JP2001024715A - 振幅計算回路 - Google Patents
振幅計算回路Info
- Publication number
- JP2001024715A JP2001024715A JP11192473A JP19247399A JP2001024715A JP 2001024715 A JP2001024715 A JP 2001024715A JP 11192473 A JP11192473 A JP 11192473A JP 19247399 A JP19247399 A JP 19247399A JP 2001024715 A JP2001024715 A JP 2001024715A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- amplitude
- absolute value
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3294—Acting on the real and imaginary components of the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3233—Adaptive predistortion using lookup table, e.g. memory, RAM, ROM, LUT, to generate the predistortion
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 きわめて小さな回路規模及び消費電力で正確
な振幅の計算を行える振幅計算回路を提供する。 【解決手段】 入力されたＩ（同相成分），Ｑ（直交成
分）ベースバンド信号は絶対値回路１１１，１１２によ
ってそれぞれ正の値に変換され、入力ベクトルＶin,0と
なる。位相回転回路（Ｒ0 ）１０１は入力ベクトルＶ
in,0をθ0 ＝４５度時計方向に回転し、振幅を１／ｃｏ
ｓ（θ0 ）倍とし、出力ベクトルＶout,0 を出力する。
これを絶対値回路１１３で絶対値にすると、Ｘ軸に対し
て対称なベクトルＶin,1になる。以降、この操作を、位
相回転回路（Ｒ1 ）１０２，（Ｒ2 ）１０３，（Ｒ3 ）
１０４，（Ｒ4 ）１０５及び絶対値回路１１３〜１１６
で繰り返す。
な振幅の計算を行える振幅計算回路を提供する。 【解決手段】 入力されたＩ（同相成分），Ｑ（直交成
分）ベースバンド信号は絶対値回路１１１，１１２によ
ってそれぞれ正の値に変換され、入力ベクトルＶin,0と
なる。位相回転回路（Ｒ0 ）１０１は入力ベクトルＶ
in,0をθ0 ＝４５度時計方向に回転し、振幅を１／ｃｏ
ｓ（θ0 ）倍とし、出力ベクトルＶout,0 を出力する。
これを絶対値回路１１３で絶対値にすると、Ｘ軸に対し
て対称なベクトルＶin,1になる。以降、この操作を、位
相回転回路（Ｒ1 ）１０２，（Ｒ2 ）１０３，（Ｒ3 ）
１０４，（Ｒ4 ）１０５及び絶対値回路１１３〜１１６
で繰り返す。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は振幅計算回路に関
し、特に直交位相変調を用いた通信装置のベースバンド
（Ｉ信号とＱ信号）においてその振幅を正確に計算する
ための振幅計算回路（Ｔｈｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｃ
ａｌｃｕｌａｔｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ）に関する。
し、特に直交位相変調を用いた通信装置のベースバンド
（Ｉ信号とＱ信号）においてその振幅を正確に計算する
ための振幅計算回路（Ｔｈｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｃ
ａｌｃｕｌａｔｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、振幅計算回路においては、直交位
相変調を用いた通信装置のベースバンド［Ｉ（Ｉｎ−ｐ
ｈａｓｅ）信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓ
ｅ）信号］の振幅を正確に計算するものがある。この回
路においては、Ｉ，Ｑベースバンド信号から、 Ａ(t)＝｜Ｇ(t)｜ ＝√［Ｉ(t)2 ＋Ｑ(t)2 ］ ……（１） で表される振幅を正確に求めている。
相変調を用いた通信装置のベースバンド［Ｉ（Ｉｎ−ｐ
ｈａｓｅ）信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓ
ｅ）信号］の振幅を正確に計算するものがある。この回
路においては、Ｉ，Ｑベースバンド信号から、 Ａ(t)＝｜Ｇ(t)｜ ＝√［Ｉ(t)2 ＋Ｑ(t)2 ］ ……（１） で表される振幅を正確に求めている。
【０００３】ここで、Ａ(t) は直交変調波の振幅、ｔは
時間、Ｇ(t) は直交変調波、Ｉはキャリアと同相の位相
関係にある成分（すなわち同相成分）の振幅、Ｑはキャ
リアと直交する位相関係にある成分（すなわち直交成
分）の振幅である。上記の技術は直交位相変調方式の通
信システムにおいて今後重要なものになる。
時間、Ｇ(t) は直交変調波、Ｉはキャリアと同相の位相
関係にある成分（すなわち同相成分）の振幅、Ｑはキャ
リアと直交する位相関係にある成分（すなわち直交成
分）の振幅である。上記の技術は直交位相変調方式の通
信システムにおいて今後重要なものになる。
【０００４】例えば、受信したＩ，Ｑ信号から振幅を求
め、これを所定値と比較し、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉ
ｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を行うことが必要にな
る。従来は、Ｉ，Ｑ信号から振幅を簡単かつ高精度で導
き出す方法がなく、現在は、 Ａ’＝ｍａｘ（｜Ｉ｜，｜Ｑ｜）＋１／２・ｍｉｎ（｜Ｉ｜，｜Ｑ｜） ……（２） で表される近似値が使われている。これは正しい振幅に
比べて大きな誤差がある。
め、これを所定値と比較し、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉ
ｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を行うことが必要にな
る。従来は、Ｉ，Ｑ信号から振幅を簡単かつ高精度で導
き出す方法がなく、現在は、 Ａ’＝ｍａｘ（｜Ｉ｜，｜Ｑ｜）＋１／２・ｍｉｎ（｜Ｉ｜，｜Ｑ｜） ……（２） で表される近似値が使われている。これは正しい振幅に
比べて大きな誤差がある。
【０００５】また、送信側においてはベースバンド信号
から瞬間的な振幅が正確に計算できればその結果を用
い、振幅が大きい場合に送信パワーアンプのバイアス電
流を増やし、振幅が小さい場合に減らすという制御が可
能になる。この制御を行うことによって、平均的な消費
電流を保ったまま、振幅がピークの時の歪みを減らすこ
とができる。
から瞬間的な振幅が正確に計算できればその結果を用
い、振幅が大きい場合に送信パワーアンプのバイアス電
流を増やし、振幅が小さい場合に減らすという制御が可
能になる。この制御を行うことによって、平均的な消費
電流を保ったまま、振幅がピークの時の歪みを減らすこ
とができる。
【０００６】さらに、現在、送信アンプの効率化を達成
するため、リニアライザの一種のプレディストータが有
望である。プレディストータでは正確な振幅の計算が不
可欠である。この例を図１１に示す。
するため、リニアライザの一種のプレディストータが有
望である。プレディストータでは正確な振幅の計算が不
可欠である。この例を図１１に示す。
【０００７】図１１において、入力信号Ｓｒは送信キャ
リアの同相成分になるベースバンド信号Ｉｒと直交成分
になる信号Ｑｒとから構成されている。入力信号Ｓｒは
信号Ｉｒを実数部分、信号Ｑｒを虚数部分とする複素数
と考えることができる。
リアの同相成分になるベースバンド信号Ｉｒと直交成分
になる信号Ｑｒとから構成されている。入力信号Ｓｒは
信号Ｉｒを実数部分、信号Ｑｒを虚数部分とする複素数
と考えることができる。
【０００８】入力信号Ｓｒ、すなわち実数部分である信
号Ｉｒと虚数部分である信号Ｑｒとは複素乗算器（Ｃｏ
ｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）２０で、ＲＯＭ
（リードオンリメモリ）１４からの歪み補正データ（実
数部分がＲｅ、虚数部分がＩｍ）と複素乗算される。複
素乗算器２０は乗算器１〜４と加減算器５，６とからな
る。
号Ｉｒと虚数部分である信号Ｑｒとは複素乗算器（Ｃｏ
ｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）２０で、ＲＯＭ
（リードオンリメモリ）１４からの歪み補正データ（実
数部分がＲｅ、虚数部分がＩｍ）と複素乗算される。複
素乗算器２０は乗算器１〜４と加減算器５，６とからな
る。
【０００９】複素乗算器２０の出力は入力信号Ｓｒの振
幅と位相とを非線形アンプ（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ａｍ
ｐｌｉｆｉｅｒ）１１の特性が線形になるように補正し
た複素信号Ｓｐである。複素乗算の結果、複素信号Ｓｐ
は、 Ｓｐ＝Ｓｒ・ａ・ｅｘｐ（ｊθ） ……（３） と表される。ここで、ａは振幅補正値、θは位相補正値
である。
幅と位相とを非線形アンプ（Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ａｍ
ｐｌｉｆｉｅｒ）１１の特性が線形になるように補正し
た複素信号Ｓｐである。複素乗算の結果、複素信号Ｓｐ
は、 Ｓｐ＝Ｓｒ・ａ・ｅｘｐ（ｊθ） ……（３） と表される。ここで、ａは振幅補正値、θは位相補正値
である。
【００１０】これによって、補正データは、 Ｒｅ＝ａ・ｃｏｓ（θ） Ｉｍ＝ａ・ｓｉｎ（θ） ……（４） となる。複素信号Ｓｐは入力信号Ｓｒの振幅をａ倍し、
位相をθだけ回転した信号であり、実数部分Ｒｅと虚数
部分Ｉｍとを使って計算することができる。
位相をθだけ回転した信号であり、実数部分Ｒｅと虚数
部分Ｉｍとを使って計算することができる。
【００１１】複素信号Ｓｐの実数部をＩｐ、虚数部をＱ
ｐとすると、 Ｉｐ＝Ｒｅ・Ｉｒ−Ｉｍ・Ｑｒ Ｑｐ＝Ｒｅ・Ｑｒ＋Ｉｍ・Ｉｒ ……（５） と表される。これら実数部Ｉｐ、虚数部Ｑｐの信号はＤ
／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器（ＤＡＣ）７，８
でそれぞれアナログ信号に変換され、直交変調器（Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）９で高周波信
号に変換される。
ｐとすると、 Ｉｐ＝Ｒｅ・Ｉｒ−Ｉｍ・Ｑｒ Ｑｐ＝Ｒｅ・Ｑｒ＋Ｉｍ・Ｉｒ ……（５） と表される。これら実数部Ｉｐ、虚数部Ｑｐの信号はＤ
／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器（ＤＡＣ）７，８
でそれぞれアナログ信号に変換され、直交変調器（Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）９で高周波信
号に変換される。
【００１２】一方、振幅計算回路（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ
Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ）１５は入力信号Ｓｒの瞬間
的な振幅｜Ｓｒ｜を計算し、出力する。振幅｜Ｓｒ｜
は、 ｜Ｓｒ｜＝√［Ｉｒ2 ＋Ｑｒ2 ］ ……（６） と表される。この（６）式は（１）式と同じである。
Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ）１５は入力信号Ｓｒの瞬間
的な振幅｜Ｓｒ｜を計算し、出力する。振幅｜Ｓｒ｜
は、 ｜Ｓｒ｜＝√［Ｉｒ2 ＋Ｑｒ2 ］ ……（６） と表される。この（６）式は（１）式と同じである。
【００１３】一方、非線形アンプ１１の出力をカプラ１
２で分岐し、検波器（Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）１９で検波
し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８で平均送信振幅を
求めることができる。この信号をＡ／Ｄ（アナログ／デ
ィジタル）変換器（ＡＤＣ）１７でディジタル信号に変
換し、平均送信振幅とする。
２で分岐し、検波器（Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）１９で検波
し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１８で平均送信振幅を
求めることができる。この信号をＡ／Ｄ（アナログ／デ
ィジタル）変換器（ＡＤＣ）１７でディジタル信号に変
換し、平均送信振幅とする。
【００１４】上記の入力信号Ｓｒの瞬間的な振幅｜Ｓｒ
｜と平均送信振幅、これら２つの値が乗算器３０で乗算
される。その結果は、送信パワーの瞬間的な振幅を表す
ものであり、この値を歪み補償ＲＯＭ（Ｌｏｏｋ−ｕｐ
Ｔａｂｌｅ）１４のアドレス入力として使う。
｜と平均送信振幅、これら２つの値が乗算器３０で乗算
される。その結果は、送信パワーの瞬間的な振幅を表す
ものであり、この値を歪み補償ＲＯＭ（Ｌｏｏｋ−ｕｐ
Ｔａｂｌｅ）１４のアドレス入力として使う。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の振幅計
算回路では、非常に正確に振幅を計算する必要があり、
これを実現するためにＩ，Ｑ信号の値をアドレスにして
ＲＯＭテーブルから振幅を読出す方法が用いられてい
る。
算回路では、非常に正確に振幅を計算する必要があり、
これを実現するためにＩ，Ｑ信号の値をアドレスにして
ＲＯＭテーブルから振幅を読出す方法が用いられてい
る。
【００１６】この方法については、“Ｑｕａｎｔｉｚａ
ｔｉｏｎ Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ
ｏｆ ａ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏ
ｎＬｉｎｅａｒｉｚｅｒｆｏｒ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａ
ｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”（Ｓｕｎｄｓｔｒｏｍ，Ｌ．；Ｆ
ａｕｌｋｎｅｒ，Ｍ．；Ｊｏｈａｎｓｅｎ，Ｍ．Ｖｅｈ
ｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＩＥＥＥ Ｔｒ
ａｎｓ．，Ｖｏｌ．４５ ４，Ｐａｇｅ ７０７−７１
９）に開示されている。
ｔｉｏｎ Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ
ｏｆ ａ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏ
ｎＬｉｎｅａｒｉｚｅｒｆｏｒ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａ
ｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”（Ｓｕｎｄｓｔｒｏｍ，Ｌ．；Ｆ
ａｕｌｋｎｅｒ，Ｍ．；Ｊｏｈａｎｓｅｎ，Ｍ．Ｖｅｈ
ｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＩＥＥＥ Ｔｒ
ａｎｓ．，Ｖｏｌ．４５ ４，Ｐａｇｅ ７０７−７１
９）に開示されている。
【００１７】しかしながら、このような方法では正確な
振幅を求めるために極めて大容量のＲＯＭが必要にな
り、これが最大の問題になっている。上記のように、直
交位相変調方式の通信装置では送信側、受信側を問わ
ず、Ｉ，Ｑベースバンド信号から正確な振幅を計算する
ことが大きな課題となっている。
振幅を求めるために極めて大容量のＲＯＭが必要にな
り、これが最大の問題になっている。上記のように、直
交位相変調方式の通信装置では送信側、受信側を問わ
ず、Ｉ，Ｑベースバンド信号から正確な振幅を計算する
ことが大きな課題となっている。
【００１８】そこで、本発明の目的は上記の問題点を解
消し、きわめて小さな回路規模及び消費電力で正確な振
幅の計算を行うことができる振幅計算回路を提供するこ
とにある。
消し、きわめて小さな回路規模及び消費電力で正確な振
幅の計算を行うことができる振幅計算回路を提供するこ
とにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明による振幅計算回
路は、一対のベースバンド信号を入力して各々の絶対値
を計算する絶対値計算回路と、前記絶対値を２次元ベク
トルの成分として入力して前記２次元ベクトルに所定の
回転角の回転を加えたベクトルの成分を出力する位相回
転回路とを有し、前記絶対値計算回路及び位相回転回路
を１組とした回路を縦続接続し、最前段の入力信号にそ
れぞれベースバンド信号を入力して最終段の位相回転回
路の出力を振幅計算結果として出力するようにしてい
る。
路は、一対のベースバンド信号を入力して各々の絶対値
を計算する絶対値計算回路と、前記絶対値を２次元ベク
トルの成分として入力して前記２次元ベクトルに所定の
回転角の回転を加えたベクトルの成分を出力する位相回
転回路とを有し、前記絶対値計算回路及び位相回転回路
を１組とした回路を縦続接続し、最前段の入力信号にそ
れぞれベースバンド信号を入力して最終段の位相回転回
路の出力を振幅計算結果として出力するようにしてい
る。
【００２０】すなわち、本発明の振幅計算回路は、Ｉ，
Ｑベースバンド信号を直交位相変調して生成した高周波
信号を送信する無線送信装置、または受信高周波信号を
直交復調してＩ，Ｑベースバンド信号を再生する無線受
信装置において、Ｉ，Ｑベースバンド信号の値から高周
波信号の振幅を演算して計算する回路に関する。
Ｑベースバンド信号を直交位相変調して生成した高周波
信号を送信する無線送信装置、または受信高周波信号を
直交復調してＩ，Ｑベースバンド信号を再生する無線受
信装置において、Ｉ，Ｑベースバンド信号の値から高周
波信号の振幅を演算して計算する回路に関する。
【００２１】本発明の振幅計算回路はディジタル信号処
理回路であり、入力信号であるＩ（同相成分）信号、Ｑ
信号（直交成分）信号も、ディジタルベースバンド信号
である。これらのディジタルベースバンド信号は無線送
信装置においてＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換を
行う前のディジタル信号であり、無線受信装置において
受信したアナログベースバンド信号をＡ／Ｄ（アナログ
／ディジタル）変換した後のディジタル信号である。
理回路であり、入力信号であるＩ（同相成分）信号、Ｑ
信号（直交成分）信号も、ディジタルベースバンド信号
である。これらのディジタルベースバンド信号は無線送
信装置においてＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換を
行う前のディジタル信号であり、無線受信装置において
受信したアナログベースバンド信号をＡ／Ｄ（アナログ
／ディジタル）変換した後のディジタル信号である。
【００２２】本発明の振幅計算回路において、直交位相
変調波のベースバンド信号は、Ｉ信号とＱ信号との２種
類の信号である。直交変調波Ｇ(t) はこれらＩ，Ｑ信号
を用いると、 Ｇ(t) ＝Ｉ(t) ・ｃｏｓ（２πｆｃ・ｔ） −Ｑ(t) ・ｓｉｎ（２πｆｃ・ｔ） ……（７） で表される。ｔは時間でありｆｃはキャリアの周波数で
ある。
変調波のベースバンド信号は、Ｉ信号とＱ信号との２種
類の信号である。直交変調波Ｇ(t) はこれらＩ，Ｑ信号
を用いると、 Ｇ(t) ＝Ｉ(t) ・ｃｏｓ（２πｆｃ・ｔ） −Ｑ(t) ・ｓｉｎ（２πｆｃ・ｔ） ……（７） で表される。ｔは時間でありｆｃはキャリアの周波数で
ある。
【００２３】キャリアＦ(t) を、 Ｆ(t) ＝ｐ・ｃｏｓ（２πｆｃ・ｔ） ……（８） と表すと、Ｉはキャリアと同相の位相関係にある成分
（すなわち同相成分）の振幅であり、Ｑはキャリアと直
交する位相関係にある成分（すなわち直交成分）の振幅
である。
（すなわち同相成分）の振幅であり、Ｑはキャリアと直
交する位相関係にある成分（すなわち直交成分）の振幅
である。
【００２４】（６）式より直交変調波の振幅Ａ(t) は上
記の（１）式となる。実際は無線回路やＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ
変換器等の利得によって（１）式の値を定数倍したもの
になるが、ここでは一般性を失うことなく、（１）式で
計算されるものと定義することができる。
記の（１）式となる。実際は無線回路やＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ
変換器等の利得によって（１）式の値を定数倍したもの
になるが、ここでは一般性を失うことなく、（１）式で
計算されるものと定義することができる。
【００２５】本発明は直交変調波の振幅Ａ(t)に比例し
た値を、Ｉ信号とＱ信号とから簡単に求める回路の構成
方法を提供するのが目的である。この目的を達成するた
めに、本発明の第１の振幅計算回路はｋを０からＮの整
数とする時、一対のベースバンド信号Ｘk ，Ｙk を入力
し、各々の絶対値｜Ｘk ｜，｜Ｙk ｜を計算する絶対値
計算回路をＡk と表し、ベースバンド信号の絶対値｜Ｘ
k ｜、｜Ｙk ｜を２次元ベクトルＶin,kの成分Ｘin,k，
Ｙin,kとして入力し、このベクトルＶin,kに所定の回転
角θk の回転を加えたベクトルＶout,k の成分Ｘ
out,k ，Ｙout,k を出力する位相回転回路をＲk と表す
時、絶対値計算回路Ａk と位相回転回路Ｒk とを１組に
した回路を、ｋが０からＮまで縦続に接続し、最前段の
入力信号Ｘ0 ，Ｙ0 にそれぞれベースバンド信号Ｉ，Ｑ
を入力し、最終段の位相回転回路ＲN の出力Ｘout,N を
振幅計算結果として出力している。
た値を、Ｉ信号とＱ信号とから簡単に求める回路の構成
方法を提供するのが目的である。この目的を達成するた
めに、本発明の第１の振幅計算回路はｋを０からＮの整
数とする時、一対のベースバンド信号Ｘk ，Ｙk を入力
し、各々の絶対値｜Ｘk ｜，｜Ｙk ｜を計算する絶対値
計算回路をＡk と表し、ベースバンド信号の絶対値｜Ｘ
k ｜、｜Ｙk ｜を２次元ベクトルＶin,kの成分Ｘin,k，
Ｙin,kとして入力し、このベクトルＶin,kに所定の回転
角θk の回転を加えたベクトルＶout,k の成分Ｘ
out,k ，Ｙout,k を出力する位相回転回路をＲk と表す
時、絶対値計算回路Ａk と位相回転回路Ｒk とを１組に
した回路を、ｋが０からＮまで縦続に接続し、最前段の
入力信号Ｘ0 ，Ｙ0 にそれぞれベースバンド信号Ｉ，Ｑ
を入力し、最終段の位相回転回路ＲN の出力Ｘout,N を
振幅計算結果として出力している。
【００２６】本発明の第２の振幅計算回路は上記の位相
回転回路Ｒk の入力信号をＸin,k，Ｙin,kとし、出力信
号をＸout,k ，Ｙout,k とする時、位相回転回路Ｒk
が、入力信号Ｘin,kをｋビットシフトする第１のシフト
回路と、入力信号Ｙin,kをｋビットシフトする第２のシ
フト回路と、入力信号Ｘin,kと第２のシフト回路とによ
るシフト演算結果を加算する加算器と、入力信号Ｙin,k
から第１のシフト回路によるシフト演算結果を減算する
第１の減算器とを持ち、出力信号Ｘout,k が加算器の出
力であり、出力信号Ｙout,k が第１の減算器の出力であ
るようにしている。
回転回路Ｒk の入力信号をＸin,k，Ｙin,kとし、出力信
号をＸout,k ，Ｙout,k とする時、位相回転回路Ｒk
が、入力信号Ｘin,kをｋビットシフトする第１のシフト
回路と、入力信号Ｙin,kをｋビットシフトする第２のシ
フト回路と、入力信号Ｘin,kと第２のシフト回路とによ
るシフト演算結果を加算する加算器と、入力信号Ｙin,k
から第１のシフト回路によるシフト演算結果を減算する
第１の減算器とを持ち、出力信号Ｘout,k が加算器の出
力であり、出力信号Ｙout,k が第１の減算器の出力であ
るようにしている。
【００２７】本発明の第３の振幅計算回路は、上記の振
幅計算回路においてｋが１より大きい位相回転回路Ｒk
について、入力信号Ｘin,kが絶対値回路Ａk を介せずに
直接信号Ｘk を入力し、入力信号Ｙin,kのみ、信号Ｙk
を絶対値回路Ａk を介した値｜Ｙk ｜を入力するように
している。
幅計算回路においてｋが１より大きい位相回転回路Ｒk
について、入力信号Ｘin,kが絶対値回路Ａk を介せずに
直接信号Ｘk を入力し、入力信号Ｙin,kのみ、信号Ｙk
を絶対値回路Ａk を介した値｜Ｙk ｜を入力するように
している。
【００２８】本発明の第４の振幅計算回路は、上記の振
幅計算回路においてｋが０からＮ−１までの位相回転回
路Ｒk が、さらに第１のシフト回路によるシフト演算結
果から入力信号Ｙin,kを減算する第２の減算器を持ち、
第２の減算器の出力を信号（−Ｙout,k ）として出力し
ており、次段の絶対値回路Ａk+1 が出力信号Ｙout,kの
値が正の場合に出力信号Ｙout,k を、負の場合に信号
（−Ｙout,k ）を選択して出力することによって絶対値
計算を行っている。
幅計算回路においてｋが０からＮ−１までの位相回転回
路Ｒk が、さらに第１のシフト回路によるシフト演算結
果から入力信号Ｙin,kを減算する第２の減算器を持ち、
第２の減算器の出力を信号（−Ｙout,k ）として出力し
ており、次段の絶対値回路Ａk+1 が出力信号Ｙout,kの
値が正の場合に出力信号Ｙout,k を、負の場合に信号
（−Ｙout,k ）を選択して出力することによって絶対値
計算を行っている。
【００２９】本発明の第５の振幅計算回路は、上記の振
幅計算回路において最後の位相回転回路ＲN だけが第１
減算器及び第２の減算器と第１のシフト回路とを省略
し、出力信号Ｙout,N 及び信号（−Ｙout,N ）を生成せ
ず、出力信号Ｘout,N のみを出力するようにしている。
幅計算回路において最後の位相回転回路ＲN だけが第１
減算器及び第２の減算器と第１のシフト回路とを省略
し、出力信号Ｙout,N 及び信号（−Ｙout,N ）を生成せ
ず、出力信号Ｘout,N のみを出力するようにしている。
【００３０】本発明の第６の振幅計算回路は、上記の振
幅計算回路において各絶対値回路と各位相回転回路との
間の信号伝達路に、レジスタやラッチ回路等の遅延手段
を挿入している。
幅計算回路において各絶対値回路と各位相回転回路との
間の信号伝達路に、レジスタやラッチ回路等の遅延手段
を挿入している。
【００３１】これによって、少ない数の絶対値回路、シ
フト回路、加算器、減算器の組合せで極めて精度の良い
振幅の計算値を得ることが可能となる。この場合、消費
電力が大きく、回路規模の大きい乗算器は一切使ってい
ない。よって、従来のプレディストータで使われている
ＲＯＭテーブルによる振幅計算回路に比べて、きわめて
小さな回路規模及び消費電力で正確な振幅の計算が可能
となる。
フト回路、加算器、減算器の組合せで極めて精度の良い
振幅の計算値を得ることが可能となる。この場合、消費
電力が大きく、回路規模の大きい乗算器は一切使ってい
ない。よって、従来のプレディストータで使われている
ＲＯＭテーブルによる振幅計算回路に比べて、きわめて
小さな回路規模及び消費電力で正確な振幅の計算が可能
となる。
【００３２】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施例について図
面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による
振幅計算回路の構成を示すブロック図である。図１にお
いて、本発明の一実施例による振幅計算回路は位相回転
回路（Ｒk ）１０１〜１０５と、信号の絶対値を計算す
る絶対値回路（ＡＢＳ）１１１〜１１６とから構成され
ている。
面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による
振幅計算回路の構成を示すブロック図である。図１にお
いて、本発明の一実施例による振幅計算回路は位相回転
回路（Ｒk ）１０１〜１０５と、信号の絶対値を計算す
る絶対値回路（ＡＢＳ）１１１〜１１６とから構成され
ている。
【００３３】位相回転回路１０１〜１０５において、ｋ
は０から４までの整数である。ｋの値は４までに限定す
るわけではなく、よりよい精度で振幅を求めたい場合に
は５以上の値も可能である。
は０から４までの整数である。ｋの値は４までに限定す
るわけではなく、よりよい精度で振幅を求めたい場合に
は５以上の値も可能である。
【００３４】図２は図１の各絶対値回路１１１〜１１６
の構成例を示す図である。図２においては絶対値回路１
１１〜１１６が、例えば信号が２の補数で表される場合
の回路例を示している。
の構成例を示す図である。図２においては絶対値回路１
１１〜１１６が、例えば信号が２の補数で表される場合
の回路例を示している。
【００３５】入力信号ＩＮのサインビットをＩＮN とす
る時、信号が負すなわちＩＮN が“１”の場合のみ、エ
クスクルーシブＯＲゲート３０２〜３０６で各ビットを
反転した値に、加算器３０１でサインビットを加算す
る。これによって、出力ＯＵＴに絶対値が得られる。
る時、信号が負すなわちＩＮN が“１”の場合のみ、エ
クスクルーシブＯＲゲート３０２〜３０６で各ビットを
反転した値に、加算器３０１でサインビットを加算す
る。これによって、出力ＯＵＴに絶対値が得られる。
【００３６】一方、信号がゼロまたは正の場合にはサイ
ンビットは“０”であるので、エクスクルーシブＯＲゲ
ート３０２〜３０６は信号をそのまま伝える。また、加
算器３０１で加算するサインビットは“０”であるた
め、出力ＯＵＴには入力信号がそのまま伝わる。すなわ
ち、入力が負の場合のみ、極性を反転して正の値を出力
することによって絶対値が得られる。
ンビットは“０”であるので、エクスクルーシブＯＲゲ
ート３０２〜３０６は信号をそのまま伝える。また、加
算器３０１で加算するサインビットは“０”であるた
め、出力ＯＵＴには入力信号がそのまま伝わる。すなわ
ち、入力が負の場合のみ、極性を反転して正の値を出力
することによって絶対値が得られる。
【００３７】図３は図１の位相回転回路１０１〜１０５
の構成を示すブロック図である。図３において、ブロッ
ク２０１，２０２は信号をｋビットシフトすることによ
って１／２k 倍する回路である。ブロック２０３は加算
器であり、ブロック２０４が減算器である。
の構成を示すブロック図である。図３において、ブロッ
ク２０１，２０２は信号をｋビットシフトすることによ
って１／２k 倍する回路である。ブロック２０３は加算
器であり、ブロック２０４が減算器である。
【００３８】図３において、出力信号Ｘout,k ，Ｙ
out,k は入力信号Ｘin,k，Ｙin,kから、 Ｘout,k ＝Ｘin,k＋２-k・Ｙin,k Ｙout,k ＝Ｙin,k−２-k・Ｘin,k ……（９） で表されることがわかる。
out,k は入力信号Ｘin,k，Ｙin,kから、 Ｘout,k ＝Ｘin,k＋２-k・Ｙin,k Ｙout,k ＝Ｙin,k−２-k・Ｘin,k ……（９） で表されることがわかる。
【００３９】ここで、 ２-k＝ｔａｎ（θk ） θk ＝ａｒｃｔａｎ（２-k） ……（１０） として、（９）式を行列演算に書直すと、
【数１】 となる。入力信号を成分とするベクトルをベクトルＶ
in,kとし、出力信号を成分とするベクトルをベクトルＶ
out,k とする。すなわち、
in,kとし、出力信号を成分とするベクトルをベクトルＶ
out,k とする。すなわち、
【数２】 となる。（１１）式はベクトルＶout,k がベクトルＶ
in,kの振幅を１／ｃｏｓ（θk ）倍し、θk だけ負方向
（時計回り）に回転したものであることを示している。
in,kの振幅を１／ｃｏｓ（θk ）倍し、θk だけ負方向
（時計回り）に回転したものであることを示している。
【００４０】図４はｋの値に対する位相回転回路の回転
角と振幅との変化及び位相回転角理想値を示す図であ
る。図４においては各ｋの値に対するθk と１／ｃｏｓ
（θk）とを示す。これによって、θ0 は４５度であ
る。その他のθk は４５×２-k度に近い値であることが
分かる。
角と振幅との変化及び位相回転角理想値を示す図であ
る。図４においては各ｋの値に対するθk と１／ｃｏｓ
（θk）とを示す。これによって、θ0 は４５度であ
る。その他のθk は４５×２-k度に近い値であることが
分かる。
【００４１】図５は位相回転角の理想値と実際の回転角
との比較を示す図である。図５においてはθk の収束の
様子を示している。図５から明らかなように、４５×２
-k度の理想値にほぼ近く、上側に凸の曲線になってい
る。ｋの値が十分大きい場合には４５×２-k度に収束す
る。
との比較を示す図である。図５においてはθk の収束の
様子を示している。図５から明らかなように、４５×２
-k度の理想値にほぼ近く、上側に凸の曲線になってい
る。ｋの値が十分大きい場合には４５×２-k度に収束す
る。
【００４２】このようなθk の系列を用いれば、−９０
度から＋９０度までの任意の角度をθk の組合せの和ま
たは差で近似的に表現できる。したがって、位相回転回
路Ｒk を適切に組合せることによって、−９０度から＋
９０度までの任意の角度の近似的回転が得られる。
度から＋９０度までの任意の角度をθk の組合せの和ま
たは差で近似的に表現できる。したがって、位相回転回
路Ｒk を適切に組合せることによって、−９０度から＋
９０度までの任意の角度の近似的回転が得られる。
【００４３】以下、本実施例の動作につき説明する。ま
ず、図１において、入力信号はＩ（同相成分），Ｑ（直
交成分）ベースバンド信号である。これらが絶対値回路
１１１，１１２によってそれぞれ正の値に変換される。
この操作は振幅を変えずに、ベクトル（Ｉ，Ｑ）を２次
元Ｘ−Ｙ平面上の第１象限に移す演算である。この結果
は位相回転回路１０１の入力ベクトルＶin,0である。
ず、図１において、入力信号はＩ（同相成分），Ｑ（直
交成分）ベースバンド信号である。これらが絶対値回路
１１１，１１２によってそれぞれ正の値に変換される。
この操作は振幅を変えずに、ベクトル（Ｉ，Ｑ）を２次
元Ｘ−Ｙ平面上の第１象限に移す演算である。この結果
は位相回転回路１０１の入力ベクトルＶin,0である。
【００４４】図６は図３に示す各位相回転回路（Ｒk ）
１０１〜１０５の入力ベクトルと出力ベクトルとの収束
状況を示す図である。これら図１と図３と図６とを用い
て各位相回転回路（Ｒk ）１０１〜１０５の動作につい
て説明する。尚、各位相回転回路（Ｒk ）１０１〜１０
５の入力信号のベクトルを入力ベクトルＶin,kとし、出
力信号のベクトルを出力ベクトルＶout,k とする。
１０１〜１０５の入力ベクトルと出力ベクトルとの収束
状況を示す図である。これら図１と図３と図６とを用い
て各位相回転回路（Ｒk ）１０１〜１０５の動作につい
て説明する。尚、各位相回転回路（Ｒk ）１０１〜１０
５の入力信号のベクトルを入力ベクトルＶin,kとし、出
力信号のベクトルを出力ベクトルＶout,k とする。
【００４５】まず、図６に示すように、入力ベクトルＶ
in,0は第１象限に位置する。この入力ベクトルＶin,0を
位相回転回路Ｒ0 にかけると、θ0 ＝４５度時計方向に
回転し、振幅は１／ｃｏｓ（θ0 ）倍になる。
in,0は第１象限に位置する。この入力ベクトルＶin,0を
位相回転回路Ｒ0 にかけると、θ0 ＝４５度時計方向に
回転し、振幅は１／ｃｏｓ（θ0 ）倍になる。
【００４６】このベクトルは出力ベクトルＶout,0 であ
るが、第１象限からはみ出し、Ｙ成分が負になってい
る。これを絶対値回路１１３で絶対値にすると、Ｘ軸に
対して対称なベクトルＶin,1になる。以降、この操作
を、位相回転回路（Ｒ1 ）１０２，（Ｒ2 ）１０３，
（Ｒ3 ）１０４，（Ｒ4 ）１０５及び絶対値回路１１３
〜１１６で繰り返すと、図６に示すように、 入力ベクトルＶin,0→出力ベクトルＶout,0 →入力ベク
トルＶin,1→出力ベクトルＶout,1 →入力ベクトルＶ
in,2→出力ベクトルＶout,2 →入力ベクトルＶin,3→出
力ベクトルＶout,3 →入力ベクトルＶin,4→出力ベクト
ルＶout,4 という具合に、次第にＸ軸に重なるベクトルに収束して
いく。ｋを大きくすれば、限りなくＸ軸に重ねることが
できる。
るが、第１象限からはみ出し、Ｙ成分が負になってい
る。これを絶対値回路１１３で絶対値にすると、Ｘ軸に
対して対称なベクトルＶin,1になる。以降、この操作
を、位相回転回路（Ｒ1 ）１０２，（Ｒ2 ）１０３，
（Ｒ3 ）１０４，（Ｒ4 ）１０５及び絶対値回路１１３
〜１１６で繰り返すと、図６に示すように、 入力ベクトルＶin,0→出力ベクトルＶout,0 →入力ベク
トルＶin,1→出力ベクトルＶout,1 →入力ベクトルＶ
in,2→出力ベクトルＶout,2 →入力ベクトルＶin,3→出
力ベクトルＶout,3 →入力ベクトルＶin,4→出力ベクト
ルＶout,4 という具合に、次第にＸ軸に重なるベクトルに収束して
いく。ｋを大きくすれば、限りなくＸ軸に重ねることが
できる。
【００４７】但し、この間、ベクトルの大きさは、ｋ＝
４まで実行した場合、
４まで実行した場合、
【数３】 倍になっている。ｋ＝４まで実行しただけでも、Ｘ軸と
の角度誤差は±３．６度以内であり、ほとんどＸ軸と重
なっていると言ってよい。したがって、最後の位相回転
回路（Ｒ4 ）１０５のＸ出力であるＸout,4 がほぼ、元
の入力振幅Ａの１．６４５６８８９１倍になっている。
の角度誤差は±３．６度以内であり、ほとんどＸ軸と重
なっていると言ってよい。したがって、最後の位相回転
回路（Ｒ4 ）１０５のＸ出力であるＸout,4 がほぼ、元
の入力振幅Ａの１．６４５６８８９１倍になっている。
【００４８】すなわち、図１の回路によって、入力ベー
スバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ａ［（１）式で与えられる］
の定数（＝１．６４５６８８９１）倍の値を計算するこ
とができる。
スバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ａ［（１）式で与えられる］
の定数（＝１．６４５６８８９１）倍の値を計算するこ
とができる。
【００４９】このように、本発明の一実施例を用いれば
入力ベースバンド信号Ｉ，Ｑから、その振幅の定数倍の
値を計算することができる。上記の説明のように、ｋ＝
４までとした場合でも、最終的な角度の誤差は±３．６
度以内であり、これから、振幅の計算誤差ｅは、 ｅ＝（１−ｃｏｓ（３．６°））×１００％≒０．２％……（１４） となる。すなわち振幅の計算誤差はＡの１．６４５６８
８９１倍からわずか０．２％以内の値である。これは、
例えば９ビット精度信号の１ＬＳＢ（ＬｅａｓｔＳｉｇ
ｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）程度の値であり、非常に正
確であるといえる。
入力ベースバンド信号Ｉ，Ｑから、その振幅の定数倍の
値を計算することができる。上記の説明のように、ｋ＝
４までとした場合でも、最終的な角度の誤差は±３．６
度以内であり、これから、振幅の計算誤差ｅは、 ｅ＝（１−ｃｏｓ（３．６°））×１００％≒０．２％……（１４） となる。すなわち振幅の計算誤差はＡの１．６４５６８
８９１倍からわずか０．２％以内の値である。これは、
例えば９ビット精度信号の１ＬＳＢ（ＬｅａｓｔＳｉｇ
ｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）程度の値であり、非常に正
確であるといえる。
【００５０】以上のように、本発明の一実施例によれ
ば、少ない数の絶対値回路１１１〜１１６と位相回転回
路１０１〜１０５（シフト回路及び加減算器からなる）
との組合せで極めて精度のよい振幅の計算値を得ること
ができる。この場合、消費電力が大きく、回路規模の大
きい乗算器は一切使用していない。よって、従来のプレ
ディストータで使われているＲＯＭテーブルによる振幅
計算回路に比べて、きわめて小さな回路規模及び消費電
力で、正確な振幅の計算を行うことができる。
ば、少ない数の絶対値回路１１１〜１１６と位相回転回
路１０１〜１０５（シフト回路及び加減算器からなる）
との組合せで極めて精度のよい振幅の計算値を得ること
ができる。この場合、消費電力が大きく、回路規模の大
きい乗算器は一切使用していない。よって、従来のプレ
ディストータで使われているＲＯＭテーブルによる振幅
計算回路に比べて、きわめて小さな回路規模及び消費電
力で、正確な振幅の計算を行うことができる。
【００５１】図７は本発明の他の実施例による振幅計算
回路の構成を示すブロック図である。図７において、本
発明の他の実施例による振幅計算回路はその基本的構成
が上記の本発明の一実施例による振幅計算回路と同様で
あるが、若干の回路の削減を図っている。
回路の構成を示すブロック図である。図７において、本
発明の他の実施例による振幅計算回路はその基本的構成
が上記の本発明の一実施例による振幅計算回路と同様で
あるが、若干の回路の削減を図っている。
【００５２】すなわち、最後の位相回転回路（ＲＸ4 ）
１２５の構成だけが本発明の一実施例による振幅計算回
路と異なっている。図１に示す本発明の一実施例による
振幅計算回路では、最後の位相回転回路（Ｒ4 ）１０５
の出力Ｙout,4 は使われることなく、放置されている。
１２５の構成だけが本発明の一実施例による振幅計算回
路と異なっている。図１に示す本発明の一実施例による
振幅計算回路では、最後の位相回転回路（Ｒ4 ）１０５
の出力Ｙout,4 は使われることなく、放置されている。
【００５３】したがって、出力Ｙout,4 を発生する回路
は無駄である。そこで、本発明の他の実施例による振幅
計算回路では最後の位相回転回路（ＲＸ4 ）１２５だけ
図３に示す構成をとっていない。
は無駄である。そこで、本発明の他の実施例による振幅
計算回路では最後の位相回転回路（ＲＸ4 ）１２５だけ
図３に示す構成をとっていない。
【００５４】図８は図７の位相回転回路（ＲＸ4 ）１２
５の構成を示すブロック図である。図８において、位相
回転回路（ＲＸ4 ）１２５は図３に示す構成から、信号
をｋビットシフトすることによって１／２k 倍する回路
２０１と減算器２０４とを削除し、信号をｋビットシフ
トすることによって１／２k 倍する回路２０２及び加算
器２０３のみとしている。これによって、回路規模を若
干低減することができる。
５の構成を示すブロック図である。図８において、位相
回転回路（ＲＸ4 ）１２５は図３に示す構成から、信号
をｋビットシフトすることによって１／２k 倍する回路
２０１と減算器２０４とを削除し、信号をｋビットシフ
トすることによって１／２k 倍する回路２０２及び加算
器２０３のみとしている。これによって、回路規模を若
干低減することができる。
【００５５】図９は本発明の別の実施例による振幅計算
回路の構成を示すブロック図である。図９において、本
発明の別の実施例による振幅計算回路は上記の本発明の
一実施例による振幅計算回路で用いられている絶対値回
路１１３〜１１６を位相回転回路１２１〜１２４内に実
装するようにしたものである。
回路の構成を示すブロック図である。図９において、本
発明の別の実施例による振幅計算回路は上記の本発明の
一実施例による振幅計算回路で用いられている絶対値回
路１１３〜１１６を位相回転回路１２１〜１２４内に実
装するようにしたものである。
【００５６】図１０は図９の位相回転回路１２１〜１２
４の構成を示すブロック図である。図１０において、位
相回転回路１２１〜１２４は図３に示す構成に減算回路
２０５とデータセレクタ２０６とを追加している。
４の構成を示すブロック図である。図１０において、位
相回転回路１２１〜１２４は図３に示す構成に減算回路
２０５とデータセレクタ２０６とを追加している。
【００５７】減算回路２０５の出力は減算器２０４の出
力とは極性が逆である。データセレクタ２０６は減算回
路２０５の出力のサインビットで駆動されており、必ず
正の値のほうを選んで出力するように制御する。これに
よって、位相回転回路（Ｒk）のＹ出力は必ず｜Ｙout,k
｜となる。したがって、後段の絶対値回路を省略する
ことができる。
力とは極性が逆である。データセレクタ２０６は減算回
路２０５の出力のサインビットで駆動されており、必ず
正の値のほうを選んで出力するように制御する。これに
よって、位相回転回路（Ｒk）のＹ出力は必ず｜Ｙout,k
｜となる。したがって、後段の絶対値回路を省略する
ことができる。
【００５８】上記の方法のメリットは動作速度の向上に
ある。なぜなら、２の補数表示を使う場合、絶対値演算
には必ず加算器３０１が必要である。このため、図１及
び図７に示す構成ではＹ側の加算器及び減算器の段数が
多くなり、その分動作速度が限定されてしまう。これに
対して、図１０に示す構成は絶対値回路の加算器がなく
なるので、Ｙ側とＸ側との加算器及び減算器の段数が等
しくなる。これによって、動作速度が向上することとな
る。
ある。なぜなら、２の補数表示を使う場合、絶対値演算
には必ず加算器３０１が必要である。このため、図１及
び図７に示す構成ではＹ側の加算器及び減算器の段数が
多くなり、その分動作速度が限定されてしまう。これに
対して、図１０に示す構成は絶対値回路の加算器がなく
なるので、Ｙ側とＸ側との加算器及び減算器の段数が等
しくなる。これによって、動作速度が向上することとな
る。
【００５９】上述した本発明の一実施例、他の実施例、
別の実施例のほかに、動作速度の制限を打破する手段と
して、各絶対値回路、各位相回転回路の信号伝播路に図
示せぬレジスタやラッチ回路等の遅延回路を挿入してパ
イプライン処理を行うことも考えられる。また、絶対値
回路の変わりに、常に負の値を出力する回路を使った
り、位相回転回路の位相回転方向を反時計回りにする
等、いろいろな変形が考えられるが、これらも本発明の
範囲に含まれる。
別の実施例のほかに、動作速度の制限を打破する手段と
して、各絶対値回路、各位相回転回路の信号伝播路に図
示せぬレジスタやラッチ回路等の遅延回路を挿入してパ
イプライン処理を行うことも考えられる。また、絶対値
回路の変わりに、常に負の値を出力する回路を使った
り、位相回転回路の位相回転方向を反時計回りにする
等、いろいろな変形が考えられるが、これらも本発明の
範囲に含まれる。
【００６０】また、本発明の一実施例、他の実施例、別
の実施例ではｋ＝４までの場合について述べたが、ｋ＞
４においても、同様に実現することが可能であり、本発
明の範囲に包含される。
の実施例ではｋ＝４までの場合について述べたが、ｋ＞
４においても、同様に実現することが可能であり、本発
明の範囲に包含される。
【００６１】尚、請求項の記載に関連して本発明はさら
に次の態様をとりうる。
に次の態様をとりうる。
【００６２】（１）ｋを０からＮ（Ｎは正の整数）とす
る時に一対のベースバンド信号Ｘk，Ｙk を入力して各
々の絶対値｜Ｘk ｜，｜Ｙk ｜を計算する絶対値計算回
路をＡk と表し、前記絶対値｜Ｘk ｜，｜Ｙk ｜を２次
元ベクトルＶin,kの成分Ｘin ,k，Ｙin,kとして入力し、
このベクトルＶin,kに所定の回転角θk の回転を加えた
ベクトルＶout,k の成分Ｘout,k ，Ｙout,k を出力する
位相回転回路をＲk と表す時、前記絶対値計算回路Ａk
と前記位相回転回路Ｒk とを１組にした回路をｋが０か
らＮまで縦続に接続し、最前段の入力信号Ｘ0 ，Ｙ0 に
それぞれベースバンド信号Ｉ，Ｑを入力し、最終段の位
相回転回路ＲN の出力Ｘout,N を振幅計算結果として出
力するようにしたことを特徴とする振幅計算回路。
る時に一対のベースバンド信号Ｘk，Ｙk を入力して各
々の絶対値｜Ｘk ｜，｜Ｙk ｜を計算する絶対値計算回
路をＡk と表し、前記絶対値｜Ｘk ｜，｜Ｙk ｜を２次
元ベクトルＶin,kの成分Ｘin ,k，Ｙin,kとして入力し、
このベクトルＶin,kに所定の回転角θk の回転を加えた
ベクトルＶout,k の成分Ｘout,k ，Ｙout,k を出力する
位相回転回路をＲk と表す時、前記絶対値計算回路Ａk
と前記位相回転回路Ｒk とを１組にした回路をｋが０か
らＮまで縦続に接続し、最前段の入力信号Ｘ0 ，Ｙ0 に
それぞれベースバンド信号Ｉ，Ｑを入力し、最終段の位
相回転回路ＲN の出力Ｘout,N を振幅計算結果として出
力するようにしたことを特徴とする振幅計算回路。
【００６３】（２）ｋが１より大きい位相回転回路Ｒk
については、前記信号Ｘk を前記絶対値回路Ａk を介さ
ずに前記入力信号Ｘin,kとして直接入力し、前記信号Ｙ
k が前記絶対値回路Ａk を介した絶対値｜Ｙk ｜を前記
入力信号Ｙin,kとして入力するようにしたことを特徴と
する（１）記載の振幅計算回路。
については、前記信号Ｘk を前記絶対値回路Ａk を介さ
ずに前記入力信号Ｘin,kとして直接入力し、前記信号Ｙ
k が前記絶対値回路Ａk を介した絶対値｜Ｙk ｜を前記
入力信号Ｙin,kとして入力するようにしたことを特徴と
する（１）記載の振幅計算回路。
【００６４】（３）前記位相回転回路Ｒk の入力信号を
Ｘin,k，Ｙin,kとし、出力信号をＸout,k ，Ｙout,k と
する時、前記位相回転回路は、前記入力信号Ｘin,kをｋ
ビットシフトする第１のシフト回路と、前記入力信号Ｙ
in,kをｋビットシフトする第２のシフト回路と、前記入
力信号Ｘin,kと前記第２のシフト回路のシフト演算結果
とを加算する加算器と、前記入力信号Ｙin,kから前記第
１のシフト回路のシフト演算結果を減算する第１の減算
器とを含み、前記加算器の出力を前記出力信号Ｘout,k
とし、前記第１の減算器の出力を前記出力信号Ｙout,k
としたことを特徴とする（１）または（２）記載の振幅
計算回路。
Ｘin,k，Ｙin,kとし、出力信号をＸout,k ，Ｙout,k と
する時、前記位相回転回路は、前記入力信号Ｘin,kをｋ
ビットシフトする第１のシフト回路と、前記入力信号Ｙ
in,kをｋビットシフトする第２のシフト回路と、前記入
力信号Ｘin,kと前記第２のシフト回路のシフト演算結果
とを加算する加算器と、前記入力信号Ｙin,kから前記第
１のシフト回路のシフト演算結果を減算する第１の減算
器とを含み、前記加算器の出力を前記出力信号Ｘout,k
とし、前記第１の減算器の出力を前記出力信号Ｙout,k
としたことを特徴とする（１）または（２）記載の振幅
計算回路。
【００６５】（４）ｋが０からＮ−１までの位相回転回
路Ｒk は、前記第１のシフト回路によるシフト演算結果
から前記入力信号Ｙin,kを減算する第２の減算器を含
み、前記第２の減算器の出力を−Ｙout,k として出力
し、次段の絶対値回路Ａk+1 は、出力信号Ｙout,k の値
が正の場合にＹout,k を、負の場合に前記−Ｙout,k を
選択して出力することで前記絶対値の計算を行うように
したことを特徴とする（３）振幅計算回路。
路Ｒk は、前記第１のシフト回路によるシフト演算結果
から前記入力信号Ｙin,kを減算する第２の減算器を含
み、前記第２の減算器の出力を−Ｙout,k として出力
し、次段の絶対値回路Ａk+1 は、出力信号Ｙout,k の値
が正の場合にＹout,k を、負の場合に前記−Ｙout,k を
選択して出力することで前記絶対値の計算を行うように
したことを特徴とする（３）振幅計算回路。
【００６６】（５）最後段の位相回転回路ＲN は、前記
第１減算器及び前記第２の減算器と、前記第１のシフト
回路とを省略し、前記出力信号Ｙout,N 及び−Ｙout,N
を生成せず、前記出力信号Ｘout,N のみを出力するよう
にしたことを特徴とする（４）記載の振幅計算回路。
第１減算器及び前記第２の減算器と、前記第１のシフト
回路とを省略し、前記出力信号Ｙout,N 及び−Ｙout,N
を生成せず、前記出力信号Ｘout,N のみを出力するよう
にしたことを特徴とする（４）記載の振幅計算回路。
【００６７】（６）前記絶対値回路Ａk 各々と前記位相
回転回路Ｒk 各々との間の信号伝達路に遅延手段を挿入
するようにしたことを特徴とする（１）〜（５）のいず
れか記載の振幅計算回路。
回転回路Ｒk 各々との間の信号伝達路に遅延手段を挿入
するようにしたことを特徴とする（１）〜（５）のいず
れか記載の振幅計算回路。
【００６８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、一
対のベースバンド信号を入力して各々の絶対値を計算す
る絶対値計算回路と、絶対値を２次元ベクトルの成分と
して入力して２次元ベクトルに所定の回転角の回転を加
えたベクトルの成分を出力する位相回転回路とを１組と
した回路を縦続接続し、最前段の入力信号にそれぞれベ
ースバンド信号を入力して最終段の位相回転回路の出力
を振幅計算結果として出力することによって、きわめて
小さな回路規模及び消費電力で正確な振幅の計算を行う
ことができるという効果がある。
対のベースバンド信号を入力して各々の絶対値を計算す
る絶対値計算回路と、絶対値を２次元ベクトルの成分と
して入力して２次元ベクトルに所定の回転角の回転を加
えたベクトルの成分を出力する位相回転回路とを１組と
した回路を縦続接続し、最前段の入力信号にそれぞれベ
ースバンド信号を入力して最終段の位相回転回路の出力
を振幅計算結果として出力することによって、きわめて
小さな回路規模及び消費電力で正確な振幅の計算を行う
ことができるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例による振幅計算回路の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】図１の各絶対値回路の構成例を示す図である。
【図３】図１の位相回転回路の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】ｋの値に対する位相回転回路の回転角と振幅と
の変化及び位相回転角理想値を示す図である。
の変化及び位相回転角理想値を示す図である。
【図５】位相回転角の理想値と実際の回転角との比較を
示す図である。
示す図である。
【図６】図３に示す各位相回転回路の入力ベクトルと出
力ベクトルとの収束状況を示す図である。
力ベクトルとの収束状況を示す図である。
【図７】本発明の他の実施例による振幅計算回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図８】図７の位相回転回路の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図９】本発明の別の実施例による振幅計算回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】図９の位相回転回路の構成を示すブロック図
である。
である。
【図１１】従来のリニアライザ（プレディストータ）へ
の応用例を示す図である。
の応用例を示す図である。
１０１〜１０５ 位相回転回路 １１１〜１１６ 絶対値計算回路 １２１〜１２４ 絶対値計算回路を取り込んだ位相回転
回路 １２５ 簡略化位相回転回路 ２０１、２０２ ｋビットシフト回路 ２０３、３０１ 加算器 ２０４、２０５ 減算器 ２０６ データセレクタ ３０２〜３０６ エクスクルーシブＯＲゲート
回路 １２５ 簡略化位相回転回路 ２０１、２０２ ｋビットシフト回路 ２０３、３０１ 加算器 ２０４、２０５ 減算器 ２０６ データセレクタ ３０２〜３０６ エクスクルーシブＯＲゲート
Claims (6)
- 【請求項１】 一対のベースバンド信号を入力して各々
の絶対値を計算する絶対値計算回路と、前記絶対値を２
次元ベクトルの成分として入力して前記２次元ベクトル
に所定の回転角の回転を加えたベクトルの成分を出力す
る位相回転回路とを有し、前記絶対値計算回路及び位相
回転回路を１組とした回路を縦続接続し、最前段の入力
信号にそれぞれベースバンド信号を入力して最終段の位
相回転回路の出力を振幅計算結果として出力するように
したことを特徴とする振幅計算回路。 - 【請求項２】 前記Ｘ軸成分の入力信号は、前記絶対値
回路を介せずに直接前記位相回転回路に入力され、 前記Ｙ軸成分の入力信号は、前記絶対値回路を介して前
記位相回転回路に入力されるようにしたことを特徴とす
る請求項１記載の振幅計算回路。 - 【請求項３】 前記位相回転回路は、Ｘ軸成分の入力信
号をシフトする第１のシフト回路と、Ｙ軸成分の入力信
号をシフトする第２のシフト回路と、前記Ｘ軸成分の入
力信号と前記第２のシフト回路のシフト演算結果とを加
算する加算器と、前記Ｙ軸成分の入力信号から前記第１
のシフト回路のシフト演算結果を減算する第１の減算器
とを含み、前記加算器の出力をＸ軸成分の出力信号と
し、前記第１の減算器の出力をＹ軸成分の出力信号とす
るようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２
記載の振幅計算回路。 - 【請求項４】 前記位相回転回路は、前記第１のシフト
回路によるシフト演算結果から前記Ｙ軸成分の入力信号
を減算する第２の減算器を有し、前記第２の減算器の出
力を負のＹ軸成分の出力信号として出力し、 次段の絶対値回路は、前記Ｙ軸成分の出力信号の値が正
の場合にその信号をそのまま出力し、負の場合に前記負
のＹ軸成分の出力信号を選択して出力することで前記絶
対値の計算を行うようにしたことを特徴とする請求項３
記載の振幅計算回路。 - 【請求項５】 最後段の位相回転回路は、前記第１減算
器及び前記第２の減算器と、前記第１のシフト回路とを
省略し、前記Ｙ軸成分の出力信号及び前記負のＹ軸成分
の出力信号を生成せずに前記Ｘ軸成分の出力信号のみを
出力するようにしたことを特徴とする請求項４記載の振
幅計算回路。 - 【請求項６】 前記絶対値回路各々と前記位相回転回路
各々との間の信号伝達路に、遅延手段を挿入するように
したことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか
記載の振幅計算回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19247399A JP3834166B2 (ja) | 1999-07-07 | 1999-07-07 | 振幅計算回路 |
| US09/607,144 US6570914B1 (en) | 1999-07-07 | 2000-06-29 | Amplitude calculation circuit |
| GB0016673A GB2352103B (en) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | Amplitude calculation circuit |
| CNB001097741A CN1154311C (zh) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | 幅值计算电路 |
| AU45065/00A AU764136B2 (en) | 1999-07-07 | 2000-07-06 | Amplitude calculation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19247399A JP3834166B2 (ja) | 1999-07-07 | 1999-07-07 | 振幅計算回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001024715A true JP2001024715A (ja) | 2001-01-26 |
| JP3834166B2 JP3834166B2 (ja) | 2006-10-18 |
Family
ID=16291888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19247399A Expired - Fee Related JP3834166B2 (ja) | 1999-07-07 | 1999-07-07 | 振幅計算回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6570914B1 (ja) |
| JP (1) | JP3834166B2 (ja) |
| CN (1) | CN1154311C (ja) |
| AU (1) | AU764136B2 (ja) |
| GB (1) | GB2352103B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007507148A (ja) * | 2003-09-26 | 2007-03-22 | 日本電気株式会社 | 通信用受信機におけるターボデコーダ用のソフトビットの計算 |
| JP2007513559A (ja) * | 2003-12-04 | 2007-05-24 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 変調方式間で切り替えるときの不連続性の回避 |
| JP2007142891A (ja) * | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Sharp Corp | 複素信号の振幅計算装置および振幅計算方法 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7142811B2 (en) * | 2001-03-16 | 2006-11-28 | Aura Communications Technology, Inc. | Wireless communication over a transducer device |
| ATE514233T1 (de) * | 2002-03-19 | 2011-07-15 | Powerwave Technologies Inc | System und verfahren zum beseitigen von signalnulldurchgängen in einzel- und mehrfachkanalkommunikationssystemen |
| US9363469B2 (en) | 2008-07-17 | 2016-06-07 | Ppc Broadband, Inc. | Passive-active terminal adapter and method having automatic return loss control |
| US9647851B2 (en) | 2008-10-13 | 2017-05-09 | Ppc Broadband, Inc. | Ingress noise inhibiting network interface device and method for cable television networks |
| US8385219B2 (en) * | 2009-10-09 | 2013-02-26 | John Mezzalingua Associates, Inc. | Upstream bandwidth level measurement device |
| US8832767B2 (en) | 2008-10-16 | 2014-09-09 | Ppc Broadband, Inc. | Dynamically configurable frequency band selection device between CATV distribution system and CATV user |
| US11910052B2 (en) | 2008-10-21 | 2024-02-20 | Ppc Broadband, Inc. | Entry device for communicating external network signals and in-home network signals |
| US8510782B2 (en) | 2008-10-21 | 2013-08-13 | Ppc Broadband, Inc. | CATV entry adapter and method for preventing interference with eMTA equipment from MoCA Signals |
| US8479247B2 (en) | 2010-04-14 | 2013-07-02 | Ppc Broadband, Inc. | Upstream bandwidth conditioning device |
| US8561125B2 (en) | 2010-08-30 | 2013-10-15 | Ppc Broadband, Inc. | Home network frequency conditioning device and method |
| US10021343B2 (en) | 2010-12-21 | 2018-07-10 | Ppc Broadband, Inc. | Method and apparatus for reducing isolation in a home network |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2220315A (en) | 1988-07-01 | 1990-01-04 | Philips Electronic Associated | Signal amplitude-determining apparatus |
| JP2655107B2 (ja) * | 1994-12-09 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散受信機 |
| US6418173B1 (en) * | 1996-11-19 | 2002-07-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission Apparatus |
| JP3171157B2 (ja) * | 1997-12-10 | 2001-05-28 | 松下電器産業株式会社 | 非線形歪補償装置 |
-
1999
- 1999-07-07 JP JP19247399A patent/JP3834166B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-06-29 US US09/607,144 patent/US6570914B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-06 CN CNB001097741A patent/CN1154311C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-07-06 AU AU45065/00A patent/AU764136B2/en not_active Ceased
- 2000-07-06 GB GB0016673A patent/GB2352103B/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007507148A (ja) * | 2003-09-26 | 2007-03-22 | 日本電気株式会社 | 通信用受信機におけるターボデコーダ用のソフトビットの計算 |
| JP2007513559A (ja) * | 2003-12-04 | 2007-05-24 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 変調方式間で切り替えるときの不連続性の回避 |
| JP4863213B2 (ja) * | 2003-12-04 | 2012-01-25 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | 変調方式間で切り替えるときの不連続性の回避 |
| JP2007142891A (ja) * | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Sharp Corp | 複素信号の振幅計算装置および振幅計算方法 |
| JP4566892B2 (ja) * | 2005-11-18 | 2010-10-20 | シャープ株式会社 | 複素信号の振幅計算装置および振幅計算方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU4506500A (en) | 2001-01-11 |
| US6570914B1 (en) | 2003-05-27 |
| AU764136B2 (en) | 2003-08-14 |
| CN1280433A (zh) | 2001-01-17 |
| GB0016673D0 (en) | 2000-08-23 |
| JP3834166B2 (ja) | 2006-10-18 |
| CN1154311C (zh) | 2004-06-16 |
| GB2352103B (en) | 2001-09-19 |
| GB2352103A (en) | 2001-01-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7409004B2 (en) | Hybrid polar modulator differential phase Cartesian feedback correction circuit for power amplifier linearization | |
| US7778354B2 (en) | Communicating apparatus, method of calculating set value of orthogonal error compensation and orthogonal error compensation program | |
| US7151913B2 (en) | Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture | |
| JP2001024715A (ja) | 振幅計算回路 | |
| US9088320B2 (en) | Transmitter with pre-distortion module, a method thereof | |
| US7254186B2 (en) | Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture | |
| WO2005039043A1 (ja) | 増幅回路 | |
| US20040119622A1 (en) | System and method for designing and using analog circuits operating in the modulation domain | |
| US5105446A (en) | Digital method of correcting non-linearity in a transmission chain, and apparatus implementing the method | |
| EP1854259A1 (en) | Iq-modulator pre-distortion | |
| WO2005031993A1 (ja) | 増幅回路および増幅方法 | |
| JP2002319987A (ja) | 位相検出回路および受信機 | |
| JP2007104007A (ja) | 直交変調器及び直交変調器におけるベクトル補正方法 | |
| US7221915B2 (en) | Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture | |
| JP5218173B2 (ja) | 無線送信機の位相補正装置、無線送信機の歪補償装置 | |
| JP3301287B2 (ja) | 線形補償回路 | |
| JPH0525421B2 (ja) | ||
| JP4382950B2 (ja) | 非線形歪み補償回路および非線形歪み補償方法 | |
| JPH11196140A (ja) | 電力増幅器 | |
| JP2002135341A (ja) | プレディストーション方法及び装置 | |
| JP2004274288A (ja) | 直交変調装置 | |
| JP2006135612A (ja) | 送信装置及び歪み補償方法 | |
| RU2380848C2 (ru) | Предыскажение iq-модулятора | |
| WO2004034659A2 (en) | Method and apparatus for digital modulation using a cordic algorithm | |
| JP2001057578A (ja) | 線形補償回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20031216 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040113 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040210 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040322 |
|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20040414 |
|
| A912 | Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912 Effective date: 20040528 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060529 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060721 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100728 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110728 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110728 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120728 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120728 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130728 Year of fee payment: 7 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |