JP4172805B2 - 通信装置、直交誤差補償の設定値算出方法および直交誤差補償プログラム - Google Patents

Description

本発明は直交変調器および直交復調器のＩＱインバランス（利得誤差、位相誤差、直流
オフセット等）の不完全性を補償するもので、特に直交変調器と直交復調器の誤差を、Ｒ
Ｆ信号の経路切り替えをせずに推定する技術に関する。

直交変復調器を用いるＤＰＤ（Digital Pre-Distorter：デジタル非線形歪補償器）の
構成は広く一般的に知られている。例えば特許文献１の図３においては、Ｄ／Ａ変換器３
０８やＡ／Ｄ変換器３２２よりも左に示される部分がそれに該当する。

しかし、ＤＰＤは、非線形特性は補償できても、直交変調器と直交復調器とにおけるＩ
・Ｑ信号変復調の振幅誤差、位相誤差（直交誤差）、直流オフセットは残留する。また、
残留するこれらの誤差はＤＰＤの非線形特性の補償性能にも影響を与えるので、別途除去
する必要がある。

一方、直交変調器における誤差を補償する技術としては例えば特許文献２の図１及び図
２に記載された構成が知られている。また、直交復調器における誤差を補償する技術とし
ては例えば特許文献３の各図に記載された構成が知られている。

いずれの技術も、直交変復調部の出力を復調して誤差検出に供するフィードバック系を
備える構成である。
特許第３１９８８６４号公報 特開２０００−２７００３７公報 特開２００３−３０９６１５公報

特許文献１記載の技術のフィードバック系と、特許文献２記載の技術あるいは特許文献
３記載の技術のフィードバック系とを単純に共用する構成としても、直交変調器による誤
差なのか直交復調器による誤差なのか、あるいは非線形誤差なのかを切り分ける術がなか
った。そのため、フィードバック系を直交変調器と直交復調器とに個別に設ける必要があ
り、回路規模が大きくならざるを得なかった。

これを鑑みてこの発明は、フィードバック系をＤＰＤと直交誤差補償回路とで共用させ
る構成を採っても、非線形特性と直交変調器および直交復調器の誤差とを切り分けて補償
させ得る構成及び方法を提供することを目的とする。

本発明は、第１の局部信号と、前記第１の局部信号とは位相差を有する第２の局部信号
とを生成する局部信号発生部と、前記第１の局部信号を用いて入力信号を変調信号へ変調
する直交変調部と、前記直交変調部にて生じる直交誤差を補正する第１の直交誤差補償部
と、前記第２の局部信号を用いて前記変調信号を復調信号へ復調する直交復調部と、前記
直交復調部にて生じる直交誤差を補正する第２の直交誤差補償部と、前記第１の局部信号
と前記第２の局部信号との位相差と、前記入力信号と、前記復調信号と、から前記第１の
直交誤差補償部の設定値と前記第２の直交誤差補償部の設定値とを求める直交誤差補償設
定部と、を備えることを特徴とする通信装置を提供する。また、係る機能を得るための直
交誤差補償の設定値算出方法や直交誤差補償プログラムを提供する。

本発明によれば、フィードバック系をＤＰＤと直交誤差補償回路とで共用させる構成を
採っても、非線形特性と直交変調器および直交復調器の誤差とを切り分けて補償すること
ができる。

以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。

図１は本実施の形態に係る通信装置１００のブロック図である。

通信装置１００の構成を、アナログ部２００とデジタル部４００とに分けて説明する。

（アナログ部２００の構成）
アナログ部２００は、ＤＡＣ（Digital-Analog Converter：デジタル−アナログ変換器
）２０１及び２０２、ＬＰＦ（Low Pass Filter：ローパスフィルタ）２０３及び２０４
、ミキサ２０５及び２０６、移相器２０７、ＰＡ（Power Amplifier：電力増幅器）２０
８などを備える。以下これらを纏めて送信系回路600と称する。

またアナログ部２００は、ミキサ２１３及び２１４、移相器２１２、ＬＰＦ２１５及び
２１６、ＡＤＣ（Analog-Digital Converter：アナログ−デジタル変換器）２１７及び２
１８などを備える。以下これらを纏めて受信系回路８００と称する。

アナログ部２００は更に、アンテナ２０９、スイッチ２１０及び２１１、カプラ２２２
を備える。以下これらをまとめてアンテナ共用部３００と称する。

アナログ部２００はさらに、移相器２２０、ＤＡＣ２２１、ＬＯ（Local signal oscil
lator：局部信号発振器）２１９を備える。以下これらをまとめてＬＯ部５００と称する
。

（送信系回路６００の構成）
デジタルの直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０はデジタル部４００により加工されてそ
れぞれ、Ｉ_２及びＱ_２としてＤＡＣ２０１及び２０２へ供給される。

ＤＡＣ２０１はＩ_２をアナログ信号に変換し、ＬＰＦ２０３を通してミキサ２０５へ供
給する。また、ＤＡＣ２０２はＱ_２をアナログ信号に変換し、ＬＰＦ２０４を通してミキ
サ２０６へ供給する。

ミキサ２０５は、アナログ信号に変換されたＩ_２を、ＬＯ２１９が出力する信号ＬＯ_０
を用いて変調する。またミキサ２０６は、アナログ信号に変換されたＱ_２を、移相器２０
７により９０°移相された信号ＬＯ_１を用いて変調する。本実施の形態では、ミキサ２０
５及び２０６と移相器２０７とで直交変調器２３０を構成している。

ＰＡ２０８はミキサ２０５の出力であるＩ_３とミキサ２０６の出力であるＱ_３との加算
信号を増幅し、増幅変調信号を出力する。

図示していないが、必要に応じて直交変調器２３０の出力とＰＡ２０８の間に増幅器や
アッテネータやフィルタを挿入しても良い。また、これらは、可変増幅器、可変アッテネ
ータであっても構わない。また、必要に応じてＰＡ２０８の出力側にフィルタやアイソレ
ータを挿入しても良い。また、ＰＡ２０８はフィードフォワード方式やプリディストーシ
ョン方式などのいわゆるリニアライザの構成を取っていても良い。また、ＰＡ２０８はそ
の動作級がいかなるものであってもよく、また、Ｄｏｈｅｒｔｙ増幅器やＥＥＲなどの特
殊な構成であっても良い。

（アンテナ共用部３００の構成）
スイッチ２１０はアンテナ２０９と送信系回路６００とを接続／切断する。またスイッ
チ２１０はアンテナ２０９と受信系回路８００につながるスイッチ２１１とをも接続／切
断する。

スイッチ２１１はＰＡ２０８の出力の一部をカプラ２２２で分岐した経路と受信系回路
８００を接続／切断する。また、スイッチ２１１はスイッチ２１０と受信系回路８００と
をも接続／切断する。以下、スイッチ２１０がアンテナ２０９と送信系回路６００を接続
している場合を送信モード、スイッチ２１０とスイッチ２１１がアンテナ２０９と受信系
回路８００を接続している場合を受信モード、スイッチ２１１がＰＡ２０８からカプラ２
２２により分岐された信号と受信系回路８００を接続している状態を誤差推定モードと称
する。誤差推定モードと送信モードは同時に利用できるが、送信モードと受信モードは排
他的である。また、受信モードと誤差推定モードも排他的である。

なお、アンテナ共用部３００の構成は、受信モードがない（すなわちスイッチ２１０と
スイッチ２１１がない）構成としてもよい。また、図１では図示しないが、実際のシステ
ムでは必要に応じてフィルタを挿入してアンテナ２０９からの不要波の入出力を抑制する
よう構成してもよい。また、フィルタを挿入することによって誤差推定モードにおける受
信系回路８００への不要波の回りこみを低減する構成としてもよい。

（ＬＯ部５００の構成）
ＤＡＣ２２１は、後述する制御部４０５が出力する位相制御デジタル信号をアナログ信
号へ変換して移相器２２０へ供給する。

移相器２２０はＤＡＣ２２１から供給されるアナログ信号に応じた移相を、ＬＯ２１９
が出力するＬＯ信号に施す。すなわち、ＬＯ２１９と移相器２２０とで、互いに位相がず
れた２つの局部信号を発生する局部信号発生部を構成している。移相器２２０が出力する
信号をＬＯ_２と称す。

（受信系回路８００の構成）
ミキサ２１３及び２１４は、受信モードにおいてはアンテナ２０９で受信した受信信号
が、誤差推定モードにおいてはＰＡ２０８の出力である増幅変調信号が、それぞれへ入力
される。ミキサ２１３は、受信信号あるいは増幅変調信号を、移相器２２０が出力するＬ
Ｏ２を用いて復調した、信号Ｉ_４を出力する。またミキサ２１４は、受信信号あるいは増
幅変調信号を、移相器２２０から出力されてから更に移相器２１２により９０°移相され
た信号であるＬＯ３を用いて復調した、信号Ｑ_４を出力する。本実施の形態では、ミキサ
２１３及び２１４と移相器２１２とで直交復調器２４０を構成している。

ＡＤＣ２１７は、ＬＰＦ２１５を通して不要な周波数成分を除去したＩ_４をデジタル信
号に変換してデジタル部４００へ供給する。また、ＡＤＣ２１８は、ＬＰＦ２１６を通し
て不要な周波数成分を除去したＱ_４をデジタル信号に変換してデジタル部４００へ供給す
る。

なお、図示していないが、必要に応じてスイッチ２１１と直交復調器２４０との間に、
フィルタ、増幅器、アッテネータ等を挿入してもよい。可変フィルタ、可変増幅器、可変
アッテネータであってもよいことはいうまでもない。

（デジタル部４００の構成）
デジタル部４００は、ＤＰＤ（Digital Pre-Distorter：非線形歪補償部）４０１、直
交変調器誤差補償部４０２及び直交復調器誤差補償部４０４、直交誤差推定部４０３、制
御部４０５、送信信号生成部４０６、受信信号処理部４０７を備える。

ＤＰＤ４０１は、直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０に非線形歪補償を施したＩ_１及び
Ｑ_１を出力する。構成および動作については後述する。

直交変調器誤差補償部４０２及び直交復調器誤差補償部４０４は、入力されるベースバ
ンドの直交デジタル信号の直交性（振幅誤差、移相誤差、ＤＣオフセットなど）を補正す
る。すなわち直交変調器誤差補償部４０２及び直交復調器誤差補償部４０４は、入力され
るベースバンドの直交デジタル信号の両成分の、振幅や位相や直流オフセットなどが補正
されたＩおよびＱ成分の信号を出力する。直交変調器誤差補償部４０２と直交復調器誤差
補償部４０４とのの関係は、誤差推定モードにおいて検出された直交誤差から求められて
設定される。

直交誤差推定部４０３は直交変調器誤差補償部４０２に設定する各種のパラメータは、
直交誤差推定部４０３は直交変調器誤差補償部４０２の演算モデルに応じて誤差推定モー
ドにおいて求める。より詳しい構成については後述する。

制御部４０５は、フローチャートを用いて説明する後述のシーケンスの制御や、各種計
算を行うものである。

送信信号生成部４０６は、送信すべきデータから、直交ベースバンド信号Ｉ_０及びＱ_０
を生成する。なお、本実施の形態では送信すべきデータは送信システムに応じたシンボル
レートで更新される。各直交デジタル信号の更新レートは、Ｉ_０及びＱ_０と、Ｉ_１及びＱ
_１と、Ｉ_２及びＱ_２と、Ｉ_４及びＱ_４と、Ｉ_５及びＱ_５、さらにはＤＡＣ２０１及び２０
２、ＡＤＣ２１７及び２１８、のそれぞれの間で一致している必要はなく、通常これらの
間で更新レートが１倍、２倍、４倍、８倍、１６倍などのシステムによって都合の良い関
係に設定される。レートの変換を行う場合、補完フィルタやデシメーション等の処理が必
要となる。しかし、この操作は本発明の効果に影響しないため、本実施形態ではデジタル
信号の更新レートは全て一致しているものとする。また、便宜上、この更新レートをシン
ボルレートと称するが、ＯＦＤＭにおいてはＯＦＤＭシンボルレートではなくＦＦＴポイ
ントに応じたサンプリングレートと等価である。また、誤差推定モードで用いるシンボル
のパターンが４種類あるものとする。受信信号処理部４０７は、受信モードにおいて入力
されたデータから情報を再生するものである。

（直交変調器誤差補償部４０２及び直交復調器誤差補償部４０４の構成）
直交変調器誤差補償部４０２は、例えば本願の図２に記載した構成とすればよい。すな
わち直交変調器誤差補償部４０２は、加算器５０１，５０２，５０３，５０４、増幅器５
０５，５０６，５０７，５０８を備える。

アンプ５０５は、入力されるＩ_１を、制御部４０５により制御される増幅率ｇ１１で増
幅して出力する。アンプ５０６は、入力されるＱ_１を、制御部４０５により制御される増
幅率ｇ２２で増幅して出力する。アンプ５０７は、入力されるＱ_１を、制御部４０５によ
り制御される増幅率ｇ１２で増幅して出力する。アンプ５０８は、入力されるＩ_１を、制
御部４０５により制御される増幅率ｇ２１で増幅して出力する。加算器５０３は、アンプ
５０５の出力とアンプ５０７の出力とを加算して出力する。加算器５０４は、アンプ５０
６の出力とアンプ５０８の出力とを加算して出力する。加算器５０１は、加算器５０３の
出力信号と、制御部４０５により制御される直流オフセット制御用電圧ＩＤＣ１と、を加
算してＩ_２として出力する。加算器５０２は、加算器５０４の出力信号と、制御部４０５
により制御される直流オフセット制御用電圧ＱＤＣ１と、を加算してＱ２として出力する
。

直交復調器誤差補償部４０４は、例えば図３のような構成にすればよい。すなわち直交
復調器誤差補償部４０４は直交変調器誤差補償部４０２と同様の構成を用い、Ｉ_１及びＱ
_１に代わってＩ_４及びＱ_４が入力される。また、Ｉ_２及びＱ２に代わってＩ_５及びＱ_５を
出力する。また、直流オフセット制御用電圧ＩＤＣ２、ＱＤＣ２、および、増幅器７０５
、７０７、７０８、７０６それぞれの増幅率ｈ_１１、ｈ_１２、ｈ_２１、ｈ_２２が制御部４
０５により制御される。なお、本実施例ではＤＣオフセット成分を加算する位置が直交変
調器誤差補償部４０２と直交復調器誤差補償部４０４では異なるかたちで説明したが、こ
れは演算の便宜上のもので、必ずしも順番を逆にしなければならない問題ではない。

（直交誤差推定部４０３の構成）
直交誤差推定部４０３は例えば図４に記載した構成とすればよい。すなわち直交誤差推
定部４０３は、遅延時間推定部６０１、遅延時間補償部６０２、パラメータ算出部６０３
を備える。

推定の方式として、サンプリングレートに追従した逐次処理あるいは連続処理方式（ス
トリーミング処理）と、蓄積処理（バースト処理）あるいは、これらの中間的な処理方法
が考えられる。一般に、直交変調器および直交復調器の誤差補償はサンプリングレートに
追従して処理する必要なないので、本実施形態ではバースト処理について述べる。

バースト処理の場合、直交変調器誤差補償部４０２が出力するＩ_２及びＱ_２を所定のサ
ンプル数分だけサンプリングする。また同様に、直交復調器誤差補償部４０４へ入力され
るＩ_４及びＱ_４についても所定のサンプル数分サンプリングする。

このサンプリングされたデータの相関から、遅延時間推定部６０１は、複素信号Ｉ_２及
びＱ_２に対する複素信号Ｉ_４及びＱ_４の遅延時間を推定する。

遅延時間補償部６０２は、サンプリングしたＩ_２及びＱ_２とＩ_４及びＱ_４の相関から、
両複素信号間の遅延時間を求める。また遅延時間補償部６０２は、遅延時間推定部６０１
がサンプリングしたＩ_２及びＱ_２を、遅延時間推定部６０１が推定した遅延時間だけ遅延
させてパラメータ算出部６０３に供給する。遅延の方法としては、ストリーミング処理が
可能なシフトレジスタ等の遅延挿入による方法や、バースト処理で実行するＦＦＴによる
移相回転などの方法が知られている。

また、遅延時間推定部６０１と遅延時間補償部６０２とで、直交変調器２３０と直交復
調器２４０のＩＱ平面の回転も同時に補償可能である。この処理は、移相器２２０の移相
量を０としたときに、直交変調器２３０のＩＱ平面と直交復調器２４０のＩＱ平面が揃う
ように補正するもので、ＬＯ２１９からの信号線路長が直交変調器２３０までの電気長と
、移相器２２０を含む直交復調器２４０までの電気長が異なることに起因する。この処理
は、パラメータ算出部６０３における演算の煩雑さを軽減するために任意で利用すること
が出来る。

なお、この例では時刻を受信信号であるＩ_４とＱ_４に合わせているが、遅延時間補償部
６０２においてＩ_４とＱ_４の時刻を進めてＩ_２とＱ_２にあわせてもよい。どちらを基準と
するかは任意である。

パラメータ算出部６０３は、時刻が補正されたＩ_４及びＱ_４と、Ｉ_２及びＱ_２と、が入
力され、これらから、直交変調器誤差補償部４０２及び直交復調器誤差補償部４０４に設
定すべきパラメータを算出する。なお、パラメータ算出部６０３におけるパラメータの算
出手法については後述する。

（推定原理）
ここで、図１に示した通信装置１００において移相器２２０を用いて直交変調器２３０
と直交復調器２４０の誤差を推定する原理について述べる。

（ＩＱ平面の回転）
図５および図６を用いて本発明の推定原理を説明する。この例では、直交変調器と直交
復調器の誤差がお互いに相殺する値であったと仮定している。

本実施の形態では図１に示すように直交変調器２３０と直交復調器２４０が直列接続の
関係にある。従って、ここでは、直交変調器と直交復調器が直結されたモデルを考える
図５では、ＩＱ平面上にＱＰＳＫの４点のシンボル点がマッピングされている（図５（
ａ））。誤差のある直交変調器ではＩＱ平面状の格子点が図５中の矢印の方向に動かされ
る（図５（ｂ））。従って、４点のシンボル点も移動する。この状態の信号を直交復調器
に入力する。直交復調器の誤差はＩＱ平面状で矢印の様になっていると仮定すると、４点
のシンボル点も元々マッピングされていた位置に移動する（図５（ｃ））。従って、直結
された直交変調器と直交復調器において、直交変調器に入力したマッピング情報（ベース
バンド信号）と直交復調器の出力のマッピング情報（ベースバンド信号）を観測しても、
双方の誤差が相殺する関係にあると、誤差の存在を見落とす可能性が示されている。

これに対して図６は、本発明で採用している、直交変調器へ供給するＬＯ信号と直交復
調器に供給するＬＯ信号との間に位相差を設ける方法で、移相器２２０により直交復調器
のＩＱ平面が回転する場合を示している。図６では９０°回転させている。移相器により
９０°回転させることによって、直交復調器出力のシンボル点の位置が、位相回転が無い
場合と明らかに異なる位置に動かされている。従って、本発明によれば図５の場合では相
殺されて見逃していた誤差の存在を確認することができる。本発明では、これらシンボル
点のマッピングの位相回転依存性から、直交変調器側の誤差なのか、直交復調器側の誤差
なのかを区別し、分離することができる。以下、その様子を示した図について説明する。

図７は理想的な直交変調器と直交復調器を用いた場合に、（０．５，０）、（０，０．
５）、（−０．５，０）、（０、−０．５）の４つのシンボル点がどのように観測される
か示したものである。

左上の表は直交誤差の設定値、右上（ａ）は１６ＱＡＭのマッピングをした場合に直交
変調器出力がどのようになるか示した例であり、直交変調器のＩＱ平面の歪みを直感的に
理解するための補足的な図である。また中段左（ｂ）は直交変調器に入力されるデジタル
部のマッピング、中段右（ｃ）は直行変調器出力が直交復調器に入力されて移相器２２０
によりＩＱ平面に回転が与えられたもの、下段左（ｄ）は直交復調器出力、下段右（ｅ）
は直交復調器出力をデジタル部にてＩＱ平面上で逆回転したものをそれぞれ示しているこ
の例では、位相回転は０°、３０°、６０°、９０°の４つの位相回転位置が各線図に描
かれている。

（ｂ）の直交変調器入力にはデジタル部においてマッピングされた値が示されている。
ＩＱ平面が回転した直交復調器から見たマッピングは、直交復調器に歪みがなければ（ｃ
）の様になる。次に、これが直交復調器の誤差を受けると（ｄ）のようになり、この直交
復調器から出力されたマッピングを、デジタル部においてＩＱ平面を移相しただけ逆回転
すると（ｅ）のようになる。すなわち、直交復調器のＩＱ平面をφ回転させたとき、デジ
タル部においてφ戻したら（ｅ）のように観測される。

この例では、直交変調器、直交復調器ともに誤差がないため、４点のシンボル点は原点
を中心に正方形のまま３０°ずつ回転している。

図８は直交変調器にＤＣオフセットがある場合である。デジタル部でのマッピングに対
し、（ａ）の直交変調器出力は原点が（０．１，０．２）にずれた場所にマッピングされ
ている。この状態でＩＱ平面に回転が加えられるため、シンボル点の原点は９０°回転し
た時には（−０．２，０．１）に移動する。この例では、（ｂ）の直交復調器出力に誤差
が無く、（ｅ）の直交復調器のＩＱ平面に歪みが無いため、（ｄ）の直交復調器出力は（
ｃ）の直交変調器出力と同じになる。さらに、デジタル部で逆方向に回転させると、すべ
てのシンボル点が重なった場所に戻され、それは（ａ）の直交変調器出力と一致する。直
交復調器に誤差が無ければ（ｅ）の直交復調器出力は（ａ）の直交変調器出力と一致する
のである。

図９は直交復調器にＤＣオフセットがある場合である。ここでは意図的に、図８の直交
変調器のＤＣオフセットを相殺する値に設定している。この場合、直交変調器には誤差が
無いため、（ｃ）の直交変調器出力は原点を中心に正方形が３０°ずつ回転した絵になっ
ている。この点が図８とは異なる。そして、図８では直交復調器に誤差が無かったため（
ｃ）の直交変調器出力と（ｄ）の直交復調器出力とが同じであったが、図９では直交復調
器に誤差があるため、（ｃ）の直交変調器出力と（ｄ）の直交復調器出力とは異なってい
る。この違いが直交復調器の誤差そのものである。図９では、（ｃ）の直交変調器出力の
回転の中心が、（−０．１、−０．２）に移動しており、これはＤＣオフセットの設定値
そのものである。また、直交復調器側に誤差があると、移相量に応じてマッピングの図形
が（ｅ）の直交復調器出力のように歪む。この場合、４つのシンボル点同士の相対的な位
置関係は正方形のままであるが、その原点は移相量に応じて変化している。この変化量が
ＤＣオフセットに相当している。

図１０は直交変調器と直交復調器ともにＤＣオフセットがある場合である。上述の通り
、（ｂ）の直交復調器出力と（ｃ）の直交変調器出力の違いが直交変調器の誤差に起因し
ており、（ｃ）の直交変調器出力と（ｄ）の直交復調器出力との違いが直交復調器の誤差
に起因している。この図では、（ｃ）の直交変調器出力と（ｄ）の直交復調器出力ではす
べてのシンボル点が（−０．１、−０．２）平行移動しているため、直交復調器のＤＣオ
フセットが（−０．１、−０．２）であることが分かる。また、（ｂ）の直交復調器出力
と（ｃ）の直交変調器出力とでは、回転によって原点が移動している。この移動を観測し
てもよいが、（ｄ）の直交復調器出力や（ｅ）の直交復調器出力から判断してもよい。（
ｅ）の直交復調器出力に表れる移相量依存性は直交復調器の誤差そのものであり、移相量
に依存しない成分は直交変調器の誤差である。

図１１は直交変調器に利得誤差があった場合である。利得誤差により（ａ）の直交変調
器出力のマッピングは長方形に引き伸ばされる。その様子は（ｅ）の直交復調器出力に表
れている。

同様に、図１２は直交復調器に利得誤差があった場合である。（ｅ）の直交復調器出力
ではＩＱ平面の回転量に依存してシンボル点の相対的な位置関係が変化して歪んで観測さ
れる。

図１３は直交変調器に位相誤差があった場合である。位相誤差により（ａ）の直交変調
器出力のマッピングはひし形に変形されている。その様子は（ｅ）の直交復調器出力に表
れている。

同様に、図１４は直交復調器に位相誤差があった場合である。（ｅ）の直交復調器出力
ではＩＱ平面の回転量に依存してシンボル点の相対的な位置関係が変化して歪んで観測さ
れる。

以上のように、直交変調器のＩＱ平面に対して直交復調器のＩＱ平面を任意の位相だけ
回転させる（つまり移相する）ことにより、その移相量に依存したシンボル点の動きを観
測することができる。この動きを数学的に解析し、直交変調器の誤差と直交復調器の誤差
に分離する方法を以下に述べる。

（計算モデル）
図１５に直交変調器２３０の計算モデルを示す。なお、直交変調器２３０の計算モデル
には、直交変調器２３０の出力から直交復調器２４０に至る経路で生じる利得を含めてい
る。これを式で表すと、

となる。

図１６は直交復調器２４０の計算モデルである。図１５と図１６は直交変調器２３０と
直交復調器２４０の計算モデルの一例であるが、一般に計算モデルは、補償器４０２およ
び４０４と対称になるようにモデル化し、逆行列によって補償パラメータを決定できる様
に選ぶ。

例えば、図１５の直交変調器の誤差を補償するには、補償器と変調器の縦続接続におい
て変換が行われなければ良いので、

とすれば良い。補償器にはこの演算が可能な構成がよく用いられる。復調器についても
同様である。図２、図３に示した補償器はこの考えに基づいた典型例である。

次に、推定の基本的な原理を述べる。

直交誤差推定を行うために、送信中あるいは誤差推定中に移相量が変更される移相器２
２０を持たない通常の構成は、図１７に示すように直交変調器の出力が直交復調器に直接
入力されているモデルで表すことができる。尚、図１７では直交変調器と直交復調器の位
相面が一致している場合を仮定しているため、直交変調器（ＱＭＯＤ）のＩｃｈ出力は直
交復調器（ＱＤＥＭＯＤ）のＩｃｈに入力され、直交変調器（ＱＭＯＤ）のＱｃｈ出力は
直交復調器（ＱＤＥＭＯＤ）のＱｃｈに入力される。これを式で表すと、

一方、移相器２２０によるＩＱ平面の回転がある場合の計算モデルは図１８で表すこと
ができる。直交変調器と直交復調器は回転行列Φによって結ばれ、次式で表される。

一般に、行列では交換法則は成り立たない。従って、計算の順序は保存されることにな
るため、直交変調器と直交復調器の誤差が分離可能になる。

（利得誤差の分離）
先ず初めに、直交変調器の利得誤差と直交復調器の利得誤差を分離する原理について述
べる。

もし、図１７のモデルにおいて、直交変調器と直交復調器に位相誤差とＤＣオフセット
が無くかつＧ＝１の場合は、図１７は図１９のように書くことができる。これを式で表す
と、

これより

の２式を得る。

ところが、上式から明らかなように、直交変調器と直交復調器の利得誤差同士は積の形
になっており、上式を解いただけでは分離することはできない。Δｇ_ｄとΔｇ_ｍを分離す
るには、Δｇ_ｄとΔｇ_ｍの比が必要である。そこで、移相器２２０によって直交変調器と
直交復調器の位相面を回転させることを考える。

図２０は移相器２２０の位相を０°と９０°に設定した場合である。図１９と同様に位
相誤差は無いと仮定している。ｎサンプル目に０°の状態で評価した値と、ｐサンプル後
に９０°で評価した値では、演算の経路が異なる。これを式で表すと、

の４つの式を得る。この場合、直交復調器側で経路が入れ替わっており、さらに負号が
反転しているため、直交変調器側と直交復調器側でパラメータのつじつまを合わせる必要
が生じる。この例では、直交変調器と直交復調器の利得誤差の積と比の両方が明確になる
ため、分離が可能になる。

（ＤＣオフセットの分離）
位相誤差、振幅誤差が無くかつＧ＝１で、位相回転を与えない場合は、図１９より次式
を得る。

これより

の２式を得る。

当然、直交変復調器双方のＤＣオフセット値の加算結果だけで、直交変調器側と直交復
調器側のＤＣオフセットを分離することは不可能である。一方、移相器により位相回転を
与えた場合は、

となって、４つの方程式から４つのＤＣオフセット成分を求めることができるようにな
る。この様に、位相回転を与えることでＤＣオフセットも分離可能となる。

（位相誤差の分離）
ＤＣオフセット、利得誤差が無く、かつＧ＝１の場合は、下式でモデル化される。

移相器による位相回転が無い場合は、φ＝０なので

従って、単位行列が消えて

結合法則を適用して先に行列の中身を計算すると

ここで各要素の三角関数の積を和の形に書き換えると、

各要素は（１，１）＝（２，２）および（１，２）＝（２，１）なので、それぞれ整理
すると、

従って、求める行列の積は、

となり、最終的に、計算モデルとして下式を得る

また、これを方程式で表せば

となる。

上式では、直交変調器の位相誤差と直交復調器の位相誤差が和と差の形で現れている。
従って、これらの関係から双方の誤差を分離できると錯覚してしまう。ところが、よく見
てみると、位相誤差の和はｓｉｎ関数に、差はｃｏｓの関数になっている。ｓｉｎ関数と
ｃｏｓ関数は±πの範囲で任意の値を示す角度が２値存在するため、位相誤差の和や差の
値を特定することができない。従って、ｃｏｓ関数とｓｉｎ関数が偶然にも±１の値を取
らない限り、上式からは直行変調器と直交復調器の位相誤差を分離することができない。

そこで、今回もまた移相器による位相回転量がφ＝π／２の場合を考える。モデルは下
式で表される。

結合法則を適用して、右辺２番目の回転行列と３番目の直交変調器誤差行列の演算を先
に行うと、

これを戻して、

を得る。

先の場合と同様に、行列の演算を先に行うと、

各要素は（１，１）＝−（２，２）および（１，２）＝−（２，１）なので、それぞれ
整理すると、

従って、求める行列の積は、

従って、最終的に下式を得る。

これを方程式であらわせば、

先の位相回転の無い場合の２式と合わせると、

の４つの式を得る。今度は、位相誤差の和がｓｉｎ関数とｃｏｓ関数で表されており、
差もｃｏｓ関数とｓｉｎ関数で表されている。従って、ｓｉｎ関数とｃｏｓ関数の双方の
値を満たす位相誤差の和あるいは差はただひとつの値に限定される。この結果、直交変調
器側の位相誤差と直交復調器側の位相誤差が分離可能になる。

以上、説明してきた様に、本発明の位相回転の方法を用いることで、直交変調器と直交
復調器の利得誤差、位相誤差、ＤＣオフセットを分離可能である。ここでは、同種の誤差
が個別に存在する場合について説明したが、混在していても分離可能である。また、直交
変調器と直交復調器の利得や、移相器の位相回転量φの誤差についても推定可能である。
これについては後述する。

（誤差の推定）
以上、説明してきたように、図１８のモデルにおいては、下式により９つの誤差パラメ
ータすなわちΔgm、Δθm、I_DCm、Q_DCm、G、Δgd、Δθd、I_DCd、Q_DCdを求める問題に帰
着する。

これは「多次元の非線形連立方程式を解く」こと、あるいは「多次元の最適化」であっ
て、数値計算によって解くことができる。一般に、多次元の問題で解を見つけることは困
難とされるが、この問題では、求めるべきパラメータは誤差を表しているため解の真値は
概ね想像が付き、初期値としてよい値、すなわち誤差が無い値を与えることが可能である
。

この問題の解法は、例えば、文献「William H. Press, Saul A. Teukolsky, William T
. Vetterling, Brian P. Flannery, “Numerical Recipes in C” Cambridge University
Press (1988)」の第９章（非線形連立方程式）と第１０章（最適化）に詳細に記述され
ている。

ここでは、乱数を用いた最適化により上式を解く例について、図２１、図２２、図２３
を用いて述べる。なお、図２１はパラメータ算出モデルの図、図２２はこのモデル解法の
フローチャート、図２３はフローチャートに準じてシンボル点（サンプル点としてもよい
）の関係を示した図である。

先ず、９個の誤差パラメータの初期値を乱数により与える（図２２のステップ１０１）
。ここでは、乱数として一様乱数を用いる。一様乱数の範囲は各パラメータ毎に初期設定
されているものとする。

次に、乱数により発生させた仮のパラメータを用いて、Ｎシンボル（例えば１０２４）
について

を解く。位相回転量φは前半の５１２シンボル１≦ｎ≦５１２と、後半の５１２シンボ
ル５１３≦ｎ≦１０２４で０°と９０°を与えるものとする。すなわち、

とする。

先ず、図２１の信号源８０３（送信信号生成部４０６に相当）からｎシンボル目のベー
スバンド信号が発生される（図２２のステップ１０２）。このベースバンド信号はＤＡコ
ンバータ８０４（ＤＡＣ２０１及び２０２に相当）を介してアナログ部８０１に入力され
、補償対称となる直交変調器８０５（直交変調器２３０に相当）に入力される。

図１上では直交変調器２３０の出力信号はＰＡ２０８などを経由して直交復調器２４０
に入力される。このとき、移相器２２０によってｎサンプル目における直交変調器２３０
と直交復調器２４０の位相面の回転φが与えられる。図２１では、これを回転８０６とし
て表現している。回転を与えられた信号は、直交復調器８０７によってベースバンド信号
に落とされ、ＡＤ変換器８０８（ＡＤＣ２１７及び２１８に相当）を経由してデジタル信
号に戻される。

一方、信号源８０３で発生したベースバンド信号（Ｉ_２及びＱ_２に相当）と、ＡＤ変換
器８０８を経由して戻ってきたデジタルベースバンド信号（Ｉ_４及びＱ_４に相当）は、図
１では直交誤差推定部４０３に取り込まれる。ここで、遅延時間の推定と補償が行われ、
時刻の揃った信号がパラメータ算出部６０３に送られる。図４のパラメータ算出部６０３
では、図２１に示す仮想的な直交変調器８０９、回転８１０、直交復調器８１１の直列接
続のパスの演算結果と、実際の直交変調器８０５と回転８０６と直交復調器８０７の従属
接続における計測結果との比較を行い、パラメータを推定する。仮想的なパスの演算に当
たっては上記の方程式が用いられる。

所定のシンボル数Ｎ（図２２のステップ１０３）および位相分割数Ｄ（図２２のステッ
プ１０４）の観測が終了した段階で、上記方程式の評価を行う（図２２のステップ１０７
）。図２２のステップ１０６において決定した乱数８１９及び８２１を用いて、上の方程
式を計算する。位相回転φは制御部４０５によって５１２シンボル毎にＤ個の値（例えば
０°と９０°の２つの値）を交互に取るように変更される（図２２のステップ１０５）。

上記の方程式においてＩ_２及びＱ_２に相当するＳＩ（ｎ）及びＳＱ（ｎ）に対する、出
力ＤＩ（ｎ）、ＤＱ（ｎ）を得る。例えば１０２４シンボルのＤＩ（ｎ）、ＤＱ（ｎ）を
求め、これと時刻を合わせたＩ_４，Ｑ_４との誤差を求める。ここで誤差は

として計算する。この場合はＮ＝１０２４である。

同様の評価を別のパラメータセットについてＲ回（例えば８１９２回）繰り返す（図２
２のステップ１０８）。

Ｒ回の誤差の評価が終了した段階で、Ｅｒｒ（１）〜Ｅｒｒ（８１９２）の誤差のうち
、最も少ない１６個を選び、９個のパラメータ、Δgm、Δθm、I_DCm、Q_DCm、G、Δgd、Δ
θd、I_DCd、Q_DCdにどのような乱数を設定したか調べる。

例えば、誤差の少ない１６個ではΔｇｍに０．１８ｄＢ〜０．３６ｄＢの値が入ってい
たとすると、求めるΔｇｍの解はこの範囲内に存在すると仮定し、次回の乱数設定の範囲
を０．１８ｄＢ〜０．３６ｄＢに制限する。他のパラメータについても同様に調べて乱数
の設定範囲を更新する。また、この段階（Ｍ回目）での各パラメータの推定値としては、
Ｅｒｒ（１）〜Ｅｒｒ（８１９２）の誤差が最も少なかった回に乱数で設定されていた値
を与える（図２２のステップ１０９）。この処理をＭ回（例えば２０回）行い（図２２の
ステップ１１０）、処理を終了する。

図２４はパラメータ推定用の設定値の一覧である。また、図２５乃至図２９は各パラメ
ータの収束の様子を示したものである。図中、３本の線のうち、一番上が一様乱数の上限
値、一番下が一様乱数の下限値、中央が推定値である。また、図３０は各パラメータの収
束値の一覧である。これらから、９個の誤差パラメータを確実に収束させることができる
ことがわかる。

本発明では、縦続接続の関係にある直交変調器と直交復調器のＩＱ平面を回転させるこ
とによってそれぞれが持つ誤差を推定している。誤差の推定は上記の方程式に帰着される
。

本実施の形態では、乱数を用いた最適化手法により上記の方程式を解いたが、これに限
られるものではなく、この多次元の非線形方程式の解き方がいかなる方法であっても構わ
ないことはいうまでもない。

また、本実施の形態では、５１２サンプル毎に移相器を制御しているが、Ｎサンプル、
Ｒ個の乱数セットのデータを先に取得し、続いて移相器を制御して異なるφにおいて同様
の処理をおこなっても誤差の推定を行うことができる。上記の連立方位式をどの順番で用
意するかの問題であって、その順序によって答えが変化することはないことは説明するま
でもない。

（位相回転の分割数Ｄについて）
上記実施形態では移相器２２０によって回転させる位相角として０°と９０°の２種類
を選んだ。しかし、本発明は位相角としてこの限定された値を用いる必要はない。図３１
は上記第実施形態について、位相角φの分割数Ｄと収束特性の関係をシミュレーションし
た結果の一例を示している。この図から２分割以上では同等の収束特性が得られているこ
とが分かる。

（位相回転φについて）
図３２は位相角φの分割数Ｄ＝２とした場合、一方の移相量が０°のとき、他方の移相
量として何度を選ぶのが効果的か示したものである。

図３２から、第１の移相量に対して相対的に±９０°すれた場合に二乗平均誤差が小さ
く、収束特性が良いことが分かる。しかし、これ以外の値でも収束することが分かる。最
も収束しやすいのは±１１５°を中心とした領域である。実用的な領域は０°±１５°と
１８０°±５°を除く広い範囲であることが分かる。

図３３は、位相角φの分割数Ｄ＝２とした場合に移相量の一方を４５°とした場合の、
他方と移相量として何度を選ぶのが効果的かを示したものである。図３２の例と同様、第
２の位相角として有効な角度は、第１の位相角に対して±１５°と第１の位相角＋１８０
°±５°の領域の除いて有効であることが分かる。

この特性は、実用上厳密な調整が困難な直交変調器と直交復調器間の位相が０°、９０
°等の特定の値に限定する必要の無いことを示している。

（位相角φの誤差について）
上記説明は、位相角φは厳密に制御された値になっていることを前提としていた。すな
わち、制御部４０５が位相角φを４５°に設定すれば、移相器２２０は直交変調器２３０
と直交復調器２４０のＩＱ平面を正確に４５°移相することを仮定していた。しかし、実
用上はこの様な校正を必要とする方法は好ましくなく、移相器２２０により設定されるＩ
Ｑ平面の位相角φに誤差があっても推定アルゴリズムが動作することが望ましい。

そこで、図２１に示すように、位相角φについても誤差パラメータΔφ（乱数８２０）
を設定することで、他の９個の誤差パラメータと一緒に位相角φの誤差を推定しながら、
他の９個の誤差パラメータを推定することが可能である。特に、Δφとして±１８０の探
索範囲を設定しても収束し得ることである。推定方法は上記実施の形態と同じでよい。こ
れは、多次元の非線形連立方程式において未知数が１つ増えたことに相当する。

この特性は、本発明の実用上非常に有効な特性である。移相器２２０の厳密な校正をし
なくてもよいため、例えば、ローカル信号源から直交変調器あるいは直交復調器までの電
気長を気にする必要が無くなる。また、移相器の電気長や制御電圧に対する移相量の線形
性も気にする必要が無くなる。

（乱数について）
上記説明では乱数に一様乱数を用いてもよかったが、これをガウス乱数にしてもよい。

図３４には二つの乱数の確率を示した。一様乱数は探索範囲として設定した最大値と最
小値の間に一様乱数を発生するため、万が一、真値がこの範囲から外れた場合は収束しな
くなる問題がある。

これに対して、ガウス乱数は探索範囲をσとすることで、少ない確立ではあるが、固定
的な探索範囲の外にも再探索をかけることができるため、一様乱数に比べればロバストな
方法と言える。収束特性は一様乱数とさほど変わりない。

この様に、本発明は、上記の多次元非線形連立方程式の解放にその効果が制限されない
ため、探索方法を任意に変更することが可能である。

（雑音について）
上記説明では実用時に発生する雑音について無視してきたが、本発明は、雑音について
も耐性を有していることについて説明する。

雑音が加わった計算モデルは以下のようになる。

ここで、ξは各チャネルに負荷される雑音である。この揺らぎがある状態で、推定アル
ゴリズムを実施する。

すると、推定値は雑音の影響を受けてある値以下に収束しなくなる。例えばＭ＝１０回
目の推定で、収束が底を打ったとする。この場合、１１回目以降の推定値について平均化
処理を行うことで、真値に向かってさらに収束させることが可能になる。

具体的には、１２回目では１１回目と１２回目の推定値の平均値とし、１３回目では、
１１回目、１２回目、１３回目の推定値の平均値とする。

この処理を繰り返すことで、パラメータを収束させることができる。

（電力増幅器の非線形性について）
上記説明では、ＰＡ２０８の非線形性を考慮していなかった。しかし、実際の通信装置
ではＰＡ２０８は非線形領域で用いられることがある。この場合、信号振幅に対して閾値
を設けて、閾値よりも小さな信号について上記方程式の演算対象とし、大きな値は破棄す
る。この処理によりＰＡ２０８の非線形性の影響を軽減できる。

（ＤＰＤの較正との併用）
ＰＡ２０８の非線形性の影響を軽減する例としてＤＰＤ４０１との併用も考えられる。

ＤＰＤ４０１の推定動作と直交誤差補償の推定動作を交互に行い、線形誤差と非線形誤
差の両方を収束させて行く方法である。また、この関係は必ずしも機械的に交互に動作さ
せる必要は無く、独立に動作させてもよい。それぞれの推定動作のトリガとなるイベント
も共通のものである必要は無く、独立していても良い。イベントとしては、タイマ、カウ
ンタ、温度変化、送信電力の変化、送信周波数の変化、ＰＡ２０８の出力電力の変化、Ｐ
Ａ２０８の入力電力の変化、ＰＡ２０８の利得、直交変調器２３０の利得、直交変調器２
３０の出力電力の変化、直交復調器２４０の入力電力の変化、直交復調器２４０の利得の
変化、ＬＯ信号の電力の変化、ＬＯ信号の周波数の変化、ＰＬＬのアンロック、マルチキ
ャリアにおける送信チャネルの組み合わせの変化、変調方式の変化などがある。また、受
信データや送信データの内容によりイベントを発生することも可能である。

ＤＰＤ４０１が動作している状態では、ＰＡ２０８の非線形性はＤＰＤ４０１によって
相殺される。従って、直交誤差推定部４０３はＩ_０及びＱ_０とＩ_４及びＱ_４を比較するこ
とで、非線形性を除去できる。ただし、この場合、直交変調器誤差補償部４０２が経路に
挟まれているため、直交変調器誤差補償部４０２の誤差も補償されている。観測されるの
は、補償からずれた分である。

同様に直交誤差推定部４０３がＩ_５及びＱ_５の信号を参照すれば、直交復調器２４０の
誤差も補償されていることになり、観測されるのは同じく補償からずれた分となる。

（ＤＰＤ４０１、送信信号生成部４０６、受信信号処理部４０７）
ＤＰＤ４０１、送信信号生成部４０６、受信信号処理部４０７は、直交変調器２３０と
直交復調器２４０の補償にとって必須の部分ではないが、特にＤＰＤ４０１の構成と動作
の一例について以下述べる。

（ＤＰＤ４０１の構成）
ＤＰＤ４０１は、図３５のようにＤＰＤ４０１は、パワー計算部３０２、非線形歪補償
用のＬＵＴ３０４、非線形歪補償部３０６、非線形誤差算出部３２７、ＬＵＴ更新部３２
９を備える。

また説明の便宜上、信号およびその経路にも符号を付して説明する。すなわち、Ｉ_０と
Ｑ_０とで表される直交ベースバンド信号３０１、パワー計算部３０２で計算した振幅値３
０３、直交化した非線形歪補償データ３０５、Ｉ_１とＱ_１とで表される非線形歪補償され
た直交ベースバンド信号３０７、Ｉ_５とＱ_５とで表される戻り直交ベースバンド信号３２
３、非線形誤差算出部３２７で算出されたパワーに対応付けされた非線形誤差３２８、Ｌ
ＵＴ更新部３２９によってパワーに対応づけされたＬＵＴアドレスに新しく書き込むため
の更新用非線形歪補償データ３３０、として符号を付す。

（ＤＰＤ４０１の送信モードにおける動作）
ＤＰＤ４０１の各ブロックの、送信モードにおける動作について説明する。

まず、パワー計算部３０２で直交ベースバンド信号３０１から、送信信号の振幅値３０
３を計算する。つぎに、計算した送信信号の振幅値３０３をアドレスとして非線形歪補償
用のＬＵＴ３０４を参照し、あらかじめ計算した送信系の非線形歪特性の逆特性を持つ非
線形歪補償データを直交化した非線形歪補償データ３０５として得る。

非線形歪補償部３０６では直交ベースバンド信号３０１と直交化した非線形歪補償デー
タ３０５の複素積を行い、非線形歪補償された直交ベースバンド信号３０７を出力する。

（ＤＰＤ４０１の誤差推定モードにおける動作）
誤差推定モードでは、制御部４０５からの指示により、戻り直交ベースバンド信号３２
３と直交ベースバンド信号３０１を比較して送信系回路６００の非線形誤差を直交ベース
バンド信号３０１の振幅の関数としてモデル化し、さらにＬＵＴ３０４を更新する。

まず、非線形誤差算出部３２７では直交ベースバンド信号３０１と戻り直交ベースバン
ド信号３２３の間で生じた遅延を推定し、遅延を補正する。遅延補正された直交ベースバ
ンド信号３０１と戻り直交ベースバンド信号３２３を同時刻同士で複素除算することでそ
の時刻における送信系回路６００の複素利得を得る。次にこの複素利得をその時刻におけ
る直交ベースバンド信号３０１の振幅の関数として表す。このモデル化された結果は、振
幅に対応付けされた非線形誤差３２８としてＬＵＴ更新部３２９に送られる。ＬＵＴ更新
部３２９では、振幅をアドレスとするための変換を行うとともに、非線形誤差３２８の逆
関数を求めて、その振幅（ＬＵＴアドレス）に対応する複素の非線形歪補償データ３３０
を求める。ＬＵＴ３０４の更新は、制御部４０５からの指示により送信に支障ないタイミ
ングで実行される。

これによって、送信モードにおける精度の高い非線形歪補償が可能となる。

ＤＰＤ４０１の構成も上記構成に限るものではないことはいうまでもない。例えば、パ
ワー計算部３０２で計算する値は振幅値に限るものではなく、送信信号のパワー値を計算
してもよい。すなわち、これをアドレスとして非線形歪補償用のＬＵＴ３０４を参照し、
あらかじめ計算した送信系の非線形歪特性の逆特性を持つ非線形歪補償データを直交化し
た非線形歪補償データ３０５として得る構成でも構わない。このような細かな点のみなら
ず、非線形性を補正し得る構成であればよいのであることは当業者であれば理解できるこ
とであろう。

また、上記説明ではスイッチ２１０で、アンテナ２０９の接続先を送信系回路６００あ
るいは受信系回路８００へ時間的に切り替えており、この場合は受信系回路８００を誤差
推定に用いるフィードバックループとして用いることができるのは上述のとおりである。
また、送信系回路６００用と受信系回路８００用との複数のアンテナを用意して、切り替
えを行わない構成としてもよいことはいうまでもない。受信ダイバーシティ型であれば受
信系回路８００を２系統有することになるが、この場合は一方の系統をアンテナと接続／
切断の切り替え可能に構成してフィードバックループとして用いればよい。

また、送信と受信を同時に行うシステムでは送信周波数と受信周波数が異なるが、この
場合は受信系回路８００をフィードバックループとして用いることができないので、誤差
推定のためのフィードバックループ専用の回路を設ければよい。

また、上記説明は直交変調器２３０と直交復調器２４０とのＬＯ信号の周波数を搬送周
波数とするダイレクトコンバージョン方式の通信装置を挙げて説明したが、ＬＯ信号の周
波数を中間周波数としてアップコンバード／ダウンコンバートするヘテロダイン方式でも
本発明を用いることはできる。その場合はアップコンバータ／ダウンコンバーダはＬＯ信
号の周波数を共用すればよい。また、最近では複素共役関係にある２つのＩＦ信号をＤＡ
変換器で発生させて直交変調器に通すことでイメージ抑圧を図る方式もあるが、この直交
変調器の補正にも有効である。比較のための信号は複素ミキシング前のベースバンド信号
同士とすれば、上記の実施形態が適用できる。尚、上記にイメージ抑圧の方法は受信にお
いても有効な方法であり、この場合の直交復調器の誤差補償にも上記と同様に有効である
。

直交変調器や直交復調器の構成についても、本実施の形態のようなミキサや移相器の組
み合わせ方に限られるものではなく、公知の種々の形態をとることができることはいうま
でもない。

直交変調器に供給する局部信号と直交復調器に供給する局部信号との位相差は、局部信
号源から一方へ送る信号を移相する本実施形態のような構成に限られるものではなく、例
えば他方へ送る信号も移相する構成としてもよいし、２つの局部信号源をそれぞれに対し
て独立に設けて両者の位相をずらすような構成でもよい。

直交変調器誤差補正部４０２についても例えば加算器５０１が直流オフセット制御電圧
を、アンプを通った信号に加算する構成としてもよい。

また直交変調器誤差補償部４０２は例えば図３６のように、加算器１７０１，１７０２
、増幅器１７０５，１７０６、移相器１７０７，１７０８を備える構成としてもよい。加
算器１７０１は、入力されるＩ_１と、制御部４０５により制御される直流オフセット制御
用電圧ＩＤＣ１と、を加算して出力する。アンプ１７０５は、加算器１７０１の出力信号
を、制御部４０５により制御される増幅率ｋで増幅して出力する。移相器１７０７は、ア
ンプ１７０５の出力信号を、制御部４０５により制御される移相量ηだけ移相してＩ_２と
して出力する。加算器１７０２は、入力されるＱ_１と、制御部４０５により制御される直
流オフセット制御用電圧ＱＤＣ１と、を加算して出力する。アンプ１７０６は、加算器１
７０２の出力信号を、制御部４０５により制御される増幅率ｋで増幅して出力する。移相
器１７０８は、アンプ１７０６の出力信号を、制御部４０５により制御される移相量ηだ
け移相してＱ_２として出力する。この場合、直交変調器の入出力関係を表すモデル式は（
１）に代えて

を用いることとなる。直交復調器としても同様の構成を用いれば（４）式に代えて

を、直交誤差推定部のパラメータ算出に供することになる。

なお、本実施の形態では１６通りのＬＯ位相差でサンプリングを行ってからシンボルパ
ターンを変えるようにしたが、これはシンボルレートが遅い場合に適する手法である。シ
ンボルレートが速い場合は逆に、４通りのシンボルパターンでサンプリングを行ってから
ＬＯ位相差を変えるようにするとよい。

（誤差の補償）
上述のように求めた直交変調器２３０の誤差と直交復調器２４０の誤差は、それぞれ直
交変調器誤差補償部４０２と直交復調部誤差補償部４０４に設定され、直交誤差が相殺さ
れる。

既に述べたとおり、直交変調器２３０の計算モデル（図１５）は図２の直交変調器誤差
補償部の構成と逆の構成になっている。従って、ＤＣオフセット量は、直交変調器のＤＣ
オフセット量に対して符号を反転して直交変調器誤差補償器４０２に設定する。また、直
交変調器２３０の振幅誤差と位相誤差については行列Ψ_ｍの逆行列を求め直交変調器誤差
補償部の行列ｇに与えればよい。

直交復調器２４０についても同様の操作によって誤差補償を行う。

この様に、直交変調器２３０の計算モデル（図１５）と逆の構成の直交変調器誤差補償
部を設けることにより誤差を相殺するためのパラメータを簡単に求めることが出来て、そ
の変換に際して演算誤差を抑えることが可能である。直交復調器についても同様のことが
言える。

本実施形態では直交変調器と直交復調器で逆の構成の計算モデルと補償器を設けている
が、直交変調器側と直交復調器側で同じ構成となる関係にしても構わないし、全く異なる
モデルを用いても構わない。直交変調器の計算モデルには補償対象となるアナログ部の特
性をより効率的あるいは正確に表現できるモデルを用いるべきである。また、そのモデル
は数学的に逆モデルが立てられることが望ましい。

通信装置のブロック図。 直交変調器誤差補償部のブロック図。 直交復調器誤差補償部のブロック図。 直交誤差推定部のブロック図。 直交変調器と直交復調器の位相回転がない場合の座標点を示す図。 直交変調器と直交復調器の位相回転が９０°の場合の座標点を示す図。 直交変調器と直交復調器が理想的な場合のシンボル点の図。 直交変調器にＤＣオフセットがある場合のシンボル点の図。 直交復調器にＤＣオフセットがある場合のシンボル点の図。 直交変調器と直交復調器との両方にＤＣオフセットがある場合のシンボル点の図。 直交変調器に利得誤差があった場合のシンボル点の図。 直交復調器に利得誤差があった場合のシンボル点の図。 直交変調器に位相誤差があった場合のシンボル点の図。 直交復調器に位相誤差があった場合のシンボル点の図。 直交変調器の計算モデル。 直交復調器の計算モデル。 直交変調器の出力が直交復調器に回転されずに入力されている場合の計算モデル。 移相器によるIQ平面の回転がある場合の計算モデル。 図１７の計算モデルにおいて直交変調器と直交復調器に位相誤差とDCオフセットが無くかつG=1の場合に等価となる計算モデル。 移相器２２０の移相を０°と９０°に設定した場合の計算モデル。 直交誤差推定部のパラメータ算出モデルの図。 モデルの解法の一例を説明するフローチャート。 モデルの解法の一例のサンプルの関係を示す図。 パラメータ推定用の設定値の一例。 パラメータ（利得誤差）の収束の様子を示す図。 パラメータ（位相誤差）の収束の様子を示す図。 パラメータ（ＩｃｈＤＣオフセット）の収束の様子を示す図。 パラメータ（ＱｃｈＤＣオフセット）の収束の様子を示す図。 パラメータ（ＱＭＯＤ利得）の収束の様子を示す図。 各パラメータの収束値の一例。 位相角φの分割数Dと収束特性の関係を示した図。 一方の移相量が０°の場合の他方の移相量と残留誤差との関係を示す図。 一方の移相量が４５°の場合の他方の移相量と残留誤差との関係を示す図。 二つの乱数の確率分布を示す線図。 ＤＰＤのブロック図。 直交変調器誤差補償部の変形例のブロック図。

符号の説明

１００・・・通信装置、２００・・・アナログ部、４００・・・デジタル部、２０１，
２０２・・・ＤＡＣ、２０３，２０４・・・ＬＰＦ、２０５，２０６・・・変調器、２０
７・・・移相器、２０８・・・ＰＡ、２１２・・・移相器、２１３，２１４・・・変調器
、２１５，２１６・・・ＬＰＦ、２１７，２１８・・・ＡＤＣ、２０９・・・アンテナ、
２１０，２１１・・・スイッチ、２２０・・・移相器、２２１・・・ＤＡＣ、２１９・・
・ＬＯ、４０１・・・ＤＰＤ、４０２・・・直交変調器誤差補償部、４０３・・・直交誤
差推定部、４０４・・・直交復調器誤差補償部、４０５・・・制御部、４０６・・・送信
信号生成部、４０７・・・受信信号処理部。

Claims (11)

1. 第１の局部信号と、前記第１の局部信号とは位相差を有する第２の局部信号とを生成す
   る局部信号発生部と、
   前記第１の局部信号を用いて入力信号を変調信号へ変調する直交変調部と、
   前記直交変調部にて生じる直交誤差を補正する第１の直交誤差補償部と、
   前記第２の局部信号を用いて前記変調信号を復調信号へ復調する直交復調部と、
   前記直交復調部にて生じる直交誤差を補正する第２の直交誤差補償部と、
   前記第１の局部信号と前記第２の局部信号との位相差と、前記入力信号と、前記復調信
   号と、から前記第１の直交誤差補償部の設定値と前記第２の直交誤差補償部の設定値とを
   求める直交誤差補償設定部と、
   を備えることを特徴とする通信装置。
2. 前記直交誤差補償設定部は、前記第１の局部信号と前記第２の局部信号との位相差が第
   １の大きさである場合における前記入力信号と前記復調信号との対応関係と、前記位相差
   が前記第１の大きさとは異なる第２の大きさである場合における前記入力信号と前記復調
   信号との対応関係と、用いて、前記第１の直交誤差補償部の設定値と前記第２の直交誤差
   補償部の設定値とを求めることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
3. 前記第１の大きさと前記第２の大きさとの差は９０°であることを特徴とする請求項２
   記載の通信装置。
4. 前記第１の大きさと前記第２の大きさとの差が１５°乃至１７５°の範囲内にあること
   を特徴とする請求項２記載の通信装置。
5. 前記第１の大きさと前記第２の大きさとの差が１８５°乃至３４５°の範囲内にあるこ
   とを特徴とする請求項２記載の通信装置。
6. 前記局部信号発生部は、前記第１の局部信号を発生する基本局部信号発生部と、前記第
   １の局部信号を移相して前記第２の局部信号を出力する移相部と、を備えることを特徴と
   する請求項１記載の通信装置。
7. 前記第２の直交誤差補償部の出力信号と第１の原信号との関係から非線形歪補償特性を
   求め、該非線形補償特性で前記第１の原信号に非線形歪補償を施した第２の原信号を前記
   第１の直交誤差補償部へ供給する非線形歪補償部を更に備え、
   前記第１の直交誤差補償部は前記第２の原信号に、前記直交変調部にて生じる直交誤差
   補正を施して前記入力信号として出力することを特徴とする請求項１記載の通信装置。
8. 第１の局部信号を用いて入力信号を変調信号へ変調する直交変調部と、前記直交変調部
   にて生じる直交誤差を補正する第１の直交誤差補償部と、前記変調信号を第２の局部信号
   で復調信号へ復調する直交復調部と、前記直交復調部にて生じる直交誤差を補正する第２
   の直交誤差補償部と、を備える装置における直交誤差補償の設定値算出方法において、
   前記直交変調部が変調に用いる第１の局部信号と前記直交復調部が復調に用いる第２の
   局部信号との間に第１の位相差を与えて、前記直交変調部の入力信号と前記直交復調部の
   復調信号とを取得するステップと、
   前記第１の局部信号と前記第２の局部信号との間に第２の位相差を与えて、前記直交変
   調部の入力信号と前記直交復調部の復調信号とを取得するステップと、
   前記第１の位相差における前記直交変調部の入力信号と前記直交復調部の復調信号と、
   前記第２の位相差における前記直交変調部の入力信号と前記直交復調部の復調信号と、を
   少なくとも用いて、前記第１の直交誤差補償部の設定値と前記第２の直交誤差補償部の設
   定値とを算出し、前記設定値それぞれを前記第１の直交誤差補償部及び前記第２の直交誤
   差補償部に設定するステップと、
   を備えることを特徴とする、直交誤差補償の設定値算出方法。
9. 前記入力信号と前記第２の直交誤差補償部の出力信号とから、前記第１の直交誤差補償
   部の設定値と前記第２の直交誤差補償部の設定値とを算出することを特徴とする請求項８
   記載の直交誤差補償の設定値算出方法。
10. 第１の局部信号を用いて入力信号を変調信号へ変調する直交変調部と、前記直交変調部
    にて生じる直交誤差を補正する第１の直交誤差補償部と、第２の局部信号を用いて前記変
    調信号を復調信号へ復調する直交復調部と、前記直交復調部にて生じる直交誤差を補正す
    る第２の直交誤差補償部と、前記第１の局部信号と前記第２の局部信号とを位相差を設け
    て生成する局部信号発生部と、前記入力信号と前記復調信号との対応関係を少なくとも用
    いて前記第１の直交誤差補償部の設定値と前記第２の直交誤差補償部の設定値とを求める
    直交誤差補償設定部と、を備える装置に適用する直交誤差補償プログラムにおいて、
    前記局部信号発生部に、前記第１の局部信号と前記第２の局部信号との間に第１の位相
    差を与えさせ、
    前記直交誤差補償設定部に、前記直交変調部の入力信号と前記直交復調部の復調信号と
    を取得させ、
    前記局部信号発生部に、前記第１の局部信号と前記第２の局部信号との間に第２の位相
    差を与えさせ、
    前記直交誤差補償設定部に、前記直交変調部の入力信号と前記直交復調部の出力信号と
    を取得させ、
    前記直交誤差補償設定部に、前記第１の位相差における前記直交変調部の入力信号と前
    記直交復調部の復調信号と、前記第２の位相差における前記直交変調部の入力信号と前記
    直交復調部の復調信号と、を少なくとも用いて、前記第１の直交誤差補償部の設定値と前
    記第２の直交誤差補償部の設定値とを求め、前記設定値それぞれを前記第１の直交誤差補
    償部及び前記第２の直交誤差補償部に設定させる
    ことを特徴とする直交誤差補償プログラム。
11. 前記入力信号（Ｉ２＆Ｑ２）と前記第２の直交誤差補償部（直交復調器誤差補償部４０
    ４）の出力信号（Ｉ５＆Ｑ５）とから、前記第１の直交誤差補償部（直交変調器誤差補償
    部４０２）の設定値と前記第２の直交誤差補償部（直交復調器誤差補償部４０４）の設定
    値とを算出することを特徴とする請求項１０記載の直交誤差補償プログラム。

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