CN101106558B - 通信设备和正交误差补偿的设定值的计算方法 - Google Patents

Abstract

一种通信设备，包括本地信号发生器、正交调制器、正交解调器和两个正交误差补偿器。本地信号发生器生成第一本地信号和第二本地信号。正交调制器使用第一本地信号将输入信号调制成调制信号。正交解调器使用第二本地信号将调制信号解调成解调信号。这两个正交误差补偿器分别对在正交调制器中产生的正交调制误差和在正交解调器中产生的正交解调误差予以纠正。要设定给这两个正交误差补偿器的设定值是根据以下三者计算的：(1)第一相位和第二相位之间的相位差；(2)输入信号；(3)解调信号。

Description

通信设备和正交误差补偿的设定值的计算方法

2006年7月12日提交的日本专利申请No.2006-191784的全部公开内容(包括说明书、权利要求书、附图和摘要)以引用方式加入本申请。

发明领域

本发明涉及在不切换RF信号路径的情况下对正交调制器和正交解调器的误差进行估计的技术。

背景技术

使用正交调制器/解调器的DPD(数字预失真器、数字非线性失真补偿器)的结构已经广为人知。例如，在JP-3198864-B2的图3中，显示在数模转换器308和模数转换器322左边的部分对应于该结构。

虽然DPD能补偿非线性，但是，正交调制器和正交解调器在I/Q信号的调制和解调过程中仍存在幅度误差、相位误差(正交误差)和DC偏移。此外，存在的这些错误也会影响DVD的非线性性能。为此，需要分别剔除它们。

另一方面，已知的是，例如，JP-2000-270037-A的图1和图2中描述的结构是一种用于补偿正交调制器中的误差的技术。此外，已知的是，例如，JP-2003-309615-A的各附图中描述的结构是一种用于补偿正交解调器中的误差的技术。

所有这些技术采用的结构都需要包括一个反馈系统，用于对正交调制/解调部分的输出进行解调，以用于检错。

此外，采用简单地共享JP-3198864-B2所描述技术中的反馈系统和JP-2000-270037-A所描述技术或JP-2003-309615-A所描述技术中的反馈系统的结构，无法判断该误差是由正交调制器引起的还是由正交解调器引起的，或者是不是非线性误差。为此，需要在正交调制器和正交解调器中分别提供反馈系统。因此，电路规模势必会增加。

发明内容

考虑到上述情况，本发明的目的在于：对正交调制器和正交解调器中的非线性和误差进行划分和补偿，即便采用的是DPD和正交误差补偿电路共享反馈系统的结构。

为实现该目的，本发明提供了一种通信设备，包括：本地信号发生器，其生成具有第一相位的第一本地信号和具有第二相位的第二本地信号，所述第二相位不同于所述第一相位；正交调制器，其使用所述第一本地信号将输入信号调制成调制信号；第一补偿器，其对在所述正交调制器中产生的正交调制误差予以纠正；正交解调器，其使用所述第二本地信号将所述调制信号解调成解调信号；第二补偿器，其对在所述正交解调器中产生的正交解调误差予以纠正；补偿控制器，其计算第一设定值和第二设定值，第一设定值是要设定给所述第一补偿器的，而所述第二设定值是要设定给所述第二补偿器的，所述计算基于以下三者：(1)所述第一相位和所述第二相位之间的相位差；(2)所述输入信号；(3)所述解调信号。

优选情况下，所述补偿控制器使用以下二者获得所述第一设定值和所述第二设定值：当所述相位差是第一相位差时，所述输入信号和所述解调信号之间的关系；当所述相位差是不同于所述第一相位差的第二相位差时，所述输入信号和所述解调信号之间的关系。

优选情况下，所述第一相位差和所述第二相位差之间的差是90度。

优选情况下，所述第一相位差和所述第二相位差之间的差处于15度到175度的范围内。

优选情况下，所述第一相位差和所述第二相位差之间的差处于185度到345度的范围内。

优选情况下，所述本地信号发生器包括：基本本地信号发生器，其生成所述第一本地信号；移相器，其通过对所述第一本地信号进行移相，生成所述第二本地信号。

优选情况下，所述通信设备还包括：非线性失真补偿器，其根据所述第二补偿器输出的输出信号和第一原始信号，获得非线性失真补偿特性，并向所述第一补偿器提供第二原始信号，所述第二原始信号是用所述非线性补偿特性对所述第一原始信号进行非线性失真补偿而获得的；其中，所述第一补偿器对所述第二原始信号进行正交纠错，以便输出所述输入信号。

本发明还提供了一种计算在通信设备中用于进行正交误差补偿的设定值的方法，其中，所述通信设备包括：正交调制器，其使用具有第一相位的第一本地信号将输入信号调制成调制信号；第一补偿器，其对在所述正交调制器中产生的正交调制误差予以纠正；正交解调器，其使用具有第二相位的第二本地信号将所述调制信号解调成解调信号，所述第二相位不同于所述第一相位；第二补偿器，其对在所述正交解调器中产生的正交解调误差予以纠正；所述方法包括：当所述第一相位和所述第二相位之间的相位差被设为第一相位差时，获取所述输入信号和所述解调信号；当所述相位差被设为不同于所述第一相位差的第二相位差时，获取所述输入信号和所述解调信号；至少使用以下二者计算第一设定值和第二设定值：(1)当所述相位差是所述第一相位差时，所述输入信号和所述解调信号，(2)当所述相位差是所述第二相位差时，所述输入信号和所述解调信号；给所述第一补偿器设定所述第一设定值，并给所述第二补偿器设定所述第二设定值。

优选情况下，所述计算步骤包括使用以下二者计算所述第一设定值和所述第二设定值：(1)所述输入信号，(2)所述第二补偿器输出的输出信号。

本发明还提供了一种计算机程序产品，用于使计算机系统执行正交误差补偿，其中，所述计算机系统包括：本地信号发生器，其生成具有第一相位的第一本地信号和具有第二相位的第二本地信号，所述第二相位不同于所述第一相位；正交调制器，其使用所述第一本地信号将输入信号调制成调制信号；第一补偿器，其对在所述正交调制器中产生的正交调制误差予以纠正；正交解调器，其使用所述第二本地信号将所述调制信号解调成解调信号；第二补偿器，其对在所述正交解调器中产生的正交解调误差予以纠正；补偿控制器，其至少基于所述输入信号和所述解调信号之间的关系，获得第一设定值和第二设定值，所述第一设定值是要设定给所述第一补偿器的，而所述第二设定值是要设定给所述第二补偿器的，所述计算机程序产品包括：软件指令，用于使所述计算机系统执行预定的操作；计算机可读介质，其存储了所述软件指令；其中，所述预定的操作包括：给出第一相位差，作为所述第一相位和所述第二相位之间的相位差；当所述相位差是所述第一相位差时，获取所述输入信号和所述解调信号；给出第二相位差，作为所述相位差，所述第二相位差不同于所述第一相位差；当所述相位差是所述第二相位差时，获取所述输入信号和所述解调信号；至少基于以下二者计算所述第一设定值和所述第二设定值：(1)当所述相位差是所述第一相位差时，所述输入信号和所述解调信号，(2)当所述相位差是所述第二相位差时，所述输入信号和所述解调信号；给所述第一补偿器设定所述第一设定值，并给所述第二补偿器设定所述第二设定值。

优选情况下，所述计算步骤使用以下二者计算所述第一设定值和所述第二设定值：(1)所述输入信号，(2)所述第二补偿器输出的输出信号。

附图说明

下面结合附图对实施例进行详细描述，其中：

图1的框图示出了通信设备；

图2的框图示出了正交调制器误差补偿部分；

图3的框图示出了正交解调器误差补偿部分；

图4的框图示出了正交误差估计部分；

图5A至5D示出了当正交调制器和正交解调器的相位未旋转时的坐标点；

图6A至6D示出了当正交调制器和正交解调器的相位旋转了90度时的坐标点；

图7A至7F示出了当正交调制器和正交解调器为理想时的符号点；

图8A至8F示出了当正交调制器有DC偏移时的符号点；

图9A至9F示出了当正交解调器有DC偏移时的符号点；

图10A至10F示出了当正交调制器和正交解调器均有DC偏移时的符号点；

图11A至11F示出了当正交调制器有增益误差时的符号点；

图12A至12F示出了当正交解调器有增益误差时的符号点；

图13A至13F示出了当正交调制器有相位误差时的符号点；

图14A至14F示出了当正交解调器有相位误差时的符号点；

图15示出了正交调制器的计算模型；

图16示出了正交解调器的计算模型；

图17示出了当正交调制器的输出不旋转但输入到正交解调器时的计算模型；

图18示出了当移相器旋转IQ平面时的计算模型；

图19示出了当等同于正交调制器和正交解调器均没有相位误差和DC偏移并在图17的计算模型中设定G＝1时的计算模型；

图20示出了当移相器220的相位偏移被设为0度和90度时的计算模型；

图21示出了正交误差估计部分的参数计算模型；

图22的流程图用于说明模型求解的示例；

图23示出了根据模型求解示例的采样之间的关系；

图24的表列出了参数估计的设定值的示例；

图25A和25B的图表列出了参数(增益误差)收敛的情形；

图26A和26B的图表列出了参数(相位误差)收敛的情形；

图27A和27B的图表列出了参数(Ich DC偏移)收敛的情形；

图28A和28B的图表列出了参数(Qch DC偏移)收敛的情形；

图29的图表列出了参数(QMOD增益)收敛的情形；

图30的表列出了各参数的收敛值的示例；

图31的表列出了相位角φ的多个划分数D和收敛特性之间的关系；

图32的图表列出了当一个相位偏移量为0度时另一个相位偏移量和残留误差之间的关系；

图33的图表列出了当一个相位偏移量为45度时另一个相位偏移量和残留误差之间的关系；

图34的图表列出了两种随机数的概率分布；

图35的框图示出了DPD；以及

图36的框图示出了正交调制器误差补偿部分的一个变型。

具体实施方式

下面将参照附图详细描述实施例。

图1的框图示出了根据本实施例的通信设备100。

现在将对被划分成模拟部分200和数字部分400的通信设备100的结构进行描述。

模拟部分200包括DAC(数模转换器)201和202、LPF(低通滤波器)203和204、混频器205和206、移相器207以及PA(功率放大器)208。后面将这些统称为发射系统电路600。

模拟部分200包括混频器213和214、移相器212、LPF 215和216以及ADC(模数转换器)217和218。后面将这些统称为接收系统电路800。

模拟部分200包括天线209、开关210和211以及耦合器222。后面将这些统称为天线共享部分300。

模拟部分200包括移相器220、DAC 221以及LO(本地信号振荡器)219。后面将这些统称为LO部分500。

数字正交基带信号I₀和Q₀由数字部分400进行处理，并作为I₂和Q₂分别提供给DAC 201和202。

DAC 201将I₂转换成模拟信号，并通过LPF 203将其提供给混频器205。此外，DAC 202将Q₂转换成模拟信号，并通过LPF 204将其提供给混频器206。

混频器205使用从LO 219输出的信号LO0对转换成模拟信号的I₂进行调制。此外，混频器206使用由移相器207相移了90度的信号LO1对转换成模拟信号的Q₂进行调制。在本实施例中，正交调制器230是由混频器205和206以及移相器207组成的。

PA 208将要从混频器205输出的I₃和要从混频器206输出的Q₃的相加信号进行放大，并输出放大后的调制信号。

如果需要的话，可以在正交调制器230的输出端和PA 208之间插入放大器、衰减器和滤波器，这里未显示。此外，它们可以是可变放大器或可变衰减器。另外，如果需要的话，可以在PA 208的输出端插入滤波器或绝缘体。此外，PA208可以采用所谓的前馈类型或预失真类型的线性化电路。此外，PA208可以具有任何操作类型，此外，可以采用诸如Doherty放大器或EER之类的特定结构。

开关210将天线209和发射系统电路600连接/断开。此外，开关210将天线209和与接收系统电路800相连的开关211连接/断开。

开关211连接/断开将通过耦合器222的PA 208的输出的一部分分叉的路径和接收系统电路800。此外，开关211还连接/断开开关210和接收系统电路800。后面将开关210把天线209连接到发射系统电路600的情形称为发射模式，后面将开关210和211把天线209和接收系统电路800连接起来的情形称为接收模式，并且，后面将开关211把通过耦合器222从PA 208分支出来的信号和接收系统电路800连接起来的情形称为误差估计模式。可以同时利用误差估计模式和发射模式，而发射模式和接收模式是相互排斥的。此外，接收模式和误差估计模式也是相互排斥的。

天线共享部分300可以具有不存在接收模式的结构(也就是说，开关210和开关211均不存在)。此外，如果需要的话，实际的系统可以具有引入滤波器的结构，以抑制从天线209发出的不必要电波的输入/输出，这在图1中未显示。此外，也可以采用引入滤波器的结构，从而在误差估计模式下降低发往接收系统电路800的多余波的卷绕(wraparound)。

DAC 221将从控制部分405(下面将对其进行描述)输出的相位控制数字信号转换成模拟信号，并将该模拟信号提供给移相器220。

移相器220对从LO 219输出的LO信号执行与从DAC 221提供来的模拟信号相对应的相位偏移。换句话说，LO 219和移相器220组成本地信号发生部分，其用于生成相位相互偏移的两个本地信号。将从移相器220输出的信号称为LO2。

混频器213和214分别输入由天线209在接收模式下接收的接收信号和PA 208在误差估计模式下输出的放大后的调制信号。混频器213输出信号I₄，信号I₄是通过使用从移相器220输出的LO2对接收信号或放大后的信号进行解调而获得的。此外，混频器214输出信号Q₄，信号Q₄是通过使用作为从移相器220输出的信号并还由移相器212相位偏移了90度的LO3而通过解调接收信号和放大后的调制信号所获得的信号Q₄。在本实施例中，混频器213和214以及移相器212组成正交解调器240。

ADC 217将通过LPF 215剔除了多余频率分量的I₄转换成数字信号，并将该数字信号提供给数字部分400。此外，ADC 218将通过LPF 216剔除了多余频率分量的Q₄转换成数字信号，并将该数字信号提供给数字部分400。

如果需要的话，可以将滤波器、放大器或衰减器引入到开关211和正交解调器240之间，这里未显示。显而易见的是，可以提供可变滤波器、可变放大器或可变衰减器。

数字部分400包括DPD(数字预失真器：非线性失真补偿部分)401、正交调制器误差补偿部分402和正交解调器误差补偿部分404、正交误差估计部分403、控制部分405、发射信号生成部分406和接收信号处理部分407。

DPD 401输出通过对正交基带信号I₀和Q₀执行非线性失真补偿所获得的I₁和Q₁。下面将描述结构和操作。

正交调制器误差补偿部分402和正交解调器误差补偿部分404对输入的基带正交数字信号的正交特性(幅度误差、相位偏移误差和DC偏移)进行纠正。更具体地说，正交调制器误差补偿部分402和正交解调器误差补偿部分404输出具有I和Q分量的信号，其具有的幅度、相位和DC偏移按照输入的基带正交数字信号的两分量而得到纠正。根据在误差估计模式下检测到的正交误差而获得并设定正交调制器误差补偿部分402和正交解调器误差补偿部分404之间的关系。

正交误差估计部分403在与正交调制器误差补偿部分402的计算模型相对应的误差估计模式下获取要设给正交调制器误差补偿部分402的各种参数。下面将描述更加详细的结构。

控制部分405用于执行序列控制，下面将参照流程图和各种计算对其进行描述。

发射信号生成部分406根据待发送数据生成正交基带信号I₀和Q₀。在本实施例中，以与发射系统相对应的符号速率更新待发送数据。相应的正交数字信号的更新速率在I₀和Q₀、I₁和Q₁、I₂和Q₂、I₄和Q₄以及I₅和Q₅之间不需要相互一致，此外，但是，系统通常将DAC201和202以及ADC 217和218设定成具有一倍、两倍、四倍、八倍和十六倍的有益关系。在转换速率的情况下，需要插值滤波器和诸如抽取之类的处理。但是，该操作不影响本发明实施例的优点。因此，在本实施例中，假设数字信号的所有更新速率相互一致。此外，为了方便起见，将更新速率称为符号速率，而不是OFDM中的OFDM符号速率，但是等效于与FFT点相对应的采样速率。此外，假设在误差估计模式下使用四种类型的符号码型。接收信号处理部分407用于根据在接收模式下输入的数据重新生成信息。

优选的是，例如，正交调制器误差补偿部分402应当具有在应用的图2中描述的结构。更具体地说，正交调制器误差补偿部分402包括加法器501、502、503和504以及放大器505、506、507和508。

放大器505以控制部分405控制的放大因子g11放大输入I₁，并输出信号。放大器506以控制部分405控制的放大因子g22放大输入Q₁，并输出信号。放大器507以控制部分405控制的放大因子g12放大输入Q₁，并输出信号。放大器508以控制部分405控制的放大因子g21放大输入I₁，并输出信号。加法器503将放大器505的输出和放大器507的输出相加，并输出因此获得的信号。加法器504将放大器506的输出和放大器508的输出相加，并输出信号。加法器501将从加法器503输出的信号和由控制部分405控制的DC偏移控制电压IDC1相加，并输出I₂。加法器502将从加法器504输出的信号和由控制部分405控制的DC偏移控制电压IDC1相加，并输出Q₂。

优选的是，例如，正交解调器误差补偿部分404应当具有图3所示的结构。更具体地说，正交解调器误差补偿部分404使用与正交调制器误差补偿部分402相同的结构，并且，取代I₁和Q₁而输入I₄和Q₄。此外，取代I₂和Q₂而输出I₅和Q₅。此外，DC偏移控制电压IDC1和QDC2以及相应的放大器705、707、708和706的放大因子h₁₁、h₁₂、h₂₁和h₂₂由控制部分405控制。虽然在所描述的结构中DC偏移分量的相加位置在正交调制器误差补偿部分402和正交解调器误差补偿部分404之间改变，但这是为了计算方便而采用的，并且，不需要总是颠倒次序。

优选的是，例如，正交误差估计部分403应当具有在图4中描述的结构。更具体地说，正交误差估计部分403包括延时估计部分601、延时补偿部分602和参数计算部分603。

作为一种估计方法，可以提议在采样速率和存储处理(突发处理)之后的串行处理或连续处理方法(流处理)或它们的中间处理方法。通常，正交调制器和正交解调器的误差补偿不需要在采样速率之后进行处理。因此，在本实施例中将给出对突发处理的描述。

在突发处理的情况下，从正交调制器误差补偿部分402输出的I₂和Q₂经过对应于预定采样数的采样处理。同样，输入到正交解调器误差补偿部分404的I₄和Q₄经过对应于预定采样数的采样处理。

基于经过采样的数据之间的相关性，延时估计部分601估计复信号I₄和Q₄相对于复信号I₂和Q₂的延时。

延时补偿部分602根据经过采样的I₂和Q₂与I₄和Q₄之间的相关性获得两种复信号之间的延时。此外，延时补偿部分602将由延时估计部分601采样的I₂和Q₂延迟由延时估计部分601估计的延时，并将其提供给参数计算部分603。对于延迟方法，通过能够执行流处理的移位寄存器的延迟和插入的方法和通过由突发处理执行的FFT的相位偏移旋转的方法是已知的。

延时估计部分601和延时补偿部分602也可以同时补偿正交调制器230和正交解调器240的IQ平面的旋转。这种处理用于执行纠正，这样，当移相器220的相位偏移量被设为零时，正交调制器230的IQ平面与正交解调器240的IQ平面平行，并且，这种处理是由下面的事实引起的，即，从LO 219到正交调制器230的信号线长度的电长度与到包括移相器220的正交解调器240的电长度不同。该处理可以可选地用于减小参数计算部分603的计算复杂度。

虽然在该示例中将时间设给作为接收信号的I₄和Q₄，但是，也可以在延时补偿部分602中将I₄和Q₄的时间设定成早于I₂和Q₂。将其任一个可选地设定为参考。

参数计算部分603将时间已纠正过的I₄和Q₄以及I₂和Q₂输入，并根据它们对要设给正交调制器误差补偿部分402和正交解调器误差补偿部分404的参数进行计算。下面将描述对在参数计算部分603中的参数进行计算的方法。

现在将描述通过使用在图1中所示的通信设备100中的移相器220来估计正交调制器230和正交解调器240之间的误差的原理。

将参照图5A至5D和图6A至6D描述估计原理。在该示例中，假设正交调制器和正交解调器的误差具有相互偏移的值。

在图1中，正交调制器230和正交解调器240具有串行连接的关系。因此，将考虑这样一种模型，即，正交调制器和正交解调器直接相互连接。

在图5A中，在IQ平面上映射出QPSK的四个符号点。在有误差的正交调制器中，IQ平面上的网格点向图5B的箭头所示的方向移动。因此，四个符号点也移动。将处于这种状态下的信号输入到正交解调器。假设如IQ平面上的箭头所示产生正交解调器的误差，四个符号点也向它们原始被映射出的位置移动(图5C)。如果在直接相互耦合的正交调制器和正交解调器中观测到输入到正交调制器的映射信息(基带信号)和正交解调器的输出端的有关映射信息(基带信号)，则存在可能忽略误差的可能性，如果两种误差具有偏移关系的话。

另一方面，图6A至6D示出了移相器220通过在提供给正交调制器的LO信号和提供给正交解调器的LO信号之间提供相位差的方法而旋转正交解调器的IQ平面的情形。在图6A至6D中，执行90度的旋转。当移相器执行90度旋转时，正交解调器的输出的符号点位置的移动明显不同于不执行相位旋转的情形。因此，可以确认出有在图5A至5D所示的情形下偏移并忽略的误差。根据本实施例，可以辨别误差是产生在调制器端还是解调器端，并可以基于映射在这些符号点上的相位旋转依赖性而将误差分离。现在将参照表示该情形的附图而给出描述。

图7A至7F示出了当使用理想的正交调制器和理想的正交解调器时所观测到的四个符号点(0.5，0)、(0，0.5)、(-0.5，0)和(0，-0.5)的情形。

图7F的表给出了正交误差的设定值，以及，图7A示出了当执行16QAM的映射时正交调制器的输出端的情形的示例，并且，对于直观地理解正交调制器的IQ平面的失真是补充性的。图7B示出了输入到正交调制器的数字部分的映射。图7C示出了输入到正交解调器的正交调制器的输出和移相器220给予IQ平面的旋转的情形。图7D示出了正交解调器的输出。并且，图7E示出了在数字部分中的IQ平面上反向旋转正交解调器的输出的情形。此外，对于各图的相位旋转画出了0度、30度、60度和90度的四个相位旋转位置。

在数字部分中映射的值显示在图7B中的正交调制器的输入中。如果正交解调器没有失真，则如图7C所示获得从IQ平面被旋转的正交解调器看到的映射。当接收到正交解调器的误差时，接下来，导致的情形如图7D所示。与数字部分中的IQ平面的相位偏移相对应地反向旋转从正交解调器输出的映射，则导致的情形如图7E所示。更具体地说，当正交解调器的IQ平面旋转了φ时，则数字部分中的φ的返回观测到图7E的情形。

在该示例中，正交调制器和正交解调器均没有误差。因此，四个符号点均围绕正方形情形中的原点每隔30度进行旋转。

图8A至8F示出了正交调制器有DC偏移的情形。对于在数字部分中的映射，将图8A中的正交调制器的输出映射到原点被移动到(0.1，0.2)的位置。在这种情形下，对IQ平面进行旋转。因此，当符号点的原点旋转了90度时，执行向(-0.2，0.1)的移动。在这一示例中，图8B中的正交调制器的输入没有误差，并且，图8E中的正交解调器的IQ平面没有失真。因此，图8D中的正交解调器的输出与图8C中的正交调制器的输出相同。此外，当在数字部分中执行向相反方向的旋转时，执行向所有符号点重叠位置的返回，这与图8A中的正交调制器的输出一致。如果正交解调器没有误差，则图8E中的正交解调器的输出与图8A中的正交调制器的输出一致。

图9A至9F示出了当正交解调器有DC偏移时的情形。这里，有意地将正交解调器的DC偏移设定成在图8A至8F中所示的正交调制器的DC偏移的偏移值。在这种情况下，正交调制器没有误差。因此，对于图9C中的正交调制器的输出，绕着原点每隔30度旋转正方形。这一点与图8A至8F不同。在图8A至8F中，正交解调器没有误差。因此，图9C中的正交调制器的输出与图9D中的正交解调器的输出相同。但是，正交解调器在图9A至9F中有误差。因此，图9C中的正交调制器的输出与图9D的正交解调器的输出不同。该差异是正交解调器的误差本身。在图9A至9F中，图9C中的正交调制器的输出的旋转中心移向作为DC偏移的设定值本身的(-0.1，-0.2)。此外，如果在正交解调器端产生误差，则映射图被扭曲，与对应于相位偏移量的图9E中的正交解调器的输出一样。在这种情况下，四个符号点之间的相对位置关系保持为正方形。但是，对应于相位偏移量而使原点改变。变化量等于DC偏移。

图10A至10F示出了当正交调制器和正交解调器均有DC偏移时的情形。如上所述，图10B中的正交调制器的输入和图10C中的正交调制器的输出之间的差异是由正交调制器的误差引起的，而图10C中的正交调制器的输出和图10D中的正交解调器的输出之间的差异是由正交解调器的误差引起的。在附图中，图10C中的正交调制器的输出中的所有符号点和图10D中的正交解调器的输出中所有符号点平行移动了(-0.1，-0.2)。因此，显然的是，正交解调器的DC偏移为(-0.1，-0.2)。此外，参照图10B中的正交调制器的输入和图10C中的正交调制器的输出，通过旋转移动原点。当可以观测到移动时，可以基于图10D中的正交解调器的输出和图10E中的正交解调器的输出做出判决。在图10E中的正交解调器的输出上出现的相位偏移量依赖性为正交解调器的误差本身，并且，不取决于相位偏移量的分量为正交调制器的误差。

图11A至11F示出了当正交调制器有增益误差时的情形。由于增益误差，图11A中的正交调制器的输出的映射扩展成矩形。在图11E的正交解调器的输出中产生该情形。

同样，图12A至12F示出了当正交解调器有增益误差时的情形。参照图12F中的正交解调器的输出，所观测到的符号点之间的相对位置关系将根据IQ平面的旋转量而改变并扭曲。

图13A至13F示出了当正交调制器有相位误差时的情形。由于相位误差，图13A中的正交调制器的输出的映射将会变成菱形。在图13E的正交解调器的输出中产生该情形。

同样，图14A至14F示出了当正交解调器有相位误差时的情形。参照图14E中的正交解调器的输出，所观测到的符号点之间的相对位置关系将根据IQ平面的旋转量而改变并扭曲。

如上所述，通过相对于正交调制器的IQ平面而将正交解调器的IQ平面旋转可选的相位(也就是说，执行相位偏移)，可以根据相位偏移量观测到符号点的运动。现在将描述对该运动进行数学分析并对正交调制器的误差和正交解调器的误差执行分离的方法。

图15示出了正交调制器230的计算模型。正交调制器230的计算模型包括在从正交调制器230的输出到正交调制器240的路径上产生的增益。这用下面的方程式(1)表示。

$\left[\begin{array}{c}{M}_I\left(n\right)\\ M_Q\left(n\right)\end{array}\right]=G{\mathrm{\Ψ}}_m\·\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)+I_{\mathrm{DCm}}\\ S_Q\left(n\right)+Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right]---\left(1\right)$

图16示出了正交解调器240的计算模型。图15和16示出了正交调制器230和正交解调器240的计算模型的示例。通常，将计算模型模拟成与补偿器402和404对称，并对其进行选择，以使补偿参数可以由逆矩阵确定。

例如，优选的是，在补偿器和调制器的级联连接中不应当执行转换，从而补偿图15中的正交调制器的误差。

$\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]=G{\mathrm{\Ψ}}_m\·\left\{(\frac{1}{G}{\mathrm{\Ψ}}_m^{-1}+\left[\begin{array}{c}-I_{\mathrm{DCm}}\\ -Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCm}}\\ Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right]\right\}---\left(2\right)$

对于补偿器而言，通常使用能够执行计算的结构。对于解调器而言，同样使用相同的结构。图2和3中的补偿器是基于本思想的典型示例。

接下来，将对估计的基本原理给出描述。

不具有移相器220的普通结构可以用模型表示，在移相器中，相位偏移量在传输或误差估计期间改变以执行正交误差估计，在所述模型中，正交调制器的输出直接输入到正交解调器，如图17所示。在图17中，假设正交调制器和正交解调器的相位平面相互一致。因此，正交调制器(QMOD)的Ich输出输入到正交解调器(QDEMOD)的Ich，并且正交调制器(QMOD)的Qch输出输入到正交解调器(QDEMOD)的Qch。这可以用下面的方程式(3)表示。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]={\mathrm{\Ψ}}_d\·G\·{\mathrm{\Ψ}}_m\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)+I_{\mathrm{DCm}}\\ S_Q\left(n\right)+Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

另一方面，当移相器220执行IQ平面旋转时，计算模型可以用图18表示。正交调制器和正交解调器通过旋转矩阵Φ相连接，并用下面的方程式(4)表示。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]={\mathrm{\Ψ}}_d\·\mathrm{\Φ}\·G\·{\mathrm{\Ψ}}_m\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)+I_{\mathrm{DCm}}\\ S_Q\left(n\right)+Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

通常，矩阵不适用交换律。因此，将计算的次序存储起来。因此，可以分离正交调制器和正交解调器的误差。

首先，将对用于把正交调制器的增益误差和正交解调器的增益误差相分离的原理给出描述。

如果正交调制器和正交解调器既没有相位误差也没有DC偏移，并且，在图17的模型中设定成G＝1，则可以把图17绘制成图19。这可以用下面方程式(5)表示。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\Δ}{g}_d& 0\\ 0& \frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_d}\end{array}\right]\·1\·\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Δg}}_m& 0\\ 0& \frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_m}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]---\left(5\right)$

因此，可以获得下面两个方程式(6)。

$\left\{\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)={\mathrm{\Δg}}_d{\mathrm{\Δg}}_m{S}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_d}\frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_m}{S}_Q\left(n\right)\end{array}\right.---\left(6\right)$

但是，从方程式(6)显然可看出，正交调制器和正交解调器的增益误差采用乘积的形式。即使解了方程式(6)，也不能执行分离。为了将Δgd和Δgm相分离，需要Δgd与Δgm的比值。因此，可以考虑用移相器220将正交调制器和正交解调器的相位平面进行旋转。

图20示出了当把移相器220的相位设为0度和90度时的情形。假设与图19一样没有相位误差。针对在0度状态下对第n次采样的估计值和在90度状态下第p次采样之后的估计值，改变计算路径。这可以用下面的方程式(7)表示。

$\left\{\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)={\mathrm{\Δg}}_d{\mathrm{\Δg}}_m{S}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)=\frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_d}\frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_m}{S}_Q\left(n\right)\\ D_I(n+p)={\mathrm{\Δg}}_d\frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_m}{S}_Q(n+p)\\ D_Q(n+p)=\frac{1}{{\mathrm{\Δg}}_d}{\mathrm{\Δg}}_m{S}_I(n+p)\end{array}\right.---\left(7\right)$

因此，可以获得四个方程式(7)。在这种情况下，将路径重新置于正交解调器端，此外，将信号颠倒。因此，有必要使参数在正交调制器端和正交解调器端相互一致。在该示例中，正交调制器的误差和正交解调器的误差的乘积和比值均是一定的。因此，可以执行分离。

如果相位误差和幅度误差均不存在，则设定G＝1并且不施加相位旋转，可以从图19获得下面的方程式(8)。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]\·1\·\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCm}}\\ Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right]---\left(8\right)$

因此，可以获得下面两个方程式(9)。

$\left\{\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)=S_I\left(n\right)+I_{\mathrm{DCm}}+I_{\mathrm{DCd}}\\ D_Q\left(n\right)=S_Q\left(n\right)+I_{\mathrm{DCQ}}+I_{\mathrm{DCQ}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

当然，仅通过正交调制器和正交解调器两者的DC偏移值的相加结果是不可能将正交调制器端和正交解调器端上的DC偏移分离的。另一方面，如果移相器施加了相位旋转，则可以获得下面的方程式(10)。

$\left\{\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)=S_I\left(n\right)+I_{\mathrm{DCm}}+I_{\mathrm{DCd}}\\ D_Q\left(n\right)=S_Q\left(n\right)+I_{\mathrm{DCQ}}+I_{\mathrm{DCQ}}\\ D_I(n+p)=-S_Q(n+p)-Q_{\mathrm{DCm}}+I_{\mathrm{DCd}}\\ D_Q(n+p)=S_I(n+p)+I_{\mathrm{DCm}}+Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right.---\left(10\right)$

可以从四个方程式(10)获得四个DC偏移分量。这样，也可以通过施加相位旋转分离DC偏移。

如果DC偏移和增益误差均不存在并设定G＝1，则用下面方程式(11)进行建模。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\φ}\left(n\right)& -\sin \mathrm{\φ}\left(n\right)\\ \sin \mathrm{\φ}\left(n\right)& \cos \mathrm{\φ}\left(n\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]---\left(11\right)$

如果移相器不施加相位旋转，则获得下面的方程式(12)，因为φ＝0。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]---\left(12\right)$

因此，单位矩阵消失了，从而可以获得下面的方程式(13)。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_d& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\\ \sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]---\left(13\right)$

应用结合律，从而首先计算矩阵的内容，因此，可以获得下面的方程式(14)。

$\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]$ (14)

$=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m\end{array}\right]$

如果用求和的形式重新书写各元素三角函数的乘积，则可以获得下面的方程式(15)。

$\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m=\frac{1}{2}\{\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m)+\cos (\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$

$\sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m=\frac{1}{2}\{-\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$ (15)

$\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m=\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$

$\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m=\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$

各元素为(1，1)＝(2，2)和(1，2)＝(2，1)。如果将它们分别进行排列，则可以获得下面的方程式(16)。

$\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m$

$=\frac{1}{2}\{\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}+\frac{1}{2}\{-\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$

$=\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m\left)\right\}$

$=\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)$

$\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m$

$=\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}+\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$

$=\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m\left)\right\}$

$=\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)$

(16)

因此，要获得的矩阵的乘积如下面的方程式(17)。

$\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& \sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\\ \sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& \cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\end{array}\right]---\left(17\right)$

最后，可以获得下面方程式(18)作为计算模型。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& \sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\\ \sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& \cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]---\left(18\right)$

这可以用下面的方程式(19)表示。

$\left\{\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)=\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I\left(n\right)+\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)=\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I\left(n\right)+\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q\left(n\right)\end{array}\right.---\left(19\right)$

在方程式(19)中，正交调制器的误差和正交解调器的误差是以相加和相减的形式出现的。因此，根据它们的关系，存在一种错误的认识，即，可以根据它们的关系而将两种误差彼此分离。但是，显然的是，相位误差的相加构成了正弦函数，而其相减构成了余弦函数。正弦函数和余弦函数具有两个角度值，该角度值表示范围±π内的任意值。因此，不能指定相位误差的相加值和其相减值。如果余弦函数和正弦函数偶然地取值±1，那么，可以根据方程式(19)而将正交调制器和正交解调器的相位误差彼此分离。

因此，也将考虑如下情形，即，移相器获得的相位旋转量为φ＝π/2。可以用下面的方程式(20)表示该模型。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I(n+p)\\ D_Q(n+p)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I(n+p)\\ S_Q(n+p)\end{array}\right]---\left(20\right)$

通过应用结合律，首先对右边第二部分的旋转矩阵和右边第三部分的正交调制器的误差矩阵进行计算，可以获得下面的方程式(21)。

$\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}0\·\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m-1\·\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& 0\·\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m-1\·\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ 1\·\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m+0\·\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& 1\·\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m+0\·\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]---\left(21\right)$

$=\left[\begin{array}{cc}-\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& -\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]$

将此返回，从而获得下面的方程式(22)。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I(n+p)\\ D_Q(n+p)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& -\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I(n+p)\\ S_Q(n+p)\end{array}\right]---\left(22\right)$

与以上情形相同，首先执行矩阵的计算，如下面的方程式(23)所示。

$\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m& -\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]$ (23)

$=\left[\begin{array}{cc}-\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& -\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ -\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& -\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m+\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m\end{array}\right]$

各元素为(1，1)＝-(2，2)和(1，2)＝-(2，1)。因此，分别对其进行排列，从而可以获得下面的方程式(24)。

$\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m-\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m$

$=\frac{1}{2}\{\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}-\frac{1}{2}\{-\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$

$=\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)$

$=\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)$

$\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_m-\sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m$

$=\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}-\frac{1}{2}\{\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)+\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\}$

$=\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)-\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)$

$=-\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)---\left(24\right)$

因此，要计算的矩阵的乘积用下面的方程式(25)表示。

$\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d\\ \sin {\mathrm{\Δ\θ}}_d& \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-s{\mathrm{in\Δ\θ}}_m& -\cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m\\ \cos {\mathrm{\Δ\θ}}_m& s{\mathrm{in\Δ\θ}}_m\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& -\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\\ \cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& -\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\end{array}\right]---\left(25\right)$

因此，可以最终获得下面的方程式(26)。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I(n+p)\\ D_Q(n+p)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& -\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\\ \cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)& -\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_I(n+p)\\ S_Q(n+p)\end{array}\right]---\left(26\right)$

这可以用下面的方程式(27)表示。

$\left\{\begin{array}{c}{D}_I(n+p)=\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I(n+p)-\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q(n+p)\\ D_Q(n+p)=\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I(n+p)-\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q(n+p)\end{array}\right.---\left(27\right)$

加上在不执行相位旋转的以上情形时的两个方程式(19)，可以获得下面四个方程式(28)。

$\left\{\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)=\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I\left(n\right)+\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)=\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I\left(n\right)+\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q\left(n\right)\\ D_I(n+p)=\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I(n+p)-\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q(n+p)\\ D_Q(n+p)=\cos ({\mathrm{\Δ\θ}}_d+{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_I(n+p)-\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_d-{\mathrm{\Δ\θ}}_m)S_Q(n+p)\end{array}\right.---\left(28\right)$

此时，相位误差的和是用正弦函数和余弦函数表示的，并且，其差也是用余弦函数和正弦函数表示的。因此，满足正弦函数和余弦函数的相位误差的和或其差仅被限定到一个值。因此，可以将正交调制器端上的相位误差和正交解调器端上的相位误差分离开来。

如上所述，可以通过使用相位旋转方法将正交调制器和正交解调器中的增益误差、相位误差和DC偏移分离。虽然已经对相同类型的误差分别存在时的情形给出了描述，但即使当它们混合存在时，也可以执行这种分离。此外，也可以估计正交调制器和正交解调器的增益以及移相器的相位旋转量φ的误差。下面将对其进行描述。

如上所述，图18中的模型产生了用下面方程式(29)计算9个误差参数的问题，即Δgm、Δθm、I_DCm、Q_DCm、G、Δgd、Δθd、I_DCd和Q_DCd。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]={\mathrm{\Ψ}}_d\·\mathrm{\Φ}\left(n\right)\·G\·{\mathrm{\Ψ}}_m(\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCm}}\\ Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right]---\left(29\right)$

这是“多维非线性联立方程式的求解”或“多维优化”，并可以通过数值计算进行求解。通常，对于得到多维问题的答案是很困难的。在这一问题中，要获得的参数表示误差。因此，答案的真值可能是近乎猜想的，并可以给出可以是初值的值，也就是没有误差的值。

在文件″William H.Press，Saul A.Teukolsky，William T.Vetterling，Brian P. Flannery，″Numerical Recipes in C″Cambridge University Press(1988)″、第9章(非线性联立方程式)和第10章(优化)中已经详细描述了这种问题的求解。

参照图21、22和23将描述使用随机数通过优化求解方程式(29)的示例。图21示出了参数计算模型，图22的流程图示出了模型求解，图23示出了依照流程图的符号点(其可以是采样点)之间的关系。

首先，通过随机数给出9个误差参数的初值(图22中的步骤101)。类似(homogeneous)随机数用作随机数。假设对于各参数将同类随机数的范围初始化。

通过使用随机数生成的临时参数，接下来，对于N个符号(如1024)求解下面的方程式(30)。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]={\mathrm{\Ψ}}_d\·\mathrm{\Φ}\left(n\right)\·G\·{\mathrm{\Ψ}}_m(\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCm}}\\ Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right]---\left(30\right)$

假设相位旋转量φ在1≤n≤512的前512个符号和513≤n≤1024的后512个符号中给出0度和90度。更具体地说，设定下面的方程式(31)。

$\left\{\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]={\mathrm{\Ψ}}_d\·\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]\·G\·{\mathrm{\Ψ}}_m(\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCm}}\\ Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right],(1\≤n\≤512)\\ \left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]={\mathrm{\Ψ}}_d\·\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]\·G\·{\mathrm{\Ψ}}_m(\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCm}}\\ Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right],(513\≤n\≤1024)\end{array}\right.---\left(31\right)$

首先，由图21中的信号源803(其对应于发射信号生成部分406)生成第n个符号的基带信号(图22中的步骤102)。通过DA转换器804(其对应于DAC 201和202)将基带信号输入到模拟部分801，并将其输入到正交调制器805(其对应于正交调制器230)，以作为补偿对象。

在图1中，从正交调制器230输出的信号通过PA 208输入到正交解调器240。此时，正交调制器230和正交解调器240对于第n个采样的相位平面的旋转φ是由移相器220施加的。在图21中，将这表示成旋转806。正交解调器807将施加了旋转的信号改变成基带信号，并通过AD转换器808(其对应于ADC 217和218)将其变成数字信号。

另一方面，在信号源803中生成的基带信号(对应于I₂和Q₂)和通过AD转换器808变换的数字基带信号(对应于I₄和Q₄)送入图1中的正交误差估计部分403。对延时进行估计和补偿，并且，将时间调整过的信号发送到参数计算部分603。在图4中的参数计算部分603中，图21所示的虚拟正交调制器809、虚拟旋转810和虚拟正交解调器811的串行连接路径的计算结果与实际正交调制器805、实际旋转806和实际正交解调器807的级联连接的测量结果进行比较，从而估计参数。对于虚拟路径的计算，使用方程式(31)。

在预定数量(N个)的符号(图22中的步骤103)和许多(D个)相位划分(图22中的步骤104)的观测结束的级中，估计方程式(31)(图22中的步骤107)。在图22的步骤106中，通过使用已确定的随机数819计算方程式(31)。改变相位旋转φ，从而由控制部分405每隔512个符号交替取D个值(例如，0度和90度的两个值)(图22中的步骤105)。

在方程式(31)中获得与I₂和Q₂相对应的对于SI(n)和SQ(n)的输出DI(n)和DQ(n)。例如，获得DI(n)和DQ(n)的1024个符号，并通过将时间加给I₄和Q₄获得I₄和Q₄的误差。如下计算误差。

$\mathrm{Err}\left(r\right)=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|(D_I\left(n\right)+j{D}_Q\left(n\right))-(I_4(n+\mathrm{\τ})+j{Q}_4(n+\mathrm{\τ}))|}^2---\left(32\right)$

在这种情况下，设定N＝1024。

对于另一参数集合，将相同的估计重复R次(例如，8192次)(图22中的步骤108)。

在对于R次的误差估计结束的级中，从Err(1)至Err(8192)中从最小的一个误差开始有序地选择16个误差，并对设定成Δgm、Δθm、I_DCm、Q_DCm、G、Δgd、Δθd、I_DCd和Q_DCd的9个随机数进行检查。

例如，如果Δgm在16个小误差中包括0.18dB至0.36dB的值，假设要获得的Δgm的解存在于这一范围内，并将下一个随机数设定范围限定在0.18dB至0.36dB。同样，参照其它参数，执行检查，以更新随机数设定范围。对于在这一级中的各参数的估计值(第M次)，在Err(1)至Err(8192)的误差为最小时，给出设定有随机数的值(图22中的步骤109)。将这一处理执行M次(例如，20次)(图22中的步骤110)，然后结束该处理。

图24的列表给出了参数估计的设定值。此外，图25A至29示出了各参数收敛的情形。在这些附图中，在三条线中，最高的线表示类似随机数的上限值，最低的线表示类似随机数的下限值，而中间的线表示估计值。此外，图30的列表示出了各参数的收敛值。根据它们，显然的是，9个误差参数可以可靠地收敛。

在本实施例中，将具有级联连接关系的正交调制器和正交解调器的IQ平面进行旋转，从而估计它们各自的误差。误差的估计产生方程式(32)。

虽然在本实施例中通过使用随机数的优化技术来求解方程式(29)，但这并不具有限制性，显然的是，可以通过任何方法求解多维非线性方程式。

此外，虽然在本实施例中每隔512个采样控制移相器，但可以估计误差，即使预先获得与R个随机数集合有关的N个采样和数据，然后控制移相器，以执行具有不同φ的相同处理。用于准备联立方程式(31)的次序是一个问题，并不需要对根据该次序而防止答案发生变化进行描述。

在本实施例中，将0度和90度的两种类型选为通过移相器220进行旋转的相位角。但是，不需要将限定值作为相位角。图31示出了通过模拟根据本实施例的相位角φ的多个划分数D和收敛特性之间的关系所获得的结果的示例。根据图31，显然的是，通过划分成两部分或多个部分而获得相同的收敛特性。

图32示出了当相位角φ的划分数被设定为D＝2且另一相位偏移量为0度时对于一个相位偏移量而有效选择哪一个角。

根据图32，显然的是，当对于第一相位偏移量相对执行±90度的偏移时，平方平均误差较小，且获得高收敛特性。但是，显然的是，用其它值执行收敛。±115度周围的区域是最容易收敛的。显然的是，实际区域包括排除0度±15度和180度±5度的宽泛区域。

图33示出了当相位角φ的划分数被设定为D＝2且另一相位偏移量为45度时有效地将哪一个角选择作为一个相位偏移量。与图32的示例相同，显然的是，第二相位角的有效角包括相对于第一相位角的±15度的区域和相对于第一相位角的±180度的区域。

该特性表示正交调制器和正交解调器(正交解调器实际上难以执行严格的管理)之间的相位并不需要限定到0度或90度的特定值。

在以上描述中，假设相位角φ被设定成具有严格控制的值。更具体地说，假设：如果控制部分405将相位角φ设定到45度，则移相器220将正交调制器230和正交解调器240的IQ平面的相位精确地偏移到45度。但是，需要这种校准的方法实际上不是优选的，而合乎需要的是，即使移相器220设定的IQ平面的相位角φ具有误差，也应当操作估计运算。

因此，如图21所示，误差参数Δφ(随机数820)也被设定到相位角φ。因此，在将相位角φ的误差与9个其它误差参数一起估计的同时，可以估计这9个其它误差参数。具体而言，即使±180的搜索范围被设定为Δφ，也可以执行收敛。这与多维非线性联立方程式(29)中增加一个未知数相对应。

这种特性是非常实用的。不必要执行移相器220的严格校准。因此，例如，不需要关注从本地信号源到正交调制器或正交解调器的电长度。此外，不需要关注电长度和移相器的控制电压的相位偏移量的线性问题。

虽然在以上描述中类似随机数可以用于随机数，但这也可以是高斯随机数。

图34示出了两种随机数的概率。在设定为搜索范围的最大和最小值之间生成类似随机数。因此，存在这样一个问题，即，如果真值离开该范围，则就不能执行收敛。

另一方面，高斯随机数可以通过将搜索范围设定为σ而以低概率对固定搜索范围的外界进行再搜索。因此，与类似随机数相比，该方法明显具有鲁棒性。收敛特性与类似随机数的并不完全不同。

因此，本实施例的优点并不限于多维非线性联立方程式的求解。

因此，可以可选地改变搜索范围。

虽然在该描述中忽略了在实际使用中产生的噪声，但还将给出抵抗噪声的计算模型。

用下面方程式(33)表示具有噪声的计算模型。

$\left[\begin{array}{c}{D}_I\left(n\right)\\ D_Q\left(n\right)\end{array}\right]={\mathrm{\Ψ}}_d\·\mathrm{\Φ}\left(n\right)\·G\·{\mathrm{\Ψ}}_m(\left[\begin{array}{c}{S}_I\left(n\right)\\ S_Q\left(n\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCm}}\\ Q_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DCd}}\\ Q_{\mathrm{DCd}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ξ}}_I\\ {\mathrm{\ξ}}_Q\end{array}\right]---\left(33\right)$

符号ξ表示载到各信道上的噪声。在存在波动的情况下，执行估计算法。

因此，估计值在噪声的影响下并不收敛到一个特定值或更小。例如，假设在M＝10次的估计中收敛结束。在这种情况下，可以进一步在11次和其后次中执行估计值平均处理而向真值执行收敛。

更具体地说，将11次和12次的估计值的平均值设在12次中，并将11、12和13次的估计值的平均值设在13次中。

通过重复处理，可以将参数收敛。

在以上描述中，未考虑PA 208的非线性特性。但是，在一些情况下，PA 208用在实际通信装置的非线性区域中。在这种情况下，为信号幅度提供一个门限，将比门限小的信号设定成方程式(29)和方程式(33)的计算目标，由此取消掉较大值。通过这种处理，可以减小PA 208的非线性影响。

举一个减小PA 208的非线性影响的例子，也可以提议与DPD 401组合使用。

在该方法中，交替执行DPD 401的估计操作和正交误差补偿的估计操作，并且，线性误差和非线性误差均收敛。此外，并不需要总是机械地和交替地操作这种关系，而是也可以独立进行操作。作为相应估计操作的触发的事件不需要是共同的，也可以是独立的。该事件包括计时器、计数器、温度的改变、发射功率的改变、发射频率的改变、PA 208输出功率的改变、PA 208输入功率的改变、PA 208的增益、正交调制器230的增益、正交调制器230的输出功率的改变、正交解调器240的输入功率的改变、正交解调器240的增益的改变、LO信号的功率的改变、LO信号的频率的改变、PLL的解锁、多载波中的发射信道的组合以及解调方法的改变。也可以根据接收数据和发射数据的内容生成一个事件。

在操作DPD 401的情况下，由DPD 401弥补PA208的非线性特性。因此，正交误差估计部分403将I₂和Q₂与I₄和Q₄进行比较，从而可以去除非线性特性。在这种情况下，将正交调制器误差补偿部分402插入在路径之间。因此，正交调制器误差补偿部分402的误差也得到补偿。观测到从补偿偏移的部分。

同样，正交误差估计部分403涉及I₅和Q₅的信号，因此，正交解调器240的误差也得到补偿。同样，观测到从补偿偏移的部分。

虽然DPD 401、发射信号生成部分406和接收信号处理部分407对于正交调制器230和正交解调器240的补偿不是不可缺少的，但将具体给出DPD 401的接收及操作的示例的描述。

如图35所示，DPD 401包括功率计算部分302、用于非线性失真补偿的LUT 304、非线性失真补偿部分306、非线性误差计算部分327和LUT更新部分329。

此外，为了描述方便起见，将指明其信号和路径。更具体地说，指明了用I₀和Q₀表示的正交基带信号301、由功率计算部分302计算的幅度值303、正交化的非线性失真补偿数据305、用I₁和Q₁表示的经过非线性失真补偿的正交基带信号307、用I₅和Q₅表示的返回正交基带信号323、对应于由非线性误差计算部分327计算的功率的非线性误差328以及用于更新的非线性失真补偿数据330，其被新写入到与LUT更新部分329的功率相对应的LUT地址。

下面将对DPD 401的各框中的发射模式下的操作进行描述。

首先，由功率计算部分302根据正交基带信号301计算发射信号的幅度值303。接下来，将计算出的发射信号的幅度值303成参照LUT304的地址来进行非线性失真补偿，从而获得非线性失真补偿数据305，该非线性失真补偿数据305是通过将具有与预先计算出的发射系统的非线性失真特性相反特性的非线性失真补偿数据进行正交化所获得的。

非线性失真补偿部分306对正交基带信号301和正交化的非线性失真补偿数据305进行复乘积，并将经过非线性失真补偿的正交基带信号307输出。

在误差估计模式下，返回正交基带信号323和正交基带信号301相互进行比较，从而根据正交基带信号301的幅度模拟发射系统电路600的非线性误差，此外，依照控制部分405给出的指令更新LUT304。

首先，在非线性误差计算部分327中估计在正交基带信号301和返回正交基带信号323之间生成的延迟，以纠正延迟。将经过延迟纠正的正交基带信号301和返回正交基带信号323同时进行复划分，从而在该时间点获得发射系统电路600的复增益。接下来，根据该时间点的正交基带信号301的幅度表示该复增益。将模拟的结果作为与幅度相对应的非线性误差328发送到LUT更新部分329。LUT更新部分329执行将幅度设定成地址的转换，此外，获得非线性误差328的反函数，以获得对应于其幅度(LUT地址)的复非线性失真补偿数据330。在不阻碍传输的时机依照控制部分405给出的指令执行LUT304的更新。

因此，可以在发射模式下执行具有高精度的非线性失真补偿。

显然的是，DPD 401的结构并不限于所述结构。例如，要由功率计算部分302计算的值并不限于幅度值，也可以计算发射信号的功率值。更具体地说，也可以采用将值设定为地址的结构，从而参照LUT304来进行非线性失真补偿，并且，将具有与预先计算出的发射系统的非线性失真特性相反特性的非线性失真补偿数据进行正交化来获得非线性失真补偿数据305。除了这些细节方面之外，本领域的普通技术人员应当理解到，可以使用能够纠正非线性的结构。

此外，在以上描述中，在时间基础上通过开关210将天线209的连接目的地切换到发射系统电路600或接收系统电路800。在这种情况下，可以将接收系统电路800用作反馈回路，以用于估计误差，如上所述。此外，显然的是，可以采用准备好了用于发射系统电路600和接收系统电路800的多个天线且不执行切换的结构。在接收分集类型的情况下，提供了两种接收系统电路800。在这种情况下，优选的是，一个系统应当可切换成连接至天线/从天线断开，因此应当用作反馈回路。

此外，在同时执行发送和接收的系统中，发射频率和接收频率彼此不同。在这种情况下，接收系统电路800不能作为反馈回路。因此，优选的是，向用于估计误差的反馈回路提供专用电路。

上面已经对直接转换类型的通信设备进行了描述，其中，正交调制器230和正交解调器240的LO信号的频率被设定成载波频率。但是，也可以在通信设备中使用用于将LO信号上变频或下变频成中频的外差方法。在这种情况下，优选的是，上变频器/下变频器应当共享LO信号的频率。一种方法用于通过DA转换器生成具有复共轭关系的两个IF信号，并使它们通过正交调制器，从而抑制镜频，其中，正交调制器也可以得到纠正。在这种情况下，将对还未经过复混频的基带信号进行比较。抑制镜频的方法对于接收来说也是有效的。同样在这种情况下，将用与上述相同的方式有效地应用正交解调器的误差补偿。

显然的是，正交调制器和正交解调器的结构并不限于根据本实施例将混频器和移相器组合的方式，也可以采用各种公知的结构。

要提供给正交调制器的本地信号和要提供给正交解调器的本地信号之间的相位差并不限于根据本实施例的结构，在本实施例中，要从本地信号源发送到正交调制器和正交解调器中之一的信号的相位发生了偏移。例如，也可以采用把要发送到正交调制器和正交解调器中另一个的信号的相位也偏移的结构和独立提供两个本地信号源以分别偏移两信号的结构。

例如，参照正交调制器误差纠正部分402，也可以采用加法器501将DC偏移控制电压加到通过放大器的信号上的结构。

例如，正交调制器误差补偿部分402可以具有图36所示的结构，从而提供加法器1701和1702、放大器1705和1706以及移相器1707和1708。加法器1701将要输入的I₁加到要由控制部分405控制的DC偏移控制电压IDC1上，并输出因此获得的信号。放大器1705以要由控制部分405控制的放大因子k放大从加法器1701输出的信号，并输出因此获得的信号。移相器1701将从放大器1705输出的信号的相位偏移要由控制部分405控制的相位偏移量η，并输出I₂。加法器1702将要输入的Q1加到要由控制部分405控制的DC偏移控制电压QDC1上，并输出因此获得的信号。放大器1706以要由控制部分405控制的放大因子k放大从加法器1702输出的信号，并输出因此获得的信号。移相器1708将从放大器1706输出的信号的相位偏移要由控制部分405控制的相位偏移量η，并输出Q₂。在这种情况下，下面的方程式(34)取代方程式(1)可以用于表示正交调制器的输入/输出关系的模型方程式。

$\left[\begin{array}{c}{I}_2\\ Q_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{k}_1\cos \mathrm{\η}& k_1\sin \mathrm{\η}\\ k_1\sin \mathrm{\η}& k_1\cos \mathrm{\η}\end{array}\right](\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ Q_1\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DC}1}\\ Q_{\mathrm{DC}1}\end{array}\right])---\left(34\right)$

通过对正交解调器使用相同的结构，下面的方程式(35)取代方程式(4)可以用于计算正交误差估计部分中的参数。

$\left[\begin{array}{cc}{k}_2\cos \mathrm{\η}& k_2\sin \mathrm{\η}\\ k_2\sin \mathrm{\η}& k_2\cos \mathrm{\η}\end{array}\right](\left[\begin{array}{cc}\cos \frac{\mathrm{\Φ}}{2}& \sin \frac{\mathrm{\Φ}}{2}\\ \sin \frac{\mathrm{\Φ}}{2}& \cos \frac{\mathrm{\Φ}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{k}_1\cos \mathrm{\η}& k_1\sin \mathrm{\η}\\ k_1\cos \mathrm{\η}& k_1\cos \mathrm{\η}\end{array}\right](\left[\begin{array}{c}{I}_1\\ Q_1\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DC}1}\\ Q_{\mathrm{DC}1}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DC}2}\\ Q_{\mathrm{DC}2}\end{array}\right])-\left[\begin{array}{c}{I}_5\\ Q_5\end{array}\right]=0---\left(35\right)$

在本实施例中，在16个LO相位差中执行采样，然后改变符号码型，这对于符号速率较低的情况而言是一种适当的技术。相反，在符号速率较高的情况下，优选的是，在四个符号码型中执行采样之后改变LO相位差。

将如上所述获得的正交调制器230的误差和正交解调器240的误差分别设定到正交调制器误差补偿部分402和正交解调器误差补偿部分404，并将正交误差偏移。

如上所述，正交调制器230的计算模型(图15)具有的结构与图2中的正交调制器误差补偿部分的结构相反。因此，将DC偏移量的符号颠倒成正交调制器的DC偏移量的符号，因此，将DC偏移量设定到正交调制器误差补偿部分402。此外，参照正交调制器230的幅度误差和相位误差，优选的是，应当获得矩阵Ψm的逆矩阵，并将其给予正交调制器误差补偿部分的矩阵g。

参照正交解调器240，通过相同的操作执行误差补偿。

因此，提供了具有与正交调制器230的计算模型(图15)相反结构的正交调制器误差补偿部分。因此，可以轻易地获得用于偏移误差的参数和控制其转换中的计算误差。正交解调器是相同的。

虽然在本实施例中提供了正交调制器和正交解调器具有相反结构的计算模型和补偿器，但是，也可以具有这样一种关系，其中，正交调制器端和正交解调器端具有相同的结构，或者，可以使用它们彼此完全不同的模型。能够更有效地或正确地将模拟部分的特性表示为补偿对象的模型可用于正交调制器的计算模型。此外，合乎需要的是，应当建立所述模型的数学反模型。

根据本发明的实施例，可以对正交调制器和正交解调器中的非线性和误差进行划分和补偿，即便采用的是DPD和正交误差补偿电路共享反馈系统的结构。

Claims (8)

1.一种通信设备，包括：

本地信号发生器，其生成具有第一相位的第一本地信号和具有第二相位的第二本地信号，所述第二相位不同于所述第一相位；

正交调制器，其使用所述第一本地信号将输入信号调制成调制信号；

第一补偿器，其对在所述正交调制器中产生的正交调制误差予以纠正；

正交解调器，其使用所述第二本地信号将所述调制信号解调成解调信号；

第二补偿器，其对在所述正交解调器中产生的正交解调误差予以纠正；以及

补偿控制器，其计算第一设定值和第二设定值，所述第一设定值是要设定给所述第一补偿器的，而所述第二设定值是要设定给所述第二补偿器的，所述计算基于以下三者：

(1)所述第一相位和所述第二相位之间的相位差；

(2)所述输入信号；以及

(3)所述解调信号，

其中，所述补偿控制器使用以下二者获得所述第一设定值和所述第二设定值：

当所述相位差是第一相位差时的所述输入信号和所述解调信号之间的关系；以及

当所述相位差是不同于所述第一相位差的第二相位差时的所述输入信号和所述解调信号之间的关系。

2.如权利要求1所述的设备，其中，所述第一相位差和所述第二相位差之间的差是90度。

3.如权利要求1所述的设备，其中，所述第一相位差和所述第二相位差之间的差处于15度到175度的范围内。

4.如权利要求1所述的设备，其中，所述第一相位差和所述第二相位差之间的差处于185度到345度的范围内。

5.如权利要求1所述的设备，其中，所述本地信号发生器包括：

基本本地信号发生器，其生成所述第一本地信号；以及

移相器，其通过对所述第一本地信号进行移相，生成所述第二本地信号。

6.如权利要求1所述的设备，还包括：

非线性失真补偿器，其根据所述第二补偿器输出的输出信号和第一原始信号，获得非线性失真补偿特性，并向所述第一补偿器提供第二原始信号，所述第二原始信号是用所述非线性补偿特性对所述第一原始信号进行非线性失真补偿而获得的；

其中，所述第一补偿器对所述第二原始信号进行正交纠错，以便输出所述输入信号。

7.一种计算在通信设备中用于进行正交误差补偿的设定值的方法，其中，所述通信设备用于：

使用具有第一相位的第一本地信号将输入信号调制成调制信号；

对通过所述调制产生的正交调制误差予以纠正；

使用具有第二相位的第二本地信号将所述调制信号解调成解调信号，所述第二相位不同于所述第一相位；以及

对通过解调产生的正交解调误差予以纠正；

所述方法包括：

当所述第一相位和所述第二相位之间的相位差被设为第一相位差时，获取所述输入信号和所述解调信号；

当所述相位差被设为不同于所述第一相位差的第二相位差时，获取所述输入信号和所述解调信号；

至少使用以下二者计算第一设定值和第二设定值：

(1)当所述相位差是所述第一相位差时的所述输入信号和所述解调信号，以及

(2)当所述相位差是所述第二相位差时的所述输入信号和所述解调信号；以及

设定用于纠正所述正交调制误差的所述第一设定值，并设定用于纠正所述正交解调误差的所述第二设定值。

8.如权利要求7所述的方法，其中，所述计算步骤包括使用以下二者计算所述第一设定值和所述第二设定值：

(1)所述输入信号，以及

(2)通过纠正所述正交解调误差输出的输出信号。

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