JP4499107B2 - 歪補償装置 - Google Patents

Description

この発明は送信信号を増幅する電力増幅器の非線形歪を補償する歪補償装置に関するものである。

従来の歪補償装置では、例えば特許文献１に示されているように、直交変調回路や直交復調回路において、同相（Ｉ）チャネル成分と直交（Ｑ）チャネル成分の利得誤差及びπ／２移相の移相誤差によって歪補償性能が劣化するという課題がある。ここで、利得誤差と移相誤差をあわせてＩＱ不平衡と呼ぶ。

それに対して、特許文献１では、従来の歪補償回路に加えて、波形生成回路より予め定められたベースバンド信号を出力させ、このベースバンド信号に対応する復調信号を取り出すことにより復調誤差を測定する誤差測定回路と、この復調信号より復調誤差を除去する誤差修正回路とを設けることによりＩＱ不平衡を補償している。

また、特許文献２や非特許文献２では、歪補償装置ではないが、直交変調に伴うＩＱ不平衡を補償する技術について述べられている。
特許文献２では、同相振幅信号及び直交振幅信号を線形変換手段により線形変換し、線形変換された信号を入力とする直交変調器の変調波出力をレベル信号生成手段に入力してレベル信号を抽出し、そのレベル信号に対してパラメータ生成手段が線形変換のパラメータを導出し、その線形変換パラメータを線形変換に用いることによりＩＱ不平衡の補償を行っている。

この特許文献２の第１実施例では、既知の試験信号を使ってレベル信号に基づき線形変換パラメータを求めているが、第２実施例では、同相及び直交振幅入力の状態に従ってレベル信号に基づき線形変換パラメータを求めている。すなわち、第２実施例では特別な試験信号を使わないが、その代わりに送信信号が特別な値、例えば、Ｉ成分やＱ成分がゼロ、あるいはＩ成分とＱ成分が等しくなる瞬間の値を用いて補償のための線形変換パラメータを計算している。

また、非特許文献１は自局折り返し信号を用い、直交変調回路、直交復調回路のＩＱ不平衡を調整するアイデアを述べている。しかし、具体的な誤差検出方法や調整方法は述べていない。

特開平６−２６８７０３号公報（段落番号００１４，００１９） 特許第３１４４６４９号公報（段落番号００２６−００２８，００６５−００６８） 郡、山本、川中、「ＴＤＭＡ−ＴＤＤを利用した自動調整回路の検討」、１９９３年電子情報通信学会春季大会講演論文集、１９９３年３月１５日、分冊２、Ｂ−３１４

従来の特許文献１や特許文献２の第１実施例の技術を利用した歪補償装置では、ＩＱ不平衡を補償するためのＩＱ不平衡補償係数（特許文献２の線形変換パラメータ）を決めるために特別な試験信号を送信する必要があった。しかし、歪補償装置の用途である移動体通信や放送用基地局装置は、終日連続して運用されるために、運用開始後は特別な試験信号を送信することができない。そのため、基地局設置後の運用開始前に一度だけ試験信号を使ってＩＱ不平衡補償係数を求めてＩＱ不平衡を補償していた。したがって、運用開始後の温度変化や経時変化に対応することができず、歪補償性能が劣化するという課題があった。

また、従来の特許文献２の第２実施例の技術を利用した歪補償装置では、ＩＱ不平衡補償係数を決めるために送信信号の特別な値を利用する必要があった。しかし、実際の運用中に指定された特別な値の送信信号が現れる保証がなく、また、現れる場合でも指定の値が非常に特殊で出現確率が低いため現れるまでに時間がかかり、ＩＱ不平衡を補償するための時間が長くなるという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、任意の送信信号を使ってリアルタイムでＩＱ不平衡補償係数を求めることができ、運用開始後の温度変化や経時変化があっても歪補償性能が劣化しない歪補償装置を得ることを目的とする。

この発明に係る歪補償装置は、送信信号に対して歪補償係数記憶部に記憶されている上記送信信号の振幅に応じた歪補償係数により後述の電力増幅部で発生する歪を補償する歪補償部と、歪補償された信号を直交変調する直交変調部と、直交変調された信号を電力増幅する電力増幅部と、電力増幅された信号を直交復調し帰還信号を出力する直交復調部と、上記送信信号と上記帰還信号から上記送信信号の振幅に応じた歪補償係数を演算して上記歪補償係数記憶部に記憶されている歪補償係数を更新する歪補償係数演算部と、上記送信信号と上記帰還信号の相関値から上記直交変調部におけるＩＱ不平衡を補償するためのＩＱ不平衡補償係数を演算するＩＱ不平衡補償係数演算部と、上記ＩＱ不平衡補償係数により上記歪補償部から出力された歪補償された信号に対してＩＱ不平衡を補償して上記直交復調部に出力するＩＱ不平衡補償部とを備えたものである。

この発明は、任意の送信信号を使用してリアルタイムでＩＱ不平衡補償係数を求めることができ、そのため、運用開始後の温度変化や経時変化があっても、運用中の送信信号を使用してＩＱ不平衡を補償することができ、歪補償性能が劣化しないという効果がある。

この発明の実施の形態１による歪補償装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による歪補償装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による歪補償装置における送信信号と帰還信号とのタイミング調整処理とＩＱ不平衡の補償処理の流れを示すフローチャートである。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
第１図はこの発明の実施の形態１による歪補償装置の構成を示すブロック図である。この歪補償装置は、歪補償制御部１０と、ＩＱ不平衡補償部２１と、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換部２２と、直交変調部２３と、局部発振部２４と、電力増幅部２５と、方向性結合部２６と、直交復調部２７と、局部発振部２８と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部２９と、相関部３０と、ＩＱ不平衡補償係数演算部３１とを備えている。
また、歪補償制御部１０は、歪補償部１１と、絶対値演算部１２と、遅延部１３，１４と、減算部１５と、歪補償係数演算部１６と、歪補償係数記憶部１７とを備えている。

次に動作について説明する。
歪補償制御部１０の歪補償部１１は送信信号ｘ（ｎＴ）（ｎは標本化回数、Ｔは標本化周期）に対して、歪補償係数記憶部１７に記憶されている送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜に応じた歪補償係数を複素乗算することにより、電力増幅部２５で発生する歪を補償して歪補償された信号を出力する。ＩＱ不平衡補償部２１は歪補償部１１により歪補償された信号に対してＩＱ不平衡補償係数演算部３１により演算されたＩＱ不平衡を補償するためのＩＱ不平衡補償係数を複素乗算することによりＩＱ不平衡を補償して、すなわち、直交変調部２３における同相（Ｉ）チャネル成分と直交（Ｑ）チャネル成分の利得誤差及びπ／２移相の移相誤差を補償してＩＱ不平衡が補償された信号ｙ（ｎＴ）を出力する。Ｄ／Ａ変換部２２はＩＱ不平衡補償部２１によりＩＱ不平衡が補償された信号ｙ（ｎＴ）をＤ／Ａ変換して複素ベースバンド信号を出力する。

直交変調部２３はＤ／Ａ変換部２２により出力された複素ベースバンド信号を局部発振部２４の発振信号で直交変調する。電力増幅部２５は直交変調部２３により直交変調された信号を電力増幅する。この電力増幅の際に非線形の歪が発生する。方向性結合部２６は電力増幅部２５により増幅された信号を図示しないアンテナに出力すると共に、その一部を取り出して直交復調部２７に出力する。直交復調部２７は方向性結合部２６からの信号を局部発振部２８の発振信号で直交復調する。Ａ／Ｄ変換部２９は直交復調部２７により直交復調された信号をＡ／Ｄ変換して帰還信号ｚ（ｎＴ）を出力する。

歪補償制御部１０の絶対値演算部１２は送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜を演算し、遅延部１３は絶対値演算部１２により演算された送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜に応じた歪補償係数を誤差信号ｅ（ｎＴ）を用いて演算するときに、送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜に応じた歪補償係数記憶部１７のアドレスに書き込むようタイミングを合わせる。遅延部１４は送信信号ｘ（ｎＴ）が歪補償部１１、ＩＱ不平衡補償部２１、Ｄ／Ａ変換部２２、直交変調部２３、電力増幅部２５、方向性結合部２６、直交復調部２７、Ａ／Ｄ変換部２９を通って帰還信号ｚ（ｎＴ）となるときに生じる遅延量に相当する遅延量を送信信号ｘ（ｎＴ）に与え、帰還信号ｚ（ｎＴ）と送信信号ｘ（ｎＴ）とのタイミングが合うようにタイミングを調整する。

歪補償制御部１０の減算部１５は、Ａ／Ｄ変換部２９より出力された帰還信号ｚ（ｎＴ）から、遅延部１４によりタイミングが調整された送信信号ｘ（ｎＴ）を減算して誤差信号ｅ（ｎＴ）を出力する。歪補償係数演算部１６は減算部１５から出力された誤差信号ｅ（ｎＴ）を用いて歪補償係数を演算し、歪補償係数記憶部１７に記憶されている歪補償係数を更新する。歪補償係数記憶部１７では、歪補償係数演算部１６により演算されて更新された歪補償係数が送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜に応じたアドレスに書き込まれると共に、送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜に応じた歪補償係数が読み出される。歪補償部１１は送信信号ｘ（ｎＴ）に対して、歪補償係数記憶部１７から読み出された送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜に応じた歪補償係数を複素乗算することにより電力増幅部２５で発生する歪を補償して歪補償された信号を出力する。

相関部３０は、送信信号ｘ（ｎＴ）の実部ｘ_I （ｎＴ）、虚部ｘ_Q （ｎＴ）、帰還信号ｚ（ｎＴ）の実部ｚ_I （ｎＴ）、虚部ｚ_Q （ｎＴ）の相関値を演算し、ＩＱ不平衡補償係数演算部３１は相関部３０により演算された相関値からＩＱ不平衡を補償するためのＩＱ不平衡補償係数、すなわち、直交変調部２３における同相（Ｉ）チャネル成分と直交（Ｑ）チャネル成分の利得誤差及びπ／２移相の移相誤差を補償するためののＩＱ不平衡補償計数を演算する。

次にＩＱ不平衡の補償処理についてさらに詳細に説明する。
ここで、電力増幅部２５で発生する歪は十分小さく無視できるとすると、歪補償係数記憶部１７に記憶されている歪補償係数の初期値は１となる。さらに、ＩＱ不平衡を補償しない場合はＩＱ不平衡補償係数演算部３１により演算されるＩＱ不平衡補償係数の初期値も１となる。このとき、ＩＱ不平衡補償部２１の出力信号ｙ（ｎＴ）は、次の式（１）及び式（２）に示すように、送信信号ｘ（ｎＴ）と等しい。
ｙ_I （ｎＴ）＝ｘ_I （ｎＴ） （１）
ｙ_Q （ｎＴ）＝ｘ_Q （ｎＴ） （２）

直交変調部２３において、同相（Ｉ）チャネル成分と直交（Ｑ）チャネル成分の電圧利得の比で示す利得誤差をαとし、π／２移相の移相誤差をεとすると、直交変調部２３の出力は次の式（３）に示すようになる。
ｙ_I （ｎＴ）ｃｏｓｎωＴ−αｙ_Q （ｎＴ）ｓｉｎ（ｎωＴ＋ε） （３）
ここで、ωは局部発振部２４の発振信号の角周波数である。上記式（３）に示す直交変調部２３の出力は、電力増幅部２５により増幅された後、その一部が方向性結合部２６により取り出される。

方向性結合部２６で位相回転δが加わるとすると、直交復調部２７に入力される信号は次の式（４）に示すようになる。ここで、ａは電力増幅部２５と方向性結合部２６を合わせた電圧利得である。
ａｙ_I （ｎＴ）ｃｏｓ（ｎωＴ＋δ）−ａαｙ_Q （ｎＴ）ｓｉｎ（ｎωＴ＋ε＋δ） （４）

直交復調部２７は上記式（４）に示す信号に、局部発振部２８からの局部発振信号及びπ／２移相した局部発振信号を乗じ、低域通過フィルタで局部発振信号の２倍成分を取り除く。直交復調部２７にはＩＱ不平衡がないとすると、その出力をＡ／Ｄ変換部２９で変換した帰還信号ｚ（ｎＴ）は次の式（５）及び式（６）に示すようになる。
ｚ_I （ｎＴ）＝ａｙ_I （ｎＴ）ｃｏｓδ−ａαｙ_Q （ｎＴ）ｓｉｎ（ε＋δ） （５）
ｚ_Q （ｎＴ）＝ａｙ_I （ｎＴ）ｓｉｎδ＋ａαｙ_Q （ｎＴ）ｓｉｎ（ε＋δ） （６）
したがって、上記式（１）及び式（２）から次の式（７）及び式（８）が得られる。
ｚ_I （ｎＴ）＝ａｘ_I （ｎＴ）ｃｏｓδ−ａαｘ_Q （ｎＴ）ｓｉｎ（ε＋δ） （７）
ｚ_Q （ｎＴ）＝ａｘ_I （ｎＴ）ｓｉｎδ＋ａαｘ_Q （ｎＴ）ｃｏｓ（ε＋δ） （８）

相関部３０はｘ_I （ｎＴ）、ｘ_Q （ｎＴ）の自己相関Ａ，Ｂ，Ｃを次の式（９）〜式（１１）により演算し、ｘ_I （ｎＴ）、ｘ_Q （ｎＴ）、ｚ_I （ｎＴ）、ｚ_Q （ｎＴ）の相互相関Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇを次の式（１２）〜式（１５）により演算する。

ＩＱ不平衡補償係数演算部３１は、上記式（９）〜式（１５）より次の式（１６）〜式（１９）を演算し、さらに、式（１６）〜式（１９）を解いて、次の式（２０）〜式（２３）により、ＩＱ不平衡補償係数α，ｓｉｎε，ａ，ｓｉｎδを演算する。
Ｄ＝ａＡｃｏｓδ−ａαＢｓｉｎ（ε＋δ） （１６）
Ｅ＝ａＡｓｉｎδ＋ａαＢｃｏｓ（ε＋δ） （１７）
Ｆ＝ａＢｃｏｓδ−ａαＣｓｉｎ（ε＋δ） （１８）
Ｇ＝ａＢｓｉｎδ＋ａαＣｃｏｓ（ε＋δ） （１９）

特に、送信信号ｘ（ｎＴ）としてＯＦＤＭやＣＤＭＡのような多重された信号を送信する場合には、送信信号ｘ（ｎＴ）の実部ｘ_I （ｎＴ）と虚部ｘ_Q （ｎＴ）は無相関と考えて良いので、
Ｂ＝０ （２４）
として良く、このとき上記式（２０）〜式（２３）は次の式（２５）〜式（２８）に示すようになる。

ここで、ＩＱ不平衡補償部２１は、上記式（７）及び上記式（８）をｘ_I （ｎＴ），ｘ_Q （ｎＴ）について解いて、次の式（２９）及び式（３０）を得る。

上記式（２９）及び式（３０）では、帰還信号ｚ（ｎＴ）が与えられたときに、送信信号ｘ（ｎＴ）がどのような値を示すかという逆関数を求めていることになる。

そして、ＩＱ不平衡補償部２１は、上記式（２９）及び式（３０）で示す送信信号と、ＩＱ不平衡補償係数演算部３１により式（２０）〜式（２３）又は式（２５）〜式（２８）で演算されたＩＱ不平衡補償係数を複素乗算することにより、送信信号ｘ_I （ｎＴ），ｘ_Q （ｎＴ）を次の式（３１）及び式（３２）に示すようにｙ_I （ｎＴ），ｙ_Q （ｎＴ）に変換して出力する。

ＩＱ不平衡補償部２１が上記式（３１）及び式（３２）に示すｙ_I （ｎＴ），ｙ_Q （ｎＴ）を出力することにより、Ａ／Ｄ変換部２９から出力される帰還信号ｚ_I （ｎＴ），ｚ_Q （ｎＴ）は、上記式（５）、式（６）に上記式（３１）及び式（３２）を代入することにより、次の式（３３）及び式（３４）となる。
ｚ_I （ｎＴ）＝ｘ_I （ｎＴ） （３３）
ｚ_Q （ｎＴ）＝ｘ_Q （ｎＴ） （３４）

上記式（３３）及び式（３４）は、ＩＱ不平衡補償部２１が上記式（３１）及び式（３２）に示すｙ_I （ｎＴ），ｙ_Q （ｎＴ）を出力することにより、直交変調部２３におけるＩＱ不平衡を補償していることを意味している。このようにして、ＩＱ不平衡による歪補償性能の劣化を防ぐことができる。

以上のように、この実施の形態１によれば、任意の送信信号ｘ（ｎＴ）とその帰還信号ｚ（ｎＴ）との相関を求めることにより、任意の送信信号ｘ（ｎＴ）を使用してリアルタイムでＩＱ不平衡補償係数を求めることができ、そのため、運用開始後の温度変化や経時変化があっても、運用中の送信信号ｘ（ｎＴ）を使用してＩＱ不平衡を補償することができ、歪補償性能が劣化しないという効果が得られる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、予め帰還信号ｚ（ｎＴ）と送信信号ｘ（ｎＴ）とのタイミングが遅延部１３，１４により合っているものとしているが、この実施の形態２は、帰還信号ｚ（ｎＴ）と送信信号ｘ（ｎＴ）とのタイミングがずれていて、さらにＩＱ不平衡がある場合に、タイミング調整をしてからＩＱ不平衡の補償を行うものである。

第２図はこの発明の実施の形態２による歪補償装置の構成を示すブロック図であり、上記実施の形態１の第１図に評価関数演算部３２を追加したもので、その他の構成要素は第１図と同じであり同一の符号をつけて説明を省略する。

次に動作について説明する。
評価関数演算部３２は、送信信号ｘ（ｎＴ）の遅延量τを変化させながら、送信信号ｘ（ｎＴ）とＡ／Ｄ変換部２９から出力される帰還信号ｚ（ｎＴ）の評価関数Ｓ（τ）を演算し、評価関数Ｓ（τ）が最大又は最小となる遅延量τを遅延部１３，１４に設定する。

ここで、評価関数演算部３２は、評価関数Ｓ（τ）として、例えば次の式（３５）や式（３６）に示すように、送信信号ｘ（ｎＴ）の振幅｜ｘ（ｎＴ）｜と帰還信号ｚ（ｎＴ）の振幅｜ｚ（ｎＴ）｜の相互相関や誤差二乗和等を使用する。

電力増幅部２５の歪が十分小さく、かつ、直交変調部２３と直交復調部２７にＩＱ不平衡がない場合には、帰還信号ｚ（ｎＴ）と送信信号ｘ（ｎＴ）とのタイミングが合うような遅延量τでは、評価関数Ｓ（τ）が相互相関の場合は最大となり、評価関数Ｓ（τ）が誤差二乗和の場合は最小となる。評価関数演算部３２は、このようにして求めた遅延量τに対応した遅延量を遅延部１３，１４に設定し、タイミング調整が行われるようにする。

ＩＱ不平衡がない場合には以上でタイミング調整が完了するが、ＩＱ不平衡がある場合には、ＩＱ不平衡の影響で求めた遅延量が正しい遅延量からずれてしまう。
第３図はこの発明の実施の形態２による歪補償装置における送信信号と帰還信号とのタイミング調整処理とＩＱ不平衡の補償処理の流れを示すフローチャートである。第３図において、ステップＳＴ１１〜ＳＴ１７は評価関数演算部３２による評価関数Ｓ（τ）の演算とタイミング調整の処理を示し、ステップＳＴ１８〜ＳＴ２０は実施の形態１と同様のＩＱ不平衡の補償の処理を示している。

ステップＳＴ１１において、評価関数演算部３２は、送信信号ｘ（ｎＴ）の遅延量τを０と設定すると共に、評価関数として相互相関を使用する場合には評価関数Ｓ０のレジスタを０と設定し、評価関数として誤差二乗和を使用する場合には評価関数Ｓ０のレジスタをＭ（Ｍは十分大きな値）と設定する。ステップＳＴ１２において、評価関数演算部３２は、送信信号ｘ（ｎＴ）とＡ／Ｄ変換部２９からの帰還信号ｚ（ｎＴ＋τ）から評価関数Ｓ（τ）を演算する。

ステップＳＴ１３において、評価関数演算部３２は、評価関数として相互相関を使用する場合には、上記ステップＳＴ１２で演算したＳ（τ）が上記ステップＳＴ１１で設定したＳ０（＝０）より大きいかを判定し、評価関数として誤差二乗和を使用する場合には、上記ステップＳＴ１２で演算したＳ（τ）が上記ステップＳＴ１１で設定したＳ０（＝Ｍ）より小さいかを判定する。

上記ステップＳＴ１３の判定結果がＹＥＳの場合には、ステップＳＴ１４において、評価関数演算部３２は、上記ステップＳＴ１２で演算したＳ（τ）を評価関数Ｓ０のレジスタに設定し、そのときの遅延量τを遅延量τ０のレジスタに設定する。一方、上記ステップＳＴ１３の判定結果がＮＯの場合には、評価関数演算部３２は上記ステップＳＴ１４の処理をスキップしてステップＳＴ１５の処理に移行する。

ステップＳＴ１５において、評価関数演算部３２は送信信号ｘ（ｎＴ）の遅延量τをΔτだけ増加させる。ステップＳＴ１６において、評価関数演算部３２は、遅延量τが予め設定されている最大遅延量τｍａｘ未満であるかを判定し、τがτｍａｘ未満である場合には、上記ステップＳＴ１２〜ＳＴ１５の処理を繰り返す。上記ステップＳＴ１６でτがτｍａｘを越えている場合には、ステップＳＴ１７において、評価関数演算部３２は、上記ステップＳＴ１４で遅延量τ０のレジスタに設定されている遅延量τの値を遅延部１３，１４に設定する。

ステップＳＴ１８において、相関部３０は送信信号ｘ（ｎＴ）と帰還信号ｚ（ｎＴ＋τ）から相関Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇを上記式（９）〜式（１５）により演算する。ステップＳＴ１９において、ＩＱ不平衡補償係数演算部３１は、ステップＳＴ１８で演算した相関Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，ＧからＩＱ不平衡補償係数α，ｓｉｎε，ａ，ｓｉｎδを、上記式（２０）〜上記式（２３）又は上記式（２５）〜上記式（２８）を使用して演算する。ステップＳＴ２０において、ＩＱ不平衡補償部２１は、歪補償部１１からの送信信号と上記ステップＳＴ１９で演算したＩＱ不平衡補償係数α，ｓｉｎε，ａ，ｓｉｎδを複素乗算することによりＩＱ不平衡を補償する。

以上の処理でＩＱ不平衡が補償しきれない場合には、さらに、必要に応じ、ステップＳＴ２１において、上記ステップＳＴ１１〜ＳＴ２０の処理を予め設定されている所要回数だけ繰り返す。

以上のように、この実施の形態２によれば、任意の送信信号ｘ（ｎＴ）と帰還信号ｚ（ｎＴ）の相互相関又は誤差二乗和等の評価関数を最大又は最小にするような遅延量を求めて送信信号ｘ（ｎＴ）と帰還信号ｚ（ｎＴ）のタイミングを調整した後、任意の送信信号ｘ（ｎＴ）と帰還信号ｚ（ｎＴ）との相関を求めることにより、送信信号ｘ（ｎＴ）と帰還信号ｚ（ｎＴ）とのタイミングがずれていて、さらにＩＱ不平衡がある場合でも、任意の送信信号ｘ（ｎＴ）を使用してリアルタイムでＩＱ不平衡補償係数を求めることができ、そのため、運用開始後の温度変化や経時変化があっても、運用中の送信信号ｘ（ｎＴ）を使用してタイミング調整とＩＱ不平衡を補償することができ、歪補償性能が劣化しないという効果が得られる。

上記実施の形態１及び上記実施の形態２において、ＩＱ不平衡補償部２１を歪補償部１１とＤ／Ａ変換部２２との間に備え、ＩＱ不平衡補償部２１がデジタル処理によりＩＱ不平衡の補償処理を行っているが、ＩＱ不平衡補償部２１をＤ／Ａ変換部２２と直交変調部２３との間に備え、ＩＱ不平衡補償係数演算部３１の出力をＤ／Ａ変換して、ＩＱ不平衡補償部２１がアナログ処理によりＩＱ不平衡の補償処理を行うようにしても良い。

以上のように、この発明に係る歪補償装置は、リアルタイムでＩＱ不平衡補償係数を求めることができ、運用開始後の温度変化や経時変化があっても、運用中の送信信号ｘ（ｎＴ）を使用してＩＱ不平衡を補償することができ、歪補償性能が劣化しないようにするものに適している。

Claims (4)

1. 送信信号に対して歪補償係数記憶部に記憶されている上記送信信号の振幅に応じた歪補償係数により後述の電力増幅部で発生する歪を補償する歪補償部と、
   歪補償された信号を直交変調する直交変調部と、
   直交変調された信号を電力増幅する電力増幅部と、
   電力増幅された信号を直交復調し帰還信号を出力する直交復調部と、
   上記送信信号と上記帰還信号から上記送信信号の振幅に応じた歪補償係数を演算して上記歪補償係数記憶部に記憶されている歪補償係数を更新する歪補償係数演算部と、
   上記送信信号と上記帰還信号の相関値から上記直交変調部におけるＩＱ不平衡を補償するためのＩＱ不平衡補償係数を演算するＩＱ不平衡補償係数演算部と、
   上記ＩＱ不平衡補償係数により上記歪補償部から出力された歪補償された信号に対してＩＱ不平衡を補償して上記直交復調部に出力するＩＱ不平衡補償部とを備えた歪補償装置。
2. 上記送信信号と上記帰還信号のタイミングを調整する遅延部と、
   上記送信信号と上記帰還信号により上記遅延部における遅延量を求めて上記遅延部に設定する評価関数演算部とを備え、
   上記評価関数演算部による処理後に上記ＩＱ不平衡補償係数演算部による処理及び上記ＩＱ不平衡補償部による処理を行うことを特徴とする請求の範囲第１項記載の歪補償装置。
3. 上記評価関数演算部による処理、上記ＩＱ不平衡補償係数演算部による処理及び上記ＩＱ不平衡補償部による処理を繰り返して行うことを特徴とする請求の範囲第２項記載の歪補償装置。
4. 上記評価関数演算部は上記送信信号と上記帰還信号の相互相関又は誤差二乗和を使用して上記遅延部における遅延量を求めることを特徴とする請求の範囲第２項記載の歪補償装置。

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