に入力される。振幅検波器１８では、フィードバックされた中間周波数信号３３と中間周波信号２７との位相比較を行い、後段のチャージポンプ回路２０で振幅誤差に応じた電流を生成させる。この振幅誤差電流は、ＬＰＦ２２で電圧変換するとともに雑音成分を抑圧して振幅誤差信号３０としてＰＡ９３を振幅変調し、高周波信号を出力するものである。本構成においては、振幅検波器１８、チャージポンプ回路２０、ＬＰＦ２２、ＰＡ９３、ブロック１１８、ミクサ１１９、フィルタ１２０、レベル制御器１２１より振幅同期ループを構成している。
次に受信系について説明する。受信系ではアンテナ１で受信された受信信号は、受信帯域と送信帯域を分離するフィルタであるデュプレクサ４５を介してＬＮＡ７４に入力される。ＬＮＡ７４の出力信号はミキサ１０３，１０４に入力される。このミキサ１０３，１０４には高周波信号の他、シンセサイザ１０７で周波数制御される発振器１０６からの発振信号を９０度移相器１０５で２分配した信号も入力される。ミキサ１０３，１０４では高周波信号を直接ベースバンド帯の信号に変換するダイレクトコンバージョンがおこなわれ、Ｉ／Ｑのベースバンド信号が出力される。Ｉ／Ｑのベースバンド信号は、それぞれ増幅器５２，５３で増幅、利得制御され、フィルタ５０，５１で不要波を除去された後、端子５５，５６より出力される。
本実施の形態では、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器１０６、シンセサイザ１０７および送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用している。本実施の形態の制御方式について説明する。今、受信信号周波数をｆ０とし、送信周波数をｆ１とする。受信系がダイレクトコンバージョン方式であることから、発振器１０６からミキサ１０３，１０４に供給される発振信号の発振周波数はｆ０となるようにシンセサイザ１０７はＣＰＵ７からの制御信号１０７で制御される。従って、送信系で用いるミキサ１１５，１１９にも発振周波数ｆ０の信号が入力される。位相同期ループ、振幅同期ループにより、ＶＣＯ９４が送信周波数ｆ１で発振するためには、直交変調器からの中間周波信号２７の周波数をｆ０−ｆ１または、ｆ１−ｆ０に設定すれば良い。従って、発振器１１１からミキサ１０８，１０９に供給される信号の周波数をｆ０−ｆ１または、ｆ１−ｆ０となるようにシンセサイザ１１２はＣＰＵ７からの制御信号１０７で制御する。以上のように制御すると、中間周波信号２７および中間周波数信号３３，２６の周波数はｆ０−ｆ１となる。そこで、この周波数ｆ０−ｆ１にあわせ、フィルタ１１３，１１６，１２０のカットオフ周波数もＣＰＵ７からの制御信号１２４，１２５，１２６で制御する。
本実施の形態においては、受信周波数と送信周波数の差の周波数を送信系の中間周波数となるように送信系の直交変調器のシンセサイザを制御し、また、中間周波数にあわせて送信系の位相同期ループや振幅同期ループの高調波抑圧用のフィルタの帯域幅を制御することで、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器、シンセサイザおよび送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用することができる。
本発明の第５の実施の形態を図６を用いて説明する。図６はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系および受信系のブロック図を示し、４つの周波数帯域への対応を可能とするよう、４つのＶＣＯを有するＶＣＯブロック３００、４つのＰＡを有するＰＡブロック２００、４つのＬＮＡを有するＬＮＡブロック６１を有している。
送信系はＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９からそれぞれＩ信号とＱ信号が入力され、Ｉ信号はミクサ１０８で、Ｑ信号はミクサ１０９でそれぞれを中間周波数にアップコンバートされてフィルタ１１３に供給される。ミクサ１０８、１０９には９０度移相器１１０からの中間周波信号が供給される。９０度移相器１１０には局部発振信号を供給する局部発振器１１１が接続され、局部発信器１１１にはＣＰＵ７に制御されたシンセサイザ１１２が接続される。ミクサ１０８、１０９からの中間周波信号はフィルタ１１３で高調波成分等が除去されて位相検波器１７および振幅検波器１８に供給される。位相検波器１７に供給された信号はチャージポンプ１９を介してＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１に供給される。
ＬＰＦ２１の出力は４つに分けられ、ＶＣＯ４０，４１，４２，９４からなるＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 電圧制御発振器）ブロック３に供給されて、ＶＣＯ４０，４１，４２，９４の出力はそれぞれＰＡ３７，３８，３９，９３からなるＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）ブロック２に供給される。一方、振幅検波器１８に供給された信号はチャージポンプ２０、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２２を介してＰＡブロック２００に供給される。ＬＰＦ２１の出力信号は位相誤差信号９８としてＶＣＯブロック３００に供給され、ＶＣＯブロック３００の出力は位相変調信号１００としてＰＡブロック２００に供給される。一方、ＬＰＦ２２の出力は振幅誤差信号３０としてＰＡブロック２００に供給される。ＰＡブロック２００の出力はブロック１１４、１１８に供給され、ＰＡブロック２００の中でＰＡ９３の出力はブロック１１４、１１８だけでなくデュプレクサ４５にも供給される。
ブロック１１４はＰＡ９３、３７、３８、３９の出力が入力されて、ＰＡ出力を切り換える切り換え器、分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１５を介してフィルタ１１６に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１１７に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号２６として位相検波器１７にフィードバックされる。ブロック１１８はＰＡ９３の出力１０１、ＰＡ３７の出力６５、ＰＡ３８の出力６６、ＰＡ３９の出力６７が入力されて、ＰＡ出力を切り換える切り換え器、分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１９を介してフィルタ１２０に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１２１に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号３３として振幅検波器１８にフィードバックされる。
図５に破線で示されるように、シンセサイザ１１２、フィルタ１１３、フィルタ１１６、フィルタ１２０にはそれぞれＣＰＵ７からの制御信号１２２，１２４，１２６，１２５が供給される。デュプレクサ４５にはアンテナスイッチ４４を介して送受信用のアンテナ端子１が接続される。
次に受信系の構成と信号の流れを説明する。アンテナ１で受信された信号はデュプレクサ４５で受信帯域と送信帯域に分離され、受信帯域の信号はデュプレクサ４５の出力を増幅するＬＮＡブロック６１に供給される。ＬＮＡブロック６１はＬＮＡ４６，４７，４８，９５の４つのＬＮＡからなり、ＬＮＡ４６にはデュプレクサ４５の信号が供給され、ＬＮＡ４７、ＬＮＡ４８、ＬＮＡ９５にはそれぞれアンテナスイッチ４４の出力６８、６９、１２８が供給される。ＬＮＡブロック６１の出力はＩ信号とＱ信号に分けられ、Ｉ信号はミクサ１０３を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５２に供給され、ＬＰＦ５０で不要波を除去された後、Ｉ信号出力端子５５から出力される。一方、Ｑ信号はミクサ１０４を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５３に供給され、ＬＰＦ５１で不要波を除去された後、Ｑ信号出力端子５５６から出力される。９０度移相器１０５にはシンセサイザ１０７で周波数制御された発信器１０６からの発振信号が供給される。発信器１０６からの発振信号はミクサ１１５および１１９にも供給される。図５に破線で示されるように、シンセサイザ１０７およびアンテナスイッチ４４にはそれぞれＣＰＵ７からの制御信号１２３、６２が供給される。
以下、本実施の形態の動作について説明する。なお送信系の動作については、第４の実施の形態と重複するところは説明を省略する。送信系においては、発明の課題で述べた帯域ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００に対応するため、位相同期ループ内のＶＣＯブロック３００に４つのＶＣＯ４０，４１，４２，９４を用いる。また、パワーアンプについても上記４つの帯域に対応するためＰＡブロック２００に４つのＰＡ３７，３８，３９，９３を用いる。例えばＧＳＭ９００送信時にはＣＰＵ７からの制御信号１２７によりＶＣＯ４２とＰＡ３９を選択し、ＤＣＳ１８００送信時にはＶＣＯ４１とＰＡ３８を選択し、ＰＣＳ１９００送信時にはＶＣＯ４０とＰＡ３７を選択し、ＷＣＤＭＡ２０００送信時にはＶＣＯ９４とＰＡ９３を選択する。例として、ＷＣＤＭＡ２０００送信時は、ＰＡ９３とＶＣＯ９４を選択し、ＬＰＦ２１からの位相誤差信号９８によりＶＣＯ９４を位相制御し、ＰＡ９３の高周波出力信号１０１は、デュプレクサ４５、スイッチ４４を介して送信信号としてアンテナ１より出力される。また、ブロック１１４，１１８によりＰＡ９３の高周波出力信号１０１が選択され、ミキサ１１５，１１９に入力される。位相同期ループ、振幅同期ループの動作については図５の実施の形態４と同一である。なお、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００送信時の場合はパワーアンプの出力が直接スイッチ４４につながり、スイッチ４４で帯域が選択された後アンテナ１より送信される。
送信系においては、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００で送信する場合に対し、ＷＣＤＭＡ２０００を送信する場合はチャージポンプ１９，２０によりループ利得を高く設定し、同時にＬＰＦ２１，２２により極、ゼロ点の周波数も移動させる制御を行う。送信系においては、第３図に示した第３の実施の形態の効果と同様の効果が得られる他、送信帯域に応じてＶＣＯおよびＰＡを切り換えることで、送信帯域での最適な回路を使用でき、送信性能向上、低消費電力化に効果がある。
次に受信系について説明する。受信系でも送信系と同様、帯域ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００に対応するためＬＮＡブロック６１に４つのＬＮＡ４６，４７，４８，９５を用いる。例えばＧＳＭ９００受信時にはＣＰＵ７からの制御信号によりＬＮＡ９５を選択し、ＤＣＳ１８００受信時にはＬＮＡ４８を選択し、ＰＣＳ１９００受信時にはＬＮＡ４７を選択し、ＷＣＤＭＡ２０００受信時にはＬＮＡ４６を選択する。このように、受信帯域に応じてＬＮＡを切り換えることにより受信帯域での最適な回路を使用でき、受信性能向上、低消費電力化に効果がある。
本実施の形態では、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器１０６、シンセサイザ１０７および送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用している。本実施の形態の制御方式について説明する。ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、で伝送される信号は送受信を時分割で行う方式であるため、発振器１０６およびシンセサイザ１０７は送受信時に発振周波数を切り換えて使用することが可能である。従って、送信系の中間周波信号２７の周波数は送信帯域、送信信号周波数によらず一定でｆｇとすることができる。一方、ＷＣＤＭＡ方式は送受信が同時に行われる周波数分割多重方式であるため、発振器１０６およびシンセサイザ１０７は送受信で同じ発振周波数を用いる。例えば、受信信号周波数と送信信号周波数の間に常に一定の周波数関係がある場合は、送信系の中間周波信号周波数を受信信号周波数−送信信号周波数＝ｆｗと設定することができる。
このような送受信システムの場合は、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、とＷＣＤＭＡ２０００切り換え時は、送信系の中間周波信号周波数に応じてフィルタ１１３，１１６，１２０の帯域幅とシンセサイザ１１２により制御される発振器１１１の発振周波数を制御信号１２４，１２５，１２６，１２２により切り換えて使用する。逆にＷＣＤＭＡ受信時に受信信号周波数と送信信号周波数の間に常に一定の周波数関係がない場合は図５の第４の実施の形態で述べたように受信信号周波数あるいは送信信号周波数に応じて、フィルタ１１３，１１６，１２０の帯域幅とシンセサイザ１１２により制御される発振器１１１の発振周波数を制御信号１２４，１２５，１２６，１２２により切り換えて使用する。
本実施の形態においては、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、とＷＣＤＭＡ２０００切り換え時は、送信系の中間周波信号周波数に応じて送信系の高調波除去用のフィルタの帯域幅と直交変調器で用いる発振器の発振周波数をＣＰＵからの制御信号により切り換えて使用することで、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。また、ＷＣＤＭＡ２０００受信時には受信周波数と送信周波数の差の周波数を送信系の中間周波数となるように送信系の直交変調器のシンセサイザを制御し、また、中間周波数にあわせて送信系の位相同期ループや振幅同期ループの高調波抑圧用のフィルタの帯域幅を制御することで、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器、シンセサイザおよび送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用することができる。
本発明の第６の実施の形態を図７を用いて説明する。本図はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系および受信系のブロック図を示すものである。本実施の形態は、図６の第５の実施の形態において、ＶＣＯブロック３００、ＰＡブロック２００、ＬＮＡブロック６１において、それぞれ含まれるＶＣＯ、ＰＡ、ＬＮＡの数を２個としたものである。具体的には、ＶＣＯブロック３００はＶＣＯ９４とＶＣＯ４２を有し、ＰＡブロック２００はＰＡ９３とＰＡ３９を有し、ＬＮＡブロック６１はＬＮＡ４６とＬＮＡ９５を有する。他の部分は第５の実施の形態と同一である。そのため第５の実施の形態と重複する部分は説明を省略する。なお、ＶＣＯブロック３００、ＰＡブロック２００、ＬＮＡブロック６１がそれぞれ集積回路化されていてそれぞれ４つのＶＣＯ，ＰＡ、ＬＮＡを含む場合は、それぞれについて４個のうちの２個だけを用いるようにしてもよい。
本実施の形態では、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ２０００の帯域が比較的近いことから、送信系においてはＶＣＯ７３とＰＡ７２をＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００で共通に使用し、受信系においてはＬＮＡ４６をＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００で共通に使用するものである。本実施の形態においては、送信系のＶＣＯ、ＰＡと受信系のＬＮＡを３つの帯域で共通使用する実施の形態としているが、ＶＣＯだけ、あるいはＰＡだけ、あるいはＬＮＡだけを３つの帯域で共通使用することも可能である。また、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００の３つの帯域のうちのどれか２つの帯域において送信系のＶＣＯ、ＰＡ、受信系のＬＮＡのいずれかを共通使用することも可能である。
本実施の形態によれば、送信系のＶＣＯ、ＰＡ、受信系のＬＮＡを比較的周波数帯域が近いＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００で共通に使用することで、回路構成の簡略化が可能であり、ＩＣ化する場合にはＩＣのチップ面積低減に効果がある。
また、ループ定数を切り換えた場合にループフィルタの極、ゼロ点も同時に切り換えることによりループ特性が安定となる効果がある。さらに、ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００は周波数帯域が近いことから、送信系のＶＣＯ（電圧制御発振器）、ＰＡ（パワーアンプ）および受信系のＬＮＡ（低雑音増幅器）、ダイレクトコンバージョンミクサをＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００動作時で共用化することで回路構成の簡略化およびＩＣ化した場合のチップ面積の低減に効果がある。
本発明の第１の実施の形態を図１を用いて説明する。図１はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系のブロック図を示すもので、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９、直交変調器６、位相ループ構成ブロック４、振幅ループ構成ブロック５、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 電圧制御発振器）３、振幅変調器１６、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２、制御部としてのＣＰＵ７、アンテナ端子１より構成される。ＣＰＵ７からの制御信号１０，１１は、図１に破線で示されるように、それぞれ位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５に供給され、これにより位相ループ構成ブロック４と振幅ループ構成ブロック５とはＣＰＵ７により制御される。
直交変調器６には信号入力端子８，９よりベースバンド信号Ｉ、Ｑが入力される。本発明の送信系は、送信信号の振幅および位相を変える方式であるため、直交変調器６から出力された中間周波数帯の信号９７は位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５に入力される。位相ループ構成ブロック４から出力された位相誤差信号９８はＶＣＯ３に供給され、ＶＣＯ３から出力された位相変調信号９９は振幅変調器１６に供給され、振幅変調器１６から出力された位相変調信号１００はＰＡ２に供給される。ＰＡ２の出力はアンテナ１に供給されるとともに、高周波出力信号１５として位相ループ構成ブロック４に、高周波出力信号１２として振幅ループ構成ブロック５にそれぞれフィードバックされる。振幅ループ構成ブロック５からは振幅誤差信号１３が振幅変調器１６に供給される。位相ループ構成ブロック４は、通常の位相同期ループを構成する例えば位相比較器、ループアンプの他、高周波信号１５のレベル制御や周波数変換を行う手段を含むものである。また、振幅ループ構成ブロック５は、通常の振幅同期ループを構成する例えば振幅比較器、ループアンプの他、高周波信号１２のレベル制御や周波数変換を行う手段を含むものである。
以下、本実施の形態の動作について説明する。信号入力端子８，９より入力されるＩ、Ｑのベースバンド信号は、直交変調器６によって変調され、中間周波数帯の信号９７に変換された後、位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５に入力される。また、位相ループ構成ブロック４には中間周波数帯の信号９７のほかに、ＰＡ２出力の高周波出力信号１５も位相ループ構成ブロック４にフィードバック入力され、レベル制御および周波数変換が行われる。位相ループ構成ブロック４内ではさらに、高周波出力信号１５のレベル制御や周波数変換された信号と中間周波数帯信号９７との位相比較を行い、位相誤差信号９８を出力する。ＶＣＯ３はこの位相誤差信号９８により位相制御されて位相変調信号９９を出力する。ＰＡ２から出力された高周波出力信号１５が位相ループ構成ブロック４にフィードバックされることで、位相ループ構成ブロック４、ＶＣＯ３、振幅変調器１６、ＰＡ２による位相同期ループが構成される。
一方、振幅ループ構成ブロック５には中間周波数帯信号９７およびＰＡ２から出力された高周波出力信号１２がフィードバック入力され、振幅ループ構成ブロック５でレベル制御および周波数変換が行われる。さらに、振幅ループ構成ブロック５は高周波出力信号１２を用いたレベル制御や周波数変換された信号と中間周波数帯信号９７との振幅比較による振幅誤差信号１３の出力が行われる。振幅変調器１６は、この振幅誤差信号１３により位相変調信号９９を振幅変調し、ＰＡ２を介してアンテナ端子１よりデジタル変調された高周波信号を出力する。ここではＰＡ２から出力された高周波出力信号１２が振幅変調器１６にフィードバックされることにより、振幅ループ構成ブロック５、振幅変調器１６、ＰＡ２による振幅同期ループが構成される。
次にＣＰＵ７による位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５の制御について説明する。送信の変調方式として、シンボルレートの異なった複数の方式に対応するため、シンボルレートに応じてＣＰＵ７からの制御信号１０，１１により位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５のループ定数を切り換える。ＣＰＵ７はシンボルレートが高い場合にはループ定数を上げ、シンボルレートが低い場合にはループ定数を下げるよう制御を行う。具体的には、ループ定数の切換えとしては、ループ利得の切換えやループ帯域の切換えが行われる。ループ定数の切換えをするとき、シンボルレートが高くなり、位相ループ構成ブロック４のループ利得やループ帯域が増加する方向に切換える場合は、同様に振幅ループ構成ブロック５のループ利得やループ帯域も増加する方向に切換える。ループ定数の切り換えとしてはこの他に制御信号１０，１１を用いてＶＣＯ３の感度や振幅変調器１６の変調度を切り換えることもできる。例としてシンボルレートの低いＥＤＧＥ方式とシンボルレートの高いＷＣＤＭＡ方式を送信する場合、ＣＰＵ７からの制御信号１０，１１に基づいてＥＤＧＥ方式の場合はループ利得、ループ帯域を低く設定し、ＷＣＤＭＡ方式の場合はループ利得、ループ帯域を高く設定する。例として、ＥＤＧＥ方式の場合はループ帯域として２ＭＨｚ以下、ＷＣＤＭＡの場合は１０ＭＨｚ以下程度の帯域幅となる。
本実施の形態によれば、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系に位相同期ループと振幅同期ループを用い、これら同期ループのループ利得を送信信号のシンボルレートに応じて切り換えることにより、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。
本発明の第２の実施の形態を図２を用いて説明する。図１に示した第１の実施の形態と重複するところは説明を省略する。本実施の形態では、位相同期ループが位相ループ構成ブロック４、ＶＣＯ３、ＰＡ２により構成され、振幅同期ループが振幅ループ構成ブロック５、ＰＡ２により構成される。本実施の形態では、振幅変調器１６は用いられず、振幅同期ループにおいて振幅ループ構成ブロック５が直接ＰＡ２を変調する。そのためＰＡ２にはＶＣＯ３からの位相変調信号９９が供給されるとともに、振幅ループ構成ブロック５からの振幅誤差信号１３が供給され、ＰＡ２はこの振幅誤差信号１３により位相変調信号９９を振幅変調してアンテナ端子１にデジタル変調された高周波信号を出力する。他の構成および機能は第１の実施の形態と同様である。本実施の形態においても、シンボルレートに応じてＣＰＵ７からの制御信号１０，１１により位相ループ構成ブロック４および振幅ループ構成ブロック５のループ定数を切り換えることにより、シンボルレートの異なった複数の方式に対応している。
本実施の形態によれば、第１の実施の形態同様、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系に位相同期ループと振幅同期ループを用い、これら同期ループのループ利得を送信信号のシンボルレートに応じて切り換えることにより、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。また、振幅変調器としてＰＡ２を用いることで回路構成の簡略化、低消費電力化等にも効果がある。
本発明の第３の実施の形態を図３を用いて説明する。図３はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系のブロック図を示す。本実施の形態では、無線通信装置は送信系として、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９、直交変調器６、位相検波器１７、チャージポンプ１９、２０、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１，２２、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 電圧制御発振器）３、振幅検波器１８、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２、レベルおよび周波数変換ブロック２３，２４、ＣＰＵ７、アンテナ端子１を有している。ＣＰＵ７からは、図３に破線で示されるように、制御信号２８，２９，３１，３４，４３がそれぞれチャージポンプ１９、チャージポンプ２０、ＶＣＯ３、ＬＰＦ２１、ＬＰＦ２２に供給される。信号入力端子８，９からはＩ，Ｑのベースバンド信号が直交変調器６に入力される。直交変調器６から出力された中間周波数帯の信号２７は位相検波器１７および振幅検波器１８に供給される。位相検波器１７の出力はチャージポンプ１９を介してＬＰＦ２１に供給され、ＬＰＦ２１からは位相誤差信号９８がＶＣＯ３に供給され、ＶＣＯ３は位相変調信号１００をＰＡ２に供給する。ＰＡ２の出力はアンテナ１に供給されるとともに、高周波出力信号２５，３２としてそれぞれ周波数変換ブロック２４、周波数変換ブロック２３に供給される。周波数変換ブロック２３の出力は中間周波信号に変換された信号３３として位相検波器１７にフィードバックされ、周波数変換ブロック２４の出力は中間周波信号に変換された信号２６として振幅検波器１８にフィードバックされる。一方、振幅検波器１８の出力はチャージポンプ２０を介してＬＰＦ２２に供給され、ＬＰＦ２２からは振幅誤差信号３０がＰＡ２に供給される。
以下、本実施の形態の動作について説明する。信号入力端子８，９より入力されるＩ，Ｑのベースバンド信号は、直交変調器６によって変調され、中間周波数帯の信号２７に変換された後、位相検波器１７に入力される。また、ＰＡ２出力の高周波出力信号３２もレベルおよび周波数変換ブロック２３で中間周波数信号３３に変換され、位相検波器１７に入力される。位相検波器１７では、フィードバックされた中間周波数信号３３と中間周波信号２７との位相比較を行い、後段のチャージポンプ回路１９で位相誤差に応じた電流を生成させる。この位相誤差電流は、ＬＰＦ２１で電圧変換されるとともに雑音成分を抑圧して位相誤差信号９８としてＶＣＯ３に供給される。ＶＣＯ３はこの位相誤差信号９８により位相制御が行われ、位相変調信号１００を出力する。本構成においては、位相検波器１７、チャージポンプ回路１９、ＬＰＦ２１、ＶＣＯ３、ＰＡ２、レベルおよび周波数変換ブロック２３により位相同期ループを構成している。
一方、中間周波信号２７は、振幅検波器１８にも入力される。また、ＰＡ２出力の高周波出力信号２５もレベルおよび周波数変換ブロック２４で中間周波数信号２６に変換され、振幅検波器１８に入力される。振幅検波器１８では、フィードバックされた中間周波数信号２６と中間周波信号２７との振幅比較を行い、後段のチャージポンプ回路２０で振幅誤差に応じた電流を生成させる。この振幅誤差電流は、ＬＰＦ２２で電圧変換されるとともに雑音成分を抑圧して振幅誤差信号３０としてＰＡ２に供給される。ＰＡ２は振幅誤差信号３０を用いて位相変調信号１００を振幅変調し、その出力をアンテナ端子１に供給する。アンテナ１はＰＡ２の出力を受けてデジタル変調された高周波信号を電波として出力する。ここでは振幅検波器１８、チャージポンプ回路２０、ＬＰＦ２２、ＰＡ２、レベルおよび周波数変換ブロック２４により振幅同期ループを構成している。
次にＣＰＵ７による位相同期ループおよび振幅同期ループの制御について説明する。送信の変調方式として、シンボルレートの異なった複数の方式に対応するため、シンボルレートに応じてＣＰＵ７からの制御信号２８，２９により位相同期ループのチャージポンプ回路１９の位相感度および振幅同期ループのチャージポンプ回路１９の振幅感度を切り換える。送信の変調方式としてシンボルレートが高い場合にはチャージポンプ回路１９の振幅感度を高くし、シンボルレートが低い場合には振幅感度を低く設定する。各チャージポンプ回路の電流、振幅感度を切り換えることにより、位相同期ループと振幅同期ループのループ利得が切り換わり、シンボルレートが高い場合にはループ利得が高くなり、シンボルレートが低い場合にはループ利得が下がる。各チャージポンプ回路の感度切り換えと合わせて、ＣＰＵ７からの制御信号３４，４３によりＬＰＦ２１，２２のゼロ点および極の位置も切り換える。このようにループ利得の切り換えに合わせてループの極、ゼロ点も切り換えることでループの位相余裕を確保できるため、位相同期ループおよび振幅同期ループの動作安定化が可能である。
ここで、本発明の第１〜第６の実施の形態におけるループ利得、ループの極、ゼロ点の切り換えについて図４を用いて説明する。横軸に周波数を、縦軸に例えば位相同期ループの開ループ利得をとった図であり、横軸との交差点はループ利得０のユニテイゲインである。図４においてループ利得カーブ７６はシンボルレートの低い方式で伝送する場合のループ利得であり、ループ帯域ω０（ループ利得がほぼ０となる周波数）（図４の７９）に対してゼロ点ω１（図４の７８）と極ω２（図４の８０）がループ特性が安定となるように配置されている。また、図４においてループ利得カーブ７７はシンボルレートの高い方式で伝送する場合のループ利得であり、ループ利得カーブ７６と比べてループ利得が高くなっており、ループ帯域ω０に対して高いループ帯域ω０’（図４の８２）が得られる。この状態でループのゼロ点、極がω１とω２のままであると、ループ性能が不安定となるため、ω０’に対してゼロ点ω１’（図４の８１）と極ω２’（図４の８３）がループ特性が安定となるように切り換えられる。以上述べたループ利得の切り換えはチャージポンプ回路１９，２０の感度切り換えで行い、ゼロ点や極はＬＰＦ２１，２２のゼロ点、極の切り換えにより行うものである。なお、ループの極、ゼロ点の数や配置は図４に示したものだけではなく、様々なものが考えられる。
また、位相同期ループや振幅同期ループのループ利得切り換えはチャージポンプ回路１９，２０の感度切り換えだけではなく、ＶＣＯ３の感度（図３では制御信号３１により制御）やＰＡ２の変調感度等、ループ内の他の構成要素の切り換えによっても実現できる。ＶＣＯ３の感度を切換える場合は、送信の変調方式としてシンボルレートが高い場合にはＶＣＯ３の感度を高くし、シンボルレートが低い場合にはＶＣＯ３の感度を低く設定する。ＰＡ２の変調感度を切換える場合は、送信の変調方式としてシンボルレートが高い場合にはＰＡ２の変調感度を高くし、シンボルレートが低い場合にはＰＡ２の変調感度を低く設定する。
第３の実施の形態においては、第１、第２の実施の形態同様、デジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系に位相同期ループと振幅同期ループを用い、これら同期ループのループ利得を送信信号のシンボルレートに応じて切り換えることにより、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。また、ループ利得の切り換えと同時にループの極、ゼロ点の周波数も切り換えることにより、位相同期ループ、振幅同期ループのループ特性安定化が可能である。
本発明の第４の実施の形態を図５を用いて説明する。本図はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系および受信系のブロック図を示すもので、送受信が異なった周波数帯域を用いて同時に行われるシステム（例えばＷＣＤＭＡ方式）を基本としたものである。送信系はＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９からそれぞれＩ信号とＱ信号が入力され、Ｉ信号はミクサ１０８で、Ｑ信号はミクサ１０９でそれぞれを中間周波数にアップコンバートされてフィルタ１１３に供給される。ミクサ１０８、１０９には９０度移相器１１０からの中間周波信号が供給される。９０度移相器１１０には局部発振信号を供給する局部発振器１１１が接続され、局部発信器１１１にはＣＰＵ７に制御されたシンセサイザ１１２が接続される。ミクサ１０８、１０９からの中間周波信号はフィルタ１１３で高調波成分等が除去されて位相検波器１７および振幅検波器１８に供給される。
位相検波器１７に供給された信号はチャージポンプ１９、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１、ＶＣＯ９４を介してＰＡ９３に供給される。一方、振幅検波器１８に供給された信号はチャージポンプ２０、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２２を介してＰＡ９３に供給される。ＬＰＦ２１の出力信号は位相誤差信号９８としてＶＣＯ９４に供給され、ＶＣＯ９４の出力は位相変調信号１００としてＰＡ９３に供給される。一方、ＬＰＦ２２の出力は振幅誤差信号３０としてＰＡ９３に供給される。ＰＡ９３の出力はブロック１１４、１１８およびデュプレクサ４５に供給される。
ブロック１１４はＰＡの出力を分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１５を介してフィルタ１１６に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１１７に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号２６として位相検波器１７にフィードバックされる。ブロック１１８はＰＡの出力を分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１９を介してフィルタ１２０に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１２１に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号３３として振幅検波器１８にフィードバックされる。
図５に破線で示されるように、シンセサイザ１１２、フィルタ１１３、フィルタ１１６、フィルタ１２０にはそれぞれＣＰＵ７からの制御信号１２２，１２４，１２６，１２５が供給される。デュプレクサ４５には送受信用のアンテナ端子１が接続される。
次に受信系の構成と信号の流れを説明する。アンテナ１で受信された信号はデュプレクサ４５で受信帯域と送信帯域に分離され、受信帯域の信号はデュプレクサ４５の出力を増幅するＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）７４に供給される。ＬＮＡ７４の出力はＩ信号とＱ信号に分けられ、Ｉ信号はミクサ１０３を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５２に供給され、ＬＰＦ５０で不要波を除去された後、Ｉ信号出力端子５５から出力される。一方、Ｑ信号はミクサ１０４を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５３に供給され、ＬＰＦ５１で不要波を除去された後、Ｑ信号出力端子５５６から出力される。９０度移相器１０５にはシンセサイザ１０７で周波数制御された発信器１０６からの発振信号が供給される。発信器１０６からの発振信号はミクサ１１５および１１９にも供給される。図５に破線で示されるように、シンセサイザ１０７にはＣＰＵ７からの制御信号１２３が供給される。
以下、本実施の形態の動作について説明する。信号入力端子８，９より入力されるＩ，Ｑのベースバンド信号は、Ｉ信号を中間周波数にアップコンバートするミクサ１０８、Ｑ信号を中間周波数にアップコンバートするミクサ１０９、９０度移相器１１０、局部発振器、シンセサイザ１１２、中間周波信号を通過させ、高調波成分等を除去するフィルタ１１３からなる直交変調器によって変調され、中間周波数帯の信号２７に変換された後、位相検波器１７に入力される。また、ＰＡ９３出力の高周波出力信号もブロック１１４を介して、シンセサイザ１０７で周波数制御される発振器１０６からの発振信号とミクサ１１５で混合され中間周波数信号に変換され、高調波成分等を除去するフィルタ１１６、レベル制御器１１７を介して位相検波器１７に入力される。位相検波器１７では、フィードバックされた中間周波数信号３３と中間周波信号２７との位相比較を行い、後段のチャージポンプ回路１９で位相誤差に応じた電流を生成させる。この位相誤差電流は、ＬＰＦ２１で電圧変換するとともに雑音成分を抑圧して位相誤差信号９８としてＶＣＯ９４を位相制御し、位相変調信号１００を出力するものである。本実施の形態においては、位相検波器１７、チャージポンプ回路１９、ＬＰＦ２１、ＶＣＯ３、ＰＡ９３、ブロック１１４、ミクサ１１５、フィルタ１１６、レベル制御器１１７より位相同期ループを構成している。
一方、中間周波信号２７は、振幅検疲器１８にも入力される。また、ＰＡ９３出力の高周波出力信号もブロック１１８を介して、発振器１０６からの発振信号とミクサ１１９で混合され中間周波数信号に変換され、高調波成分等を除去するフィルタ１２０、レベル制御器１２１を介して振幅検波器１８に入力される。振幅検波器１８では、フィードバックされた中間周波数信号３３と中間周波信号２７との位相比較を行い、後段のチャージポンプ回路２０で振幅誤差に応じた電流を生成させる。この振幅誤差電流は、ＬＰＦ２２で電圧変換するとともに雑音成分を抑圧して振幅誤差信号３０としてＰＡ９３を振幅変調し、高周波信号を出力するものである。本構成においては、振幅検波器１８、チャージポンプ回路２０、ＬＰＦ２２、ＰＡ９３、ブロック１１８、ミクサ１１９、フィルタ１２０、レベル制御器１２１より振幅同期ループを構成している。
次に受信系について説明する。受信系ではアンテナ１で受信された受信信号は、受信帯域と送信帯域を分離するフィルタであるデュプレクサ４５を介してＬＮＡ７４に入力される。ＬＮＡ７４の出力信号はミキサ１０３，１０４に入力される。このミキサ１０３，１０４には高周波信号の他、シンセサイザ１０７で周波数制御される発振器１０６からの発振信号を９０度移相器１０５で２分配した信号も入力される。ミキサ１０３，１０４では高周波信号を直接ベースバンド帯の信号に変換するダイレクトコンバージョンがおこなわれ、Ｉ／Ｑのベースバンド信号が出力される。Ｉ／Ｑのベースバンド信号は、それぞれ増幅器５２，５３で増幅、利得制御され、フィルタ５０，５１で不要波を除去された後、端子５５，５６より出力される。
本実施の形態では、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器１０６、シンセサイザ１０７および送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用している。本実施の形態の制御方式について説明する。今、受信信号周波数をｆ０とし、送信周波数をｆ１とする。受信系がダイレクトコンバージョン方式であることから、発振器１０６からミキサ１０３，１０４に供給される発振信号の発振周波数はｆ０となるようにシンセサイザ１０７はＣＰＵ７からの制御信号１０７で制御される。従って、送信系で用いるミキサ１１５，１１９にも発振周波数ｆ０の信号が入力される。位相同期ループ、振幅同期ループにより、ＶＣＯ９４が送信周波数ｆ１で発振するためには、直交変調器からの中間周波信号２７の周波数をｆ０−ｆ１または、ｆ１−ｆ０に設定すれば良い。従って、発振器１１１からミキサ１０８，１０９に供給される信号の周波数をｆ０−ｆ１または、ｆ１−ｆ０となるようにシンセサイザ１１２はＣＰＵ７からの制御信号１０７で制御する。以上のように制御すると、中間周波信号２７および中間周波数信号３３，２６の周波数はｆ０−ｆ１となる。そこで、この周波数ｆ０−ｆ１にあわせ、フィルタ１１３，１１６，１２０のカットオフ周波数もＣＰＵ７からの制御信号１２４，１２５，１２６で制御する。
本実施の形態においては、受信周波数と送信周波数の差の周波数を送信系の中間周波数となるように送信系の直交変調器のシンセサイザを制御し、また、中間周波数にあわせて送信系の位相同期ループや振幅同期ループの高調波抑圧用のフィルタの帯域幅を制御することで、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器、シンセサイザおよび送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用することができる。
本発明の第５の実施の形態を図６を用いて説明する。図６はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系および受信系のブロック図を示し、４つの周波数帯域への対応を可能とするよう、４つのＶＣＯを有するＶＣＯブロック３００、４つのＰＡを有するＰＡブロック２００、４つのＬＮＡを有するＬＮＡブロック６１を有している。
送信系はＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）／Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）信号入力端子８，９からそれぞれＩ信号とＱ信号が入力され、Ｉ信号はミクサ１０８で、Ｑ信号はミクサ１０９でそれぞれを中間周波数にアップコンバートされてフィルタ１１３に供給される。ミクサ１０８、１０９には９０度移相器１１０からの中間周波信号が供給される。９０度移相器１１０には局部発振信号を供給する局部発振器１１１が接続され、局部発信器１１１にはＣＰＵ７に制御されたシンセサイザ１１２が接続される。ミクサ１０８、１０９からの中間周波信号はフィルタ１１３で高調波成分等が除去されて位相検波器１７および振幅検波器１８に供給される。位相検波器１７に供給された信号はチャージポンプ１９を介してＬＰＦ（低域通過フィルタ）２１に供給される。
ＬＰＦ２１の出力は４つに分けられ、ＶＣＯ４０，４１，４２，９４からなるＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 電圧制御発振器）ブロック３に供給されて、ＶＣＯ４０，４１，４２，９４の出力はそれぞれＰＡ３７，３８，３９，９３からなるＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）ブロック２に供給される。一方、振幅検波器１８に供給された信号はチャージポンプ２０、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）２２を介してＰＡブロック２００に供給される。ＬＰＦ２１の出力信号は位相誤差信号９８としてＶＣＯブロック３００に供給され、ＶＣＯブロック３００の出力は位相変調信号１００としてＰＡブロック２００に供給される。一方、ＬＰＦ２２の出力は振幅誤差信号３０としてＰＡブロック２００に供給される。ＰＡブロック２００の出力はブロック１１４、１１８に供給され、ＰＡブロック２００の中でＰＡ９３の出力はブロック１１４、１１８だけでなくデュプレクサ４５にも供給される。
ブロック１１４はＰＡ９３、３７、３８、３９の出力が入力されて、ＰＡ出力を切り換える切り換え器、分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１５を介してフィルタ１１６に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１１７に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号２６として位相検波器１７にフィードバックされる。ブロック１１８はＰＡ９３の出力１０１、ＰＡ３７の出力６５、ＰＡ３８の出力６６、ＰＡ３９の出力６７が入力されて、ＰＡ出力を切り換える切り換え器、分配するカップラ、減衰器、増幅器等を含み、ＰＡ出力信号は中間周波数信号に変換するミクサ１１９を介してフィルタ１２０に供給されて、ここで高調波成分等が除去されて中間周波数信号が出力される。この中間周波数信号はレベル制御器１２１に供給されて中間周波数信号のレベル等が制御され中間周波数信号３３として振幅検波器１８にフィードバックされる。
図５に破線で示されるように、シンセサイザ１１２、フィルタ１１３、フィルタ１１６、フィルタ１２０にはそれぞれＣＰＵ７からの制御信号１２２，１２４，１２６，１２５が供給される。デュプレクサ４５にはアンテナスイッチ４４を介して送受信用のアンテナ端子１が接続される。
次に受信系の構成と信号の流れを説明する。アンテナ１で受信された信号はデュプレクサ４５で受信帯域と送信帯域に分離され、受信帯域の信号はデュプレクサ４５の出力を増幅するＬＮＡブロック６１に供給される。ＬＮＡブロック６１はＬＮＡ４６，４７，４８，９５の４つのＬＮＡからなり、ＬＮＡ４６にはデュプレクサ４５の信号が供給され、ＬＮＡ４７、ＬＮＡ４８、ＬＮＡ９５にはそれぞれアンテナスイッチ４４の出力６８、６９、１２８が供給される。ＬＮＡブロック６１の出力はＩ信号とＱ信号に分けられ、Ｉ信号はミクサ１０３を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５２に供給され、ＬＰＦ５０で不要波を除去された後、Ｉ信号出力端子５５から出力される。一方、Ｑ信号はミクサ１０４を介してベースバンド信号を増幅する増幅器５３に供給され、ＬＰＦ５１で不要波を除去された後、Ｑ信号出力端子５５６から出力される。９０度移相器１０５にはシンセサイザ１０７で周波数制御された発信器１０６からの発振信号が供給される。発信器１０６からの発振信号はミクサ１１５および１１９にも供給される。図５に破線で示されるように、シンセサイザ１０７およびアンテナスイッチ４４にはそれぞれＣＰＵ７からの制御信号１２３、６２が供給される。
以下、本実施の形態の動作について説明する。なお送信系の動作については、第４の実施の形態と重複するところは説明を省略する。送信系においては、発明の課題で述べた帯域ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００に対応するため、位相同期ループ内のＶＣＯブロック３００に４つのＶＣＯ４０，４１，４２，９４を用いる。また、パワーアンプについても上記４つの帯域に対応するためＰＡブロック２００に４つのＰＡ３７，３８，３９，９３を用いる。例えばＧＳＭ９００送信時にはＣＰＵ７からの制御信号１２７によりＶＣＯ４２とＰＡ３９を選択し、ＤＣＳ１８００送信時にはＶＣＯ４１とＰＡ３８を選択し、ＰＣＳ１９００送信時にはＶＣＯ４０とＰＡ３７を選択し、ＷＣＤＭＡ２０００送信時にはＶＣＯ９４とＰＡ９３を選択する。例として、ＷＣＤＭＡ２０００送信時は、ＰＡ９３とＶＣＯ９４を選択し、ＬＰＦ２１からの位相誤差信号９８によりＶＣＯ９４を位相制御し、ＰＡ９３の高周波出力信号１０１は、デュプレクサ４５、スイッチ４４を介して送信信号としてアンテナ１より出力される。また、ブロック１１４，１１８によりＰＡ９３の高周波出力信号１０１が選択され、ミキサ１１５，１１９に入力される。位相同期ループ、振幅同期ループの動作については図５の実施の形態４と同一である。なお、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００送信時の場合はパワーアンプの出力が直接スイッチ４４につながり、スイッチ４４で帯域が選択された後アンテナ１より送信される。
送信系においては、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００で送信する場合に対し、ＷＣＤＭＡ２０００を送信する場合はチャージポンプ１９，２０によりループ利得を高く設定し、同時にＬＰＦ２１，２２により極、ゼロ点の周波数も移動させる制御を行う。送信系においては、第３図に示した第３の実施の形態の効果と同様の効果が得られる他、送信帯域に応じてＶＣＯおよびＰＡを切り換えることで、送信帯域での最適な回路を使用でき、送信性能向上、低消費電力化に効果がある。
次に受信系について説明する。受信系でも送信系と同様、帯域ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００に対応するためＬＮＡブロック６１に４つのＬＮＡ４６，４７，４８，９５を用いる。例えばＧＳＭ９００受信時にはＣＰＵ７からの制御信号によりＬＮＡ９５を選択し、ＤＣＳ１８００受信時にはＬＮＡ４８を選択し、ＰＣＳ１９００受信時にはＬＮＡ４７を選択し、ＷＣＤＭＡ２０００受信時にはＬＮＡ４６を選択する。このように、受信帯域に応じてＬＮＡを切り換えることにより受信帯域での最適な回路を使用でき、受信性能向上、低消費電力化に効果がある。
本実施の形態では、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器１０６、シンセサイザ１０７および送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用している。本実施の形態の制御方式について説明する。ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、で伝送される信号は送受信を時分割で行う方式であるため、発振器１０６およびシンセサイザ１０７は送受信時に発振周波数を切り換えて使用することが可能である。従って、送信系の中間周波信号２７の周波数は送信帯域、送信信号周波数によらず一定でｆｇとすることができる。一方、ＷＣＤＭＡ方式は送受信が同時に行われる周波数分割多重方式であるため、発振器１０６およびシンセサイザ１０７は送受信で同じ発振周波数を用いる。例えば、受信信号周波数と送信信号周波数の間に常に一定の周波数関係がある場合は、送信系の中間周波信号周波数を受信信号周波数−送信信号周波数＝ｆｗと設定することができる。
このような送受信システムの場合は、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、とＷＣＤＭＡ２０００切り換え時は、送信系の中間周波信号周波数に応じてフィルタ１１３，１１６，１２０の帯域幅とシンセサイザ１１２により制御される発振器１１１の発振周波数を制御信号１２４，１２５，１２６，１２２により切り換えて使用する。逆にＷＣＤＭＡ受信時に受信信号周波数と送信信号周波数の間に常に一定の周波数関係がない場合は図５の第４の実施の形態で述べたように受信信号周波数あるいは送信信号周波数に応じて、フィルタ１１３，１１６，１２０の帯域幅とシンセサイザ１１２により制御される発振器１１１の発振周波数を制御信号１２４，１２５，１２６，１２２により切り換えて使用する。
本実施の形態においては、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、とＷＣＤＭＡ２０００切り換え時は、送信系の中間周波信号周波数に応じて送信系の高調波除去用のフィルタの帯域幅と直交変調器で用いる発振器の発振周波数をＣＰＵからの制御信号により切り換えて使用することで、単一の送信アーキテクチャで変調方式やシンボルレートの異なる信号を伝送することができる効果がある。また、ＷＣＤＭＡ２０００受信時には受信周波数と送信周波数の差の周波数を送信系の中間周波数となるように送信系の直交変調器のシンセサイザを制御し、また、中間周波数にあわせて送信系の位相同期ループや振幅同期ループの高調波抑圧用のフィルタの帯域幅を制御することで、受信系のダイレクトコンバージョンに用いる発振器、シンセサイザおよび送信系の位相同期ループ、振幅同期ループ内の中間周波信号変換に用いる発振器、シンセサイザを共用することができる。
本発明の第６の実施の形態を図７を用いて説明する。本図はデジタル変調された信号を送受信する無線通信装置の送信系および受信系のブロック図を示すものである。本実施の形態は、図６の第５の実施の形態において、ＶＣＯブロック３００、ＰＡブロック２００、ＬＮＡブロック６１において、それぞれ含まれるＶＣＯ、ＰＡ、ＬＮＡの数を２個としたものである。具体的には、ＶＣＯブロック３００はＶＣＯ９４とＶＣＯ４２を有し、ＰＡブロック２００はＰＡ９３とＰＡ３９を有し、ＬＮＡブロック６１はＬＮＡ４６とＬＮＡ９５を有する。他の部分は第５の実施の形態と同一である。そのため第５の実施の形態と重複する部分は説明を省略する。なお、ＶＣＯブロック３００、ＰＡブロック２００、ＬＮＡブロック６１がそれぞれ集積回路化されていてそれぞれ４つのＶＣＯ，ＰＡ、ＬＮＡを含む場合は、それぞれについて４個のうちの２個だけを用いるようにしてもよい。
本実施の形態では、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ２０００の帯域が比較的近いことから、送信系においてはＶＣＯ７３とＰＡ７２をＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００で共通に使用し、受信系においてはＬＮＡ４６をＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００で共通に使用するものである。本実施の形態においては、送信系のＶＣＯ、ＰＡと受信系のＬＮＡを３つの帯域で共通使用する実施の形態としているが、ＶＣＯだけ、あるいはＰＡだけ、あるいはＬＮＡだけを３つの帯域で共通使用することも可能である。また、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００の３つの帯域のうちのどれか２つの帯域において送信系のＶＣＯ、ＰＡ、受信系のＬＮＡのいずれかを共通使用することも可能である。
本実施の形態によれば、送信系のＶＣＯ、ＰＡ、受信系のＬＮＡを比較的周波数帯域が近いＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ２０００で共通に使用することで、回路構成の簡略化が可能であり、ＩＣ化する場合にはＩＣのチップ面積低減に効果がある。
また、ループ定数を切り換えた場合にループフィルタの極、ゼロ点も同時に切り換えることによりループ特性が安定となる効果がある。さらに、ＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００は周波数帯域が近いことから、送信系のＶＣＯ（電圧制御発振器）、ＰＡ（パワーアンプ）および受信系のＬＮＡ（低雑音増幅器）、ダイレクトコンバージョンミクサをＤＣＳ１８００，ＰＣＳ１９００，ＷＣＤＭＡ２０００動作時で共用化することで回路構成の簡略化およびＩＣ化した場合のチップ面積の低減に効果がある。
送信系アーキテクチャとして送信パワーアンプ出力を位相同期ループおよび振幅同期ループにより帰還する方式を用い、位相同期ループおよび振幅同期ループのループ定数をシンボルレートに応じて切り換えることにより、送信シンボルレートが異なった変調信号の場合でも単一の送信アーキテクチャで送信することができ、回路構成の簡略化に効果がある。
また、ベースバンドブロックの通過帯域幅をシンボルレートに応じて切り換えることにより、受信シンボルレートが異なった変調信号を単一のベースバンドブロックにより受信することが可能となり、回路構成の簡略化に効果がある。
また、ベースバンドブロックの通過帯域幅をシンボルレートに応じて切り換えることにより、受信シンボルレートが異なった変調信号を単一のベースバンドブロックにより受信することが可能となり、回路構成の簡略化に効果がある。
Claims (10)
- 少なくとも２つの異なった変調方式のデジタル変調波を送受信するための送信系と受信系とを備えた無線通信装置において、上記送信系は、送信系に設けられて送信デジタル信号の位相成分と振幅成分をそれぞれ独立に帰還制御する同期ループと、前記デジタル変調波のシンボルレートに応じて位相および振幅同期ループのループ定数を切り換える制御部とを有することを特徴とする無線通信装置。
- 少なくとも２つの異なった変調方式のデジタル変調波を送受信するための送信系と受信系とを備えた無線通信装置において、上記送信系は、Ｉ／Ｑベースバンド信号を変調する直交変調器と、電圧制御発振器と、パワーアンプと、位相同期ループ構成ブロックと、振幅同期ループ構成ブロックと、振幅変調器と、上記デジタル変調波のシンボルレートに応じて上記位相同期ループ構成ブロックおよび上記振幅同期ループ構成ブロックのループ定数を切り換える制御部を備え、上記位相同期ループは上記電圧制御発振器、上記パワーアンプ、上記位相同期ループ構成ブロック、上記振幅変調器で構成され、上記振幅同期ループは上記パワーアンプ、上記振幅同期ループ構成ブロック、上記振幅変調器で構成されたことを特徴とする無線通信装置。
- 少なくとも２つの異なった変調方式のデジタル変調波を送受信するための送信系と受信系とを備えた無線通信装置において、上記送信系は、Ｉ／Ｑベースバンド信号を変調する直交変調器と、電圧制御発振器と、パワーアンプと、位相同期ループ構成ブロックと、振幅同期ループ構成ブロックと、上記デジタル変調波のシンボルレートに応じて上記位相同期ループ構成ブロックおよび上記振幅同期ループ構成ブロックのループ定数を切り換える制御部を備え、上記位相同期ループは上記電圧制御発振器、上記パワーアンプ、上記位相同期ループ構成ブロック、上記振幅変調器で構成され、上記振幅同期ループは上記パワーアンプ、上記振幅同期ループ構成ブロックで構成されたことを特徴とする無線通信装置。
- 上記位相同期ループ構成ブロックは少なくとも位相検波器、第１のチャージポンプ回路、第１の低域通過フィルタを備え、上記振幅同期ループは少なくとも振幅検波器、第２のチャージポンプ回路、第２の低域通過フィルタを備え、上記制御部は上記デジタル変調波のシンボルレートに応じて上記第１、第２のチャージポンプ回路の定数および上記第１、第２の低域通過フィルタの定数を切り換えることを特徴とする請求項２および３記載の無線通信装置。
- デジタル変調波を同時に送受信するための送信系と受信系とを備えた無線通信装置において、上記送信系は、Ｉ／Ｑベースバンド信号を変調して中間周波信号に変換する直交変調器と、中間周波フィルタと、直交変調用発振器と、電圧制御発振器と、パワーアンプと、位相同期ループ構成ブロックと、振幅同期ループ構成ブロックと、を備え、上記送受信周波数に応じて上記位相同期ループおよび上記振幅同期ループ内の妨害除去フィルタの帯域幅、中間周波フィルタの帯域幅、直交変調用発振器の発振周波数を切り換える制御部を有することを特徴とする無線通信装置。
- 少なくとも２つの異なった変調方式のデジタル変調波を送受信するための送信系と受信系とを備えた無線通信装置において、上記送信系は、Ｉ／Ｑベースバンド信号を変調して中間周波信号に変換する直交変調器と、中間周波フィルタと、直交変調用発振器と、電圧制御発振器と、パワーアンプと、位相同期ループ構成ブロックと、振幅同期ループ構成ブロックと、変調方式に応じて上記位相同期ループおよび上記振幅同期ループ内の妨害除去フィルタの帯域幅、中間周波フィルタの帯域幅、直交変調用発振器の発振周波数を切り換える制御部を有することを特徴とする無線通信装置。
- 少なくとも２つの異なった変調方式のデジタル変調波を含む、複数の異なった周波数帯域のデジタル変調波を送受信するための送信系と受信系と上記送信系および受信系を制御する制御部を備えた無線通信装置において、上記送信系は複数のＶＣＯおよびパワーアンプを備え、上記受信系は複数のＬＮＡを備え、上記複数のＶＣＯおよびパワーアンプの１つ以上を少なくとも２つの周波数帯域の送信に共用化し、上記複数のＬＮＡの１つ以上を少なくとも２つの周波数帯域の受信に共用化し、上記制御部は受信周波数帯域に応じて上記送信系のＶＣＯ、パワーアンプ、上記受信系のＬＮＡを切り換えることを特徴とする無線通信装置。
- 少なくとも２つの異なった伝送シンボルレートのデジタル変調波は、ＥＤＧＥ変調波とＷＣＤＭＡ変調波であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の無線通信装置。
- 複数の異なった周波数帯域のデジタル変調波は、送受信帯域がほぼ９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ、ほぼ１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ、ほぼ１．９ＧＨｚ帯のＰＣＳ、ほぼ２ＧＨｚ帯のＷＣＤＭＡ変調波であることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の無線通信装置。
- 上記制御部はシンボルレートが高くなると上記位相同期ループおよび上記振幅同期ループのループ定数を増加させるよう制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の無線通信装置。
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