JP3707549B2 - 送信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてディジタル無線通信システムにおいて用いられる送信装置に関し、さらに詳細には、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：以下「ＲＦ」と称す）帯の信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能を備える送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信システムにおける復調器においては、従来からＲＦ帯の信号を増幅する際に生じる非線形歪みの補償が行われている。図９は、従来の非線形歪みを補償するためのシステムの構成を示すブロック図である。図９に示すように、このシステムは、非線形歪み補償処理部１１と、直交変調器１３と、高出力増幅器１４と、直交復調器１５と、非線形歪み補償係数演算部１７とを備えている。なお、この装置は、多値直交変調（ＱＡＭ）を対象としており、ディジタル復調方式として一般的なベースバンド準同期方式が適用されるものとし、同相と直交の各成分（チャネル）に対して、一般的な表記Ｉｃｈ、Ｑｃｈが用いられるものとする。
【０００３】
非線形歪み補償処理部１１は、端子１、２にそれぞれ入力されたＩｃｈ用、Ｑｃｈ用のベースバンド信号に対して非線形歪み補償を実行して出力する。直交変調器１３は、非線形歪み補償が行われたＩｃｈ用、Ｑｃｈ用のベースバンド信号を直交変調して直交変調信号を出力する。高出力増幅器１４は、直交変調信号を増幅し変調信号として出力する。その変調信号は、端子３から外部に出力される。
【０００４】
直交復調器１５は、高出力増幅器１４から出力された直交変調信号を直交復調することによって生成した直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈを出力する。非線形歪み補償係数演算部１７は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈと直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈとを入力し、ベースバンド信号の振幅に応じた非線形特性の逆特性に基づいて非線形歪み補償係数を演算して出力する。非線形歪み補償処理部１１は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに非線形歪み補償係数を乗算して、プリディストーション（非線形歪み特性の逆特性を付加）を行う。
【０００５】
ここで、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の高出力増幅器１４で生じる非線形歪みと、その非線形歪みが送信信号に与える影響について簡単に説明する。なお、高出力増幅器１４に関する特性は、デシベル（ｄＢ）で表すものとする。高出力増幅器１４の入力レベルをＰｉ、出力レベルをＰｏ、増幅利得をＧ、飽和出力レベルをＰｓａｔと定義する。高出力増幅器１４が理想的な特性を有しているとすると、出力レベルＰｏが飽和出力レベルＰｓａｔ以上とならない限り、入力レベルＰｉに増幅利得Ｇを足した値が出力される。そのため、高出力増幅器１４の入出力特性は以下の式（１）で表される。
【０００６】
【数１】
【０００７】
ところが、実際の電気回路で高出力増幅器１４を構成した場合には、出力レベルＰｏが飽和出力レベルＰｓａｔに近づくにしたがって、出力レベルＰｏが徐々に圧縮され、実際の増幅器と理想の増幅器との特性差が大きくなる。なお、文献［Ｂｅｈａｖｉｏｒａｌ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｏｆ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ＲＦ ａｎｄ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｄｅｖｉｃｅｓ （Ｔｈｏｍａｓ ｒ. Ｔｕｒｌｉｎｇｔｏｎ）,Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ］によれば、この圧縮効果をふまえた増幅器の入出力特性は、以下の式（２）で近似することができる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
ここで、Ｋは正の数であり、増幅器の特性を示す振幅圧縮係数である。Ｋが大きいほど増幅器の特性は悪化し、逆に、Ｋが０に近づくほど、その増幅器の特性は、先の理想増幅器の特性に近づく。
【００１０】
さらに、式（２）に対して、飽和出力レベルＰｓａｔを基準点（０ｄＢ）とし、Ｐi＋Ｇを増幅器の動作点をＰｏｐと定義すると、高出力増幅器１４の動作点と出力レベルの関係は以下の式（３）で表される。
【００１１】
【数３】
【００１２】
さらに、縦軸を出力レベルとし、Ｋ→０、Ｋ＝３、５、７とした場合の増幅器の動作点の対出力特性を図１０に示す。ここで、横軸は増幅器の動作点を示し、縦軸は出力レベルを示す。図１０に示すように、理想的な増幅器（Ｋ→０）の場合には、動作点が飽和出力になるまでは線形に動作し、飽和出力に達すると直ちに出力が飽和点にクリップされることがわかる。また、振幅圧縮係数Ｋが大きくなるにつれて、理想的な増幅器との特性差は大きくなり、動作点レベルが飽和点（０ｄＢ）を越える以前に、線形動作を行わなくなる度合いが大きくなることがわかる。
【００１３】
図９の復調装置が対象とする変調信号は、多値直交（ＱＡＭ）変調信号であり、信号点が複数の振幅を有しているため、上述の非線形動作が発生した場合には、各信号点において、信号振幅に応じて異なる圧縮率の非線形歪みの影響が表れる。
【００１４】
図１１は、図９の復調装置が対象とする多値直交変調信号における信号点配置を例示したものである。図１１（ａ）には、１６値の多値直交変調信号であるＱＡＭ信号の正規の信号点配置が示され、図１１（ｂ）には、第１象限のみを取り出した信号点配置が示されている。ただし、図１１では、黒丸が信号点を示し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。
【００１５】
図１１（ａ）に示すように、１６値直交変調信号の正規信号点配置は、横軸Ｉｃｈ、縦軸Ｑｃｈで規定される第１〜第４象限上において、同様に４点ずつ同じ振幅で存在しているのがわかる。以降、信号点配置に関しては、第１象限のみで説明する。これは、第２〜第４象限も振幅は同じであり、同様な動作であるためである。また、第１象限の信号点配置における４点を、図１１（ｂ）に示すように、便宜上それぞれＡ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点と名付ける。
【００１６】
図１２は、１６値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第１象限上における信号点配置を示したものである。ただし、ここでも黒丸が信号点を示し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。
【００１７】
図１２に示すように、振幅が小さい内側の信号（Ｃ点）と比較して、振幅の大きい外側の信号（Ａ、Ｂ、Ｄ点）は、非線形歪みの影響を強く受け、＋印の正規信号点位置からのずれ量が大きいことがわかる。特に、Ｂ点のように、振幅の大きい最も外側の信号点ではそのずれが顕著となる。
【００１８】
このような信号を復調した場合には、復調信号点と判定領域とのマージンが小さくなるため、外側の信号ほど、雑音の影響が大きくなって誤り率が劣化する。なお、図１２の破線で示した境線が信号判定領域の区切りである。
【００１９】
式（３）について、動作点電力を変数ｘ、出力電力を一般関数Ｆ（ｘ）で表現すると、以下の式（４）となる。
【００２０】
【数４】
【００２１】
Ｆ（ｘ）の逆関数を用いれば、逆に入力が出力電力で、出力が動作点電力となる式（５）が求められる。
【００２２】
【数５】
【００２３】
式（５）で用いた逆関数を数式表現することは困難であるが、式（４）のＰｏｐとＰｏとの関係は１対１であるので、パラメータＫを代入すれば数値計算によって式（５）の関係を図１３に表現することができる。図１３では、ＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みが、出力レベル［ｄＢ］に対する動作点レベル［ｄＢ］の特性で示されている。横軸の出力レベルは非線形歪み補償処理部５１への入力電力に対応し、縦軸である動作点レベルはプリディスト−ション実行後の出力電力に対応する。
【００２４】
さらに、出力電力と動作点電力との振幅比を振幅補償率Ｒｅとして定義し、出力電力の振幅を直交復調器１５の入力振幅とした場合、直交復調器１１の入力振幅に対する振幅補償率特性を図１４のように表すことができる。
【００２５】
図１４の横軸では、飽和電力の振幅との比がデジベル表示されているので、高出力増幅器の出力信号の動作点を推定することができれば、非線形歪み補償処理部１１の入力振幅をデシベル表現に変換することによって振幅補償率が求まる。以降、平均信号電力の動作点を平均動作点と定義するが、適応動作によって平均動作点を追随させ、検出した平均信号電力の動作点と非線形歪み補償処理部の入力振幅より振幅補償率を導出し、入力信号に振幅補償率を乗じることによって振幅歪みの影響を補償することができる。
【００２６】
図１５は、非線形歪み補償係数演算部１７の構成を示すブロック図である。図１５に示すように、非線形歪み補償係数演算部１７は、２乗和根計算回路２３と、振幅補償率演算表処理回路２４と、平均動作点推定回路２５と、補償極性検出回路２６と、判定回路２７と、端子５６〜５９と、端子６０とを備えている。端子５６、５７には、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。２乗和根計算回路２３は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのそれぞれの振幅における２乗和根を計算した結果を入力振幅として出力する。
【００２７】
端子５８、５９には、直交復調信号Ｉｃｈ’、Ｑｃｈ’がそれぞれ入力される。判定回路２７は、直交復調信号Ｉｃｈ’、Ｑｃｈ’に基づいて送信シンボルを判定し、データ信号と誤差信号とを生成して出力する。補償極性検出回路２８は、入力された誤差信号のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線で規定される補償極性領域に基づいて振幅歪み補償の適正度を判定した結果に応じて振幅歪み補償における補償量を調整するための制御信号を生成して出力する。
【００２８】
図１６は、信号点配置より歪みの影響を検出するための補償極性検出領域の一例を示す図である。補償極性検出回路２８では、判定回路２７の出力のデータ信号からデータが存在する領域を推定し、信号が存在する領域に合わせて変化する判定基準と、誤差信号とから歪みの影響を検出する。補償極性検出回路２８では、信号点配置の原点Ｏと正規の信号点位置とを直線で結び、その直線と直角に交わる直線を境界線とし、境界線の内側（原点Ｏ側、塗りつぶし無）を正の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、境界線の外側（灰色塗りつぶし）を負の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、両判定領域が等確率で発生するような適応動作が行われる。
【００２９】
平均動作点推定回路２５は、補償極性検出回路２８から出力された制御信号に応じて平均動作点推定値を適応変化した上で生成して出力する。振幅補償率演算表処理回路２４は、平均動作点推定値と入力振幅とを代入することによって振幅補償率を導出可能な振幅補償率演算表テーブルを有しており、そのテーブルより導出された振幅補償率を出力する。端子６０からその振幅補償率が外部に出力される。
【００３０】
図１７は、非線形歪み補償処理部１１の構成を示すブロック図である。図１７に示すように、非線形歪み補償処理部１１は、端子５１〜５５と、２つの乗算器２１とから構成される。端子５１、５２には、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。端子５５には、振幅補償率信号が入力される。各乗算器２１は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈと振幅補償率信号とをそれぞれ乗算して出力する。各乗算器２１から出力された信号はそれぞれ端子５３、５４から出力される。
【００３１】
ところで、以上述べた非線形歪み補償動作は、高出力増幅器１４の期待特性に基づいて数値計算で求めた結果を利用しているため、直交変調器１３や高出力増幅器１４が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響を受けた場合、期待した非線形歪み補償特性を発揮することができないという問題があった。
【００３２】
つまり、従来の復調器では、送信装置側で非線形補償のみを実施しているため、アナログ回路の振幅遅延特性の不完全性や固有偏差に起因した線形歪みが軽減されず、その線形歪みの影響によって、非線形歪み補償特性の効果を十分に発揮することができないという問題があった。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、従来の送信装置では、非線形補償のみを実施しているため、アナログ回路の振幅遅延特性の不完全性や固有偏差に起因した線形歪みの影響により、非線形歪み補償特性の効果を十分に発揮することができないという問題があった。
【００３４】
本発明は、増幅器が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響を排除して、理想的な非線形歪み補償を実行することができる送信装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の送信装置は、ベースバンド信号を無線周波数帯に変調して得られる変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能を備える送信装置において、
前記非線形歪み補償を行うとともに、増幅された変調信号が有する線形歪み特性の逆特性を付加することによって線形歪み補償も行うことを特徴とする。
【００３６】
本発明の送信装置は、変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償するとともに、線形歪み補償も行う。このようにすれば、線形歪み補償によってアナログ回路が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響が排除されるため、高出力増幅器の非線形歪み補償のためのプリディストーションの精度を高め、理想的な非線形歪み補償を実現することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態の送信装置について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、本実施形態の送信装置は、図９の送信装置の構成に加え、線形歪み補償処理部１２と、位相不確定除去回路１６と、線形歪み補償係数演算部１８とを備えている。
【００３８】
本実施形態の送信装置では、従来と同様に、ＲＦ帯の高出力増幅器１４で発生する非線形歪みを非線形歪み補償処理部１１で補償している。また、本実施形態の送信装置では、上述の非線形歪み補償の効果を十分に発揮させるため、直交変調器１３や高出力増幅器１４が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差を補償する。
【００３９】
非線形歪み補償係数演算部１８は、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈに基づいて、主に、直交変調器１３や高出力増幅器１４などのアナログ回路の不完全性に起因し発生する線形歪み特性を推定し、線形歪みを補償するための線形歪み補償係数を計算して出力する。線形歪み補償処理部１２は、その線形歪み補償係数をベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに加算することによってプリディストーション（線形歪み特性の逆特性を付加）を行う。
【００４０】
以上の線形歪み補償動作を行うことによって、本実施形態の送信装置では、端子１、２から入力された送信シンボルは、非線形歪み補償処理部１１や線形歪み補償処理部１２においてそれぞれプリディストーション処理され、直交変調器１３によってＲＦ帯の信号に変調され、高出力増幅器１４において増幅され、端子３より出力される。
【００４１】
なお、本実施形態の送信装置では、線形歪み補償処理部１８を、ベースバンド信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈを独立に、すなわち２次元のままフィードバック入力して動作させるため、位相不確定除去回路１６において、直交復調した帰還信号の位相不確定を除去している。
【００４２】
図２は、位相不確定除去回路１６の構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、位相不確定除去回路１４は、端子７５〜８０と、選択回路３９と、遅延調整回路４０と、比較回路４１と、位相回転付加回路４２〜４５とから構成されている。端子７５、７６には、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈが入力され、端子７７、７８には、送信シンボルが入力される。直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈと送信シンボルとのタイミングが一致するように 遅延調整回路４０によって調整された後、データを比較回路４１でそれらを比較することによって、両信号の位相差が０、π／２、π、３π／２のいずれであるかが判定される。選択回路３９は、その判定結果に応じた位相回転付加回路４２、４３、４４、４５の出力（０、π／２、π、３π／２）のいずれかを選択して出力する。選択回路３９の出力は、端子７９、８０から外部へ出力される。
【００４３】
＜線形歪み補償係数演算部１８＞
図３は、線形歪み補償係数演算部１８の構成の一例を示すブロック図である。図３に示すように、線形歪み補償係数演算部１８は、端子６６〜６８と、２つの判定回路３４と、４つの線形歪み補償係数演算回路３５とから構成される。
【００４４】
端子６６、６７には、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈがそれぞれ入力される。各判定回路３４は、端子６６、６７から入力される信号から送信シンボルを判定し、各チャネルのデータ信号（送信信号の再生）ＩDと誤差信号ＩEとをそれぞれ再生し出力する。
【００４５】
各チャネルのデータ信号と誤差信号は、Iｃｈ同相、Ｉｃｈ直交、Ｑｃｈ同相、Ｑｃｈ直交の４系統の線形歪み補償係数演算回路３５に入力され、その演算結果である線形歪み補償係数（ＣII、ＣQI、ＣIQ、ＣQQ ）は、端子６８から出力される。
【００４６】
図４は、線形歪み補償係数演算回路３５の構成の一例を示すブロック図である。図４に示すように、線形歪み補償係数演算回路３５は、端子７２〜７４と、３つの遅延素子３６と、３つの相関器３７と、３つの積分回路３８から構成されており、これは、３タップのトランスバーサルフィルタのタップ係数演算回路である。この線形歪み補償係数演算回路３５では、タップ係数（Ｃ+1、Ｃ0、Ｃ-1）の演算については、一般によく知られている線形等化器の動作と同じであるため、詳細な説明を省略する。
【００４７】
＜線形歪み補償処理部１２＞
図５は、線形歪み補償処理部１２の構成の一例を示すブロック図である。図５に示すように、線形歪み補償処理部１２は、端子６１〜６４と、４つのトランスバーサルフィルタ２９と、２つの加算器３０とから構成される。
【００４８】
端子６１、６２には、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。４つのトランスバーサルフィルタ２９は、それぞれＩｃｈ同相、Ｉｃｈ直交、Ｑｃｈ同相、Ｑｃｈ直交の４系統のトランスバーサルフィルタである。各トランスバーサルフィルタ２９は、線形歪補償係数演算部１７より端子６５を介して入力する線形歪み補償係数（ＣII、ＣQI、ＣIQ、ＣQQ）に基づいて線形歪み補償を行う。一方の加算器３０は、Ｉｃｈの同相、直交成分を加算して出力し、もう一方の加算器３０は、Ｑｃｈの同相、直交成分を加算して出力する。各加算器３０の出力は、端子６３、６４より外部にそれぞれ出力される。
【００４９】
図６は、トランスバーサルフィルタ２９の構成の一例を示すブロック図である。図６に示すように、トランスバーサルフィルタ２９は、遅延素子３１、乗算器３２、加算器３３から構成される３タップの線形等化器である。
【００５０】
トランスバーサルフィルタ２９のタップ数に制限はなく、図６に示すクロック速度で動作するトランスバーサルフィルタでなく、クロックのてい倍の速度で動作するフラクショナル形のトランスバーサルフィルタを適用することもできる。トランスバーサルフィルタの各タップ係数は、線形歪み補償係数演算部１７において演算され、供給される。なお、トランスバーサルフィルタ２９の動作については、一般に知られている線形等化器の動作と同じであるため、詳細な説明を省略する。
【００５１】
以上述べたように、本実施形態の送信装置は、変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償するとともに、線形歪み補償も行う。このようにすれば、線形歪み補償によってアナログ回路が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響が排除されるため、理想的な非線形歪み補償を実行することができる。
【００５２】
なお、本実施形態の送信装置では、プリディストーションの精度を高めるために位相不確定除去回路において位相確定を実行しているが、位相確定を実行することなく、線形歪み補償および非線形歪み補償を実行することもできる。図７に、位相不確定除去回路を除いた場合の送信装置の構成を示す。
【００５３】
また、本実施形態の送信装置では、非線形歪み補償処理部を線形歪み補償処理部よりも、前段に設け、非線形歪み補償を実行した後に、線形歪み補償を実行したが、先に線形歪み補償を実行するようにしてもよい。その場合の送信装置の構成を図８に示す。
【００５４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の送信装置では、アナログ回路の不完全さに起因する線形歪みを補償するためのプリディストーションを行うことによって、高出力増幅器の非線形歪み補償のためのプリディストーションの精度を高め、理想的な非線形歪み補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】位相不確定除去回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】線形歪み補償係数演算部の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】線形歪み補償係数演算回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図５】線形歪み補償処理部の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】トランスバーサルフィルタの構成の一例を示すブロック図である。
【図７】位相不確定除去回路を除いた場合の送信装置の構成を示す図である。
【図８】送信装置の構成の変形例を示すブロック図である。
【図９】従来の非線形歪みを補償するためのシステムの構成を示すブロック図である。
【図１０】増幅器の動作点の対出力特性を示すグラフである。
【図１１】本実施形態の復調装置が対象とする多値直交変調信号における信号点配置図である。
【図１２】１６値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第１象限上における信号点配置を示す図である。
【図１３】出力レベルに対する動作点レベルの特性を示す図である。
【図１４】直交復調器の入力振幅に対する振幅補償率特性を示す図である。
【図１５】非線形歪み補償係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図１６】信号点配置より歪みの影響を検出するための補償極性検出領域の一例を示す図である。
【図１７】非線形歪み補償処理部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１〜３ 端子
１１ 非線形歪み補償処理部
１２ 線形歪み補償処理部
１３ 直交変調器
１４ 高出力増幅器
１５ 直交復調器
１６ 位相不確定除去回路
１７ 非線形歪み補償係数演算部
１８ 線形歪み補償係数演算部
２１ 乗算器
２３ ２乗和根計算回路
２４ 振幅補償率演算表処理回路
２５ 平均動作点推定回路
２６ 補償極性検出回路
２７ 判定回路
２９ トランスバーサルフィルタ
３０ 加算器
３１ 遅延素子
３２ 乗算器
３３ 加算器
３４ 判定回路
３５ 線形歪み補償係数演算回路
３６ 遅延素子
３７ 相関器
３８ 積分回路
３９ 選択回路
４０ 遅延調整回路
４１ 比較回路
４２〜４５ 位相回転付加回路
５１〜８０ 端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてディジタル無線通信システムにおいて用いられる送信装置に関し、さらに詳細には、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：以下「ＲＦ」と称す）帯の信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能を備える送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信システムにおける復調器においては、従来からＲＦ帯の信号を増幅する際に生じる非線形歪みの補償が行われている。図９は、従来の非線形歪みを補償するためのシステムの構成を示すブロック図である。図９に示すように、このシステムは、非線形歪み補償処理部１１と、直交変調器１３と、高出力増幅器１４と、直交復調器１５と、非線形歪み補償係数演算部１７とを備えている。なお、この装置は、多値直交変調（ＱＡＭ）を対象としており、ディジタル復調方式として一般的なベースバンド準同期方式が適用されるものとし、同相と直交の各成分（チャネル）に対して、一般的な表記Ｉｃｈ、Ｑｃｈが用いられるものとする。
【０００３】
非線形歪み補償処理部１１は、端子１、２にそれぞれ入力されたＩｃｈ用、Ｑｃｈ用のベースバンド信号に対して非線形歪み補償を実行して出力する。直交変調器１３は、非線形歪み補償が行われたＩｃｈ用、Ｑｃｈ用のベースバンド信号を直交変調して直交変調信号を出力する。高出力増幅器１４は、直交変調信号を増幅し変調信号として出力する。その変調信号は、端子３から外部に出力される。
【０００４】
直交復調器１５は、高出力増幅器１４から出力された直交変調信号を直交復調することによって生成した直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈを出力する。非線形歪み補償係数演算部１７は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈと直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈとを入力し、ベースバンド信号の振幅に応じた非線形特性の逆特性に基づいて非線形歪み補償係数を演算して出力する。非線形歪み補償処理部１１は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに非線形歪み補償係数を乗算して、プリディストーション（非線形歪み特性の逆特性を付加）を行う。
【０００５】
ここで、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の高出力増幅器１４で生じる非線形歪みと、その非線形歪みが送信信号に与える影響について簡単に説明する。なお、高出力増幅器１４に関する特性は、デシベル（ｄＢ）で表すものとする。高出力増幅器１４の入力レベルをＰｉ、出力レベルをＰｏ、増幅利得をＧ、飽和出力レベルをＰｓａｔと定義する。高出力増幅器１４が理想的な特性を有しているとすると、出力レベルＰｏが飽和出力レベルＰｓａｔ以上とならない限り、入力レベルＰｉに増幅利得Ｇを足した値が出力される。そのため、高出力増幅器１４の入出力特性は以下の式（１）で表される。
【０００６】
【数１】
ところが、実際の電気回路で高出力増幅器１４を構成した場合には、出力レベルＰｏが飽和出力レベルＰｓａｔに近づくにしたがって、出力レベルＰｏが徐々に圧縮され、実際の増幅器と理想の増幅器との特性差が大きくなる。なお、文献［Ｂｅｈａｖｉｏｒａｌ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｏｆ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ＲＦ ａｎｄ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｄｅｖｉｃｅｓ （Ｔｈｏｍａｓ ｒ. Ｔｕｒｌｉｎｇｔｏｎ）,Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ］によれば、この圧縮効果をふまえた増幅器の入出力特性は、以下の式（２）で近似することができる。
【０００８】
【数２】
ここで、Ｋは正の数であり、増幅器の特性を示す振幅圧縮係数である。Ｋが大きいほど増幅器の特性は悪化し、逆に、Ｋが０に近づくほど、その増幅器の特性は、先の理想増幅器の特性に近づく。
【００１０】
さらに、式（２）に対して、飽和出力レベルＰｓａｔを基準点（０ｄＢ）とし、Ｐi＋Ｇを増幅器の動作点をＰｏｐと定義すると、高出力増幅器１４の動作点と出力レベルの関係は以下の式（３）で表される。
【００１１】
【数３】
さらに、縦軸を出力レベルとし、Ｋ→０、Ｋ＝３、５、７とした場合の増幅器の動作点の対出力特性を図１０に示す。ここで、横軸は増幅器の動作点を示し、縦軸は出力レベルを示す。図１０に示すように、理想的な増幅器（Ｋ→０）の場合には、動作点が飽和出力になるまでは線形に動作し、飽和出力に達すると直ちに出力が飽和点にクリップされることがわかる。また、振幅圧縮係数Ｋが大きくなるにつれて、理想的な増幅器との特性差は大きくなり、動作点レベルが飽和点（０ｄＢ）を越える以前に、線形動作を行わなくなる度合いが大きくなることがわかる。
【００１３】
図９の復調装置が対象とする変調信号は、多値直交（ＱＡＭ）変調信号であり、信号点が複数の振幅を有しているため、上述の非線形動作が発生した場合には、各信号点において、信号振幅に応じて異なる圧縮率の非線形歪みの影響が表れる。
【００１４】
図１１は、図９の復調装置が対象とする多値直交変調信号における信号点配置を例示したものである。図１１（ａ）には、１６値の多値直交変調信号であるＱＡＭ信号の正規の信号点配置が示され、図１１（ｂ）には、第１象限のみを取り出した信号点配置が示されている。ただし、図１１では、黒丸が信号点を示し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。
【００１５】
図１１（ａ）に示すように、１６値直交変調信号の正規信号点配置は、横軸Ｉｃｈ、縦軸Ｑｃｈで規定される第１〜第４象限上において、同様に４点ずつ同じ振幅で存在しているのがわかる。以降、信号点配置に関しては、第１象限のみで説明する。これは、第２〜第４象限も振幅は同じであり、同様な動作であるためである。また、第１象限の信号点配置における４点を、図１１（ｂ）に示すように、便宜上それぞれＡ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点と名付ける。
【００１６】
図１２は、１６値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第１象限上における信号点配置を示したものである。ただし、ここでも黒丸が信号点を示し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。
【００１７】
図１２に示すように、振幅が小さい内側の信号（Ｃ点）と比較して、振幅の大きい外側の信号（Ａ、Ｂ、Ｄ点）は、非線形歪みの影響を強く受け、＋印の正規信号点位置からのずれ量が大きいことがわかる。特に、Ｂ点のように、振幅の大きい最も外側の信号点ではそのずれが顕著となる。
【００１８】
このような信号を復調した場合には、復調信号点と判定領域とのマージンが小さくなるため、外側の信号ほど、雑音の影響が大きくなって誤り率が劣化する。なお、図１２の破線で示した境線が信号判定領域の区切りである。
【００１９】
式（３）について、動作点電力を変数ｘ、出力電力を一般関数Ｆ（ｘ）で表現すると、以下の式（４）となる。
【００２０】
【数４】
Ｆ（ｘ）の逆関数を用いれば、逆に入力が出力電力で、出力が動作点電力となる式（５）が求められる。
【００２２】
【数５】
式（５）で用いた逆関数を数式表現することは困難であるが、式（４）のＰｏｐとＰｏとの関係は１対１であるので、パラメータＫを代入すれば数値計算によって式（５）の関係を図１３に表現することができる。図１３では、ＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みが、出力レベル［ｄＢ］に対する動作点レベル［ｄＢ］の特性で示されている。横軸の出力レベルは非線形歪み補償処理部５１への入力電力に対応し、縦軸である動作点レベルはプリディスト−ション実行後の出力電力に対応する。
【００２４】
さらに、出力電力と動作点電力との振幅比を振幅補償率Ｒｅとして定義し、出力電力の振幅を直交復調器１５の入力振幅とした場合、直交復調器１１の入力振幅に対する振幅補償率特性を図１４のように表すことができる。
【００２５】
図１４の横軸では、飽和電力の振幅との比がデジベル表示されているので、高出力増幅器の出力信号の動作点を推定することができれば、非線形歪み補償処理部１１の入力振幅をデシベル表現に変換することによって振幅補償率が求まる。以降、平均信号電力の動作点を平均動作点と定義するが、適応動作によって平均動作点を追随させ、検出した平均信号電力の動作点と非線形歪み補償処理部の入力振幅より振幅補償率を導出し、入力信号に振幅補償率を乗じることによって振幅歪みの影響を補償することができる。
【００２６】
図１５は、非線形歪み補償係数演算部１７の構成を示すブロック図である。図１５に示すように、非線形歪み補償係数演算部１７は、２乗和根計算回路２３と、振幅補償率演算表処理回路２４と、平均動作点推定回路２５と、補償極性検出回路２６と、判定回路２７と、端子５６〜５９と、端子６０とを備えている。端子５６、５７には、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。２乗和根計算回路２３は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのそれぞれの振幅における２乗和根を計算した結果を入力振幅として出力する。
【００２７】
端子５８、５９には、直交復調信号Ｉｃｈ’、Ｑｃｈ’がそれぞれ入力される。判定回路２７は、直交復調信号Ｉｃｈ’、Ｑｃｈ’に基づいて送信シンボルを判定し、データ信号と誤差信号とを生成して出力する。補償極性検出回路２８は、入力された誤差信号のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線で規定される補償極性領域に基づいて振幅歪み補償の適正度を判定した結果に応じて振幅歪み補償における補償量を調整するための制御信号を生成して出力する。
【００２８】
図１６は、信号点配置より歪みの影響を検出するための補償極性検出領域の一例を示す図である。補償極性検出回路２８では、判定回路２７の出力のデータ信号からデータが存在する領域を推定し、信号が存在する領域に合わせて変化する判定基準と、誤差信号とから歪みの影響を検出する。補償極性検出回路２８では、信号点配置の原点Ｏと正規の信号点位置とを直線で結び、その直線と直角に交わる直線を境界線とし、境界線の内側（原点Ｏ側、塗りつぶし無）を正の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、境界線の外側（灰色塗りつぶし）を負の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、両判定領域が等確率で発生するような適応動作が行われる。
【００２９】
平均動作点推定回路２５は、補償極性検出回路２８から出力された制御信号に応じて平均動作点推定値を適応変化した上で生成して出力する。振幅補償率演算表処理回路２４は、平均動作点推定値と入力振幅とを代入することによって振幅補償率を導出可能な振幅補償率演算表テーブルを有しており、そのテーブルより導出された振幅補償率を出力する。端子６０からその振幅補償率が外部に出力される。
【００３０】
図１７は、非線形歪み補償処理部１１の構成を示すブロック図である。図１７に示すように、非線形歪み補償処理部１１は、端子５１〜５５と、２つの乗算器２１とから構成される。端子５１、５２には、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。端子５５には、振幅補償率信号が入力される。各乗算器２１は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈと振幅補償率信号とをそれぞれ乗算して出力する。各乗算器２１から出力された信号はそれぞれ端子５３、５４から出力される。
【００３１】
ところで、以上述べた非線形歪み補償動作は、高出力増幅器１４の期待特性に基づいて数値計算で求めた結果を利用しているため、直交変調器１３や高出力増幅器１４が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響を受けた場合、期待した非線形歪み補償特性を発揮することができないという問題があった。
【００３２】
つまり、従来の復調器では、送信装置側で非線形補償のみを実施しているため、アナログ回路の振幅遅延特性の不完全性や固有偏差に起因した線形歪みが軽減されず、その線形歪みの影響によって、非線形歪み補償特性の効果を十分に発揮することができないという問題があった。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、従来の送信装置では、非線形補償のみを実施しているため、アナログ回路の振幅遅延特性の不完全性や固有偏差に起因した線形歪みの影響により、非線形歪み補償特性の効果を十分に発揮することができないという問題があった。
【００３４】
本発明は、増幅器が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響を排除して、理想的な非線形歪み補償を実行することができる送信装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明の送信装置は、ベースバンド信号を無線周波数帯に変調して得られる変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能を備える送信装置において、
前記非線形歪み補償を行うとともに、増幅された変調信号が有する線形歪み特性の逆特性を付加することによって線形歪み補償も行うことを特徴とする。
【００３６】
本発明の送信装置は、変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償するとともに、線形歪み補償も行う。このようにすれば、線形歪み補償によってアナログ回路が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響が排除されるため、高出力増幅器の非線形歪み補償のためのプリディストーションの精度を高め、理想的な非線形歪み補償を実現することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態の送信装置について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、本実施形態の送信装置は、図９の送信装置の構成に加え、線形歪み補償処理部１２と、位相不確定除去回路１６と、線形歪み補償係数演算部１８とを備えている。
【００３８】
本実施形態の送信装置では、従来と同様に、ＲＦ帯の高出力増幅器１４で発生する非線形歪みを非線形歪み補償処理部１１で補償している。また、本実施形態の送信装置では、上述の非線形歪み補償の効果を十分に発揮させるため、直交変調器１３や高出力増幅器１４が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差を補償する。
【００３９】
非線形歪み補償係数演算部１８は、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈに基づいて、主に、直交変調器１３や高出力増幅器１４などのアナログ回路の不完全性に起因し発生する線形歪み特性を推定し、線形歪みを補償するための線形歪み補償係数を計算して出力する。線形歪み補償処理部１２は、その線形歪み補償係数をベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに加算することによってプリディストーション（線形歪み特性の逆特性を付加）を行う。
【００４０】
以上の線形歪み補償動作を行うことによって、本実施形態の送信装置では、端子１、２から入力された送信シンボルは、非線形歪み補償処理部１１や線形歪み補償処理部１２においてそれぞれプリディストーション処理され、直交変調器１３によってＲＦ帯の信号に変調され、高出力増幅器１４において増幅され、端子３より出力される。
【００４１】
なお、本実施形態の送信装置では、線形歪み補償処理部１８を、ベースバンド信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈを独立に、すなわち２次元のままフィードバック入力して動作させるため、位相不確定除去回路１６において、直交復調した帰還信号の位相不確定を除去している。
【００４２】
図２は、位相不確定除去回路１６の構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、位相不確定除去回路１４は、端子７５〜８０と、選択回路３９と、遅延調整回路４０と、比較回路４１と、位相回転付加回路４２〜４５とから構成されている。端子７５、７６には、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈが入力され、端子７７、７８には、送信シンボルが入力される。直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈと送信シンボルとのタイミングが一致するように 遅延調整回路４０によって調整された後、データを比較回路４１でそれらを比較することによって、両信号の位相差が０、π／２、π、３π／２のいずれであるかが判定される。選択回路３９は、その判定結果に応じた位相回転付加回路４２、４３、４４、４５の出力（０、π／２、π、３π／２）のいずれかを選択して出力する。選択回路３９の出力は、端子７９、８０から外部へ出力される。
【００４３】
＜線形歪み補償係数演算部１８＞
図３は、線形歪み補償係数演算部１８の構成の一例を示すブロック図である。図３に示すように、線形歪み補償係数演算部１８は、端子６６〜６８と、２つの判定回路３４と、４つの線形歪み補償係数演算回路３５とから構成される。
【００４４】
端子６６、６７には、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈがそれぞれ入力される。各判定回路３４は、端子６６、６７から入力される信号から送信シンボルを判定し、各チャネルのデータ信号（送信信号の再生）ＩDと誤差信号ＩEとをそれぞれ再生し出力する。
【００４５】
各チャネルのデータ信号と誤差信号は、Iｃｈ同相、Ｉｃｈ直交、Ｑｃｈ同相、Ｑｃｈ直交の４系統の線形歪み補償係数演算回路３５に入力され、その演算結果である線形歪み補償係数（ＣII、ＣQI、ＣIQ、ＣQQ ）は、端子６８から出力される。
【００４６】
図４は、線形歪み補償係数演算回路３５の構成の一例を示すブロック図である。図４に示すように、線形歪み補償係数演算回路３５は、端子７２〜７４と、３つの遅延素子３６と、３つの相関器３７と、３つの積分回路３８から構成されており、これは、３タップのトランスバーサルフィルタのタップ係数演算回路である。この線形歪み補償係数演算回路３５では、タップ係数（Ｃ+1、Ｃ0、Ｃ-1）の演算については、一般によく知られている線形等化器の動作と同じであるため、詳細な説明を省略する。
【００４７】
＜線形歪み補償処理部１２＞
図５は、線形歪み補償処理部１２の構成の一例を示すブロック図である。図５に示すように、線形歪み補償処理部１２は、端子６１〜６４と、４つのトランスバーサルフィルタ２９と、２つの加算器３０とから構成される。
【００４８】
端子６１、６２には、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。４つのトランスバーサルフィルタ２９は、それぞれＩｃｈ同相、Ｉｃｈ直交、Ｑｃｈ同相、Ｑｃｈ直交の４系統のトランスバーサルフィルタである。各トランスバーサルフィルタ２９は、線形歪補償係数演算部１７より端子６５を介して入力する線形歪み補償係数（ＣII、ＣQI、ＣIQ、ＣQQ）に基づいて線形歪み補償を行う。一方の加算器３０は、Ｉｃｈの同相、直交成分を加算して出力し、もう一方の加算器３０は、Ｑｃｈの同相、直交成分を加算して出力する。各加算器３０の出力は、端子６３、６４より外部にそれぞれ出力される。
【００４９】
図６は、トランスバーサルフィルタ２９の構成の一例を示すブロック図である。図６に示すように、トランスバーサルフィルタ２９は、遅延素子３１、乗算器３２、加算器３３から構成される３タップの線形等化器である。
【００５０】
トランスバーサルフィルタ２９のタップ数に制限はなく、図６に示すクロック速度で動作するトランスバーサルフィルタでなく、クロックのてい倍の速度で動作するフラクショナル形のトランスバーサルフィルタを適用することもできる。トランスバーサルフィルタの各タップ係数は、線形歪み補償係数演算部１７において演算され、供給される。なお、トランスバーサルフィルタ２９の動作については、一般に知られている線形等化器の動作と同じであるため、詳細な説明を省略する。
【００５１】
以上述べたように、本実施形態の送信装置は、変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償するとともに、線形歪み補償も行う。このようにすれば、線形歪み補償によってアナログ回路が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響が排除されるため、理想的な非線形歪み補償を実行することができる。
【００５２】
なお、本実施形態の送信装置では、プリディストーションの精度を高めるために位相不確定除去回路において位相確定を実行しているが、位相確定を実行することなく、線形歪み補償および非線形歪み補償を実行することもできる。図７に、位相不確定除去回路を除いた場合の送信装置の構成を示す。
【００５３】
また、本実施形態の送信装置では、非線形歪み補償処理部を線形歪み補償処理部よりも、前段に設け、非線形歪み補償を実行した後に、線形歪み補償を実行したが、先に線形歪み補償を実行するようにしてもよい。その場合の送信装置の構成を図８に示す。
【００５４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の送信装置では、アナログ回路の不完全さに起因する線形歪みを補償するためのプリディストーションを行うことによって、高出力増幅器の非線形歪み補償のためのプリディストーションの精度を高め、理想的な非線形歪み補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】位相不確定除去回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】線形歪み補償係数演算部の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】線形歪み補償係数演算回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図５】線形歪み補償処理部の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】トランスバーサルフィルタの構成の一例を示すブロック図である。
【図７】位相不確定除去回路を除いた場合の送信装置の構成を示す図である。
【図８】送信装置の構成の変形例を示すブロック図である。
【図９】従来の非線形歪みを補償するためのシステムの構成を示すブロック図である。
【図１０】増幅器の動作点の対出力特性を示すグラフである。
【図１１】本実施形態の復調装置が対象とする多値直交変調信号における信号点配置図である。
【図１２】１６値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第１象限上における信号点配置を示す図である。
【図１３】出力レベルに対する動作点レベルの特性を示す図である。
【図１４】直交復調器の入力振幅に対する振幅補償率特性を示す図である。
【図１５】非線形歪み補償係数演算部の構成を示すブロック図である。
【図１６】信号点配置より歪みの影響を検出するための補償極性検出領域の一例を示す図である。
【図１７】非線形歪み補償処理部の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１〜３ 端子
１１ 非線形歪み補償処理部
１２ 線形歪み補償処理部
１３ 直交変調器
１４ 高出力増幅器
１５ 直交復調器
１６ 位相不確定除去回路
１７ 非線形歪み補償係数演算部
１８ 線形歪み補償係数演算部
２１ 乗算器
２３ ２乗和根計算回路
２４ 振幅補償率演算表処理回路
２５ 平均動作点推定回路
２６ 補償極性検出回路
２７ 判定回路
２９ トランスバーサルフィルタ
３０ 加算器
３１ 遅延素子
３２ 乗算器
３３ 加算器
３４ 判定回路
３５ 線形歪み補償係数演算回路
３６ 遅延素子
３７ 相関器
３８ 積分回路
３９ 選択回路
４０ 遅延調整回路
４１ 比較回路
４２〜４５ 位相回転付加回路
５１〜８０ 端子
Claims (6)
- ベースバンド信号を無線周波数帯に変調して得られる変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能を備える送信装置において、
前記変調信号を復調することによって得られる直交復調信号を出力する直交復調器と、
前記直交復調信号に含まれる線形歪みを補償するための線形歪み補償係数を演算して出力する線形歪み補償係数演算部と、
前記線形歪み補償係数を前記ベースバンド信号に乗算して出力する線形歪み補償処理部とを備え、
前記線形歪み補償係数演算部は、
前記直交復調信号から送信シンボルを判定し、各チャネルのデータ信号と誤差信号とを再生し出力する判定回路と、
前記各チャネルのデータ信号と誤差信号を入力し、各チャネル毎の同相、直交の線形歪み補償係数をそれぞれ演算して出力するトランスバーサルフィルタとを有し、
前記非線形歪み補償を行うとともに、増幅された変調信号が有する線形歪み特性の逆特性を付加することによって線形歪み補償も行うことを特徴とする送信装置。 - 前記トランスバーサルフィルタは、クロックのてい倍の速度で動作するフラクショナル形のトランスバーサルフィルタである請求項１記載の送信装置。
- 前記直交復調信号の位相不確定性を除去する位相不確定除去回路をさらに備える請求項１または請求項２に記載の送信装置。
- 前記位相不確定除去回路は、
前記送信シンボルと前記直交復調信号とのタイミングを調整する調整回路と、
前記送信シンボルと前記直交復調信号とを比較し、それらの位相差を判定する比較回路と、
該比較回路の判定結果に応じて調整された前記直交復調信号を出力する選択回路とを備える請求項３記載の送信装置。 - 非線形歪み補償を実行する前に線形歪み補償が実行される請求項１から４のいずれか１項記載の送信装置。
- 線形歪み補償機能を実行する前に非線形歪み補償機能が実行される請求項１から４のいずれか１項記載の送信装置。
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