KR20050083865A - 광대역 프리디스토션 선형화 방법 및 시스템 - Google Patents

광대역 프리디스토션 선형화 방법 및 시스템 Download PDF

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KR20050083865A
KR20050083865A KR1020057007524A KR20057007524A KR20050083865A KR 20050083865 A KR20050083865 A KR 20050083865A KR 1020057007524 A KR1020057007524 A KR 1020057007524A KR 20057007524 A KR20057007524 A KR 20057007524A KR 20050083865 A KR20050083865 A KR 20050083865A
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샤오웨이 리우
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지티이 코포레이션
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Abstract

본 발명은 광대역 디지털 프리디스토션 선형화 방법 및 시스템에 관한 것으로, 무선 주파수 전력 증폭기에서 기억 효과의 영향을 극복하는데 사용되어, 디지털 프리디스토션 선형화 대역폭을 확장하고 디지털 프리디스토션 선형화 성능을 향상시킨다. 상기 방법 및 시스템은 증폭기의 특성 파라메터에 따라 대역내 프리디스토션 신호와 대역외 프리디스토션 신호를 얻을 수 있고; 상기 대역내 프리디스토션 신호는 업컨버트되고 업컨버트된 신호가 업컨버트되지 않은 대역외 프리디스토션 신호에 더해진 후, 합성신호가 전력 증폭기에 입력신호로서 입력되며; 전력 증폭기로부터의 출력 신호의 일부분인 피드백신호가 원입력신호와 비교될 수 있고, 비교 결과에 따라 대역내 프리디스토션 신호와 대역외 프리디스토션 신호를 생성하기 위한 증폭기의 특성 파라메터가 적응 조정되어, 피드백 신호의 시간 영역 또는 주파수 영역의 파형이 가능한 최대로 원입력신호에 근접될 수 있다.

Description

광대역 프리디스토션 선형화 방법 및 시스템{A METHOD AND SYSTEM FOR BROADBAND PREDISTORTION LINEARIZATION}
본 발명은 무선 송신기의 선형화 방법 및 시스템에 관한 것으로, 특히, 광대역 디지털 프리디스토션 선형화 기술을 이용하여 무선 송신기의 선형성을 향상시키는 방법 및 시스템에 관한 것이다.
근년에, 무선 통신의 빠른 발달과 함께 무선 스펙트럼 자원의 부족이 더욱 심각하다. 제한된 스펙트럼 자원을 좀더 효율적으로 사용하기 위해서 많은 무선 통신 시스템에서는 보다 높은 활용 효율을 가지는 선형 변조가 채용된다. 선형 변조 신호의 위상과 진폭은 유용한 정보를 수반하기 때문에, 이러한 신호의 모든 비선형 증폭은 에러율의 증가와 인접 무선 채널 사이의 간섭을 초래하고, 무선 통신 시스템의 설계시 이를 회피하여야 한다. 무선 통신 시스템 설계시 이러한 2가지 유해한 영향을 피하기 위해서, 높은 선형성을 갖는 선형 변조 신호를 증폭할 필요가 있다.
무선 주파수(RF) 증폭기의 선형성을 향상시키기 위한 종래의 방법은, 증폭기의 출력 전력을 1dB 압축점(compression point) 보다 매우 낮게 설정하는 것이다. 예를 들어, 전력 백오프(backoff)라 불리는, 고선형성 증폭을 달성하기 위한 무선 주파수 전력 증폭기의 소부분(small part)의 상대적인 선형 입출력 특성을 사용하는 것이다. 그러나, 백오프 기술에는 명백히 불리한 점이 있다. 첫번째로, 전력 효율의 대가를 치루고서 고선형성이 달성되고, 이는 증폭기의 가장 큰 전력 출력 용량을 사용할 수 없다는 것을 의미하고, 따라서 증폭기의 전력 효율이 저하되고 증폭기의 가격이 증가한다; 두번째로, 낮은 전력 효율은 대부분의 전력이 열형태로 소산될 것이라는 것을 의미하고, 이는 전체 베이스 스테이션의 통풍 및 분산 시스템에 큰 부하가 될 것이다; 마지막으로, 낮은 효율 전력 증폭기는 보다 고용량의 전력 공급 시스템을 필요로 하고, 이는 또한 송신기의 가격 증가를 이끄는 중요한 팩터이다. 증폭기의 전력 효율을 향상시킴과 더불어 송신기의 가격을 감소시키기 위해서는, 전력 증폭기가 저선형성 및 고전력효율의 상태로 되게 한 후 특정 수단에 의해 외부에서 증폭기의 선형성을 향상시키는 것이 가장 일반적인 방법이고 이러한 수단들은 선형화 기술로서 일반화되었다.
종래의 선형화 기술은 피드포워드(feedforward) 선형화 기술과 피드백 선형화 기술을 포함한다. 이러한 2가지 기술은 다양한 무선 통신 시스템에서 폭넓게 사용된다. 그러나, 이들 모두는 불리한 점들이 있다: 피드포워드 선형화 기술의 주요 문제점은 낮은 효율, 복잡한 구조 및 증폭기의 고가라는 것이고; 피드백 선형화 기술은 루프 안정도 또는 대역폭 제한이라는 문제점을 가진다. 따라서, 이러한 2가지 기술은 모두 차세대 이동 통신 베이스 스테이션에 의해 요구되는 전력 효율 레벨에서 고선형성을 갖는 광대역 증폭을 제공할 수 없다.
또 하나의 일반적으로 사용되는 선형화 기술은 프리디스토션(pre-distortion) 기술이고, 이는 피드포워드 기술 보다 고전력효율을 달성할 수 있다. 프리디스토션 기술과 피드포워드 기술의 차이는 증폭전에 보상이 수행되는, 예를 들어, 입력신호가 미리 프리디스토션되어, 프리디스토션과 비선형 증폭에 의해 구해진 신호의 전체 효과가 선형 증폭에 의해 구해진 것에 근접한다. 3종류의 프리디스토션 기술들, 예를 들어 디지털 베이스밴드 프리디스토션, 아날로그 베이스밴드 또는 중간 주파수 프리디스토션, 및 RF 프리디스토션이 있다. 셋중에서, 디지털 신호 처리의 적응에 기초한 디지털 베이스밴드 프리디스토션 기술이 근년에 빠르게 발전하고 있다. 종래의 프리디스토션 기술에서는, 미리 계산된 프리디스토션 보상 파라메터가 일차원 프리디스토션 검색 테이블에 저장된 후, 현재의 입력신호 크기에 근거하여 어드레스값이 계산되며, 프리디스토션 검색 테이블의 상응하는 위치에 상응하는 프리디스토션 보상 파라메터를 위치시킨 후, 입력신호가 알고리즘(예를 들어, 원신호와의 가산 또는 곱셈)에 의해 보정된다. 테이블에서 보상 파라메터를 결정하는 방법은 프리디스토션 신호에 의해 정확히 보상된 증폭기의 비선형 효과를 가지는 것이다.
프리디스토션 선형화의 보상 효과가 계절, 날씨, 환경 등과 같은 외부적 요인과, 증폭기의 동작점, 사용기간에 따른 증폭기 특성의 변경과 같은 내부적 요인에 의한 증폭기 특성의 변화를 추적하도록 하기 위해서, 일반적으로 피드백 브랜치(feedback branch)가 필요하다. 이 피드백 브랜치에 증폭기의 출력의 일부가 피드백 참조 신호로서 결합되고, 입력신호와 피드백신호의 차이를 기초로 프리디스토션 검색 테이블에서 프리디스토션 파라메터를 조정한다. 증폭기 특성을 매우 짧은 기간내에 현저하게 변화시키는 것은 불가능하므로, 일반적으로 조정은 비실시간 처리이다.
그러나, 디지털 프리디스토션 선형화 솔루션(solution)에 의해 제공되는 선형화 대역폭 및 선형화 성능은 모두, 증폭기에 얼마간의 기억 효과가 있으므로, 약간의 특별한 조치를 취하는 것 없이 제한된다. 기억 효과의 존재는 프리디스토션의 성능, 폭넓은 대역폭, 기억 효과의 더욱 심각한 효과에 크게 영향을 미친다. 시간 영역의 관점으로부터, 기억 효과가 존재할 때, 왜곡 특성은 증폭기의 현재 입력 뿐만 아니라 이전 입력에도 관계된다; 그리고, 주파수 영역의 관점으로부터, 기억 효과는 증폭기의 비선형 왜곡 성분의 진폭 및 위상이 입력신호의 변조 주파수의 변환에 따라 변화하고, 이러한 변화가능한 왜곡 신호는 고정된 진폭 및 위상을 가지는 프리디스토션 신호에 의해 완전히 보상될 수 없다.
도 1A-D는 기억 효과가 있을 때와 없을 때의 증폭기의 비선형 상호변조 왜곡을 도시한다.
도 1a는 증폭기에 기억 효과가 없을 때의 상황을 도시한다. 2개의 톤 입력신호가 증폭기에 의해 증폭된 후 증폭기의 비선형성에 의해 새로운 성분이 생성되는데, 증폭기에 기억 효과가 없으므로, IM3L(하측대역 세번째 비선형 상호변조 왜곡성분)과 IM3H(상측대역 세번째 비선형 상호변조 왜곡성분)이 증폭기의 세번째 비선형성에 의해 각각 2개의 톤신호의 하측대역과 상측대역에 생성되고, IM3L의 진폭과 위상은 IM3H와 각각 같다. 도 1A는 단지 상호변조 왜곡 신호의 진폭 성분을 도시한다.
도 1b는 증폭기에 기억 효과가 있는 경우를 도시한다. IM3L의 진폭은 증폭기의 기억 효과 때문에 IM3H와 같지 않다. 상호변조 왜곡 성분에서의 진폭의 비대칭은 일반적으로 증폭기의 전기 기억 효과에 의해 야기된다. 비록, 도면에서는 IM3L과 IM3H의 진폭만 도시되었지만, 그들의 위상이 반드시 동일하다는 것을 의미하지는 않는다. 실제로, 정상상태에서는 IM3L의 진폭 뿐만 아니라 위상도 IM3H와 같지 않다.
도 1c-d는 증폭기에 기억 효과가 있는 또 다른 경우를 도시한다. 도 3C에 도시된 것처럼, 비록 IM3L과 IM3H의 진폭이 같지만, 그들의 위상은 실제로 같지 않다. 상호변조 왜곡 성분에서의 위상의 비대칭은 일반적으로 증폭기의 열 기억 효과에 의해 야기된다. IM3L에 관해서 동일한 크기와 반대 위상을 가지는 프리디스토션 신호를 가정하자. IM3L을 정확히 보상할 수는 있지만 IM3H를 보상할 수 없고, 최종적으로, 결과 신호는 이 프리디스토션 신호와 IM3H의 백터 합성(vectorial resultant)이다. 명백히, ≠0일 때 합성 신호는 0이 아니고, 보상되기 전( ≥30°) IM3H의 진폭 보다 클 것이다.
증폭기의 내역내 비선형 왜곡 특성에 기초하여 생성된 IM3L과 IM3H의 상호변조 왜곡 보상 성분의 진폭과 위상이 서로 일치하므로, 도 1b-d에 도시된 기억 효과가 IM3L과 IM3H를 비대칭되게 하는 사실은, 프리디스토션 선형화 성능에 심각하게 영향을 미칠 것이다. 프리디스토션 보상의 결과는 보상신호와 왜곡신호 사이의 진폭 및 위상의 정합에 매우 민감하므로, 대칭의 보상신호는 기억 효과 때문에 대칭이 아닌 IM3L과 IM3H를 완전히 보상할 수 없다.
디지털 프리디스토션 선형화 솔루션은 대역내 비선형 왜곡 특성, 예를 들어, 진폭 변조에 대한 진폭 변조와 위상 변조에 대한 진폭 변조의 변환 특성(이하, 증폭기의 AM-AM과 AM-PM 특성이라 함)에 따라 보상 파라메터를 결정하고, 이러한 종류의 특성은 단지 상측대역과 하측대역이 완전히 대칭하는 상호변조 왜곡만을 설명할 수 있고, 그래서 결정된 보상 파라메터는 단지 상측대역과 하측대역이 완전히 대칭하는 상호변조 왜곡만을 보상할 수 있다. 그러나, 기억 효과는 상측대역과 하측대역 상호변조 왜곡 성분 사이의 비대칭을 일으킬 것이고, 대칭 보상 산호는 대칭이 아닌 신호를 보상할 수 없음이 자명하다.
도 2는 종래기술의 전형적인 협대역 디지털 프리디스토션 시스템을 도시한 개략적인 블럭도이다. 입력신호(101)는 베이스밴드 변조기(102)를 통해 디지털 베이스밴드 신호로 변조되고, 이 신호는 어드레스 회로(104)를 통해 어드레스 신호를 생성하는데, 어드레스 신호는 입려신호의 진폭에 비례한다. 보상 파라메터 검색 테이블(107)의 상응하는 유닛에서 상응하는 보상 파라메터가 검색되고, 보상 파라메터가 복소수 곱셈기(106)를 통해 원변조신호에 곱해져서 보정된 프리디스토션 신호를 생성한다. 프리디스토션 신호는 디지털/아날로그 컨버터(110)를 통해 아날로그 베이스밴드로 변환되고, 이 프리디스토션 신호가 직각 변조기(업컨버터)(112)를 통해 무선 주파수로 변조된 후, 전력 증폭기(116)에 의해 증폭된 다음 송신 안테나(118)을 통해 송신된다. 전력 증폭기(116)의 출력 전력의 일부는 방향성 결합기(117)에 결합된 후, 직각 복조기(다운컨버터)(114)를 통해 아날로그 베이스밴드로 직각 복조 및 다운 컨버트(down convert)되고, 피드백신호는 아날로그/디지털 컨버터(111)를 통해 디지털 베이스밴드로 변환된다. 디지털 베이스밴드에서는, 피드백신호가 신호 비교기(109)에서 지연기(103)에 의해 지연된 원신호와 비교되고, 결과된 에러신호는 파라메터 업데이트 유닛(108)를 제어하는데 사용되어 보상 파라메터 검색 테이블(107)에서 증폭기의 비선형 보상 파라메터를 업데이트 하기 위한 파라메터 업데이트 신호를 생성한다. 지연기(103)의 지연은 지연 조정기(105)에 의해 조정되는 것으로, 지연기(103)에 의해 지연된 원입력신호를 피드백신호와 비교하여 지연조정신호를 구한다. 장치의 반송 주파수 신호는 국부 발진기(115)에 의해 직각 변조기(112; quadrature modulator)와 직각 복조기(114)로 제공되고, 위상 조정기(113)는 국부 발진기(115)와 직각 복조기(114) 사이에 위치되는 것으로, 순방향 증폭 브랜치와 피드백 브랜치 사이의 RF 위상차를 조정하는데 사용되어, 전체 시스템을 안정하게 유지한다. 이러한 보상 장치는, 증폭기의 기억 효과를 고려하지 않고, 현재 신호의 크기와 증폭기의 AM-AM과 AM-PM 특성에 기초하여 비선형성을 보정하므로, 이것에 의해 미리 설정된 주파수점 근처의 기억 없는 비선형 왜곡만을 보상할 수 있어, 장치에 의해 달성되는 선형화 성능과 장치에 의해 제공되는 선형화 대역폭이 제한된다.
도 3에 도시된 것처럼, US 6,356,146은 도 2에 도시된 협대역 디지털 프리디스토션 보상 솔루션을 위한 향상된 솔루션을 개시하고 있는데, 이는 다음을 포함한다: (1) 복합 이득 보정(complex gain correction)의 곱셈을 유한 임펄스 응답(FIR) 필터의 필터링 보상으로 변경시키고, 이러한 보상의 이점은 주파수에 따라 변화하는 보상이 고려되는 경우에 있다; (2) FIR 필터(206)의 파라메터는 3차원 보상 파라메터 데이터 구성(207)에 저장된다. 데이터 구조는 3개의 어드레스 검색 엔트리(address retrieval entry), 예를 들어 도면에 도시된 바와 같이, 진폭 검색 엔트리(204A), 미분(differential) 검색 엔트리(204B), 적분(integral) 검색 엔트리(204C)를 갖고, 전체 데이터 구성은 3차원이며, 보상계수는 3개의 검색 엔트리를 어드레싱(addressing)함에 의해 구해질 수 있는데, 이는 현재 입력신호의 진폭, (이전 신호의 영향을 나타내는) 입력신호의 적분값 및 (입력신호의 대역폭을 나타내는) 입력신호의 미분값에 관련된다. 이러한 개량에 의하면, 보상은 현재 신호의 진폭 뿐만 아니라 이전 입력신호 및 입력신호의 변화율에 관련되고, 이것에 의해서 이 장치는 변조 주파수에 따라 변화하는 비선형 특성과 증폭기의 시간 변화 비선형 특성을 보상할 수 있다. 3차원 보상 파라메터 데이터 구성(207)의 검색 엔트리는, 상기의 3개의 것들에 한정되지 않고, 도 3은 적분 검색 엔트리(204C) 대신에 다른 검색 모드를 도시하는 것으로, 증폭기의 온도 변화가 온도 센서(219)에 의해 감지된 후, 디지털/아날로그 컨버터(211)를 통해 디지털 대역으로 변환되고, 상응하는 차원의 어드레스값이 어드레스 검색 계산기(204D)에 의해 계산된다. FIR필터(206), 3차원 보상 파라메터 데이터 구성(207), 진폭 검색 엔트리(204A), 미분 검색 엔트리(204B) 및 적분 검색 엔트리(204C)를 왜곡 보상 신호 프로세서(220)라 한다. 이 보상 솔루션은 시간과 입력신호의 변조 주파수에 따라 변화하는 증폭기의 AM-AM과 AM-PM 특성을 고려하여, 도 2에 도시된 협대역 디지털 프리디스토션 보상 솔루션 보다 그 보상 효과가 좋고, 또한 선형화 대역폭이 넓게 제공된다. 그러나, 이러한 솔루션은 여전히 증폭기의 대역내 AM-AM과 AM-PM 특성에 기초하고, 상측대역과 하측대역의 프리디스토션 신호들이 주파수 스펙트럼에서 대칭이지만, 기억 효과는 대역외 왜곡이고 일반적으로 상측대역과 하측대역이 대칭이 아닌 상호변조 왜곡으로 귀착될 것이고, 그래서 이러한 종류의 솔루션은 증폭기의 기억에 남아 있는 비선형 특성을 보상할 수 없다.
프리디스토션 기술과 반대로, 피드포워드(feedforward) 기술의 선형화 성능은, 주로 신호가 증폭기에 의해 증폭된 후 보상되므로, 기억 효과에 의해 영향받지 않는다. 선형화 대역폭 및 성형화 성능의 관점에서 피드포워드 기술의 이점은 기억 효과에 민감하지 않는다는 것에 있다. 프리디스토션 기술에서 기억 효과에 민감해진다는 문제점을 해소할 수 있다면, 이 기술은 선형화 대역폭 및 선형화 성능의 관점에서 피드포워드 기술의 수준에 도달하거나 능가할 것이다.
도 1a-d는 기억 효과가 있는 경우와 기억 효과가 없는 경우의 증폭기의 비선형 상호변조 왜곡의 비교를 도시한 개략도이다;
도 2는 종래 기술의 전형적인 협대역 디지털 프리디스토션 보상 시스템을 도시한 블럭도이다;
도 3은 입력신호의 변조 주파수와 시간에 따라 변화하는 AM-AM과 AM-PM 비선형 왜곡 특성을 고려한 프리디스토션 보상 솔루션을 도시한 블록도이다;
도 4-11은 본 발명의 바람직한 실시예를 전부 도시한다;
도 4는 본 발명의 특징을 갖는 광대역 프리디스토션 선형화 시스템의 개략적인 블럭도이다;
도 5는 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛을 도시한 블럭도이다;
도 6은 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛을 도시한 블럭도이다;
도 7은 증폭기의 열 기억 효과를 제거하기 위한 열 FIR 필터를 도시한 블럭도이다;
도 8은 증폭기의 전기 기억 효과를 제거하기 위한 전기 FIR 필터를 도시한 블럭도이다;
도 9는 적응 모델 파라메터 요구 유닛의 작동 원리를 도시한 블럭도이다;
도 10은 증폭기 모델 파라메터용 식별 알고리즘을 도시한 플로우차트이다;
도 11은 증폭기 모델 파라메터용 적응 조정 알고리즘을 도시한 플로우차트이다.
본 발명의 하나의 목적은 RF 전력 증폭기에서 기억이 남아 있는 비선형성에 의해 디지털 프리디스토션 선형화 기술에 의해 달성되는 선형화 성능 및 제공되는 선형화 대역폭에 대한 제한을 제거할 수 있어, 디지털 프리디스토션 선형화 기술에 의해 달성되는 선형화 성능 및 제공되는 선형화 대역폭을 크게 향상시키는 광대역 프리디스토션 선형화 방법 및 이 방법에 기초하는 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 기존의 디지털 프리디스토션 기술을 매우 간단화 할 수 있고, 기존의 프리디스토션 시스템 보다 폭넓은 선형화 대역폭 및 뛰어난 선형화 성능을 저가로 제공할 수 있는, 무선 통신 분야에서의 무선 송신기용 디지털 프리디스토션 선형화 기술에 기초한 회로 및 시스템을 제공하는 것이다.
상기의 본 발명의 목적은 광대역 디지털 프리디스토션 선형화 방법과 광대역 디지털 프리디스토션 선형화 시스템을 제공함으로써 달성된다.
본 발명에 따른 광대역 프리디스토션 선형화 방법은:
증폭기의 특성에 따라 입력신호에 대해 대역내 프리디스토션 보상을 수행하여, 대역내 프리디스토션 신호를 구하는 단계;
증폭기의 특성에 따라 입력신호에 대해 대역외 프리디스토션 보상을 수행하여, 대역외 프리디스토션 신호를 구하는 단계;
대역내 프리디스토션 신호를 업컨버트하는 단계;
전력 증폭기의 입력에서 업컨버트되지 않은 대역외 프리디스토션 신호에 업컨버트된 대역내 프리디스토션 신호를 더하는 단계;
더해진 신호를 입력신호로서 전력 증폭기에 입력하는 단계;
전력 증폭기의 출력의 일부를 피드백 신호로서 결합하고 원입력신호와 비교하는 단계;
비교 결과에 따라 대역내 프리디스토션 신호와 대역외 프리디스토션 신호를 생성하기 위해 증폭기의 특성 파라메터를 적응 조정하여, 피드백 신호의 시간 영역 또는 주파수 스펙트럼의 파형이 원입력신호에 매우 근접될 수 있도록 하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따른 광대역 프리디스토션 시스템은, 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛, 직각 변조기(업컨버터), 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛, 신호 덧셈기, 전력 증폭기, 직각 복조기(다운카운터), 및 적응 모델 파라메터 요구 유닛을 포함하고; 입력신호의 일부분은 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛을 통해 대역내 프리디스토션 신호를 생성하는데 사용되고, 입력신호의 다른 부분은 상기 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛을 통해 대역외 프리디스토션 신호를 생성하는데 사용되며; 대역내 프리디스토션 신호는 직각 변조기(업컨버터)를 통해 반송 주파수로 변조 및 업컨버트된 후, 신호 덧셈기에서 업컨버트되지 않는 대역외 프리디스토션 신호와 직접 더해지고; 더해진 신호가 전력 증폭기에 의해 증폭된 후 안테나를 통해 전송되며; 증폭기의 출력신호의 일부분은 직각 복조기에 의해 직각 복조 및 다운컨버트된 후 피드백 신호로서 적응 모델 파라메터 요구 유닛에 제공되고; 이 유닛은 피드백 신호와 원입력신호를 비교하고 비교결과에 기초하여 파라메터 업데이트 신호를 생성하며, 파라메터 업데이트 신호는 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛과 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛에 제공되어 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛과 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛에 의해 요구되는 프리디스토션 보상 파라메터를 적응 조정한다.
본 발명에 따른 방법 및 시스템은 증폭기의 기억 효과를 갖는 비선형성을 보상할 수 있고, 특히, 상측대역과 하측대역이 대칭하지 않는, 기억 효과에 의한 상호변조 왜곡을 보상한다. 종래 기술의 디지털 프리디스토션 기술과 비교하면, 본 발명은 기억 효과에 의해 야기되는 프리디스토션 성능에 대한 제한을 근본적으로 제거하고, 디지털 프리디스토션의 선형화 성능을 크게 향상시킴과 더불어 디지털 프리디스토션의 선형화 대역폭을 확장시킨다.
본 발명에 따른 방법과 시스템의 또 다른 이점은 디지털 프리디스토션 선형화 시스템의 복잡성을 크게 간단화할 수 있고, 시스템의 가격을 크게 저감시킬 수 있다는 것이다.
본 발명의 방법에 따르면, 전력 증폭기에서 기억 효과를 갖는 비선형 특성은 내역내와 대역외에서 동시에 보상되는데, 기억 효과는 대역외 프리디스토션 신호에 의해 보상되고; 기억없는 비선형 특성은 대역내 프리디스토션 신호에 의해 주로 보상된다.
대역내 프리디스토션 신호는 3부분을 포함한다. 제1부분은 전력 증폭기의 AM-PM 왜곡 특성에 관해서 비선형 왜곡(distortion)을 보상하는데 사용되고(증폭기의 AM-AM 왜곡도 동시에 보상될 수 있지만, 이것은 본 발명을 복잡하게 만들 것이다), 이 부분의 보상신호는 현재 입력신호의 진폭에만 관련된다. 제2부분은 디지털/아날로그 컨버터(DAC)와 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에 관련한 선형 주파수 왜곡과 같은, 입력신호의 변조 주파수에 관련한 선형 왜곡을 보상하는데 사용되고(이 부분의 보상은 선택적이다), 이 부분의 보상신호는 현재 입력신호의 진폭 뿐만 아니라 이전 입력 신호와도 관련된다. 제3부분 역시 선택적이고, 직각 변조/복조를 사용하는 시스템에서 사용되어, 비이상의 I/Q 채널 변조/복조 특성과 관련된 왜곡을 보상한다. 본 발명은 디지털 아날로그 변환/아날로그 디지털 변환과 변조/복조의 원하지 않는 특성의 보상을 실현하므로, 본 발명은 무선 송신기의 일부로서 전력 증폭기 뿐만 아니라 전체 무선 송신기를 선형화할 수 있다.
대역외 프리디스토션 신호는 포락선 주입 신호(envelope injection signal)와 같은 의미를 가진다. 대역외 프리디스토션 신호는 3부분을 포함한다. 제1부분은 증폭기에서 열 기억 효과를 보상하는데 사용되고; 제2부분은 증폭기에서 전기 기억 효과를 보상하는데 사용되며; 제3부분은 증폭기의 AM-AM 왜곡 특성에 관련한 왜곡을 보상하는데 사용되고, AM-AM 왜곡에 대한 보상이 대역내에서 또한 처리될 수 있으므로 이 부분은 선택적이지만, 이는 본 발명을 복잡하게 만들 것이다.
본 발명의 대역내 보상은 원신호에 대한 프리디스토션 보정이 베이스 밴드에서 처리되고, 보정된 신호는 반송 주파수로 업컨버트된다는 것을 의미한다. 종래의 프리디스토션 보상은 이러한 종류의 대역내 보상에 속한다. 그러나, 이러한 프리디스토션 보상은 단지 상측대역과 하측대역이 대칭인 상호변조 왜곡을 보상할 수 있고, 상호변조 왜곡의 상측대역과 하측대역 성분이 대칭이 아닌, 예를 들어 증폭기가 기억 효과를 나타낼 때는, 이러한 종류의 보상이 불완전하다. 상측대역과 하측대역이 대칭이 아닌 상호변조를 보상하기 위해서는, 대역외 보상을 사용하는 것이 편리한 방법이다.
본 발명의 대역외 보상은 원신호에 대한 프리디스토션 보정이 베이스밴드에서 처리된 후, 보정된 신호가 업컨버트되지 않고, 증폭기의 입력에서 업컨버트된 대역내 프리디스토션 신호에 직접 더해진다는 것을 의미한다. 적당한 대역외 신호는 기억 효과에 의해 야기되는 상측대역과 하측대역이 대칭이 아닌 비선형 왜곡을 보상할 수 있다.
본 발명에서는, 기억 효과는 비선형 상호변조 왜곡 성분이 베이스밴드의 변조 주파수에 따라 변화하는 효과로서 정의된다. 기억 효과는 생성 메카니즘에 따라 열 기억 효과와 전기 기억 효과로 분류된다.
증폭기에서 열 기억 효과는 증폭기내의 내부 전기-열 결합(electro-thermal coupling)에 의해 주로 야기된다. 전기-열 결합은 증폭기의 소비 전력의 변화가 칩 표면온도를 변화시키고, 칩 표면온도의 변화가 증폭기의 전기 특성을 변화시키는 현상이다. 또한, 이러한 종류의 현상은 열 전력 피드백 효과, 전기-열 피드백 효과 또는 자기가열(self-heating) 효과라고도 한다. 증폭기에 의해 야기된 열 소실 전력은 장치의 다른 부분 사이의 열 저항과 자체 부분의 열 용량(thermal capacity)에 의해 구성되는 열 저역 필터를 통해 주변으로 발산하고, 칩 표면상에 준정적(quasi-static) 온도 분배를 형성한다. 열 저역 필터가 열 손실 전력과 칩 표면온도 사이에서 변조 주파수에 따라 변화하는 시간 지연을 도입하므로, 열 소실 전력에 의해 야기되는 온도 변화는 순간적인 것은 아니며, 주파수에 따른 위상 이동이 항상 있어, 열 기억 효과를 일으킨다.
열 기억 효과는 주로 낮은 변조 주파수에서 상호변조 왜곡에 영향을 미치고, 이 효과는 상호변조 왜곡 성분의 비대칭성을 일으킨다. 또한, 열 기억 효과의 행동은 트랜지스터내의 열 특성과 전기 특성에 의해 결정된다.
증폭기의 전기 기억 효과는 주로 입력신호의 변조 주파수에 따라 변화하는 증폭기의 입력 임피던스에 의해 야기된다. 변조 주파수의 범위가 단지 소부분의 중심 주파수이므로, 증폭기에 대해 전체 기본 주파수 대역과 제2고조파 대역의 범위내에서 입력 임피던스를 일정하게 유지하는 것은 다소 쉽지만, 증폭기의 입력 임피던스의 변동은 베이스밴드 변조 주파수의 범위내에서 매우 커질 것이다. 정상 상태에서는, 베이스밴드 변조 주파수에서 입력신호 변조 주파수에 따른 입력 임피던스의 변화에 의해 기억 효과의 주요 부분이 야기되고, 제1고조파와 제2고조파에 의한 기억 효과에 대한 기여는 매우 작다. 따라서, 증폭기의 전기 기억 효과의 제거는 베이스밴드 변조 주파수에서 입력신호의 변조 주파수에 따라 변화하는 증폭기의 입력 임피던스의 변화에 의해 야기되는 전기 기억 효과를 제거하는 것을 주로 의미한다.
전기 기억 효과는 주로 입력신호의 보다 높은 변조 주파수에서 상호변조 왜곡에 영향을 미치고, 상측대역과 하측대역의 상호변조 왜곡 성분의 비대칭을 일으킬 것이다. 열 기억 효과와는 달리, 전기 기억 효과의 생성은 주로 트랜지스터의 외부 바이어스 회로의 특성에 의해 결정되고, 이러한 측면으로부터, 전기 기억 효과는 열 기억 효과에 거의 영향을 미치지 않고, 역 또한 같으며, 또는 서로에 대한 영향을 무시할 수 있어, 그들 각각이 거의 독립적인 효과로서 간주될 수 있다.
핀란드 올루(Oulu) 대학의 조엘 볼레비(Joel Vuolevi)에 의한 "RF 전력 증폭기에서의 상호변조 왜곡의 대역폭 및 진폭 의존성 분석, 측정 및 제거"로부터, 증폭기내의 열 기억 효과와 전기 기억 효과의 좀더 상세한 분석을 얻을 수 있다.
대역내 프리디스토션 신호가 3부분으로 나누어지므로, 그 처리 또한 3단계로 나누어진다. 예를 들어, 증폭기의 기억없는 비선형 왜곡을 보상하는 단계, 그 다음 증폭기의 입력신호 변조 주파수에 관련한 선형 주파수 왜곡을 보상하는 단계, 및 변조/복조의 원하지 않는 특성을 보상하는 단계로 나누어진다. 다만, 제1단계는 필수적이고, 제2단계와 제3단계는 시스템의 요구와 성능의 요구에 따라 선택될 수 있다. 본 발명은 대역외 프리디스토션 보상을 도입하므로, 대역내에서 증폭기의 AM-PM 왜곡에 대한 보상만이 필요하고, 이는 대역내 보상을 간단하게 한다.
상기한 것처럼, 대역외 프리디스토션 신호, 예를 들어 포락선 주파수에서의 신호가, 열 기억 효과와 전기 기억 효과를 포함하는 증폭기에서의 기억 효과를 보상하는데 주로 사용되고, AM-AM 왜곡을 보상하는데도 사용된다. 포락선 주파수 신호는 증폭기의 특성 파라메터와 입력신호에 따라 생성된다. 증폭기의 AM-AM 왜곡과 AM-PM 왜곡은 각각 대역외 프리디스토션과 대역내 프리디스토션에 의해 보상될 수 있고, 그 이유는 증폭기의 전체 왜곡이 작을 때 증폭기의 AM-AM 왜곡과 AM-PM 왜곡이 직각이라는 것이다. A 클래스 또는 AB 클래스에서 작동하는 통상의 전력 증폭기는 이러한 상황에 마주친다.
대역외 프리디스토션 신호와 대역내 프리디스토션 신호는 각각 다음의 3가지 경우에 상응하는 방법으로 생성된다:
(1) 기억 효과가 고려되지 않을 때
이 경우에는 증폭기의 기억 효과가 무시될 수 있을 정도로 매우 작다고 생각된다. 즉, 시스템은 고성능을 필요로 하지 않고, 고려될 기억 효과가 없더라도 성능 요건을 만족할 수 있다.
이 경우에는, 대역외 프리디스토션 신호가 증폭기 출력(예를 들어, 전류)의 표현 파라메터와 관련되고, 출력 전류를:
(1)
로 나타낼 수 있다고 가정하자(증폭기가 세차례의 비선형을 가진다고 추정함)
여기서, gm은 증폭기의 입력에서 출력까지의 선형 트랜스컨덕턴스(linear transconductance)이다; K2GM은 트랜스 컨덕턴스의 두번째 비선형 계수이다; K3GM은 트랜스 컨덕턴스의 세번째 비선형 계수이다; gO은 증폭기의 출력 컨덕턴스이다; K2GO은 출력 컨덕턴스의 두번째 비선형 계수이다; K3GO은 출력 컨덕턴스의 세번째 비선형 계수이다; K2GMGO은 두번째 입출력 크로스(cross) 트랜스컨덕턴스이다; K3GM2GO은 세번째 입력 리딩(leading) 크로스 트랜스컨덕턴스이다; K3GMGO2은 세번째 출력 리딩 크로스 트랜스컨덕턴스이다; iout은 증폭기의 출력 전류이다; VIN은 증폭기의 입력 전압이다; 및 VOUT은 증폭기의 출력 전압이다. 증폭기의 온도(T)와 관련된 영향이 고려되지 않았으므로, 마지막 줄의 온도에 관련한 마지막 3개의 표현은 무시될 수 있다. 포락선 주입 신호(envelope injection signal)의 구체적인 형태는:
(2)
이다.
여기서,
(3)
(4)
이다.
여기서, gV은 입력에서 출력포트까지의 순방향 전압 증폭 팩터이다; I와 Q는 각각 입력신호의 위상내 성분과 직각 성분이고, I2 + Q2은 입력신호의 전력 포락선이다.
이때의 상응하는 대역내 프리디스토션 신호는:
(5)
이다.
여기서, 는 선형 위상 변환 계수이다(위상 왜곡이 첫번째라고 추정함). 대역내 프리디스토션 신호는 주로 AM-PM 위상 이동에 의한 왜곡을 보상하는데 사용된다. AM-AM 왜곡과 AM-PM 왜곡이 각각 보상됨에 따라, 보상신호의 형태가 매우 간단해진다.
(2) 열 기억 효과가 고려될 때
여기서, 보상 효과를 향상시키기 위해서 증폭기에서의 열 기억 효과가 고려된다. 열 기억 효과는 변천 신호(historical signal)의 영향을 반영하므로, 보상신호는 가중 적분의 형태를 취한다.
식(1)에 나타난 증폭기의 입력신호의 온도에 관련한 부분은:
(6)
이다.
여기서, K2T은 두번째 온도 계수이다; K3TGM은 입력 온도 크로스 비선형 계수이다; 및 K3TGO은 출력 온도 크로스 비선형 계수이다. 칩 표면온도(T)는 다음의 함수에 의해 표현될 수 있다:
(7)
그리고, 포락선 주입 신호는:
(8)
이다.
이때, 포락선 주입 신호는 입력신호의 전력 포락선에 비례하는 일부분과, 칩 표면온도에 비례하는 다른 부분을 포함한다. 칩 표면온도와 입력신호 사이에 특정 위상차가 있으므로, 식(8)의 칩 표면온도와 입력신호 사이의 위상차가 존재한다는 것을 주목하여야 한다. 대칭이 아닌 상호변조 왜곡의 특성은 이 위상차를 조정함으로써 보상될 수 있다.
경우(2)에서는, 대역내 프리디스토션 신호가 경우(1)과 같다.
그러나, 식(8)에서는, 칩 표면온도(T)의 형태가 알려져 있지 않아, 포락선 주입 신호의 구체적인 형태가 결정되지 않는다. 포락선 주입 신호를 결정하기 위해서는 칩 표면온도가 결정되어야만 한다. 증폭기의 칩 표면온도는:
(9)
에 의해 표현될 수 있다.
여기서, 칩 표면온도는 다음의 3부분을 포함한다: (1) 증폭기의 주변온도(TAMB); (2) DC(작동점) 소비전력(PDISS(dc))에 기인한 온도상승; (3) AC(포락선 신호) 소비전력(PDISS(Ω))에 기인한 온도상승. 여기서, RTH는 증폭기의 DC 열 저항이고, ZTH(Ω)는 증폭기의 AC 열 저항이다. 주변온도(TAMB)와 DC(작동점) 소비전력(PDISS(dc))에 기인한 온도상승은 일정하므로, 칩 표면온도는 2부분: 입력신호에 따라 변화하지 않는 부분(TINV)과 입력신호에 따라 변화하는 부분(TVAR)을 포함한다고 간주될 수 있고, 이 2부분은,
(10)
(11)
에 의해 정의된다.
입력신호에 따라 변화하는 부분은 좀더 중요하다. ZTH(Ω)는 주파수 영역에서 정의된 AC 열 저항이고, 시간 영역에서의 그 상응하는 임펄스 응답은:
(12)
이다.
입력신호와 칩 표면온도 변화의 관계는 임펄스 응답에 기초하여 시간 영역 콘볼루션(convolution)으로 계산될 수 있다:
(13)
열 기억 효과를 고려한 경우에 상응하는 포락선 신호는 식(10)과 식(13)에 의해 결정된 증폭기의 칩 표면온도를 식(8)에 대입하여 계산될 수 있다.
(3) 전기 기억 효과가 고려될 때
프리디스토션 보상의 정밀도를 향상시키기 위해 전기 기억 효과가 고려된다. 신호 적분의 역(inverse)은 신호의 대역폭에 영향을 미치고, 보상신호는 가중 적분의 역(inverse) 형태를 취한다. 증폭기의 전기 기억 효과는 주로 베이스밴드 변조 주파수에 따른 증폭기의 입력 임피던스의 변화에 의해 야기되므로, 전기 기억 효과에 대한 보상이 가능한 수단 중의 하나는 액티브 임피던스의 원리에 따라 증폭기의 입력에서 특정 신호를 주입하는 것이고, 이 신호가 베이스밴드 변조 주파수의 범위내에서 증폭기의 입력 임피던스를 일정하게 유지할 것이다.
임피던스는 노드 전압(node voltage)과 노드 전류(node current)의 비율로서 정의된다. 외부 신호원이 더해지면, 신호원은 노드 전류를 조정할 수 있어, 원입력에서 "관측되는" 증폭기의 입력 임피던스가 노드 전류의 변화에 따라 변화할 것이고, 이것이 액티브 임피던스의 원리이다. 액티브 임피던스의 원리는 도허티 증폭기를 설계하는데도 사용된다.
증폭기의 전기 기억 효과에 대한 보상 신호는 이후에 능동 저항 원리(active resistant principle)에 따라 결정될 것이다.
증폭기의 입력 임피던스의 주파수 특성이 알려져 있다고 가정하면, 시간 영역에서의 그 상응하는 임펄스 응답은:
(14)
이다.
입력신호가 전류일 때, 입력 노드에서의 상응하는 전압은:
(15)
이다.
시간영역에서는, 상기 식은:
(16)
이다.
이때, 회로의 과도(transient) 입력 임피던스는:
(17)
이다.
증폭기의 입력 임피던스가 일정값(z0)으로 보상될 수 있다고 가정하면, 능동 저항 원리에 따라,
(18)
(19)
이다.
입력신호가 전압이면, 상기 식의 분모의 적분 표현에서 "임피던스"는 "어드미턴스"로 대체되어야 하고, 전류원은 전압원으로 대체되어야 하지만, 표현의 형태는 변하지 않는다.
전기 기억 효과와 열 기억 효과는 서로 독립적이므로, 서로에 대한 영향을 무시할 수 있다. 완전한 대역외 프리디스토션 신호는 모든 포락선 주입 신호(열 기억 효과 포락선 주입 신호, 전기 기억 효과 포락선 주입 신호, 및 증폭기의 AM-AM 왜곡 특성을 보정하는데 사용되는 포락선 주입 신호)가 중첩되어야 하다, 즉:
전체 포락선 주입 신호 = 증폭기의 AM-AM 왜곡 특성을 보정하는데
사용되는 포락선 주입 신호
+ 열 기억 효과 포락선 주입 신호 (20)
+ 전기 기억 효과 포락선 주입 신호
식(20)에 따라 생성된 포락선 주입 신호가 원신호의 정보를 수반하는 RF 신호와 함께 증폭기내로 주입된 후, 증폭기의 비선형성과 기억 효과가 제거될 것이다.
상기의 방법에서는, 환경 파라메터의 변화와 증폭기 파라메터의 경년 변화 및 이동에 따른 프리디스토션 선형화 효과에 대한 악영향을 방지하기 위해, 전력 증폭기의 출력의 일부분이, 피드백 참조 신호로서, 시간 영역 또는 주파수 영역에서 원입력신호와 비교되고, 대역내 프리디스토션 신호와 대역외 프리디스토션 신호를 생성하기 위한 증폭기의 모델 파라메터가 비교 결과에 기초하여 적응 조정되어, 피드백 참조 신호가 원입력신호에 매우 근접할 수 있다. 적응 조정은 2개의 다른 단계를 포함한다. 제1단계는 전체 시스템이 "모델 파라메터 식별 모드" 하에서 동작하는 초기 모델 파라메터 설정 단계이다. 제2단계에서는, 시스템이 증폭기의 모델 파라메터의 전체 또는 일부분을 조정하고, 전체 시스템이 "모델 파라메터 적응 조정 모드" 하에서 동작한다. "모델 파라메터 식별 모드" 하에서는, 증폭기의 통상의 동작이 중단되고, 어떤 특정 신호들이 증폭기로 입력되어, 시스템이 증폭기의 출력을 그 입력과 비교 검사하여 증폭기의 특성을 설명하는 증폭기의 모델 파라메터의 초기 값을 결정할 수 있다. "모델 파라메터 적응 조정 모드" 하에서는, 증폭기가 정상적으로 동작하고, 시스템이 증폭기의 출력을 그 입력과 비교 검사하여 증폭기의 특성을 설명하는 증폭기의 모델 파라메터를 적응 조정한다. 시스템이 동작을 시작할 때 또는 송신기의 구성이 중대하게 조절될 때(예를 들어, 증폭기를 대체함)는, 한 세트의 증폭기 초기 모델 파라메터가 필요하고, 시스템은 "모델 파라메터 식별 모드" 하에서 동작하여야 한다. 증폭기는 모든 파라메터의 초기값이 완전히 결정된 후 "모델 파라메터 적응 조정 모드"로 진입한다. "모델 파라메터 식별 모드" 하에서는, 한 세트의 초기 파라메터가 증폭기의 각 가능한 동작점에 대해 결정되어야 하고, 그래서 시스템이 증폭기의 동작점을 절환할 때 "모델 파라메터 적응 조정 모드"를 "모델 파라메터 식별 모드"로 절환할 필요가 없다.
여기서, "모델 파라메터 식별"의 상세한 프로세스는 다음과 같다:
(1) 증폭기의 모델 파라메터는 설명되는 증폭기 모델의 정밀도에 따라 여러가지 레벨로 분류되고, 각 정밀도에 상응하는 에러 레벨이 있고, 증폭기 모델은 실시예에서 3가지 다른 레벨로 분류된다.
제1레벨 모델의 정밀도는 가장 낮고, 그 모델 파라메터는 선형 트랜스컨덕턴스(gm), 트랜스컨덕턴스의 두번째 비선형 계수(K2GM), 트랜스컨덕턴스의 세번째 비선형 계수(K3GM), 출력 컨덕턴스(go), 출력 컨덕턴스의 두번째 비선형 계수(K2GO), 출력 컨덕턴스의 세번째 비선형 계수(K3GO), 두번째 입력-출력 크로스 트랜스컨덕턴스(K2GMGO), 세번째 입력 리딩 크로스 트랜스컨덕턴스(K3GM2GO), 세번째 출력 리딩 크로스 트랜스컨덕턴스(K3GMGO2), 선형 위상 변환 계수(), 증폭기의 순방향 전압의 증폭 팩터(gV), 및 루프 지연(τ)을 포함한다.
제2모델의 정밀도는 제1레벨 보다 높다. 제2레벨의 증폭기 모델은 제1레벨 모델 파라메터, 예를 들어 증폭기의 온도 임펄스 응답을 설명하는 한 세트의 FIR 필터 파라메터를 기초로 하여 다음의 파라메터를 포함하고, 이는 지연팩터와 가중계수를 포함한다.
제3레벨 모델의 정밀도는 제2레벨 보다 높고, 제3레벨의 증폭기 모델은 제2레벨 모델 파라메터, 예를 들어 입력신호의 변조 주파수의 변환에 따라 변화하는 증폭기의 입력 임피던스를 설명하는 한 세트의 FIR 필터 파라메터에 기초한 다음의 파라메터를 포함하고, 이는 지연 팩터, 가중 계수, 및 2개의 비례 팩터를 포함한다.
(2) 증폭기의 모델 파라메터의 레벨을 분류 후, 제1레벨의 증폭기 모델 파라메터가 추출되고, 제1레벨의 각 모델 파라메터에 대해 초기값이 계산된 후, 제1레벨의 모델 파라메터는 에러가 어느 정도 감소하거나 적응 반복 회수가 미리 설정된 값에 도달할 때까지 적응 조정된다. 제1레벨 모델 파라메터의 초기값을 계산하는 방법은 다음과 같다:
증폭기의 순방향 전압 증폭 팩터(gV): 증폭기의 입력신호는 비선형 왜곡이 명백히 아니도록 하기에 충분히 작은 값으로 조정된다; 상응하는 입력신호의 전압의 상대 진폭이 피드백 신호와 비교되고, 피드백 브랜치의 이득을 알면, 증폭기의 순방향 전압 증폭 팩터를 직접 계산할 수 있다; gV는 또한 증폭기의 설계 명세서에 의해 결정될 수 있다.
선형 위상 변환 계수()와 루프 지연(τ): 증폭기의 입력신호가 피드백 신호에 의해 곱해져서 입력신호에 비례하는 DC 값을 구한다. 즉, DC 값은 상대 위상 시프트(relative phase shift)의 코사인에 비례하고, 상대 위상 시프트는 선형 위상 변환 계수()와 루프 지연(τ)과 관련된다. 상기 측정 및 계산은 다른 주파수를 갖는 2개의 입력신호에 대해 수행되고, 선형 위상 변환 계수()와 루프 지연(τ)는 다음의 등식에 따라 계산된다:
(21)
(22)
여기서, C1과 C2는 각각 두번 측정된 DC 값이고, ω1과 ω2는 각각 두번 측정된 입력신호의 변조 주파수이며, A는 입력신호의 진폭이다.
9개의 컨덕턴스 계수: 입력 바이어스 전압에 대한 출력 전류의 부분 도함수(partial derivative)와 출력 바이어스 전압에 대한 출력 전류의 부분 도함수는 다음의 등식에서 나타난 것처럼, 각각 9개의 인접 바이어스점에서 측정된다(출력전류는 피드백신호로부터 직접 구해지고, 입력 바이어스 전압과 출력 바이어스 전압은 시스템에 의해 설정된다):
(23a)
(23b)
그래서, 18개의 측정값이 구해진다. 9개의 컨덕턴스 파라메터는 18개의 측정값을 이용하여 생성된 18개의 등식으로부터 결정된다. 용장 등식(redundant equation)은 모델 파라메터에 필요한 용장도(redundancy)를 제공한다.
상기 계산은 제1레벨의 모델 파라메터의 적응 조정을 위해 필요한 초기값을 제공한다. 모든 초기값이 계산되기 전에는, 이 레벨의 모델에 상응하는 대역내와 대역외 프리디스토션 보정이 수행되지 않는다.
(3) 증폭기 모델의 정밀도가 제2레벨로 증가된다. 즉, 증폭기의 열 기억 효과 모델이 포함된다. 초기값이 새롭게 도입된 각 모델 파라메터에 대해 계산된 후, 이 레벨의 모델 파라메터가 적응 조정되어 주어진 레벨에 도달하거나 적응 반복 회수가 미리 설정된 값에 도달할 때 까지 에러를 연속적으로 감소시킨다.
제2레벨 모델 파라메터의 초기값, 즉, 열 FIR 필터 파라메터의 초기값은 증폭기의 온도 임펄스 응답의 곡선에 따라 결정되는데, 이는 제2레벨 모델 파라메터의 적응 조정에 필요한 초기값을 제공한다. 모든 초기값이 계산되기 전에는, 이 레벨의 모델에 상응하는 대역내와 대역외 프리디스토션 보정이 수행되지 않는다.
(4) 증폭기 모델의 정밀도가 제3레벨로 증가된다. 즉, 증폭기의 전기 기억 효과 모델이 포함된다. 초기값이 새롭게 도입된 각 모델 파라메터에 대해 계산된 후, 이 레벨의 모델 파라메터가 적응 조정되어 주어진 레벨에 도달하거나 적응 반복 회수가 미리 설정된 값에 도달할 때까지 에러를 연속적으로 감소시킨다.
제3레벨 모델 파라메터의 초기값, 즉, 전기 FIR 필터 파라메터의 초기값은 입력신호의 변조 주파수에 따라 변화하는 증폭기 입력 임피던스의 곡선에 따라 결정된다. 전기 FIR 필터의 2개의 비례 팩터의 초기값들은 2세트 값들이고, K1는 일정 임피던스(zo)가 되도록 설정되고, K2는 상수 예를 들어, 1(도 8에 도시됨)이 되도록 설정된다. 이것은 제3레벨의 모델 파라메터의 적응 조정에 대해 필요한 초기값을 제공한다. 모든 초기값이 계산되기 전에는, 이 레벨의 모델에 상응하는 대역내와 대역외 프리디스토션 보정이 수행되지 않는다.
(5) 모든 레벨의 증폭기 모델 파라메터가 계산된 후, "모델 파라메터 적응 조정 모드"로 진입한다. 모든 증폭기 모델 파라메터는 적응 조정되고, 이들 모델 파라메터들은 단지 증폭기의 표상적인 모델 파라메터이므로, 모델 파라메터의 초기값을 정밀하게 계산할 필요가 없다.
시스템이 "모델 파라메터 식별 모드" 하에서 동작할 때, 즉 모델 파라메터의 초기값이 계산될 때는, 어떤 특정 입력신호가 정렬될 필요가 있고, 이때 증폭기는 정상적으로 증폭을 정상적으로 수행할 수 없다. 증폭기의 모든 모델 파라메터가 초기값으로 제공될 때는, "적응 파라메터 조정 모드"로 진입하고, 증폭기가 사용되지 않는 동안 조정을 수행하지 않음과 더불어 증폭기의 정상 동작을 방해하지 않고 증폭기가 정상적으로 동작함에 따라 적응 파라메터 조정이 수행될 수 있다.
상기의 방법에서는, "모델 파라메터 적응 조정"이, 모델 파라메터의 초기값에 따라 프리디스토션 보상 계수를 계산하는 단계; 계산된 프리디스토션 보상 계수를 사용하여 입력 베이스밴드 신호를 보상하는 단계; 증폭기의 원입력신호와 피드백신호를 시간에 대해 정렬한 후 시간 영역 또는 주파수 영역하에서 비교하는 단계; 증폭기 모델과 실제 증폭기의 차이를 나타내는 에러신호를 비교로부터 생성하고, 에러신호가 소정 범위내이면 적응 파라메터 조정을 종료하고, 에러신호가 에러의 소정 범위를 벗어나면 에러가 소정값 아래로 저감될 때 까지 적응 반복 알고리즘에 따라 계속해서 초기 모델 파라메터를 조정하는 단계에 의해 수행된다.
본 발명에 따른 방법에서는, FIR 필터 파라메터를 제외한 모델 파라메터의 적응 알고리즘이 LMS(Least Mean Square) 알고리즘, RLS(Recursion Least mean Square error) 알고리즘 등이 될 수 있다. FIR 필터 파라메터의 적응 알고리즘은 칼만 필터 알고리즘 등이 될 수 있다. FIR 필터 파라메터를 제외한 모델 파라메터가 적응 조정될 때는, FIR 필터 파라메터는 일정하게 유지되고, FIR 필터 파라메터가 적응 조정될 때는, FIR 필터 파라메터를 제외한 모델 파라메터가 일정하게 유지된다. 적응 방법은 열과 전기 FIR 필터 파라메터를 제외한 모델 파라메터가 적응 조정된 후, 증폭기의 조정된 선형성이 요구를 만족할 수 었으면 열 FIR 필터 파라메터가 적응 조정되고, 요구가 여전히 만족되지 않으면 전기 FIR 필터 파라메터가 적응 조정된다.
증폭기의 비선형 왜곡을 보정하기 위해서 실시간 계산 및 디지털 필터링이 사용되므로, 이는 보상 파라메터 사이의 상관성을 충분히 사용하게 하고, 종래의 디지털 프리디스토션 방법에 사용되는 많은 저장 공간을 점유하는 보상 파라메터 테이블이 더 이상 필요 없고, 파라메터 메모리내에 저장되는 한 세트의 증폭기의 모델 파라메터로 대체될 수 있다. 증폭기의 전기와 열 특성을 설명하는 이러한 세트의 증폭기의 모델 파라메터는 대역내 프리디스토션 신호와 대역외 프리디스토션 신호를 실시간 처리 방법으로 생성한다. 그리고, 이 파라메터들이 적응 조정되어, 프리디스토션의 선형화 성능과 선형화 대역폭이 증폭기의 노화 및 변경과 외부 환경의 변화에 의해 영향 받지 않을 것이다.
도면들을 참조로 본 발명을 설명된다.
도 4는 본 발명의 특징을 갖는 광대역 프리디스토션 선형화 시스템을 도시한 개략적인 블럭도이다. 입력신호(301)가 베이스밴드 변조기(302)에 의해 디지털 베이스밴드 신호로 변조된 후, 디지털 베이스밴드 신호가 기억 효과를 갖는 비선형 보정 장치(320)에 의해 보정된다. 상기 보정은 다음 단계들을 포함한다. 입력신호에 대한 대역내 프리디스토션 보상이 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛(306A)에 의해 수행되어, 대역내 프리디스토션 신호를 생성한다; 입력신호에 대한 대역외 프리디스토션 보상이 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛(306B)에 의해 수행되어, 대역외 프리디스토션 신호를 생성한다. 대역내 프리디스토션 신호와 대역외 프리디스토션 신호는 각각 디지털/아날로그 컨버터(310A)와 디지털/아날로그 컨버터(310B)에 의해 아날로그 신호로 변환되는데, 아날로그 대역내 프리디스토션 신호는 직각 변조기(312)를 통해 RF 대역내 프리디스토션 신호로 업컨버트되고, 아날로그 대역외 프리디스토션 신호는 업컨버트되지 않지만, 신호 합산기(321)에서 직접 RF 대역내 프리디스토션 신호에 더해져서 합성신호를 생성하며, 이 신호는 전력증폭기(316)에 의해 증폭된 후 안테나(318)에 의해 방사된다. 전력 증폭기(316)의 출력신호의 일부는 피드백 신호로서 신호 결합기(317)에 의해 피드백 브랜치에 결합된 후, 피드백 신호가 직각 복조기(314)에 의해 아날로그 베이스밴드로 다운 컨버트 및 직각 복조되고, 후에 아날로그/디지털 컨버터(311)가 아날로그 피드백 신호를 디지털 베이스밴드로 변환한다. 피드백 신호는 디지털 베이스밴드에서 적응 모델 파라메터 추출 유닛(308)에 의해 원입력신호와 비교되어, 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛의 보상 파라메터와 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛의 보상 파라메터를 업데이트하는데 각각 사용되는 2개의 파라메터 업데이트 신호(309A, 309B)를 생성한다. 상기 장치에서는, 직각 변조기(312)와 직각 복조기(314)의 국부 발진 신호가 국부 발진기(315)에 의해 제공되고, 순방향 브랜치와 역방향 브랜치 사이의 RF 시프트(shift)를 보상하기 위하여, 역방향 브랜치의 국부 발진 신호의 위상을 위상 조정기(313)가 조정하므로, 조정된 위상과 순방향 브랜치의 국부 발진 신호 사이에는 특정 위상차가 존재한다.
대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛은 3부분을 포함한다. 제1부분은 증폭기의 기억없는 비선형 프리디스토션을 보정하기 위한 대역내 기억없는 비선형 프리디스토션 보정 유닛으로서, 증폭기의 모델 파라메터에 따라 실시간 방법으로 입력신호의 프리디스토션 보정을 수행하는 장치이고, 보정 계산 방법은 등식(5)로 설명되며, 이 부분은 증폭기의 AM-PM 왜곡 특성을 보정하는데 사용된다. 제2부분은 유한 임펄스 응답 필터로서, 아날로그/디지털 컨버터와 디지털/아날로그 컨버터와 관련된 선형 주파수 왜곡을 보정하는데 사용된다. 제3부분은 원하지 않는 직각 변조기-복조기의 위상과 이득 사이의 부정합에 의한 왜곡을 보정하는데 사용되어, 시스템의 DC 옵셋에 의한 반송 주파수 누설과 왜곡을 보정한다.
도 5는 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛(306A)을 도시한 개략적인 블럭도이다. 증폭기의 기억없는 비선형성은 대역내 기억없는 비선형 왜곡 보정 유닛(61)을 통해 베이스밴드 신호의 직각 성분(quadrature component)(Q신호)과 위상내 성분(I신호)에 의해 보정된다. 대역내 기억없는 비선형 왜곡 보정 유닛(61)은 4부분을 포함한다: 입력신호의 세제곱(cube)을 얻기 위한 (2개의) 세제곱 생성기(61A); 2개의 고정된 파라메터 곱셈기(61B, 61C), 고정된 파라메터 곱셈기(61B)는 입력신호에 팩터(-)를 곱하는데 사용되고, 고정된 파라메터 곱셈기(61C)는 입력신호에 팩터()를 곱하는데 사용된다; (2개의) 신호 합산기(61D). 베이스밴드 위상내(I) 채널 신호는 세제곱 생성기(61A)에 의해 세제곱된 후 고정된 파라메터 곱셈기(61C)를 통해 팩터()가 곱해져서, 직각 성분 보정 신호(△Q)를 생성한다; 베이스밴드 직각(Q) 채널 신호는 다른 세제곱 생성기(61A)에 의해 세제곱된 후 고정된 파라메터 곱셈기(61C)를 통해 팩터(-)가 곱해져서, 위상내 성분 보정 신호(△I)를 생성한다; 위상내 성분 보정 신호(△I)는 합산기(61D)에서 원위상내성분(I)에 더해져서, 위상내 성분의 비선형 프리디스토션 신호(I+△I)를 생성하고, 직각 성분 보정 신호(△Q)는 합산기(61D)에서 원직각성분(I)에 더해져서, 직각 성분의 비선형 프리디스토션 신호(Q+△Q)를 생성한다. 아날로그/디지털 컨버터와 디지털/아날로그 컨버터에 의해 결과되는, 보정된 신호(I+△I, Q+△Q)의 주파수 왜곡은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터(62)에 의해 보정되고, 시스템의 DC 옵셋과 원하지 않는 직각 변조기-복조기의 위상 및 이득 사이의 부정합에 결과되는, 보정된 신호(I+△I, Q+△Q)의 반송 주파수 누설 및 왜곡은 직각 변조-복조 보정기(63)에 의해 보정되고, 최종으로 대역내 프리디스토션 신호(I+dI, Q+dQ)를 생성한다.
본 발명에 따른 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛은 4부분을 포함한다. 제1부분은 입력신호의 전력 포락선을 계산하는 전력 포락선 계산 장치이다. 무선 통신에서 베이스밴드 신호는 통상 I(위상내) 채널 성분과 Q(직각) 채널 성분으로 이루어지고, 따라서 신호의 전력 포락선은 I2 + Q2 이다. 제2부분은 입력신호의 전력 포락선에 비례하여 보정 신호를 생성하는 비례 보정기로서, 증폭기의 AM-AM 왜곡을 보정하는데 사용된다. 제3부분은 열 기억 효과 보정기로서, 유한 임펄스 응답(FIR) 필터, 예를 들어 쇼트(short)용 열 FIR 필터이고, 입력 전력 포락선 신호를 필터링하는데 사용되어, 증폭기의 열 기억 효과를 보정하기 위한 포락선 주입 신호를 생성한다. 제4부분은 전기 기억 효과 보정기로서, 그 주된 구성 역시 쇼트용 전기 FIR 필터로 알려진 유한 임펄스 응답(FIR) 필터이고, 증폭기의 전기 기억 효과를 보정하기 위한 포락선 주입 신호를 생성하는데 사용된다. 상기의 포락선 주입 신호들, 예를 들어 비례 포락선 주입 신호, 열 기억 효과 포락선 주입 신호 및 전기 기억 효과 포락선 주입 신호가 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛의 출력에서 중첩되어 완전한 포락선 주입 신호를 생성한다.
도 6은 본 발명에 따른 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛의 실시예를 도시한 개략적인 블럭도이다. 이 장치는 주로 증폭기의 기억 효과를 보상하는데 사용되고 그 동작 원리는 다음과 같다. 먼저, 베이스밴드 신호가 입력되고 그 전력 포락선이 전력 포락선 계산 장치에 의해 계산되며, 전력 포락선은 3개로 나누어진다: 첫번째 것은 비례 유닛(72)을 통해 입력신호 전력 포락선에 비례하는 보상신호를 생성하는데 사용되는데, 이 보상신호는 증폭기의 AM-AM 왜곡 특성과 관련된 기억없는 비선형성을 보상하는데 사용된다; 두번째 것은 열 FIR 필터(73)를 통해 증폭기의 열 기억 효과를 보상하는 보상신호를 생성하는데 사용된다; 세번째 것은 전기 FIR 필터(74)를 통해 증폭기의 전기 기억 효과를 보상하는 보상신호를 생성하는데 사용된다; 이 3가지 보상은 서로 독립적으로 수행되고, 신호 합산기(75)에 의해 중첩되어 최종 대역외 프리디스토션 신호(76)를 생성한다.
도 7은 본 발명에 따른 열 기억 효과 보상 FIR 필터의 실시예의 구성을 도시한다. 먼저, 입력신호의 포락선 전력 신호(31)는 미리 설정된 계수를 갖는 FIR 필터에 의해 필터링되어 열 기억 효과에 대한 보상 신호(35)를 생성하고, 이는 자체가열(self-heat) 효과와 관련된 증폭기의 열 기억 효과를 보상하는데 사용된다. 열 기억 효과 보상 FIR 필터에서의 가중 팩터 유닛(33A-33E)의 가중 계수와 지연 유닛(32A-32D)의 지연 팩터가 미리 결정되고, 각 지연 유닛의 지연 팩터는 각 가중 계수와 다를 수 있지만, 이들은 모두 적응 모델 파라메터 요구 유닛에 의해 업데이트되고, 핑퐁(ping-pong) 구성하에서 업데이트가 수행된다.
도 8은 본 발명에 따른 전기 기억 효과 보상 FIR 필터의 실시예의 구성을 개략적으로 도시한다. 먼저, 입력신호의 포락선 전력 신호가 제곱근 생성기로 입력되어 입력 포락선 신호에 상응하는 제곱근을 구한 후, 제곱근이 미리 설정된 계수를 가지는 FIR 필터(42-44)에 의해 필터링되고, 필터링된 신호의 역수가 나눗셈기(45)에 의해 구해진다. 나눗셈기가 역수를 구하기 전에, 다음이 판단되어야 한다: 입력신호가 미리 설정된 임계값 보다 큰가? "YES"이면 상응하는 역수가 정상 방법으로 계산되고, "NO"이면 나눗셈기의 출력이 0이다. 이러한 판단의 목적은 역수의 계산시 제수(divisor)가 0 또는 매우 작은 수가 되는 것을 피하기 위한 것이다. 역수 신호가 곱셈기(46)에서 입력 포락선 신호에 비례하는 픽터에 곱해진 후, 합산기(48)에서 입력 포락선 신호의 제곱근에 비례하는 팩터와 합산되고, 최종으로 입력 바이어스 회로와 관련된 전기 기억 효과를 보상하는데 사용되는 전기 기억 효과에 대한 보상 신호(49)가 생성되며, 여기서, 2개의 비례 유닛은 각각 47A와 47B이다. 모든 계수는 적응 모델 파라메터 요구 유닛에 의해 여기서 업데이트되고, 업데이트는 핑퐁 구성하에서 수행된다.
도 9는 본 발명에 따른 적응 모델 파라메터 업데이트 유닛(408)의 파라메터 업데이트 처리를 개략적으로 도시한다. 적응 모델 파라메터 업데이트 유닛(408)은 4부분: 지연 조정기(408A), 신호 비교기(408B), 적응 알고리즘 유닛(408C) 및 모델 파라메터 초기 계산 유닛(408D)을 포함한다. 상기 적응 모델 파라메터 업데이트 유닛(408)은 2개의 동작 모드: 모델 파라메터 식별 모드와 모델 파라메터 적응 조정 모드를 가진다. 적응 모델 파라메터 업데이트 유닛이 모델 파라메터 식별 모드에서 동작할 때, 지연 조정기(408A)는 피드백 신호와 원신호의 지연차를 조정하여 2신호가 시간에 대해 정렬되도록 한다. 그 후, 모델 파라메터 초기 계산 유닛(408D)이 정렬된 입력 신호와 피드백 신호로부터 증폭기 모델 파라메터의 초기값을 계산한다. 초기값의 계산시, 모델 파라메터 초기 계산 유닛(408D)은 적응 알고리즘 유닛(408C)을 호출하여 모델 파라메터 부분을 적응 조정한다. 적응 모델 파라메터 업데이트 유닛이 모델 파라메터 적응 조정 모드하에서 동작할 때, 지연 조정기(408A)는 피드백 신호와 원신호 사이의 지연차를 조정하여 시간에 대해 정렬된 2개의 신호를 갖도록 한다. 정렬된 신호들은 시간 영역 또는 주파수 스펙트럼에서 신호 비교기(408B)에 의해 비교되어 피드백 신호와 원신호 사이의 차를 구하는데, 이 차는 증폭기의 왜곡 정도에 비례한다; 그 후, 차신호에 기초하여 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛과 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛의 보상 파라메터를 적응 조정하는데, 이 조정의 목적은 피드백과 원신호의 차가 미리 설정된 목표 보다 작게 하는 것이다.
도 10은 본 발명에 따른 증폭기 모델 파라메터 식별 알고리즘의 플로우차트이다. 모델 파라메터 식별의 목적은 한 세트의 초기값을 얻는 것이다. 모델 파라메터 식별의 처리를 간단화하기 위해서, 증폭기 모델이 3가지 레벨로 분류된다. 제1레벨 증폭기 모델은 기억 효과를 고려하지 않은 비선형 모델이다; 제2레벨 증폭기 모델은 열 기억 효과를 고려한 기억 효과를 갖는 비선형 모델이다; 제3레벨 증폭기 모델은 전기 기억 효과를 고려한 기억 효과를 갖는 비선형 모델이다. 본 발명에서는, 계층 추출과 계층 최적화 방법(hierarchical optimizing strategy)이 모델 파라메터 식별에 사용되었고, 그 처리는 다음과 같다. 먼저, 증폭기의 제1레벨 모델 파라메터가 측정되는데(단계 503), 측정시, 전용의 측정 입력 신호가 사용된다. 그 후, 증폭기의 제1레벨 모델 파라메터의 초기값이 측정결과를 기초로 계산된다(단계 505). 모델 파라메터의 초기값 세트에 기초하여 증폭기 비선형성 보상 파라메터를 계산한 후, 증폭기의 비선형성이 보상되고 피드백 신호와 원신호의 차가 시간 영역 파형과 주파수 스펙트럼에서 비교되고(단계 507), 에러가 미리 설정된 값(e1) 보다 크면, 추출된 모델 파라메터가 적응 파라메터 조정 처리를 호출하여 적응 조정되어(단계 506, LMS 적응 알고리즘) 에러를 감소시키고, 에러가 미리 설정된 값(e1) 보다 작으면, 증폭기의 제2레벨 모델 파라메터가 측정되어 증폭기의 열 기억 효과를 고려한다(단계 509). 증폭기 제2레벨 모델 파라메터의 초기값은 측정결과의 계산 또는 미리 설정된 값에 기초하여 구해지고(단계 511), 초기값 세트에 기초하여 증폭기의 비선형성 보상 파라메터를 계산한 후, 증폭기의 열 기억 효과가 보상되고 피드백 신호와 입력신호의 차가 시간 영역 파형과 주파수 스펙트럼에 대해 비교되어(단계 513), 에러가 미리 설정된 값(e2) 보다 크면, 새롭게 추출된 모델 파라메터가 적응 파라메터 조정 처리를 호출하여 적응 조정되어(단계 512, FIR 필터 적응 알고리즘) 에러를 감소시키고, 에러가 미리 설정된 값(e2) 보다 작으면, 증폭기의 제3레벨 모델 파라메터가 측정되어 증폭기의 전기 기억 효과를 도입한다(단계 515). 증폭기 제3레벨 모델 파라메터의 초기값은 측정 결과의 계산 또는 미리 설정된 값에 기초하여 구해진다(단계 517). 초기값 세트에 기초하여 증폭기의 비선형성 보상 파라메터를 계산한 후, 증폭기의 전기 기억 효과가 보상되고 피드백 신호와 입력신호의 차가 시간 영역 파형과 주파수 스펙트럼에 대해 비교되고(단계 519), 에러가 미리 설정된 값(e3) 보다 크면, 새롭게 추출된 모델 파라메터가 적응 파라메터 조정 처리를 호출하여 적응 조정되어(단계 518, FIR 필터 적응 알고리즘) 에러를 감소시키고, 에러가 미리 설정된 값(e3) 보다 작으면, 모델 파라메터 식별 처리가 종료된다.
도 11은 본 발명에 따른 증폭기 모델 파라메터의 적응 알고리즘의 플로우차트이다. 한 세트의 초기값을 구한 후, 모델 파라메터 적응 조정 유닛이 모든 모델 파라메터를 적응 조정하여, 상호변조 왜곡을 미리 설정된 레벨내로 제어한다. 적응 처리는 다음과 같다. 먼저, 증폭기의 비선형 보상 파라메터가 모델 파라메터(601)의 초기값을 기초로 하여 계산된다(단계 603); 증폭기의 보상된 출력이 측정되어 피드백 참조 신호를 구한다(단계 605); 증폭기의 피드백 참조 신호는 시간 영역에서 원입력신호와 정렬된다(단계 607); 정렬된 신호가 비교되어(단계 609), 증폭기 모델과 실제 모델의 차를 반영하는 에러신호를 생성한다. 에러신호가 미리 설정된 에러 범위내인지에 대한 판단이 이루어져, "YES"이면 적응 파라메터 조정 처리가 종료하고, "NO"이면 조정된 파라메터가 FIR 필터에 속하는지에 대한 판단이 이루어지고, 그 대답이 "YES"이면 FIR 필터의 파라메터가 칼만 필터 알고리즘 등을 호출하여 적응 조정되고(단계 608), 그 대답이 "NO"이면 LMS 알고리즘 등을 호출하여 FIR 필터의 파라메터에 속하지 않는 적응 조정이 수행된다(단계 610). 파라메터의 적응 조정은 파라메터의 초기값을 변화시킬 것이고, 이전의 조정된 파라메터를 기초로하여 다음 적응 조정 처리가 이루어질 것이다. 마지막 피드백 신호와 원신호 사이의 에러가 미리 설정된 값 보다 작아질 때 까지 사이클이 반복된다.
본 발명은 기억 효과에 의한 프리디스토션 시스템의 대역폭과 성능에 대한 제한을 제거하고, 혁신적인 광대역 프리디스토션 방법에 의해, 디지털 프리디스토션 선형화 기술의 고성능과 광대역을 달성한다. 동시에, 본 발명은 프리디스토션 시스템의 설계를 매우 간단히 하고, 그 가격을 저감한다.
본 발명은 제3세대 이동 통신 시스템, 무선 LAN 등의 베이스 스테이션 서브시스템과 같은 광대역 선형 증폭을 요구하는 응용에 사용될 수 있지만 그에 한정되는 것은 아니다. 또한, 약간의 변형이 있는 이동 단말기의 전력 증폭기를 선형화하는데에도 사용될 수 있다.

Claims (20)

  1. RF 전력 증폭기에서 기억 효과의 영향을 제거하고 디지털 프리디스토션(pre-distortion)의 선형화 대역폭을 확장하는 광대역 프리디스토션 선형화 방법에 있어서,
    상기 증폭기의 특성 파라메터에 따라 입력신호에 대해 대역내 프리디스토션 보상을 수행하여, 대역내 프리디스토션 신호를 구하는 단계;
    상기 증폭기의 특성 파라메터에 따라 상기 입력신호에 대해 대역외 프리디스토션 보상을 수행하여, 대역외 프리디스토션 신호를 구하는 단계;
    상기 대역내 프리디스토션 신호를 업컨버트(up-convert)하는 단계;
    상기 전력 증폭기의 입력에서, 상기 업컨버트된 대역내 프리디스토션 신호를 업컨버트되지 않은 상기 대역외 프리디스토션 신호에 더하는 단계;
    상기 더해진 신호를 상기 전력 증폭기에 입력신호로서 입력하는 단계;
    상기 전력 증폭기의 출력의 일부분을 피드백 신호로서 취하여 원입력신호와 비교하는 단계;
    상기 비교 결과에 따라 대역내 프리디스토션 신호와 대역외 프리디스토션 신호를 생성하기 위해 사용되는 증폭기의 특성 파라메터를 적응 조정하여, 시간 영역 또는 주파수 스펙트럼에서 파형의 관점에서 가능한 최대로 피드백 신호가 원입력신호에 근접하게 하는 단계를 포함하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 대역외 프리디스토션 보상은 주로 상기 증폭기의 기억 효과에 대해 보상하는 반면에, 상기 대역내 프리디스토션 보상은 주로 상기 증폭기의 기억없는 비선형 왜곡에 대해 보상하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 대역내 프리디스토션 보상은 적어도 상기 증폭기의 AM-AM 왜곡 특성과 관련된 비선형 왜곡에 대한 보상을 포함하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 대역내 프리디스토션 보상은 상기 입력신호의 변조 주파수와 관련된 선형 왜곡에 대한 보상을 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 대역내 프리디스토션 보상은 직각 변조-복조를 사용하는 시스템에서 I채널과 Q채널의 원하지 않는 변조-복조 특성과 관련된 왜곡에 대한 보상을 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 대역외 프리디스토션 보상은 상기 증폭기에서의 열 기억 효과에 대한 보상과 상기 증폭기에서의 전기 기억 효과에 대한 보상을 포함하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 대역외 프리디스토션 보상은 상기 증폭기의 AM-AM 왜곡 특성과 관련된 비선형 왜곡에 대한 보상을 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 증폭기의 특성 파라메터의 적응 조정은 2개의 모드, 즉, 모델 파라메터 식별 모드와 모델 파라메터 적응 조정 모드를 포함하는, 광대역 프리디스토션 선형화 방법.
  9. 무선 전력 증폭기에서 기억 효과에 의해 야기되는 영향을 제거하고 디지털 프리디스토션의 선형화 대역폭을 확장하기 위한 광대역 프리디스토션 시스템에 있어서,
    대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛, 직각 변조 수단(업컨버트 수단), 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛, 신호 합산기, RF 전력 증폭기, 직각 복조 수단(다운컨버트 수단), 및 적응 모델 파라메터 요구 유닛을 포함하고;
    입력신호의 일부분은 상기 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛을 통해 대역내 프리디스토션 신호를 생성하는데 사용되고, 상기 입력신호의 다른 부분은 상기 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛을 통해 대역외 프리디스토션 신호를 생성하는데 사용되며; 상기 대역내 프리디스토션 신호는 상기 직각 변조 수단(업컨버트 수단)을 통해 반송 주파수로 변조 및 업컨버트된 후, 상기 신호 합산기에서 업컨버트되지 않는 상기 대역외 프리디스토션 신호와 직접 더해지고; 상기 덧셈에 의해 구해진 합성신호는 상기 RF 전력 증폭기로 전송되어, 증폭된 후 안테나를 통해 전송되며; 상기 RF 전력 증폭기의 출력신호의 일부분은 상기 직각 복조 수단에 의해 직각 복조 및 다운컨버트된 후 피드백 신호로서 상기 적응 모델 파라메터 요구 유닛에 제공되고; 상기 적응 모델 파라메터 요구 유닛은 상기 피드백 신호를 원입력신호와 비교하고 이러한 비교결과에 기초하여 파라메터 업데이트 신호를 생성하며, 상기 파라메터 업데이트 신호는 상기 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛과 상기 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛에 제공되어 상기 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛과 상기 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛에 의해 요구되는 프리디스토션 보상 파라메터를 적응 조정하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛의 출력과 상기 직각 변조 수단 사이에 접속된 제1 디지털/아날로그 컨버터와, 상기 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛의 출력과 상기 신호 합산기 사이에 접속된 제2 디지털/아날로그 컨버터를 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 직각 복조 수단과 상기 적응 모델 파라메터 요구 유닛 사이에 접속된 아날로그/디지털 컨버터를 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛은 대역내 기억없는 비선형 왜곡 보정 유닛을 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛은 유한 임펄스 응답 필터링 수단을 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  14. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서, 상기 대역내 신호 프리디스토션 처리 유닛은 직각 변조-복조 에러 보정 수단을 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  15. 제 9 항에 있어서, 상기 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛은 전력 포락선 계산 장치, 열 기억 효과 보정 수단 및 전기 기억 보정 수단을 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 열 기억 효과 보정 수단은 FIR 필터인, 광대역 프리디스토션 시스템.
  17. 제 15 항에 있어서, 상기 전기 기억 효과 보정 수단은 FIR 필터를 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  18. 제 15 항에 있어서, 상기 대역외 신호 프리디스토션 처리 유닛은 비례 유닛을 더 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  19. 제 9 항에 있어서, 상기 적응 모델 파라메터 요구 유닛은 지연 조정기, 신호 비교기, 적응 알고리즘 유닛과 모델 파라메터 초기 계산 유닛을 포함하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
  20. 제 19 항에 있어서, 상기 적응 모델 파라메터 요구 유닛은 모델 파라메터 식별 기능과 모델 파라메터 적응 조정 기능을 수행하는, 광대역 프리디스토션 시스템.
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CN114189413A (zh) * 2021-11-30 2022-03-15 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种基于fpga的多载波宽带数字预失真装置
CN115550118A (zh) * 2022-09-19 2022-12-30 鹏城实验室 一种数字信号处理方法及相关设备

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