JP2002344249A - 歪み補償装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 携帯電話端末等の電力増幅回路の非線形歪み
をプレディストータ法で補償する場合、高周波送信信号
の検出に包絡線検波回路及びアナログ−デジタル変換回
路を用いることなくプレディストーション信号制御信号
を得る。 【解決手段】 ベースバンド領域の高周波送信信号と送
信信号の指定送信電力レベル信号や受信部で測定される
パイロット信号受信レベルに基づいて高周波送信信号の
包絡線レベルを包絡線検波回路なしに演算し、プレディ
ストーション制御信号を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば無線通信シ
ステムの基地局又は端末局の送信部等の携帯電話機の電
力増幅回路で発生する非線形歪みを補償する場合に適用
して好適な歪み補償装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より無線通信機の送信部の電力増幅
回路の非線形歪みを補償する処理としては、いくつかの
方式が提案され実用化されている。一般的には、負帰還
法、プレディストータ法、フィードフォワード法があげ
られる。

【０００３】負帰還法は、送信電力増幅回路の出力信号
を再び帰還させ、負帰還回路で非線形歪みを補償する方
法である。具体的には、帰還信号を同相、直交成分に分
解するカーテシアンループ（Ｃａｒｔｅｓｉａｎ Ｌｏ
ｏｐ）法が例としてあげられる。負帰還法は、負帰還回
路での安定性の点で問題がある。

【０００４】プレディストータ法とは、送信電力増幅回
路で発生する歪みを打ち消すために、入力信号に前もっ
て歪ませた信号成分を加える方法である。プレディスト
ータ法は、負帰還法とは異なり、開ループ制御であるの
で安定性に優れているが、前もって歪ませた信号（プレ
ディストーション信号）成分は、電力増幅回路の特性パ
ラメータに依存して適用化しなければならない点が問題
となる。

【０００５】フィードフォワード法は、送信電力増幅回
路で発生する歪みを検出し、この歪み成分を増幅して送
信電力増幅回路の出力信号から減算する方法である。プ
レディストータ法と同様に開ループ制御であるので安定
性に優れているが、振幅歪み補償するために追加した電
力増幅回路の非線形性や、電力効率が問題となる。

【０００６】上述の３つの非線形の歪み補償方法のう
ち、今日ではプレディストータ法が、安定性や電力効率
の点で注目されている。従来、提案されてきたプレディ
ストータ法においては、非線形歪みの特性を送信信号の
振幅歪み特性と位相歪み特性とで表現し、これらの逆特
性をデータとしてＲＯＭなどの記憶手段に保持して、非
線形歪みを補償するようにしている。

【０００７】すなわち、従来のプレディストータ法にお
いては、送信用の電力増幅回路の非線形特性を測定し
て、非線形歪みを解析し、多項式近似によって非線形歪
みを高精度に近似している。そして、この高精度近似式
から逆歪み特性の高精度近似式を生成し、その逆歪み特
性の高精度近似式を用いて歪み補償データを作成し、Ｒ
ＯＭなどに保持させて、入力信号レベルに応じて、その
保持されたＲＯＭを対応したアドレスのデータを読み出
して、その読み出したデータからプレディストーション
信号を生成させて入力信号に加算させている。

【０００８】上述のプレディストータ法では電力増幅回
路への入力信号である高周波信号のレベルを検出するた
めに図６で示す様な包絡線検波回路１が用いられてい
る。

【０００９】図６で入力端子Ｔｉｎには送信信号のベー
スバンド領域の高周波信号Ｓ₁ が供給され、遅延回路９
を介して主系路のプレディストータされる電力増幅回路
に供給されると共に包絡線検波回路１で高周波信号Ｓ₁
の包絡線レベルを検出した後にアナログ−デジタル変換
回路（ＡＤＣ₁ ）２を介してデジタライズし、プレディ
ストーション制御信号を形成するプレディストーション
信号成形回路に供給される様に成されている。

【００１０】上述の包絡線検波回路１として用いる回路
は、例えばダイオードＣＤ₁ のアノード端子を入力と
し、カソード端子を出力とし、このカソード端子と接地
との間に抵抗Ｒ₂ とコンデンサＣ₁ とを並列接続する。
高周波信号Ｓ₁ を入力端子Ｔｉｎに入力すると、包絡線
のみがコンデンサＣ₁ の両端に現れる。ダイオードＣＤ
₁ の小信号部分の非直線性を改善するために、バイアス
抵抗Ｒ₁ を介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓを加える。図
７は、図６の包絡線検波回路１で得られる高周波信号電
力Ｓ₁ に対する包絡線検出回路１の出力電圧Ｓ₂ を示す
入力−出力特性曲線である。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述の様に、従来で
は、包絡線検波回路１を用いて、高周波信号の入力信号
レベルを検波するため歪み補償装置内には必ずこの包絡
線検波回路が必要となるため、高周波部である歪み補償
装置を高ＩＣ化、小型モジュール化や低消費電力化の実
現が困難であった。更に、図７の入出力特性曲線Ｔ₁ ，
Ｔ₂ ，Ｔ₃ に示す様に包絡線検出回路１の出力は低レベ
ル入力時に温度により変動して正確な検波が出来ない弊
害があった。

【００１２】本発明は叙上の課題を解消するために成さ
れたものであり、本発明が解決しようとする課題はプレ
ディストータ法により電力増幅回路の歪み補償を行なう
場合に、包絡区線検波回路を用いることなく、送信高周
波信号の入力レベルを検出し、上記課題を解決した歪み
補償装置を提供しようとするものである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１に係わる本発明
は歪み補償すべき電力増幅手段１２をプレディストーシ
ョンするように成された歪み補償装置であって、主系路
に設けた電力増幅手段１２の位相又は／及び振幅を制御
するプレディストーション用の制御信号をベースバンド
領域の高周波送信信号及び歪み補償装置の送信信号の指
定送信信号等の送信電力レベル信号により生成する生成
手段３０より成ることを特徴とする歪み補償装置とした
ものである。

【００１４】請求項２に係わる本発明の生成手段３０は
ベースバンド領域の高周波送信入力信号が供給される変
調手段３１と、この変調手段３１からの変調出力が入力
され、指定送信信号等の制御信号によって送信電力レベ
ル信号が制御される自動利得制御手段と、指定送信信号
を電力の大きさ（真数）に変換した信号とベースバンド
領域の高周波送信入力信号が入力される送信包絡線信号
演算手段３２とより成ることを特徴とする請求項１記載
の歪み補償装置としたものである。

【００１５】請求項３に係わる本発明の送信電力レベル
信号は受信部で測定されるパイロット受信レベル或は基
地局から継続的に受信部へ送信される電力アップ／ダウ
ン指定によって決定されるパワーコントロール信号であ
ることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の歪み補
償装置としたものである。

【００１６】請求項４に係わる本発明は送信電力レベル
信号のレベルを電力の大きさに変換するための変換記憶
手段３３を有し、この変換記憶手段３３を介して、指定
送信電力レベル信号のレベルに対応する乗算係数を得
て、送信包絡線信号演算手段３２に入力する様に成した
ことを特徴とする請求項２記載の歪み補償装置としたも
のである。

【００１７】請求項５に係わる本発明の送信包絡線信号
演算手段３２は変換記憶手段３３からの演算係数（ＴＸ
−Ｇ）及び前記ベースバンド領域の高周波送信入力信号
の送信信号である直交チャンネルの和の２乗（ＴＸ−Ｉ
² ＋ＴＸ−Ｑ² ）との積に基づいて、送信包絡線信号の
アドレスデータを演算する様に成したことを特徴とする
請求項４記載の歪み補償装置としたものである。

【００１８】本発明の上記請求項１乃至請求項５記載の
歪み補償装置によれば、包絡線検波回路及びＡＤＣ₁ を
用いることなく歪み補償回路を主系路以外に有さずに、
プレディストーションを実行出来て、歪み補償装置の小
型化や低消費電力化並びに温度依存性の無いものが得ら
れる。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明について、図面を参照して
以下詳細に説明する。図１及び図２は、本発明の一形態
例を示すブロック図である。まず、図２により全体的な
回路の構成を説明する。

【００２０】図２において、振幅補正系路として、包絡
線の変動を有し、ベースバンド領域の高周波送信入力信
号（以下高周波信号と記す）Ｓ₁ をプレディストーショ
ン制御信号生成回路（以下生成回路と記す）３０の第１
の入力端子Ｔｉｎ₁ に入力する。

【００２１】上述の高周波信号Ｓ₁ は例えばＩＳ−９５
方式ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）携帯電話端末の場合
はベースバンド直交変調部の入力であるＩ（同期成分）
チャンネル、Ｑ（直交成分）チャンネルの送信信号（Ｔ
Ｘ−Ｉ，ＴＸ−Ｑ）である。

【００２２】生成回路３０の第２の入力端子Ｔｉｎ₂ に
は送信信号の指定送信電力レベル信号Ｓ₂ が入力され
る。この指定送信電力レベル信号Ｓ₂ は、例えば、ＩＳ
−９５方式ＣＤＭＡ携帯電話端末の場合は図示していな
い受信部で測定されるパイロット信号受信レベルや基地
局から継続的に移動局へ送信される電力アップ／ダウン
指摘によって決定されるパワーコントロール信号（Ｐ−
ＣＴＬ）である。

【００２３】生成回路３０の第１の出力端子Ｔ_out1から
は主系路に配されたプレディストーションされるべき電
力増幅回路１２の入力となる高周波入力信号Ｓ₁₇が供給
される。

【００２４】生成回路３０の第２の出力端子Ｔ_out2から
はプレディストーション用の制御信号としてアドレスデ
ータＳ₃ が出力される。

【００２５】このアドレスデータＳ₃ が入力され、電力
増幅回路１２の歪み振幅補正用として予め格納されたデ
ータが、アドレスデータＳ₃ に対応した振幅補正データ
Ｓ₄として出力される第１の振幅補正用メモリ３と、こ
の振幅補正データＳ₄ をアナログ信号Ｓ₅ に変換する第
１のデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ₁ ）４と、この
アナログ信号Ｓ₅ のデジタル雑音を除去する第１の低域
通過濾波器（ＬＰＦ₁）５とを有する。

【００２６】また同様に、位相補正系路として、アドレ
スデータＳ₃ が入力され、電力増幅回路１２の歪み位相
補正用として予め格納されたデータＳ₆ がアドレスデー
タＳ ₃ に対応した位相補正データとして出力される第２
の位相補正用のメモリ６と、この位相補正データＳ₆ を
アナログ信号Ｓ₇ に変換する第２のデジタル−アナログ
変換器（ＤＡＣ₂ ）７と、このアナログ信号Ｓ₇ のデジ
タル雑音を除去する第２の低域通過濾波器（ＬＰＦ₂ ）
８とを有し、ＬＰＦ₁ ・５及びＬＰＦ₂ ・８の出力Ｓ₈
及びＳ₉ は利得可変回路１０及び移相回路１１の端子Ｔ
ｃ₂ 及びＴｃ₃に入力される。

【００２７】次に、主たる系路として、高周波信号Ｓ₁₇
を入力し、通過時間の遅延量を調節できる遅延回路９
と、この遅延回路９の出力Ｓ₁₀を入力し制御端子Ｔｃ₂
に加えられる信号Ｓ₈ の電圧に依存して、通過利得が可
変される利得可変回路１０と、この利得可変回路１０の
出力Ｓ₁₁を入力し、制御端子Ｔｃ₃ に加えられる信号Ｓ
₉ により、その通過位相を可変する移相回路１１とを有
する。

【００２８】そして、この移相回路１１の出力Ｓ₁₂は、
歪みを補償すべき電力増幅回路１２に入力される。

【００２９】電力増幅回路１２の出力端子Ｔ_out には非
線形歪みが補償された送信信号Ｓ₁₃が出力される。

【００３０】次に、本発明の歪み補償装置の動作を説明
する。図２に示した様に歪み補償装置は、補償される電
力増幅回路１２を有する主系路と、振幅補正の系路と、
位相補正の系路の３つの信号系路から構成されている。

【００３１】図２において、歪み補償装置の生成回路３
０の入力端子Ｔｉｎ₁ には、携帯電話機に使用されてい
る帯域制限を受けたπ／４シフトＱＰＳＫ、あるいは０
度のＱＰＳＫ等の直交位相変調信号の高周波信号Ｓ₁ が
供給される。この高周波信号Ｓ₁ は高周波搬送波をベー
スバンド信号成分で変調し時間的に緩やかに変動する包
絡線成分を含むみＩＳ−９５方式ＣＤＭＡ電話端末では
ベースバンド直交変調部からの入力であるＩチャンネル
及びＱチャンネル送信信号（ＴＸ−Ｉ，ＴＸ−Ｑ）であ
る。

【００３２】生成回路３０の第２の入力端子Ｔｉｎ₂ に
供給される送信信号の指定送信電力レベルＳ₂ 及び第１
の入力端子Ｔ_out1に供給される高周波信号Ｓ₁ に基づい
て電力増幅回路１２への高周波信号Ｓ₁₇の包絡線の大き
さ（レベル）を演算して、出力端子Ｔ_out2から補正系路
の振幅補正用メモリ３及び位相補正用メモリ６にアドレ
スデータＳ₃ を供給する。

【００３３】高周波信号Ｓ₁ の包絡線のレベル示すアド
レスデータＳ₃ は振幅補正系路と位相補正系路とに２分
割される。振幅補正系路に入ったアドレスデータＳ
₃ は、第１の振幅補正用メモリ３のアドレスとして入力
される。第１の振幅補正用メモリ３は、振幅補正用とし
て予め格納された逆歪み補正データで、アドレスに対応
した振幅補正データＳ₄ を出力する。この振幅補正デー
タＳ₄ は第１のＤＡＣ₁ ・４によりアナログ信号Ｓ₅ に
変換され、第１のＬＰＦ₁ ・５を通過し、信号Ｓ₈とな
って利得可変回路１０の制御端子Ｔｃ₂ に入力される。

【００３４】位相補正系路に入ったアドレスデータＳ₃
は、振幅補正系路と同じ構成の第２の位相補正用メモリ
をアクセスし、予め位相補正用メモリ６に格納されてい
る逆歪み位相補正データＳ₆ を出力させる。このデータ
Ｓ₆ は第２のＤＡＣ₂ ・７によりアナログ信号Ｓ₇ に変
換され、第２のＬＰＦ₂ ・８を通過し、信号Ｓ₉ となっ
て移相回路１１の制御端子Ｔｃ₃ に入力される。

【００３５】生成回路３０の第２の出力端子Ｔ_out2から
出力された高周波信号Ｓ₁₇のもう一方は、主たる系路に
入り、遅延回路９を通過し、遅延された信号Ｓ₁₀とな
る。この信号Ｓ₁₀は、利得可変回路１０に入力され、そ
の振幅の補正を受け、Ｓ₁₁となった後、移相回路１１に
入り、位相補正を受け、信号Ｓ₁₂となり、歪みを補正す
べき電力増幅回路１２に入力される。ここで、主たる系
路を進む高周波信号Ｓ₁₀の包絡線信号と、補正系路で得
られるアドレスデータＳ₃ は、利得可変回路１０及び移
相回路１１で時間的に同一になる必要がある。遅延回路
９は、この時間を同一にするためのものである。

【００３６】上述の第１の振幅補正用メモリ３に格納さ
れる振幅補正データを考慮すると、生成回路３０に供給
される高周波信号Ｓ₁ は Ｖ＝Ｖｉ（ｔ）・ｃｏｓ（ωｔ）‥‥（１） で表現できる。ここで、Ｖは、高周波信号電圧の一般的
表示であり、Ｖｉは、前記包絡線成分、ωは、高周波成
分の角周波数を表す。 （１）式から包絡線電圧をＶｉ（ｔ）とし、利得可変回
路１０の出力信号Ｓ₁₁の包絡線電圧をＶｐｄ（ｔ）と
し、この可変利得回路１０の制御端子Ｔｃ₂ に加えられ
る制御信号Ｓ₈ の電圧をＶｃ（ｔ）とすると第１の振幅
補正用メモリ３に格納される電圧はこのＶｃ（ｔ）であ
る。今、利得可変回路１０の利得Ｇ（ｖｃ）を、変換係
数をａとして、 Ｇ（ｖｃ）＝１＋ａ・Ｖｃ（ｔ）‥‥（２） で表したとすると、 Ｖｐｄ（ｔ）＝Ｖｉ（ｔ）・Ｇ（ｖｃ）‥‥（３） となっていることから、（３）式を（２）式に代入し
て、 Ｖｐｄ（ｔ）＝Ｖｉ（ｔ）・｛１＋ａ・Ｖｃ（ｔ）｝ となり、これより、 Ｖｃ（ｔ）＝（１／ａ）・｛Ｖｐｄ（ｔ）／Ｖｉ（ｔ）−１｝‥‥（４） が得られる。

【００３７】歪みを補正すべき電力増幅回路１２の包絡
線電圧Ｖｐｄ（ｔ）は、図３に示す入出力特性の振幅特
性曲線２１の入力電力Ａを理想化した振幅特性２２の入
力電力Ａ′に交換することで入力電力Ａに歪みを付加す
る様に入出力特性を測定することにより求めることが可
能である。よって、その包絡線電圧Ｖｐｄ（ｔ）を用い
て上述の（４）式を計算して得た結果を予め第１の振幅
補正用メモリ３に格納する。

【００３８】次に、第２の位相補正用メモリ１１に格納
される位相補正データについて説明する。位相補正デー
タは、振幅補正に比べて簡単である。図４に示す電力増
幅回路１２の振幅／位相（ＡＭ／ＰＭ）特性２３を測定
により求め、図４中に示される位相偏移２４の値の符号
を逆にしたものを位相補正データとして格納すればよ
い。

【００３９】上述の様に振幅補正用メモリ３及び位相補
正メモリ６に格納した電力増幅回路１２で発生する歪み
に対し、逆歪みとなる各メモリに格納した歪み成分によ
って、相殺する様に成されることになる。

【００４０】ここで、振幅歪み補償の原理を図３で説明
しておく。前記した（１）式に表される高周波信号は電
力増幅回路１２で増幅される際に歪みを受ける。

【００４１】即ち、図３に示すように入力電力の増加に
つれ、出力電力も増加するが、その増幅率は徐々に減じ
て行く。即ち利得抑圧を生じており、この特性が原因で
歪みを生ずることになる。図３の振幅特性曲線２１にお
いて、入力電力が図３のＡで示す値の場合、出力電力は
Ｂで示す値となるが、電力増幅回路１２の振幅特性２２
が線形ならば、その出力電力はＢ′となるはずである。
そこで、入力電力Ａの代わりに入力電力Ａ′を用いれ
ば、その出力電力はＢ′となり、予め入力電圧に歪みを
付加することで出力電力に振幅歪みが生じないことにな
る。このように入力電力Ａを入力電力Ａ′に変換するこ
とにより、歪みは改善されることになる。

【００４２】プレディストーションと言う技術は、この
入力電力Ａを入力電力Ａ′に変換する操作を行なわせる
技術である。ここで、本来歪みのない入力電力Ａを入力
電力Ａ′に変換することにより、入力電力Ａに歪みを付
加したことになる点に注意を要する。この付加された歪
みは、電力増幅回路１２にて発生する歪みと相殺され、
結果として歪みが改善されたと考えられ、電力増幅回路
で発生する非線形歪みに対して、逆歪みとも言うべき歪
みとなっている。次に、本発明の実施に当たり使用でき
る各構成要素の具体例を図１及び図２について説明す
る。図１及び図２で、プレディストーション制御信号生
成回路３０にはベースバンド領域の送信入力信号である
Ｉ及びＱチャンネルの送信信号Ｓ ₁（以下ＴＸ−Ｉ及び
ＴＸ−Ｑと記す）が入力端子Ｔｉｎ₁ を介して入力され
て直交変調部３１及び送信包絡線信号演算部３２へ供給
される。

【００４３】入力端子Ｔｉｎ₂ からは送信信号の指定送
信電力レベル信号Ｓ₂ の例えば基地局から継続的に移動
局へ送信される電力アップ／ダウン指定によって決定さ
れるパワーコントロール信号（以下Ｐ−ＣＴＬと記す）
が第３及び第４のメモリ３３及び３４に供給される。

【００４４】信号Ｓ₂ 即ち、Ｐ−ＣＴＬは通常ｄＢｍ
（対数）単位で指定するので、送信信号の大きさを電力
ｍＷ（真数）単位表現に変換するために、例えば第４の
メモリ３３にｄＢ／真数変換テーブルを用意して、指定
送信レベル（ｄＢｍ）に対応する乗算係数（ＴＸ−Ｇ）
Ｓ１８を得る。例えば、０ｄＢｍを基準値１にすれば乗
算係数Ｓ１８は、１０^P-CTL/10の値でよい。

【００４５】第３のメモリ３４には例えばＰ−ＣＴＬの
送信電力レベルをアドレスとしたＡＧＣ（自動利得制御
回路）制御電圧信号Ｓ₁₅が格納されている。

【００４６】この第３のメモリ３４のＡＧＣ制御信号Ｓ
₁₅は第３のＤＡＣ₃ ・３５でデジタル−アナログ変換さ
れ、アナログ信号Ｓ₁₆をＡＧＣ３６に供給して、ＡＧＣ
３６を制御している。

【００４７】一般の歪み補償装置のベースバンド部では
高周波送信信号はベースバンド領域の送信入力信号Ｓ₁
を元にして、直交変調部３１で直交変調した送信信号Ｓ
₁₄をＡＧＣ３６に供給している。

【００４８】ＡＧＣ３６は指定された送信電力レベル信
号Ｓ₂ （Ｐ−ＣＴＬ）に従ってＡＧＣ３６によって電力
レベルが制御される。ＡＧＣ３６は通常、周波数・温度
などの非線形特性や固体差を持つ。そこでこれらを補償
するために、送信電力レベルＳ₂ をアドレスとしてＡＧ
Ｃ制御電圧信号Ｓ₁₅を第３のメモリ３４に保持してい
る。

【００４９】第３のメモリ３４から取り出したＡＧＣ制
御電圧信号Ｓ₁₅をＤ／Ａ変換した信号Ｓ₁₆でＡＧＣ調整
されたＡＧＣ３６の出力信号Ｓ₁₇が主系路の遅延回路
９、利得可変回路１０、移相回路１１を介して電力増幅
回路１２に供給される。

【００５０】送信包絡線信号演算部３２には第４のメモ
リ３３からの真数表現の乗算係数（ＴＸ−Ｇ）Ｓ₁₈と高
周波信号Ｓ₁ からのＴＸ−Ｉ及びＴＸ−Ｑの送信信号が
入力される。これら乗算係数ＴＸ−Ｇ，Ｉチャンネル信
号ＴＸ−Ｉ、Ｑチャンネル信号ＴＸ−Ｑを用いて ＴＸ−Ｇ・（ＴＸ−Ｉ² ＋ＴＸ−Ｑ² ）‥‥（５） を用いて演算を行ないＡＧＣ３６の出力信号Ｓ₁₇の包絡
線の大きさを演算した後ビット変換してアドレスデータ
Ｓ₃ を補正系路の振幅補正用メモリ３及び位相補正用メ
モリ６に供給している。この乗算演算は例えばハードウ
ェアを用いてベースバンド部の生成回路３０で容易に実
現可能である。

【００５１】次に利得可変回路１０の具体例を図２で説
明する。この利得可変回路１０の１実施例では２重ゲー
トＦＥＴを用いた例であり、２重ゲートＦＥＴ₁ は、ソ
ース接地回路構成としている。第１ゲートには、入力整
合回路１０ａを接続し、高周波信号Ｓ₁₇を遅延回路９を
介して遅延信号Ｓ₁₀として入力し、入力整合回路１０ａ
を通過して、２重ゲートＦＥＴ₁ の第１のゲートに入力
される。２重ゲートＦＥＴ₁ のドレインには、出力整合
回路１０ｂを接続し、制御された高周波信号Ｓ ₁₁が位相
回路１１へ出力される。２重ゲートＦＥＴ₁ の第２のゲ
ートには、抵抗Ｒ₃ 及び、コンデンサＣ₂ を接続し、制
御端子Ｔｃ₂ を介して、制御電圧Ｖｃを印加する。２重
ゲートＦＥＴ₁ の相互コンダクタンスは、第２ゲートに
印加される電圧に依存することを利用して、その利得を
制御するものである。

【００５２】又、図２の移相回路１１の１実施例は利得
可変回路１０からの出力信号Ｓ₁₁を２つのコイルを直列
接続したインダクタンスＬ₁ 及びＬ₂ を介して出力信号
Ｓ₁₂を出力する。インダクタンスＬ₁ 及びＬ₂ の接続点
にコンデンサＣ₅ とバリキャップダイオード等の可変容
量素子Ｖｃ₁ を直列接続したものを接地間に接続し、コ
ンデンサＣ₅ と可変容量素子Ｖｃ₁ との接続点に抵抗Ｒ
₇ を介して制御端子Ｔｃ₃ に接続する。制御端子Ｔｃ₃
に位相補正メモリ６から印加される信号Ｓ₉ の電圧によ
り位相回路１１の入出力端子間を通過する高周波信号Ｓ
₁ の位相は偏移することで図４のＡＭ／ＰＭ特性２３は
直線化される。

【００５３】図５は、移相回路１１の特性の一例であ
る。図中には、この移相特性を得る場合の各素子の具体
的定数の例を示す。この定数は周波数に依存して異なる
が、概ね、制御電圧０．５Ｖから３．０Ｖの範囲で、１
０度から４０度の偏移が起こっている。

【００５４】更に、図２に用いる遅延回路９としての具
体的回路の１実施例はコイルから成るインダクタンスＬ
₃ を入出力端間に接続し、高周波信号Ｓ₁₇を供給し、出
力端子より遅延信号Ｓ₁₀を出力する。インダクタンスＬ
₃ の出力端子側には抵抗Ｒ₉とバラクタダイオード等の
可変容量ダイオードＶＤ₁ を直列接続し、可変容量ダイ
オードＶＤ₁ の一端を接地している。

【００５５】本発明の歪み補償装置による歪み補償効果
の様子を図６に示す。図６の曲線２７の信号の種類は１
Ｓ−９５方式（ＣＤＭＡ−ＯＮＥ）で、コード変調は０
ＱＰＳＫ，１．２２８８Ｍｃｐｓで歪み補正を行なう電
力増幅回路１２に、この信号を入力させたときの歪みの
発生状態を示し、曲線２８は、同一の条件で、本発明の
実施例を適用し、歪み補償が行なわれている様子を示
す。歪みは、メインローブに近接するスペクトラムで、
約５０ｄＢの改善が見られ、また、サイドロープ近傍の
周波数帯域において、ほぼ完全に補償されているのがわ
かる。

【００５６】上述の構成で図１は電力増幅回路１２の前
段に利得可変回路１０と移相回路１１の直列回路を設け
たが移相回路１１を出力端子Ｔ_out と電力増幅回路１２
との間、即ち電力増幅回路１２の後段に接続させてもよ
い。

【００５７】

【発明の効果】本発明の歪み補償装置は、歪みを補償し
ようとする電力増幅回路の入力の一部をとり、その包絡
線成分を検出し、デジタル化して、プレディストーショ
ンを高周波信号に加えることを特徴としているので歪み
補償が完全に行なわれる。又、従来のプレディストーシ
ョンのように、ベースバンド部分に付加する手段を要さ
ない。このため、ベースバンドから電力増幅回路にいた
る経路に如何なるフィルタを設置しても、歪み補償の効
果には、なんら影響を与えない。また、メモリ内に格納
される補償データは、歪みを補償しようとする電力増幅
回路のＡＭ／ＡＭ、ＡＭ／ＰＭ特性にのみ依存するた
め、電力増幅回路が使用されるシステムが、例えば、Ｐ
ＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕ
ｌａｒ）、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ Ｐ
ｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）、ＣＤＭＡ等に依存しないも
のが得られる。即ち、本発明の歪み補償装置は、電力増
幅回路周辺以外との信号の接続を有さずに、デジタルで
のプレディストーションを実行し、携帯電話システムに
も依存せず開ループ制御の回路安定性を持ち、一方では
従来は必要であった包絡線検波回路やＡＤＣが不要にな
るため、歪み補償装置の小型化が可能になり、温度の依
存性も回避出来る。また、この検波回路を持たないこと
で、歪み補償装置の電力効率の改善も可能になると言う
極めて大きい効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のプレディストーション制御信号生成回
路の１形態例を示すブロック図である。

【図２】本発明の歪み補償回路の１形態例を示すブロッ
ク図である。

【図３】電力増幅回路の入出力特性図である。

【図４】電力増幅回路のＡＭ／ＡＭ及び振幅／位相（Ａ
Ｍ／ＰＭ）特性図である。

【図５】本発明に用いる位相回路の移送特性図である。

【図６】本発明と従来の電力増幅回路のスペクトル特性
比較図である。

【図７】従来の歪み補償装置の包絡検波回路説明用ブロ
ック図である。

【図８】従来の電力増幅回路の入出力特性図である。

【符号の説明】

１‥‥包絡線検波回路、３‥‥振幅補正用メモリ、６‥
‥位相補正用メモリ、９‥‥遅延回路、１０‥‥利得可
変回路、１１‥‥移相回路、１２‥‥電力増幅回路、３
１‥‥直交変調部、３２‥‥送信包絡線信号演算部、３
３‥‥ｄＢ／真数変換テーブル用メモリ、３４‥‥ＡＧ
Ｃ制御電圧用メモリ、３６‥‥ＡＧＣ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 GN03 GN07 HA09 HA19 HA25 HA29 KA15 KA16 KA29 KA33 KA34 KA53 KA55 MA14 MA20 SA14 TA01 TA02 TA03 5J091 AA01 AA41 CA21 HA09 HA19 HA25 HA29 KA15 KA16 KA29 KA33 KA34 KA53 KA55 MA14 MA20 SA14 TA01 TA02 TA03 5K004 AA05 FE10 FF05 5K060 BB07 CC04 DD04 EE01 FF06 HH06 KK06

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 歪み補償すべき電力増幅手段をプレディ
   ストーションするように成された歪み補償装置であっ
   て、 主系路に設けた上記電力増幅手段の位相又は／及び振幅
   を制御するプレディストーション用の制御信号をベース
   バンド領域の高周波送信信号及び該歪み補償装置の送信
   信号の指定送信信号等の送信電力レベル信号により生成
   する生成手段より成ることを特徴とする歪み補償装置。
2. 【請求項２】 前記生成手段はベースバンド領域の高周
   波送信入力信号が供給される変調手段と、 上記変調手段からの変調出力が入力され、前記指定送信
   信号の制御信号等によって送信電力レベル信号が制御さ
   れる自動利得制御手段と、 上記送信電力レベル信号を電力の大きさ（真数）に変換
   した信号と上記ベースバンド領域の高周波送信入力信号
   が入力される送信包絡線信号演算手段とより成ることを
   特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。
3. 【請求項３】 前記送信電力レベル信号は受信部で測定
   されるパイロット受信レベル或は基地局から継続的に受
   信部へ送信される電力アップ／ダウン指定によって決定
   されるパワーコントロール信号であることを特徴とする
   請求項１又は請求項２記載の歪み補償装置。
4. 【請求項４】 前記送信電力レベル信号のレベルを電力
   の大きさに変換するための変換記憶手段を有し、該変換
   記憶手段を介して、該送信電力レベル信号の指定レベル
   に対応する乗算係数を得て、前記送信包絡線信号演算手
   段に入力する様に成したことを特徴とする請求項２記載
   の歪み補償装置。
5. 【請求項５】 前記送信包絡線信号演算手段は前記変換
   記憶手段からの前記乗算係数（ＴＸ−Ｇ）及び前記ベー
   スバンド領域の高周波送信入力信号の送信信号である直
   交チャンネルの和の２乗（ＴＸ−Ｉ² ＋ＴＸ−Ｑ² ）と
   の積に基づいて、送信包絡線信号のアドレスデータを演
   算する様に成したことを特徴とする請求項４記載の歪み
   補償装置。