JP2012191451A - 電力増幅装置、送信機及び電力増幅装置制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力信号の隣接サンプル間の相関が高い場合にも、適切な歪補償を行う電力増幅装置を提供する。
【解決手段】電力増幅器２は、信号を増幅する。誤差信号算出部３は、電力増幅器２からの出力及び前記入力信号を基に誤差信号を算出する。歪補償部１は、入力信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号及び誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて入力信号に対してプリディストーションを行い、該プリディストーションを行った前記入力信号を前記信号増幅部へ出力する。タップ間隔制御部４は、入力信号から算出した信号相関情報を基に前記歪補償部によるプリディストーションに用いられる前記遅延信号間の遅延間隔を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力増幅装置、送信機及び電力増幅装置制御方法に関する。

近年、無線通信の高速化に伴い、送信信号の広帯域化と高ダイナミックレンジ化が進んでいる。このような状況下で、信号品質の劣化を最小限に抑えるために、電力増幅器に高い線形性が要求されている。また、それと同時に、装置の小型化、運用コストの削減及び環境問題等の観点から、高い電力変換効率で動作する電力増幅器のニーズが高まっている。

ここで、線形性と電力変換効率とは一般的な電力増幅器では相反関係にある。例えば、飽和電力からバックオフした線形領域で電力増幅器を動作させることで、帯域外歪の発生を小さくすることができる。しかし、この場合、電力変換効率が著しく低下し、電力増幅器の消費電力が増加してしまう。そこで、線形性と電力変換効率とを両立させるために、電力変換効率の高い非線形領域で電力増幅器を動作させ、その際に発生する非線形歪を除去する歪補償を使用して線形性を維持することが行われている。この歪補償の一形態であるプリディストーション方式（以下、「ＰＤ方式」と言う。）は、電力増幅器の非線形歪の逆特性を予め送信信号に乗算することで電力増幅器の出力での線形性を高める技術である。ここで、ＰＤ方式における乗算とは、複素数の乗算である。このようなＰＤ方式としては、キャリア数に応じて不要波の抑制を行う従来技術がある。また、複数の周波数帯に対応するルックアップテーブルを用いて歪補償を行う従来技術がある。

高効率動作する電力増幅器においては、メモリ効果という現象が発生することが知られている。メモリ効果とは、ある時刻の電力増幅器の入力に対する出力が過去の入力データの影響を受ける現象である。そのため、歪補償係数が現時刻の信号振幅のみで決まるメモリ効果非対応のＰＤ方式の歪補償を高い電力効率で動作する電力増幅器に用いた場合、所望の歪抑圧効果を得ることが困難である。そこで、高い電力効率で動作する電力増幅器で所望の歪抑圧効果を得るために、現時刻だけではなく、過去のデータも用いてプリディストーション信号を生成するメモリ効果対応のＰＤ方式の歪補償（以下、「メモリＰＤ」と言う。）が提案されている。このメモリＰＤの一つに、送信信号と歪補償係数とでトランスバーサルフィルタ構成をとり、プリディストーション信号を生成する電力増幅器がある。以下では、トランスバーサルフィルタを用いて生成されたプリディストーション信号をトランスバーサル型プリディストーション信号と言う。

ここで、トランスバーサル型プリディストーション信号を用いる従来の電力増幅装置の動作の一例を説明する。この例では、フォワード系とフィードバック系のプリディストーション信号生成部があるものとする。電力増幅装置は、遅延素子により、最大Ｎクロック遅延させた送信信号を用いてＮ個の歪補償係数を求める。そして、求めた歪補償係数はトランスバーサルフィルタ構成を有するフォワード系のプリディストーション信号処理部に入力される。そして、歪補償係数は、遅延時間の一致する送信信号と乗算され、各乗算結果を加算した信号が、プリディストーション信号として出力される。フォワード系のプリディストーション信号生成部は、送信信号と係数生成部から供給される歪補償係数によって、電力増幅器の非線形歪の逆特性を持つプリディストーション信号を生成する。そして、フォワード系のプリディストーション信号はＤＡ（Digital to Analog）変換された後、キャリア周波数にアップコンバートされ、電力増幅器に入力される。プリディストーションにより非線形歪が除去された電力増幅器の出力は、方向性統合器で一部が折り返され、ダウンコンバート、ＡＤ（Analog to Digital）変換及び復調処理が施され、ディジタルのフィードバック信号となる。フィードバック系のプリディストーション信号生成部は、フォワード系のプリディストーション信号生成部と同様の構成を有する。そして、フォワード系のプリディストーション信号は、フィードバック信号に対してプリディストーションを行う。そして、電力増幅装置は、フォワード系及びフィードバック系のプリディストーション信号の差分である誤差信号の電力を最小とするように歪補償係数の更新情報を求める。

また、トランスバーサル型プリディストーション信号を用いる増幅器としては、べき級数を用いて歪補償係数を求める従来技術がある。また、他の例としては、帯域内及び帯域外の信号に対してプリディストーションを施した信号を取得し、それらを用いてプリディストーション信号を作成する従来技術もある。

特表２００６−５０５１６０号公報 特開２００７−１３９４７号公報 特開２００７−２０１５７号公報 特開２００６−２４６３９８号公報 米国特許第６１４１３９０号明細書 米国特許第６３５６１４６号明細書

従来のトランスバーサル型プリディストーション信号を用いた歪補償方式では、入力された信号に遅延を与えるタップによる遅延時間τは送信信号の帯域が最大の場合を基準に決定され、そのタップ間隔が信号の特性によらず固定的に使用されている。これは、べき級数を用いる従来技術でも、帯域内及び帯域外の信号に対してプリディストーションを施す従来技術でも同様である。そのため、キャリアパターンが変更されて信号帯域が狭い場合や、データチャンネルの電力に対して制御チャンネルの電力が非常に大きい場合のように、入力された信号の隣接するサンプル点の相関が高い場合、歪補償係数が最適な値に収束しないおそれがある。なぜなら、入力された信号の隣接するサンプル点の相関が高い場合、各タップから出力される信号サンプルの値が似通った値となってしまう。そのため、歪補償係数を更新する際に、隣接するサンプル点のデータや他の係数の影響が強くなり、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムなどの最急降下法に基づく収束アルゴリズムでは係数更新量が正しく求めることができないことが要因と考えられる。このように、歪補償係数が最適な値に収束しないことで、歪抑圧性能が劣化してしまうという問題があった。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、入力信号の隣接サンプル点の相関が高い場合にも、適切な歪補償を行う電力増幅装置、送信機及び電力増幅装置制御方法を提供することを目的とする。

本願の開示する電力増幅装置、送信機及び電力増幅装置制御方法は、一つの態様において、増幅部は、入力信号を増幅する。誤差信号算出部は、前記増幅部からの出力及び前記入力信号を基に誤差信号を算出する。歪補償部は、前記入力信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号及び前記誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて前記入力信号に対してプリディストーションを行い、該プリディストーションを行った前記入力信号を前記増幅部へ出力する。遅延間隔制御部は、前記入力信号から算出した信号相関情報を基に前記歪補償部によるプリディストーションに用いられる前記遅延信号間の間隔を制御する。

本願の開示する電力増幅装置、送信機及び電力増幅装置制御方法の一つの態様によれば、入力信号の隣接サンプル点の相関が高い場合にも、適切な歪補償を行うことができるという効果を奏する。

図１は、実施例１に係る送信器の構成図である。 図２は、実施例１に係る送信機のＰＤ信号生成部及び係数生成部の構成の詳細を表した図である。 図３は、実施例１に係る更新演算部の詳細を表す図である。 図４は、実施例１に係る信号特性検出部の詳細を表すブロック図である。 図５は、実施例１に係るＦＦＴを用いた帯域幅の検出を説明するための図である。 図６は、係数生成部がＬＵＴを有する場合におけるＮ＝４クロック遅延までを考慮した制御信号設定を説明するための図である。 図７は、帯域比が０．５でＮ＝４の場合の動作例を説明するための図である。 図８は、帯域比が０．５でＮ＝４の場合のタップ間隔制御部、係数生成部及びＰＤ信号生成部の動作を２τの遅延を与えるタップを用いて説明するための図である。 図９は、実施例１に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。 図１０は、実施例１の変形例に係る増幅器におけるタップ間隔制御部のブロック図である。 図１１は、実施例１の変形例に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。 図１２は、実施例２に係る帯域幅の検出を説明するための図である。 図１３は、実施例２に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。 図１４は、実施例３に係る増幅器のタップ間隔制御部のブロック図である。 図１５は、サンプル点の間隔と相関電力費Ｐ_ｃｏｒｒ（Ｄ）の関係の一例を表す図である。 図１６は、演算式を用いて相関関係を求める場合のＮ＝４クロック遅延までを考慮した制御信号設定を説明するための図である。 図１７は、実施例３に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。 図１８は、実施例４に係る歪補償部の詳細を表すブロック図である。

以下に、本願の開示する電力増幅装置、送信機及び電力増幅装置制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施例により本願の開示する電力増幅装置、送信機及び電力増幅装置制御方法が限定されるものではない。

図１は、実施例１に係る送信器の構成図である。また、図２は、実施例１に係る送信機のＰＤ信号生成部及び係数生成部の構成の詳細を表した図である。

本実施例に係る送信機は、図１に示すように、歪補償部１、電力増幅器２、誤差信号算出部３、タップ間隔制御部４、ＤＡＣ（Digital to Analog Convertor）２１、アップコンバータ２２、発振器２３、ベースバンド信号生成部５０及びキャリア生成部５１を有している。ここで、歪補償部１、電力増幅器２、誤差信号算出部３、タップ間隔制御部４、ＤＡＣ２１、アップコンバータ２２及び発振器２３が「電力増幅装置」の一例である。

ベースバンド信号生成部５０は、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号生成部５０は、生成したベースバンド信号をキャリア生成部５１へ出力する。

キャリア生成部５１は、ベースバンド信号の入力をベースバンド信号生成部５０から受ける。そして、キャリア生成部５１は、受信したベースバンド信号を変調し送信信号であるキャリア（搬送波）を生成する。そして、キャリア生成部５１は、生成した送信信号を歪補償部１及びタップ間隔制御部４へ出力する。

歪補償部１は、図１に示すように、ＰＤ信号生成部１１、係数生成部１２及び更新演算部１３を有している。そして、ＰＤ信号生成部１１は、図２に示すように、タップ１１１（１）〜タップ１１１（Ｎ）（Ｎは正の整数）というＮ個のタップ、乗算器１１２（０）〜乗算器１１２（Ｎ）というＮ個の乗算器及び加算器１１３を有している。以下では、タップ１１１（１）〜タップ１１１（Ｎ）を区別しない場合には、単にタップ１１１と言う。また、乗算器１１２（０）〜乗算器１１２（Ｎ）を区別しない場合には、単に乗算器１１２と言う。

ＰＤ信号生成部１１は、図２に示すように、遅延時間τを与えるタップ１１１がＮ個直列に配置されたタップ遅延線を有している。ＰＤ信号生成部１１は、送信信号の入力をキャリア生成部５１から受ける。以下では、入力された送信信号を「入力信号」と言う。

そして、ＰＤ信号生成部１１は、入力信号をタップ遅延線上のタップ１１１（１）からタップ１１１（Ｎ）に向けて各タップ１１１を順番に通過させていく。各タップ１１１は、通過した入力信号に対して遅延時間τを与える。そして、ＰＤ信号生成部１１は、各タップ１１１を通過した直後の入力信号を分岐させ、乗算器１１２へ供給する。すなわち、ＰＤ信号生成部１１は、入力信号に対してτ、２τ、・・・、Ｎτの遅延をそれぞれ与えたＮ個の信号を生成する。以下では、オリジナルの入力信号を０の遅延が与えられた信号として考え、タップ１１１によって遅延が与えられたＮ個の信号に入力信号を加えてできる、Ｎ＋１個の信号を遅延信号と言う。

乗算器１１２は、遅延を与える前の入力信号に対応する１個の乗算器と各タップ１１１の出力に対応するＮ個の乗算器とからなる。そして、乗算器１１２（０）が、入力信号の入力を受けるとともに、他の乗算器１１２（１）〜乗算器１１２（Ｎ）は、対応するタップ１１１から出力された信号の入力を受ける。すなわち、Ｎ＋１個の乗算器１１２は、それぞれ対応する各遅延信号の入力を受けることになる。さらに、乗算器１１２は、歪補償係数を後述する係数生成部１２から受ける。具体的には、乗算器１１２（ｉ）は、係数生成部１２２（ｉ）から歪補償係数の入力を受ける。ここで、ｉ＝０、１、・・・、Ｎである。そして、乗算器１１２は、入力された遅延信号と歪補償係数とを複素乗算し、乗算結果を加算器１１３へ出力する。ここで、歪補償係数として０が入力された場合、乗算器１１２は０を出力することになる。

加算器１１３は、乗算結果の入力を各乗算器１１２から受ける。加算器１１３は、入力されたＮ＋１個の乗算結果を加算し、プリディストーションが行われた送信信号（以下では、「プリディストーション信号」と言う。）を生成する。このプリディストーション信号は、電力増幅器２の非線形歪の逆特性を有している。ここで、乗算器１１２から０が入力された場合には、その乗算器１１２に入力された遅延信号はプリディストーション信号の生成には用いられないことになる。

ここで、Ｎ＝４の場合で説明する。この場合、ＰＤ信号生成部１１は、タップ１１１（１）〜タップ１１１（４）及び乗算器１１２（０）〜乗算器１１２（４）を有している。例えば、乗算器１１２（１）及び乗算器１１２（３）が、歪補償係数として０を受信したとする。この時、乗算器１１２（１）及び乗算器１１２（３）は０を出力する。すなわち、タップ１１１（１）及びタップ１１１（３）から出力された遅延信号はプリディストーション信号の生成に用いられないことになる。したがって、この場合、タップ間隔２τで動作するのと同じ状態になる。このように、乗算器１１２に歪補償係数として０を入力することで、遅延信号を間引くことができ、遅延信号間の遅延間隔を調整することができる。

そして、加算器１１３は、生成したプリディストーション信号をＤＡＣ２１へ出力する。また加算器１１３は、プリディストーション信号を減算器３６へ出力する。

更新演算部１３は、誤差信号の入力を減算器３６から受ける。また、更新演算部１３は、歪補償係数の入力を係数生成部１２から受ける。さらに、更新演算部１３は、フィードバック信号の入力を直交復調器３４から受ける。そして、更新演算部１３は、受信した誤差信号及びフィードバック信号を基に最急降下法の一種であるＬＭＳアルゴリズムを用いることで、新たな歪補償係数を求める。そして、更新演算部１３は、新たな歪補償係数を係数生成部１２へ供給する。これにより、係数生成部１２の各歪補償係数生成部１２２の歪補償係数が更新される。

図３は、実施例１に係る更新演算部の詳細を表す図である。ここで、図３を参照して、本実施例に係る更新演算部１３について詳細に説明する。

本実施例に係る更新演算部１３は、図３に示すように１つの乗算器１３１、Ｎ＋１個の乗算器１３３（０）〜乗算器１３３（Ｎ）及びＮ個のタップ１３２（１）〜タップ１３２（Ｎ）を有している。さらに、更新演算部１３は、Ｎ＋１個の加算器１３５（０）〜加算器１３５（Ｎ）及びｃｏｎｊ（conjugate：複素共役算出部）１３６を有している。

乗算器１３１は、誤差信号（以下では、「ｅ（ｔ）」と表す。）を減算器３６から受信する。

ここで、入力信号をｘ（ｔ）とすると、次の数式１で表されるｕ（ｔ）がＰＤ信号生成部１１から供給される信号である。

また、フィードバック信号をｙ（ｔ）とすると、次の数式２で表されるν（ｔ）がＰＤ信号生成部３５から供給される信号である。

そこで、乗算器１３１に供給される誤差信号ｅ（ｔ）はｕ（ｔ）−ν（ｔ）と表される。

そして、乗算器１３１は、ステップサイズμを誤差信号ｅ（ｔ）に乗算し、誤差信号をμによりスケーリングした誤差信号（μ×ｅ（ｔ））を算出する。そして、乗算器１３１は、μによりスケーリングされた誤差信号（μ×ｅ（ｔ））を各乗算器１３３（０）〜１３３（Ｎ）へ出力する。

ｃｏｎｊ１３６は、フィードバック信号の入力を直交復調器３４から受ける。そして、ｃｏｎｊ１３６は、フィードバック信号ｙ（ｔ）の複素共役ｙ（ｔ）^＊を求め乗算器１３３（０）及びタップ１３２（０）へ出力する。ここで、「＊」は共役複素数演算を表している。

タップ１３２（１）は、複素共役ｙ（ｔ−ｉ）^＊に対して遅延τを与え乗算器１３３（０）及びタップ１３２（２）へ出力する。このように、タップ１３２（ｊ）（１≦ｊ≦Ｎ−１）は、入力された信号に乗算器１３３（ｊ）及びタップ１３２（ｊ＋１）に遅延τを与えて出力する。ただし、タップ１３２（Ｎ）は、後続のタップが無いので、入力された信号に遅延τを与えて乗算器１３３（Ｎ）に出力するのみである。以下では、タップ１３２（ｉ）によって遅延τが与えられた後の信号及び遅延が与えられる前の信号をまとめてｙ（ｔ−ｉ）^＊（０≦ｉ≦Ｎ）とする。このｙ（ｔ−ｉ）^＊はｉクロック過去のフィードバック信号ｙ（ｔ−ｉ）の複素共役である。ｉ＝０の場合は、オリジナルのフィードバック信号ｙ（ｔ）の複素共役となる。

乗算器１３３（ｉ）は、μによりスケーリングされた誤差信号（μ×ｅ（ｔ））に遅延ｉτが与えられたフィードバック信号の複素共役ｙ（ｔ−ｉ）^＊を乗算し、μ×ｅ（ｔ）×ｙ（ｔ−ｉ）^＊を求める。そして、乗算器１３３（ｉ）は、乗算結果μ×ｅ（ｔ）×ｙ（ｔ−ｉ）^＊を加算器１３５（ｉ）へ出力する。

加算器１３５（ｉ）は、歪補償係数生成部１２２（ｉ）が出力した歪補償係数ＬＵＴ_ｉ｛ａ（ｔ−ｉ）｝の入力を受ける。また、加算器１３５（ｉ）は、乗算結果μ×ｅ（ｔ）×ｙ（ｔ−ｉ）^＊の入力を乗算器１３３（ｉ）から受ける。そして、加算器１３５（ｉ）は、歪補償係数ＬＵＴ_ｉ｛ａ（ｔ−ｉ）｝と乗算結果μ×ｅ（ｔ）×ｙ（ｔ−ｉ）^＊とを加算しＬＵＴ_ｉ｛ａ（ｔ−ｉ）｝＋μ×ｅ（ｔ）×ｙ（ｔ−ｉ）^＊を歪補償係数生成部１２２（ｉ）における新たな歪補償係数として求める。そして、加算器１３５（ｉ）は、算出した歪補償係数ＬＵＴ_ｉ｛ａ（ｔ−ｉ）｝＋μ×ｅ（ｔ）×ｙ（ｔ−ｉ）^＊を歪補償係数生成部１２２（ｉ）へ供給する。

タップ間隔制御部４は、図２に示すように信号特性検出部４１及び制御信号生成部４２を有している。

信号特性検出部４１は、ＰＤ信号生成部１１が受信した信号と同じ入力信号をキャリア生成部５１から受信する。そして、信号特性検出部４１は、入力信号の特性を検出する。そして、信号特性検出部は、検出した入力信号の特性を制御信号生成部４２へ出力する。

ここで、本実施例では、信号特性検出部４１は、信号の特性として信号の帯域幅を検出している。図４は、実施例１に係る信号特性検出部の詳細を表すブロック図である。図４に示すように信号特性検出部４１は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部４１１及び帯域幅検出部４１２を有している。ＦＦＴ部４１１は、キャリア生成部５１から入力された入力信号に対して高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号を周波数領域に変換する。そして、ＦＦＴ部４１１は、振幅特性であるスペクトラム情報を帯域幅検出部４１２へ出力する。

帯域幅検出部４１２は、スペクトラム情報の入力をＦＦＴ部４１１から受ける。そして、帯域幅検出部４１２は、図５で示すようにスペクトラム情報から入力信号が占有する帯域幅５０１を検出する。図５は、実施例１に係るＦＦＴを用いた帯域幅の検出を説明するための図である。図５は横軸を周波数とし、縦軸を振幅スペクトラムとしている。図５で示すように、入力信号の最大の帯域幅は最大帯域幅５０２で表される。しかし、実際に入力信号が常に最大帯域幅５０２を全て使用しているわけでは無い。そこで、帯域幅検出部４１２は、スペクトラム情報が存在する最低の周波数から最高の周波数までの間を帯域幅５０１として検出する。そして、帯域幅検出部４１２は、検出した帯域幅の情報を制御信号生成部４２へ出力する。

制御信号生成部４２は、入力信号の特性の入力を信号特性検出部４１から受ける。そして、制御信号生成部４２は、入力信号の特性に対応した制御信号設定を予め記憶している。そして、制御信号生成部４２は、入力信号の特性に応じた制御信号設定を特定し、係数生成部１２に対して制御信号を出力する。ここで、図６を参照して、制御信号設定の具体例について説明する。図６は、係数生成部がＬＵＴを有する場合におけるＮ＝４クロック遅延までを考慮した制御信号設定を説明するための図である。

本実施例では、Ｎ＝４の場合で説明する。入力信号の最大帯域幅に対する帯域幅検出部４１２が検出した帯域幅の比を帯域比とする。図６に示すように、制御信号生成部４２は、例えば、帯域比が１．０の場合、すなわち最大帯域幅で送信する場合、制御信号の列７０１のように全ＬＵＴ（Look Up Table）をイネーブル（enable）にするよう制御信号設定を記憶している。また、制御信号生成部４２は、帯域比が０．５の場合、すなわち最大帯域幅の半分の帯域幅で送信する場合、制御信号の列７０２のようにＬＵＴ_１とＬＵＴ_３に入力される制御信号がディセーブル（disable）になるよう制御信号設定を記憶している。このように、ＬＵＴ_０〜ＬＵＴ_４のいずれかをディセーブルにすることにより、ディセーブルにされたＬＵＴを有する歪補償係数生成部１２２からＰＤ信号生成部１１へ供給される歪補償係数が０になる。

係数生成部１２は、Ｎ個のタップ１２１（１）〜タップ１２１（Ｎ）、Ｎ＋１個の歪補償係数生成部１２２（０）〜歪補償係数生成部１２２（Ｎ）を有している。以下では、タップ１２１（１）〜タップ１２１（Ｎ）を区別しない場合には、単にタップ１２１と言う。また、歪補償係数生成部１２２（０）〜歪補償係数生成部１２２（Ｎ）を区別しない場合には、単に歪補償係数生成部１２２と言う。

係数生成部１２は、Ｎ個のタップ１２１が直列に配置されたタップ遅延線を有している。係数生成部１２は、入力信号をタップ遅延線に配置されたタップ遅延線上のタップ１２１（１）からタップ１２１（Ｎ）に向けて各タップ１２１を順番に通過させていく。各タップ１２１は、通過した入力信号に対して遅延時間τを与える。そして、係数生成部１２は、各タップ１２１を通過した直後の入力信号を分岐させ、歪補償係数生成部１２２へ供給する。すなわち、係数生成部１２は、入力信号に対してτ、２τ、・・・、Ｎτの遅延をそれぞれ与えたＮ個の信号を生成する。そして、係数生成部１２は、入力信号に対してｉτの遅延を与えた信号を歪補償係数生成部１２２（ｉ）（ｉ＝０、１、・・・、Ｎ）へ供給する。すなわち、歪補償係数生成部１２２（ｉ）には、ｉクロック過去の入力信号が入力される。ここで、ｉ＝０の場合は０の遅延を与える、すなわち遅延を与えないオリジナルの入力信号とする。

本実施例では、各歪補償係数生成部１２２がそれぞれＬＵＴを有している場合で説明する。具体的には、歪補償係数生成部１２２（０）〜歪補償係数生成部１２２（Ｎ）はそれぞれＬＵＴ_０〜ＬＵＴ_Ｎを有している。そして、歪補償係数生成部１２２は、自己が有するＬＵＴを用いて歪補償係数を求める場合で説明する。

歪補償係数生成部１２２は、制御信号生成部４２から出力される制御信号の入力を受ける。ここで、歪補償係数生成部１２２は、制御信号としてそれぞれが有するＬＵＴをディセーブルにするか否かの信号を制御信号生成部４２から受ける。

また、歪補償係数生成部１２２は、更新演算部１３から新たな歪補償係数の入力を受ける。そして、歪補償係数生成部１２２は、ＬＵＴがイネーブルの場合、すなわちＬＵＴをディセーブルにする制御信号を受けていない場合、更新演算部１３から入力された新たな歪補償係数に対応するＬＵＴのアドレスを、新たな歪補償係数で上書きし更新する。これに対して、ＬＵＴをディセーブルにする制御信号を受けた場合、歪補償係数生成部１２２は、更新演算部１３から入力された新たな歪補償係数に対応するＬＵＴのアドレスを上書きせずに、歪補償係数をそのまま保持する。

そして、歪補償係数生成部１２２（ｉ）は、入力信号に対してｉτの遅延が与えられた信号、すなわちｉクロック過去の信号の入力をタップ１２１（ｉ）から受ける。ここで、歪補償係数生成部１２２（０）、すなわちｉ＝０の場合は、キャリア生成部５１から入力された入力信号を受信する。

そして、歪補償係数生成部１２２は、制御信号生成部４２からＬＵＴをディセーブルにする信号を受けた場合、ＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２に対して歪補償係数が０を供給する。また、ＬＵＴがイネーブル、すなわち制御信号生成部４２からＬＵＴをディセーブルにする信号を受けない場合、歪補償係数生成部１２２（ｉ）は、歪補償係数としてＬＵＴ_ｉ｛ａ（ｔ−ｉ）｝をＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２（ｉ）へ出力する。ここで、ａ（ｔ−ｉ）は、ｉクロック過去の入力信号ｘ（ｔ−ｉ）から生成された、ＬＵＴ_ｉにおけるアドレスである。例えば、ａ（ｔ−ｉ）は、ｉクロック過去の入力信号ｘ（ｔ−ｉ）の振幅の常用対数（ｌｏｇ_１０）等により計算される。

ここで、図７を参照して、帯域比が０．５でＮ＝４の場合の動作を一例として説明する。図７は、帯域比が０．５でＮ＝４の場合の動作例を説明するための図である。この場合、歪補償係数生成部１２２（１）と歪補償係数生成部１２２（３）がそれぞれ、ＬＵＴ_１とＬＵＴ_３をディセーブルにする制御信号（ＯＦＦの信号）を受ける。この場合、歪補償係数生成部１２２（１）は、ＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２（１）へ歪補償係数として０を供給する。また、歪補償係数生成部１２２（３）は、乗算器１１２（３）へ歪補償係数として０を供給する。乗算器１１２に０を供給すると乗算結果が０になるため、その乗算器に入力された信号はＰＤ信号の生成に用いられなくなる。また、歪補償係数生成部１２２（０）は、ＬＵＴ_０｛ａ（ｔ）｝をＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２（１）へ出力する。また、歪補償係数生成部１２２（２）は、ＬＵＴ_２｛ａ（ｔ−２）｝をＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２（２）へ出力する。また、歪補償係数生成部１２２（４）は、ＬＵＴ_４｛ａ（ｔ−４）｝をＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２（４）へ出力する。この場合、乗算器１１２（１）及び乗算器１１２（３）からは０が出力される。そこで、加算器１１３は、乗算器１１２（０）、乗算器１１２（２）及び乗算器１１２（４）のぞれぞれの乗算結果を加算することで、プリディストーション信号を生成する。この場合、歪補償係数生成部１２２（１）及び歪補償係数生成部１２２（３）が歪補償係数として０を供給することにより、ＰＤ信号生成部１１をタップの遅延時間（タップ間隔）を２τとして動作させることができる。

すなわち、この場合、本実施例に係るタップ間隔制御部４、係数生成部１２及びＰＤ信号生成部１１は、図８で示す構成を有するタップ間隔制御部４、係数生成部１２及びＰＤ信号生成部１１と同様の動作をすることになる。図８は、帯域比が０．５でＮ＝４の場合のタップ間隔制御部、係数生成部及びＰＤ信号生成部の動作を２τの遅延を与えるタップを用いて説明するための図である。すなわち、これは、遅延信号間の遅延時間を倍にしたことと同じである。すなわち、帯域比が０．５でＮ＝４の場合の動作から得られる構成は、図７の構成から歪補償係数生成部１２２（１）、歪補償係数生成部１２２（３）、乗算器１１２（１）及び乗算器１１２（３）が取り除かれる。そして、帯域比が０．５でＮ＝４の場合の動作から得られる構成は、歪補償係数生成部１２２（０）と１２２（２）との間にタップ１５１を配置し、歪補償係数生成部１２２（２）と１２２（４）との間に、タップ１５２を配置する。さらに、帯域比が０．５でＮ＝４の場合の動作から得られる構成は、乗算器１１２（０）と１１２（２）との間にタップ１５３を配置し、乗算器１１２（２）と１１２（４）との間にタップ１５４を配置したものとなる。

このように、歪補償係数生成部１２２（ｉ）が歪補償係数として０を出力することにより、ＰＤ信号生成部１１のタップの遅延時間を変更することができる。すなわち、遅延信号間の遅延時間を変更することができる。

ＤＡＣ２１は、ＰＤ信号生成部１１が有する加算器１１３からプリディストーション信号の入力を受ける。そして、ＤＡＣ２１は、受信したプリディストーション信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。そして、ＤＡＣ２１は、アナログ信号に変換したプリディストーション信号をアップコンバータ２２へ出力する。

アップコンバータ２２は、プリディストーション信号の入力をＤＡＣ２１から受ける。そして、アップコンバータ２２は、発振器２３から入力された信号を用いて、受信したプリディストーション信号をキャリア周波数にアップコンバートする。そして、アップコンバータ２２は、キャリア周波数のプリディストーション信号を電力増幅器２へ出力する。

電力増幅器２は、プリディストーション信号の入力をアップコンバータ２２から受ける。電力増幅器２は、受信したプリディストーション信号を増幅し、送信信号を生成する。そして、電力増幅器２から出力された送信信号は、２つに分岐される。そして、送信信号の一方は、アンテナ２４を介して外部の受信装置に向けて送信され、他方は、誤算信号算出部３へ送信される。

図１に示すように、誤差信号算出部３は、ダウンコンバータ３１、発振器３２、ＡＤＣ３３、直交復調器（ＤＥＭ）３４、ＰＤ信号生成部３５及び減算器３６を有している。

ダウンコンバータ３１は、電力増幅器２から出力された送信信号の入力を受ける。そして、ダウンコンバータ３１は、発振器３２から入力された信号を用いて、受信した送信信号をベースバンド信号の周波数にダウンコンバートする。そして、ダウンコンバータ３１は、ダウンコンバートした信号をＡＤＣ３３へ出力する。

ＡＤＣ３３は、ベースバンド信号の周波数にダウンコンバートされた信号の入力をダウンコンバータ３１から受ける。そして、ＡＤＣ３３は、入力された信号をディジタル信号に変換する。そして、ＡＤＣ３３は、ディジタル信号に変換した信号を直交復調器３４へ出力する。

直交復調器３４は、ディジタル信号に変換された信号の入力をＡＤＣ３３から受ける。そして、直交復調器３４は、受信した信号に対して直交復調を行い、Ｉ（Inphase）信号及びＱ（Quadrature）信号からなるフィードバック信号を生成する。そして、直交復調器３４は、フィードバック信号をＰＤ信号生成部３５及び更新演算部１３へ出力する。

ＰＤ信号生成部３５は、図示していないがＰＤ信号生成部１１と同様の構成を有する。本実施例では、ＰＤ信号生成部３５は、Ｎ個のタップ、Ｎ＋１個の乗算器及び１個の加算器を有する。ＰＤ信号生成部３５は、フィードバック信号の入力を直交復調器３４から受ける。そして、ＰＤ信号生成部３５は、自己が有するタップ遅延線を通過させることで、受信した信号に対して順次遅延を与えていく。そして、ＰＤ信号生成部３５は、各タップを通過しそのタップによって遅延が与えられた直後の信号を分岐し、Ｎ個の信号を生成する。具体的には、このＮ個の信号は、フィードバック信号に対してτ、２τ、・・・、Ｎτの遅延がそれぞれ与えられた信号である。そして、ＰＤ信号生成部３５は、フィードバック信号及び遅延を与えたフィードバック信号を自己が有する乗算器へ入力する。また、ＰＤ信号生成部３５の各乗算器には、係数生成部１２から出力された歪補償係数が入力される。そして、ＰＤ信号生成部３５は、各乗算器で乗算を行い、その乗算結果を自己の加算器に入力する。そして、ＰＤ信号生成部３５は、加算器で乗算結果を加算し、プリディストーションが行われたフィードバック信号（以下では、「ＦＢ（Feed Back）系プリディストーション信号」と言う。）を生成する。そしてＰＤ信号生成部３５は、ＦＢ系プリディストーション信号を減算器３６へ出力する。

減算器３６は、プリディストーション信号の入力をＰＤ信号生成部１１から受ける。さらに、減算器３６は、ＦＢ系プリディストーション信号の入力をＰＤ信号生成部３５から受ける。そして、減算器３６は、プリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を計算し、誤算信号を生成する。そして、減算器３６は、生成した誤差信号を更新演算部１３へ出力する。

なお、図１において、電力増幅器２、アップコンバータ２２、発振器２３、ダウンコンバータ３１及び発振器３２は、ＲＦ（Radio Frequency）部に含まれ、アナログ回路により実現される。また、ベースバンド信号生成部５０、キャリア生成部５１、歪補償部１、タップ間隔制御部４、直交復調器３４、ＰＤ信号生成部３５及び減算器３６は、ＢＢ（Baseband）部に含まれ、ＤＳＰ、ＣＰＵ、メモリなどにより実現される。

次に、図９を参照して、本実施例に係る送信機による信号送信における処理について説明する。図９は、実施例１に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。ここでは、歪補償係数を更新するための新しい歪補償係数の算出の処理については説明しない。

信号特性検出部４１のＦＦＴ部４１１は、キャリア生成部５１から入力された入力信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施し、時間領域の送信信号を周波数領域に変換する（ステップＳ１０１）。

信号特性検出部４１の帯域幅検出部４１２は、周波数領域に変換された入力信号の振幅特性であるスペクトラム情報をＦＦＴ部４１１から受ける。そして、帯域幅検出部４１２は、スペクトラム情報から入力信号が占有する帯域幅を検出する（ステップＳ１０２）。

そして、帯域幅検出部４１２は、最大帯域幅と検出した入力信号の帯域幅との帯域比を算出する（ステップＳ１０３）。そして、帯域幅検出部４１２は、算出した帯域比を制御信号生成部４２へ出力する。

制御信号生成部４２は、帯域幅検出部４１２から帯域比の入力を受ける。そして、制御信号生成部４２は、記憶している帯域比と制御信号設定との対応から、入力された帯域比に対応する制御信号設定を取得する。そして、制御信号生成部４２は、帯域比に対応する制御信号を係数生成部１２へ出力する（ステップＳ１０４）。

ＬＵＴをディセーブルにする制御信号を制御信号生成部４２から受けた歪補償係数生成部１２２は、自己のＬＵＴをディセーブルにする（ステップＳ１０５）。

ＬＵＴがディセーブルにされた歪補償係数生成部１２２は、歪補償係数として０をＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２へ出力する。これに対して、ＬＵＴがイネーブルのままの歪補償係数生成部１２２（ｉ）は、歪補償係数ＬＵＴ_ｉ｛ａ（ｔ−ｉ）｝をＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２（ｉ）へ出力する（ステップＳ１０６）。

ＰＤ信号生成部１１は、乗算器１１２を用いて遅延信号と歪補償係数生成部１２２から入力された歪補償係数とを乗算する。この時、入力された歪補償係数が０ならば、乗算器１１２は乗算結果として０を出力する。このため歪補償係数として０であった乗算器に入力された遅延信号はプリディストーション信号の生成に使用されなくなる。そして、ＰＤ信号生成部１１は、加算器１１３を用いて各乗算器１１２から出力された乗算結果を加算し、プリディストーション信号を生成する（ステップＳ１０７）。そして、ＰＤ信号生成部１１は、生成したプリディストーション信号を出力する。

プリディストーション信号は、ＤＡＣ２１でアナログ信号に変換され、アップコンバータ２２及び発振器２３によりＲＦ信号に変換され電力増幅器２に入力される。電力増幅器２は、入力されたプリディストーション信号を増幅し送信信号を生成する（ステップＳ１０８）。

そして、電力増幅器２は、生成した送信信号を、アンテナ２４を介して外部装置に向けて送信する（ステップＳ１０９）。

以上に説明したように、本実施例に係る増幅器では、入力信号の占有する帯域幅が狭い場合、隣接するサンプル点における信号相関が高いので、遅延信号を間引き、遅延間隔を大きくする。これにより、隣接するサンプル点における信号相関が高い場合にも、最急降下法に基づく収束アルゴリズムにより係数更新量を正しく求めることができ、歪補償係数を最適な値に収束させることができる。したがって、隣接するサンプル点における信号相関が高い場合にも、歪補償の性能の劣化を抑えることができる。

（変形例）
次に、本実施例に係る増幅器の変形例について説明する。本変形例は、帯域の検出をキャリア設定情報から取得することが実施例１と異なるものである。図１０は、実施例１の変形例に係る増幅器におけるタップ間隔制御部のブロック図である。

図１０に示すように、本実施例に係るタップ間隔制御部４の信号特性検出部４１は、帯域幅検出部４１２を有していれば、ＦＦＴ部４１１を有さなくても良い。

キャリア生成部５１は、キャリア設定情報の入力を受ける。このキャリア設定情報には、使用する各キャリアの周波数シフト設定及びキャリア帯域幅などが含まれている。そして、キャリア生成部５１は、キャリア設定情報をタップ間隔制御部４の信号特性検出部４１に出力する。

信号特性検出部４１は、キャリア設定情報の入力をキャリア生成部５１から受ける。そして、信号特性検出部４１の帯域幅検出部４１２は、受信したキャリア設定情報から送信に使用されるキャリアを特定する。そして、帯域幅検出部４１２は、特定した各キャリアの周波数シフト設定及びキャリア帯域幅から、マルチキャリア信号としての帯域幅を算出する。そして、帯域幅検出部４１２は、算出した帯域幅を制御信号生成部４２へ出力する。

制御信号生成部４２は、実施例１と同様に、帯域幅を用いてＬＵＴの制御信号を生成し、歪補償係数生成部１２２へ出力する。これにより、遅延信号間の遅延時間の調整を行うことができる。

次に、図１１を参照して、本変形例に係る送信機による信号送信における処理について説明する。図１１は、実施例１の変形例に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。図１１では、制御信号生成部４２による制御信号の出力以降の処理は実施例１と同様であるため、制御信号生成部４２による制御信号の出力までの処理を記載している。

帯域幅検出部４１２は、キャリア生成部５１から入力されたキャリア設定情報から、各キャリアの周波数設定を確認する（ステップＳ２０１）。

帯域幅検出部４１２は、周波数シフト設定及びキャリア帯域幅などのキャリア配置から入力信号の帯域幅を求める（ステップＳ２０２）。

そして、帯域幅検出部４１２は、最大帯域幅と検出した入力信号の帯域幅との帯域比を算出する（ステップＳ２０３）。そして、帯域幅検出部４１２は、算出した帯域比を制御信号生成部４２へ出力する。

制御信号生成部４２は、帯域幅検出部４１２から帯域比の入力を受ける。そして、制御信号生成部４２は、記憶している帯域比と制御信号設定との対応から、入力された帯域比に対応する制御信号設定を取得する。そして、制御信号生成部４２は、帯域比に対応する制御信号を係数生成部１２へ出力する（ステップＳ２０４）。

以上に説明したように、本変形例に係る増幅器では、入力されたキャリア設定情報を用いて帯域幅を求めるため、入力信号に対してＦＦＴを行うなどの処理を削減することができ、増幅器の処理負荷を削減することができる。

実施例２は、帯域幅を測定するにあたり、最大電力のキャリアとの電力差が所定の閾値内に収まるキャリアが占有する帯域を入力信号の帯域幅とすることが実施例１と異なるものである。そこで、以下では帯域幅の検出について主に説明する。本実施例に係る送信機のブロック図も図１で表される。また、本実施例に係るタップ間隔制御部のブロック図も図４で表される。本実施例に係る送信機において実施例１と同様の符号を有する各部は、特に説明の無い限り実施例１と同様の機能を有するものとする。

図１２を参照して、本実施例に係る帯域幅検出部４１２による帯域幅の検出について説明する。図１２は、実施例２に係る帯域幅の検出を説明するための図である。図１２は横軸を周波数とし、縦軸を振幅スペクトラムとしている。また、図１２は４つのキャリアが送信信号として設定されている場合である。図１２において、入力信号の最大の帯域幅は最大帯域幅５０３で表される。また、帯域幅５０４は、入力信号が実際に占有している帯域幅である。

本実施例では、帯域幅検出部４１２は、電力差の閾値をＴＨとして記憶している。帯域幅検出部４１２は、スペクトラム情報の入力をＦＦＴ部４１１から受ける。そして、帯域幅検出部４１２は、図１２で示すようにスペクトラム情報から、最大電力で送信するキャリアの振幅レベル（以下、「最大振幅レベル」という。）５０７を検出する。そして、帯域幅検出部４１２は、最大振幅レベル５０７との電力差がＴＨ以内となる振幅を有するキャリアが占有する周波数帯を入力信号の帯域幅として検出する。図１２では、振幅差５０６が、最大振幅レベル５０７との電力差がＴＨとなる振幅と最大振幅レベル５０７との振幅の差である。帯域幅検出部４１２は、最大振幅レベル５０７との振幅差が振幅差５０６より大きくなるキャリアの周波数帯を入力信号の周波数帯から除く。これにより、図１２に示すように、帯域幅検出部４１２は、最大振幅レベル５０７を有する周波数における電力との電力差がＴＨ以内となる帯域幅５０５を入力信号の帯域幅として検出する。図１２で示すように、検出された帯域幅５０５は、入力信号が実際に占有している帯域幅よりも狭くなる。すなわち、本実施例に係る帯域幅検出部４１２により帯域幅を検出した場合、同じ入力信号であっても隣接サンプルの信号相関が実施例１の場合より高いと判定されることになる。そして、帯域幅検出部４１２は、検出した帯域幅の情報を制御信号生成部４２へ出力する。

次に、図１３を参照して、本変形例に係る送信機による信号送信における処理について説明する。図１３は、実施例２に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。図１３では、制御信号生成部４２による制御信号の出力以降の処理は実施例１と同様であるため、制御信号生成部４２による制御信号の出力までの処理を記載している。

信号特性検出部４１のＦＦＴ部４１１は、キャリア生成部５１から入力された入力信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施し、時間領域の送信信号を周波数領域に変換する（ステップＳ３０１）。

信号特性検出部４１の帯域幅検出部４１２は、周波数領域に変換された入力信号の振幅特性であるスペクトラム情報をＦＦＴ部４１１から受ける。そして、帯域幅検出部４１２は、スペクトラム情報から最大振幅レベルを検知する（ステップＳ３０２）。

そして、帯域幅検出部４１２は、最大振幅レベルとの電力差が閾値以内となる帯域幅を検出する（ステップＳ３０３）。

そして、帯域幅検出部４１２は、最大帯域幅と検出した入力信号の帯域幅との帯域比を算出する（ステップＳ３０４）。そして、帯域幅検出部４１２は、算出した帯域比を制御信号生成部４２へ出力する。

制御信号生成部４２は、帯域幅検出部４１２から帯域比の入力を受ける。そして、制御信号生成部４２は、記憶している帯域比と制御信号設定との対応から、入力された帯域比に対応する制御信号設定を取得する。そして、制御信号生成部４２は、帯域比に対応する制御信号を係数生成部１２へ出力する（ステップＳ３０５）。

以上に説明したように、本実施例に係る増幅器は、受信した入力信号のうち最大電力で送信されるキャリアとの電力差が所定値以内である周波数帯域を帯域幅とする。入力信号の最大振幅レベルの電力に近い電力を有する周波数の信号が、入力信号の増幅において支配的な影響を与える。そのため、入力信号の増幅を考える場合、最大振幅レベルの電力に近い電力を有する周波数を入力信号の周波数とすることで、隣接サンプルとの信号相関を適切に判断することができる。これにより、隣接サンプルとの信号相関が高いという判断がより適切に行うことができる。したがって、歪補償の性能の劣化をより適切に抑えることができる。

本実施例に係る増幅器は、演算式を用いて相関関係を求めることが実施例１と異なるものである。そこで、以下では、演算式を用いた相関関係の求め方について主に説明する。本実施例に係る送信機のブロック図も図１で表される。本実施例に係る送信機において実施例１と同様の符号を有する各部は、特に説明の無い限り実施例１と同様の機能を有するものとする。

図１４は、実施例３に係る増幅器のタップ間隔制御部のブロック図である。本実施例に係るタップ間隔制御部４の信号特性検出部４１は、図１４に示すように、相関演算部４１３を有している。

相関演算部４１３は、入力信号の隣接サンプル点の相関関係を求めるための式を予め記憶している。本実施例では、相関演算部４１３は、現時刻の送信信号ｘ（ｔ）とＤ個のサンプル点分だけ過去の送信信号ｘ（ｔ−Ｄ）の複素共役との乗算結果を一定区間に渡って積分したものを、同一区間での送信信号電力値で割って正規化した値を求める次の数式３を記憶している。ここで、数式３では、Ｍ個のサンプル分を一定区間としている。ここでは、Ｐ_ｃｏｒｒ（Ｄ）を相関電力比と言う。

図１５は、サンプル点の間隔と相関電力比Ｐ_ｃｏｒｒ（Ｄ）の関係の一例を表す図である。図１５は、縦軸を相関電力比とし、横軸をサンプル点の間隔とする。図１５を参照して、入力信号の帯域がＷの場合とＷ／２の場合とにおける隣接サンプル点の相関関係の違いついて説明する。グラフ６０１は、帯域幅がＷの場合のサンプル点の間隔と相関電力費Ｐ_ｃｏｒｒ（Ｄ）の関係を示している。また、グラフ６０２は、帯域がＷ／２の場合のサンプル点の間隔と相関電力費Ｐ_ｃｏｒｒ（Ｄ）の関係を示している。この場合、相関電力比６０３は、Ｄ´個のサンプル点の間隔での帯域幅がＷの場合の相関電力比を表している。また、相関電力比６０４は、Ｄ´個のサンプル点の間隔での帯域幅がＷ／２の場合の相関電力比を表している。本実施例では、相関演算部４１３は、サンプル点の間隔がＤ´個のサンプル点分の間隔である場合の相関電力比を用いて隣接サンプル点の相関関係を求めるものとする。ここで、相関関係を求める場合のサンプル点の間隔Ｄは、各帯域幅における相関電力比の違いが明確に判定できる値が好ましい。例えば、あまり間隔Ｄが短いと帯域幅毎の差がなくなってしまう。また、間隔Ｄがあまり大きいと、相関電力比が求められない帯域幅が出てしまう場合がある。

ここで、本実施形態では、相関演算部４１３は、図１５に示す閾値６１１、閾値６１２及び閾値６１３を記憶している。そして、相関演算部４１３は、算出した相関電力比と閾値との関係を求める。例えば、図１５における、相関演算部４１３は、入力信号の帯域がＷの場合には、相関電力比Ｐ_ｃｏｒｒ（Ｄ´）を値６０３として求める。そして、相関演算部４１３は、値６０３が閾値６１３よりも小さいと判定する。また、相関演算部４１３は、入力信号の帯域がＷ／２の場合には、相関電力比Ｐ_ｃｏｒｒ（Ｄ´）を値６０４として求める。そして、相関演算部４１３は、値６０４が閾値６１２以上かつ閾値６１１よりも小さいと判定する。

そして、相関演算部４１３は、求めた相関電力比と閾値との関係を制御信号生成部４２へ出力する。

図１６は、演算式を用いて相関関係を求める場合のＮ＝４クロック遅延までを考慮した制御信号設定を説明するための図である。制御信号生成部４２は、図１６で表されるような閾値と相関電力比との関係と各ＬＵＴへの制御信号の対応を記憶している。

制御信号生成部４２は、入力信号の相関電力比と閾値との関係の入力を相関演算部４１３から受ける。そして、制御信号生成部４２は、記憶している閾値と相関電力比との関係と各ＬＵＴへの制御信号の対応から、入力された相関電力比と閾値との関係に対応する制御信号の設定を取得する。

例えば、入力信号が帯域幅Ｗの場合の、相関電力比が閾値６１３よりも小さいという関係を相関演算部４１３から受信すると、制御信号生成部４２は、閾値６１３＞Ｐｃｏｒｒ（Ｄ）に対応する設定を取得する。具体的には、制御信号生成部４２は、制御信号の列７０３で表されるように、ＬＵＴ_０〜ＬＵＴ_４をいずれもイネーブルにする制御信号の設定を取得する。また、入力信号が帯域幅Ｗ／２の場合の、相関電力比が閾値６１２以上かつ閾値６１１よりも小さいという関係を相関演算部４１３から受信すると、制御信号生成部４２は、閾値６１１＞Ｐｃｏｒｒ（Ｄ）≧閾値６１２に対応する設定を取得する。具体的には、制御信号生成部４２は、制御信号の列７０４で表されるように、ＬＵＴ_０、ＬＵＴ_２及びＬＵＴ_４をイネーブルにし、ＬＵＴ_１及びＬＵＴ_３をディセーブルにする制御信号の設定を取得する。

図１６は、相関電力比が高ければ隣接サンプル間の信号相関が高くなるような対応関係となっている。そして、図１５に示されるように帯域幅Ｗの場合のほうが帯域幅Ｗ／２の場合よりも相関電力比が高くなる。すなわち、図１６の対応関係は、帯域幅が狭くなればサンプル点の相関関係が高くなるような対応関係となっている。これは、帯域幅が狭ければ隣接サンプル間の信号相関が高いという内容と一致している。

そして、制御信号生成部４２は、取得した制御信号の設定を各歪補償係数生成部１２２へ出力する。

次に、図１７を参照して、本変形例に係る送信機による信号送信における処理について説明する。図１７は、実施例３に係る送信機による信号送信における処理のフローチャートである。図１７では、制御信号生成部４２による制御信号の出力以降の処理は実施例１と同様であるため、制御信号生成部４２による制御信号の出力までの処理を記載している。

信号特性検出部４１の相関演算部４１３は、キャリア生成部５１から入力された入力信号ｘ（ｔ）の相関演算を実施する（ステップＳ４０１）。この相関演算は、数式３の分子の部分にあたる。

また、相関演算部４１３は、同一区間の送信信号電力を計算する（ステップＳ４０２）。この同一区間の送信信号電力は、数式３の分母の部分にあたる。

そして、相関演算部４１３は、相関演算の演算結果及び同一区間の送信信号電力を用いて、相関電力比Ｐｃｏｒｒ（Ｄ）を求める（ステップＳ４０３）。そして、相関演算部４１３は、求めた相関電力比と予め記憶している閾値との関係を制御信号生成部４２へ出力する。

制御信号生成部４２は、帯域幅検出部４１２から相関電力比と閾値との関係の入力を受ける。そして、制御信号生成部４２は、記憶している相関電力比と閾値との関係と制御信号設定との対応から、入力された相関電力比と閾値との関係に対応する制御信号設定を取得する。そして、制御信号生成部４２は、相関電力比と閾値との関係に対応する制御信号を係数生成部１２へ出力する（ステップＳ４０４）。

以上に説明したように、本実施例に係る増幅器は演算式を用いて相関関係を求め、求めた相関関係を用いて遅延信号の遅延間隔を制御している。そのため、相関関係を求める式を調整することで適正な遅延間隔の制御を行うことができ、増幅器の特性などの要求に応じた遅延間隔の制御を容易に行うことができる。

次に、実施例４に係る増幅器について説明する。本実施例に係る増幅器は、歪補償係数の生成を３次のべき乗多項式で実現することが実施例１〜３と異なるものである。以下では、歪補償係数の生成について主に説明する。本実施例に係る送信機のブロック図も図１で表される。本実施例に係る送信機において実施例１と同様の符号を有する各部は、特に説明の無い限り実施例１と同様の機能を有するものとする。

図１８は、実施例４に係る歪補償部の詳細を表すブロック図である。本実施例に係る係数生成部１２は、タップ１２１、歪補償係数生成部１２２及びＡＢＳ１２３を有している。

ＡＢＳ１２３は、入力信号をキャリア生成部５１から受信する。そして、ＡＢＳ１２３は、入力信号の絶対値を求める。そして、ＡＢＳ１２３は、入力信号の絶対値を歪補償係数生成部１２２（０）及びタップ１２１（１）へ出力する。

ＡＢＳ１２３から出力された信号は各タップ１２１を通過していく。そして、タップ（ｊ）（ｊ＝１、２、・・・Ｎ）を通過した信号は分岐され、歪補償係数生成部１２２（ｊ）へ供給される。

本実施例に係る歪補償係数生成部１２２は一例として、図１８に示すように、３次のべき級数多項式で実現されている。ここで、図１８では、例として歪補償係数生成部１２２（０）の内部を詳細に記載しているが、歪補償係数生成部１２２（１）〜１２２（Ｎ）も同様の構成を有し同様の動作を行う。歪補償係数生成部１２２（ｉ）は、更新演算部１３からα_ｉ，ｋ（ｉ＝０、１、・・・、Ｎであり、ｋ＝１、２、３である。）の入力を受ける。α_ｉ，ｋは、歪補償係数生成部１２２（ｉ）によるべき級数多項式のＫ次の係数である。例えば、歪補償係数生成部１２２（０）の乗算器１２４には、α_０，１が更新演算部１３から入力される。また、乗算器１２５には、α_０，２が更新演算部１３から入力される。また、乗算器１２６には、α_０，３が更新演算部１３から入力される。

そして、歪補償係数生成部１２２（ｉ）は、次の数式４で表されるｉクロック遅延した入力信号の振幅を入力とするＫ次のべき級数多項式Ｇ_ｉの算出結果を歪補償係数としてＰＤ信号生成部１１の乗算器１１２（ｉ）へ出力する。

ただし、制御信号生成部４２からべき級数演算をディセーブルにする制御信号が入力された場合、歪補償係数生成部１２２は、歪補償係数として０を出力する。

更新演算部１３は、入力された誤差信号の電力が最小となるように、各歪補償係数生成部１２２へ供給するα_ｉ，ｋ（ｉ＝０、１、・・・、Ｎであり、ｋ＝１、２、３である。）を求める。そして、更新演算部１３は、求めたα_ｉ，ｋを各歪補償係数生成部１２２へ供給する。

以上に説明したように、本実施例に係る増幅器はべき級数多項式を用いて歪補償係数を算出することができる。

また、以上に説明した各実施例では、より効果的なプリディストーションを実施するため、フォワード系のプリディストーション信号生成部とフィードバック系のプリディストーション信号生成部を有する電力増幅装置を用いて説明した。ただし、各実施例の構成は、プリディストーション信号を生成する電力増幅装置であれば他の構成でも良く、例えば、入力信号と増幅器からの出力信号とを直接比較し誤差信号を生成する構成でも良い。

以上の各実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）入力信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部からの出力及び前記入力信号を基に誤差信号を算出する誤差信号算出部と、
前記入力信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号及び前記誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて前記入力信号に対してプリディストーションを行い、該プリディストーションを行った前記入力信号を前記増幅部へ出力する歪補償部と、
前記入力信号の相関情報を基に前記歪補償部によるプリディストーションに用いられる前記遅延信号間の間隔を制御する遅延間隔制御部と、
を備えたことを特徴とする電力増幅装置。

（付記２）前記遅延間隔制御部は、前記遅延信号を間引くことで前記遅延信号間の間隔を制御することを特徴とする付記１に記載の電力増幅装置。

（付記３）前記遅延間隔制御部は、
前記入力信号の信号特性を検出する信号特性検出部と、
前記検出された信号特性から信号相関を判定し、前記信号相関が高い場合に、前記プリディストーションに用いられる遅延信号間の間隔が長くなるように制御する制御信号を生成する制御信号生成部と
を備えたことを特徴とする付記１又は付記２に記載の電力増幅装置。

（付記４）前記信号特性検出部は、前記入力信号の帯域幅を検出し、
前記制御信号生成部は、検出した前記帯域幅が狭い場合には信号相関が高いと判定することを特徴とする付記３に記載の電力増幅装置。

（付記５）前記信号特性検出部は、前記入力信号において最大電力のキャリアとの電力差が予め決められた閾値内となるキャリアが存在する周波数帯を前記入力信号の帯域として検出することを特徴とする付記４に記載の電力増幅装置。

（付記６）前記信号特性検出部は、信号相関を算出する演算式を予め記憶しており、前記入力信号に対して該演算式を用いることで前記信号特性を検出することを特徴とする付記５に記載の電力増幅装置。

（付記７）前記歪補償部は、
前記遅延信号それぞれに対応するよう同数配置された、前記遅延信号及び前記誤差信号を基に各前記遅延信号に対応する歪補償係数を生成する歪補償係数生成部と、
前記遅延信号とそれぞれの前記遅延信号に対応する前記歪補償係数とを乗算し、各乗算結果を加算することで前記歪補償を行い歪補償を加えた信号を生成する信号生成部とを備え、
前記遅延間隔制御部は、特定の係数生成部が生成する歪補償係数を０とすることで、前記歪補償に用いられる遅延信号を間引く
ことを特徴とする付記１〜付記６のいずれか一つに記載の電力増幅装置。

（付記８）前記遅延間隔制御部は、前記遅延信号の信号相関とディセーブルにする前記係数生成部との対応を予め記憶しており、記憶している対応を基に前記特定の係数生成部を決定することを特徴とする付記７に記載の電力増幅装置。

（付記９）前記歪補償部は、所定の遅延を与えるタップが直列に複数配置され、入力された入力信号を、前記タップを順番に通過させることで順次前記遅延を与えていき、各タップで前記遅延が与えられた後の各信号を遅延信号として取得する遅延部を備え、
前記遅延間隔制御部は、特定の前記タップから出力された遅延信号を前記歪補償に用いないことで、前記遅延信号間の間隔を制御する
ことを特徴とする付記１〜付記８のいずれか一つに記載の電力増幅装置。

（付記１０）前記歪補償部は、
前記誤差信号の電力が最小となる係数を前記歪補償係数の更新情報として算出する更新算出部と、
前記遅延信号及び前記歪補償係数の更新情報を基に各前記遅延信号に対応する歪補償係数を生成する歪補償係数生成部と
を備えたことを特徴とする付記１〜付記７のいずれか一つに記載の電力増幅装置。

（付記１１）ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
前記ベースバンド信号をＲＦ信号に変換するＲＦ信号生成部と、
前記ＲＦ信号を増幅しアンテナを介して送出する増幅部と、
前記増幅部からの出力及び前記ベースバンド信号を基に誤差信号を算出する誤差信号算出部と、
前記ベースバンド信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号及び前記誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて前記ベースバンド信号に対してプリディストーションを行い、該プリディストーションを行った前記入力信号を前記ＲＦ信号生成部へ出力する歪補償部と、
前記ベースバンド信号の相関情報を基に前記歪補償部によるプリディストーションに用いられる前記遅延信号間の間隔を制御する遅延間隔制御部と、
を備えたことを特徴とする送信機。

（付記１２）増幅器へ入力された第１の入力信号及び前記第１の入力信号に対応する該増幅器からの出力信号を基に誤差信号を算出し、
第２の入力信号の相関情報を基に、前記第２の入力信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号間の間隔を制御し、
前記間隔の制御を行った前記遅延信号及び前記誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて前記第２の入力信号に対してプリディストーションを行い、
該プリディストーションを行った前記第２の入力信号を前記増幅器により増幅する
ことを特徴とする電力増幅装置制御方法。

１ 歪補償部
２ 電力増幅器
３ 誤差信号算出部
４ タップ間隔制御部
１１ ＰＤ信号生成部
１２ 係数生成部
１３ 更新演算部
２１ ＤＡＣ
２２ アップコンバータ
２３ 発振器
３１ ダウンコンバータ
３２ 発振器
３３ ＡＤＣ
３４ 直交復調器
３５ ＰＤ信号生成部
３６ 減算器
４１ 信号特性検出部
５０ ベースバンド信号生成部
５１ キャリア生成部
１１１（１１１（１）〜１１１（Ｎ）） タップ
１１２（１１２（０）〜１１２（Ｎ）） 乗算器
１１３ 加算器
１２１（１２１（１）〜１２１（Ｎ）） タップ
１２２（１２２（０）〜１２２（Ｎ）） 歪補償係数生成部

Claims (8)

1. 入力信号を増幅する増幅部と、
   前記増幅部からの出力及び前記入力信号を基に誤差信号を算出する誤差信号算出部と、
   前記入力信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号及び前記誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて前記入力信号に対してプリディストーションを行い、該プリディストーションを行った前記入力信号を前記増幅部へ出力する歪補償部と、
   前記入力信号から算出した信号相関情報を基に前記歪補償部によるプリディストーションに用いられる前記遅延信号間の間隔を制御する遅延間隔制御部と、
   を備えたことを特徴とする電力増幅装置。
2. 前記遅延間隔制御部は、前記遅延信号を間引くことで前記遅延信号同士の間隔を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置。
3. 前記遅延間隔制御部は、
   前記入力信号の信号特性を検出する信号特性検出部と、
   前記検出された信号特性から相関関係を判定し、前記相関関係が高い場合に、前記プリディストーションに用いられる遅延信号間の遅延間隔が長くなるように制御する制御信号を生成する制御信号生成部と
   を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力増幅装置。
4. 前記信号特性検出部は、前記入力信号の帯域幅を検出し、
   前記制御信号生成部は、検出した前記帯域幅が狭い場合には相関関係が高いと判定することを特徴とする請求項３に記載の電力増幅装置。
5. 前記信号特性検出部は、前記入力信号において最大電力のキャリアとの電力差が予め決められた閾値内となるキャリアが存在する周波数帯を前記入力信号の帯域幅として検出することを特徴とする請求項４に記載の電力増幅装置。
6. 前記歪補償部は、
   前記遅延信号及び前記誤差信号を基に各前記遅延信号に対応する歪補償係数を生成する、前記遅延信号それぞれに対応するよう同数配置された歪補償係数生成部と、
   前記遅延信号とそれぞれの前記遅延信号に対応する前記歪補償係数とを乗算し、各乗算結果を加算することで前記プリディストーションを行った信号を生成する信号生成部とを備え、
   前記遅延間隔制御部は、特定の係数生成部が生成する歪補償係数を０とすることで、前記歪補償に用いられる遅延信号を間引く
   ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一つに記載の電力増幅装置。
7. ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
   前記ベースバンド信号をＲＦ信号に変換するＲＦ信号生成部と、
   前記ＲＦ信号を増幅しアンテナを介して送出する増幅部と、
   前記増幅部からの出力及び前記ベースバンド信号を基に誤差信号を算出する誤差信号算出部と、
   前記ベースバンド信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号及び前記誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて前記ベースバンド信号に対してプリディストーションを行い、該プリディストーションを行った前記入力信号を前記ＲＦ信号生成部へ出力する歪補償部と、
   前記ベースバンド信号から算出した信号相関情報を基に前記歪補償部によるプリディストーションに用いられる前記遅延信号間の間隔を制御する遅延間隔制御部と、
   を備えたことを特徴とする送信機。
8. 増幅器へ入力された第１の入力信号及び前記第１の入力信号に対応する該増幅器からの出力信号を基に誤差信号を算出し、
   第２の入力信号から算出した信号相関情報を基に、前記第２の入力信号に異なる遅延量が与えられた複数の遅延信号間の間隔を制御し、
   前記間隔の制御を行った前記遅延信号及び前記誤差信号を基に生成された歪補償係数を用いて前記第２の入力信号に対してプリディストーションを行い、
   該プリディストーションを行った前記第２の入力信号を前記増幅器により増幅する
   ことを特徴とする電力増幅装置制御方法。

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