JP2002135341A - プレディストーション方法及び装置 - Google Patents
プレディストーション方法及び装置Info
- Publication number
- JP2002135341A JP2002135341A JP2001223204A JP2001223204A JP2002135341A JP 2002135341 A JP2002135341 A JP 2002135341A JP 2001223204 A JP2001223204 A JP 2001223204A JP 2001223204 A JP2001223204 A JP 2001223204A JP 2002135341 A JP2002135341 A JP 2002135341A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- samples
- signal
- quadrature
- phase
- component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
- H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
- H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/336—A I/Q, i.e. phase quadrature, modulator or demodulator being used in an amplifying circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】非線形増幅器を通過した後に生じるスプリアス
放射を減少させる。 【解決手段】信号源１０からの複合ベースバンド信号が
サンプリング／フィルタ回路１２において、同相成分Ｉ
及び直交成分ＱのサンプルＩk及びＱkからなるｋ個の複
合サンプルが得られ、計算回路１６、４０、加算器４２
において、歪みファクタＤkを決定される。乗算器４４
においてＩk及びＱkにＤkが乗算されて、プレディスト
ーションされた同相成分及び直交成分サンプルが得ら
れ、これらを乗算器４８においてアップコンバートし
て、サンプリングされた無線周波数の同相信号及び直交
信号を得る。加算器５４において、これら無線周波数の
同相成分及び直交信号を加算し、プレディストーション
された搬送波信号を得る。
放射を減少させる。 【解決手段】信号源１０からの複合ベースバンド信号が
サンプリング／フィルタ回路１２において、同相成分Ｉ
及び直交成分ＱのサンプルＩk及びＱkからなるｋ個の複
合サンプルが得られ、計算回路１６、４０、加算器４２
において、歪みファクタＤkを決定される。乗算器４４
においてＩk及びＱkにＤkが乗算されて、プレディスト
ーションされた同相成分及び直交成分サンプルが得ら
れ、これらを乗算器４８においてアップコンバートし
て、サンプリングされた無線周波数の同相信号及び直交
信号を得る。加算器５４において、これら無線周波数の
同相成分及び直交信号を加算し、プレディストーション
された搬送波信号を得る。
Description
【０００１】
【発明の技術分野】本発明は、複合ベースバンド信号を
プレディストーションするための装置及び方法に関し、
特に、本発明は、ベースバンドの同相及び直交信号のエ
ンベロープに基づく値の逆双曲線正接（ハイパーボリッ
ク・タンジェント）を用いて、そのベースバンド信号を
プレディストーションすることにより、振幅変調無線周
波数信号を生成するための装置及び方法に関係する。
プレディストーションするための装置及び方法に関し、
特に、本発明は、ベースバンドの同相及び直交信号のエ
ンベロープに基づく値の逆双曲線正接（ハイパーボリッ
ク・タンジェント）を用いて、そのベースバンド信号を
プレディストーションすることにより、振幅変調無線周
波数信号を生成するための装置及び方法に関係する。
【０００２】
【従来の技術】多くの半導体電力増幅器からの出力は、
ハイパーボリック・タンジェント関数によって特徴づけ
られる歪みを含む。商用の定期航空機によって利用され
るＶＨＦデータ無線のような様々な無線の用途は、アメ
リカ合衆国連邦通信委員会等の監督官庁によって課され
るスペクトル・マスク要件を満たさなければならない。
伝送される信号のエンベロープが一定でない場合、特
に、送信器の電力増幅器が滑らかな飽和（ソフト・サチ
レーション）状態で運転される場合、無線信号の送信ス
ペクトルが所要の信号バンド近くに広がることがある。
出力電力増幅器へ伝送の前に、無線周波数信号エンベロ
ープをプレディストーションすることによって、スプリ
アス放射が減少されるが、これにはアナログ乗算器が必
要となる。その場合でも、ノイズが乗算回路の中でピッ
クアップされると、そのノイズが所要の信号を変調し、
出力を通過してしまう。従って、本発明の目的は、非線
形の電力増幅器を通過した後に生じるスペクトル内の好
ましくないスプリアス放射を減少させことが可能な、無
線周波数の振幅変調を生成する装置及び方法を提供する
ことである。
ハイパーボリック・タンジェント関数によって特徴づけ
られる歪みを含む。商用の定期航空機によって利用され
るＶＨＦデータ無線のような様々な無線の用途は、アメ
リカ合衆国連邦通信委員会等の監督官庁によって課され
るスペクトル・マスク要件を満たさなければならない。
伝送される信号のエンベロープが一定でない場合、特
に、送信器の電力増幅器が滑らかな飽和（ソフト・サチ
レーション）状態で運転される場合、無線信号の送信ス
ペクトルが所要の信号バンド近くに広がることがある。
出力電力増幅器へ伝送の前に、無線周波数信号エンベロ
ープをプレディストーションすることによって、スプリ
アス放射が減少されるが、これにはアナログ乗算器が必
要となる。その場合でも、ノイズが乗算回路の中でピッ
クアップされると、そのノイズが所要の信号を変調し、
出力を通過してしまう。従って、本発明の目的は、非線
形の電力増幅器を通過した後に生じるスペクトル内の好
ましくないスプリアス放射を減少させことが可能な、無
線周波数の振幅変調を生成する装置及び方法を提供する
ことである。
【０００３】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑを持つ、複合振幅変調ベースバンド
信号が、同相成分のサンプルＩk及び直交成分のサンプ
ルＱkを得るためにサンプリングされ、そして、ベース
バンド・サンプルのエンベロープの大きさが、同相成分
サンプル及び直交成分サンプルの２乗の合計の平方根を
求めることにより、決定される。複合ベースバンド・サ
ンプルの振幅の基準値のハイパーボリック・タンジェン
トあるいはアークハイパーボリック・タンジェント
（「ａｔａｎｈ」）をそのスケーリング（基準化）され
たサンプルの大きさで割ったものに等しい歪みファクタ
が、プレディストーションされた成分を提供するため
に、同相成分及び直交成分の各サンプルに乗算されるた
めに用いられる。その後、これらプレディストーション
された成分は、プレディストーションされた中間周波数
（「ＩＦ」）搬送波信号を提供するために、アップサン
プリングされ、アップコンバートされ、そして結合され
るが、該搬送波信号は、さらにアナログ無線周波数
（「ＲＦ」）信号にアップコンバートされ、フィルタリ
ングされ、これにより、所望のアップコンバートされた
信号が得られる。
分Ｉ及び直交成分Ｑを持つ、複合振幅変調ベースバンド
信号が、同相成分のサンプルＩk及び直交成分のサンプ
ルＱkを得るためにサンプリングされ、そして、ベース
バンド・サンプルのエンベロープの大きさが、同相成分
サンプル及び直交成分サンプルの２乗の合計の平方根を
求めることにより、決定される。複合ベースバンド・サ
ンプルの振幅の基準値のハイパーボリック・タンジェン
トあるいはアークハイパーボリック・タンジェント
（「ａｔａｎｈ」）をそのスケーリング（基準化）され
たサンプルの大きさで割ったものに等しい歪みファクタ
が、プレディストーションされた成分を提供するため
に、同相成分及び直交成分の各サンプルに乗算されるた
めに用いられる。その後、これらプレディストーション
された成分は、プレディストーションされた中間周波数
（「ＩＦ」）搬送波信号を提供するために、アップサン
プリングされ、アップコンバートされ、そして結合され
るが、該搬送波信号は、さらにアナログ無線周波数
（「ＲＦ」）信号にアップコンバートされ、フィルタリ
ングされ、これにより、所望のアップコンバートされた
信号が得られる。
【０００４】必要ならば、そのスケーリングのためのフ
ァクタは、フィード・バック回路内の歪んでいないエン
ベロープと出力信号エンベロープの一部を組み合わせる
ことにより得られる。フィード・バック回路は、歪んで
いないエンベロープと出力信号エンベロープの間の平均
二乗誤差を計算するよう構成されることが望ましい。平
均二乗誤差が正確に計算されるようにするために、両方
のエンベロープが正規化されることが望ましい。平均二
乗誤差は、一定の利得制御によって調整され統合され、
その結果、アークハイパーボリック・タンジェント関数
の決定の前に、歪んでいないエンベロープをスケーリン
グするために用いられる。このように、ベースバンド信
号のエンベロープは、アップコンバートされる前に、デ
ジタル・エンベロープ・プレディストーションされる。
これにより、伝送されるエンベロープ上にピックアップ
・ノイズが加えられるのを回避する。フィルタリング
は、歪められた信号スペクトルが電力増幅器を通り抜け
ることができるように広い帯域幅を持つので、無線周波
数信号のＩＦ及びＲＦバンドパス・フィルタリングの前
に、プレディストーションを行うことが可能である。
ァクタは、フィード・バック回路内の歪んでいないエン
ベロープと出力信号エンベロープの一部を組み合わせる
ことにより得られる。フィード・バック回路は、歪んで
いないエンベロープと出力信号エンベロープの間の平均
二乗誤差を計算するよう構成されることが望ましい。平
均二乗誤差が正確に計算されるようにするために、両方
のエンベロープが正規化されることが望ましい。平均二
乗誤差は、一定の利得制御によって調整され統合され、
その結果、アークハイパーボリック・タンジェント関数
の決定の前に、歪んでいないエンベロープをスケーリン
グするために用いられる。このように、ベースバンド信
号のエンベロープは、アップコンバートされる前に、デ
ジタル・エンベロープ・プレディストーションされる。
これにより、伝送されるエンベロープ上にピックアップ
・ノイズが加えられるのを回避する。フィルタリング
は、歪められた信号スペクトルが電力増幅器を通り抜け
ることができるように広い帯域幅を持つので、無線周波
数信号のＩＦ及びＲＦバンドパス・フィルタリングの前
に、プレディストーションを行うことが可能である。
【０００５】従来の技術では、プレディストーションを
行うことは、その信号を逆非線形下に置くことによっ
て、例えば、線形信号ｙ（ｔ）に、ｆ（ｙ（ｔ））＝ａ
ｔａｎｈ（Ｃｙ（ｔ））を生成するための逆非線形のプ
レディストータ（ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）を通過さ
せることによって、達成されてきた。一方、本発明で
は、ｙ（ｔ）に｛ａｔａｎｈ（Ｃｙ（ｔ））｝／Ｃｙ
（ｔ）を乗算する。この関数は、拡張関数である。本発
明のプレディストーション装置は、フィールド・プログ
ラム可能なゲート・アレイ等のゲート・アレイ内で実現
される。
行うことは、その信号を逆非線形下に置くことによっ
て、例えば、線形信号ｙ（ｔ）に、ｆ（ｙ（ｔ））＝ａ
ｔａｎｈ（Ｃｙ（ｔ））を生成するための逆非線形のプ
レディストータ（ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）を通過さ
せることによって、達成されてきた。一方、本発明で
は、ｙ（ｔ）に｛ａｔａｎｈ（Ｃｙ（ｔ））｝／Ｃｙ
（ｔ）を乗算する。この関数は、拡張関数である。本発
明のプレディストーション装置は、フィールド・プログ
ラム可能なゲート・アレイ等のゲート・アレイ内で実現
される。
【０００６】
【発明の実施の態様】図１は、本発明の望ましい第１の
実施例に従って、エンベロープがプレディストーション
された無線周波数信号を生成するための装置を示してい
る。信号源１０は、正規化され、例えば毎秒１０．５キ
ロサンプル（ＫＳＰＳ）でサンプリングされる同相成分
Ｉ及び直交成分Ｑを含む、複合ベースバンド信号を提供
する。信号源１０からのサンプルは、ディファレンシャ
ル８フェーズ・シフトキーイング（Ｄ８ＰＳＫ）変調を
形作るための、１つは同相成分用フィルタで１つは直交
成分用フィルタである１組のコサイン・フィルタを含む
フィルタ回路１２に供給される。フィルタ回路１２は、
５２．５ＫＳＰＳの再サンプリング・レートとして図１
に示すように、信号源１０の複数のサンプリング・レー
トで、提供される信号を再サンプリングする。その同相
成分Ｉk及び直交成分Ｑkのサンプルは、フィルタ１２か
ら利得制御増幅器ペア１４へ供給される。該増幅器１４
は、システム・ソフトウェアのような適宜の信号源か
ら、一定値である利得制御又は基準化（スケーリング）
信号を受け取る。利得制御増幅器ペアの代わりに乗算器
ペアが用いられてもよい。利得制御増幅器ペア４の出力
は、計算回路１６に供給され、該計算回路１６におい
て、基準化された同相成分サンプル及び基準化された直
交成分サンプルの二乗の合計の平方根を求めることによ
って、基準化された複合ベースバンド・エンベロープ・
サンプルの振幅を計算する。
実施例に従って、エンベロープがプレディストーション
された無線周波数信号を生成するための装置を示してい
る。信号源１０は、正規化され、例えば毎秒１０．５キ
ロサンプル（ＫＳＰＳ）でサンプリングされる同相成分
Ｉ及び直交成分Ｑを含む、複合ベースバンド信号を提供
する。信号源１０からのサンプルは、ディファレンシャ
ル８フェーズ・シフトキーイング（Ｄ８ＰＳＫ）変調を
形作るための、１つは同相成分用フィルタで１つは直交
成分用フィルタである１組のコサイン・フィルタを含む
フィルタ回路１２に供給される。フィルタ回路１２は、
５２．５ＫＳＰＳの再サンプリング・レートとして図１
に示すように、信号源１０の複数のサンプリング・レー
トで、提供される信号を再サンプリングする。その同相
成分Ｉk及び直交成分Ｑkのサンプルは、フィルタ１２か
ら利得制御増幅器ペア１４へ供給される。該増幅器１４
は、システム・ソフトウェアのような適宜の信号源か
ら、一定値である利得制御又は基準化（スケーリング）
信号を受け取る。利得制御増幅器ペアの代わりに乗算器
ペアが用いられてもよい。利得制御増幅器ペア４の出力
は、計算回路１６に供給され、該計算回路１６におい
て、基準化された同相成分サンプル及び基準化された直
交成分サンプルの二乗の合計の平方根を求めることによ
って、基準化された複合ベースバンド・エンベロープ・
サンプルの振幅を計算する。
【０００７】図２は、ベースバンド信号の複合サンプル
ｋそれぞれの振幅の概算を決定するための装置の１つの
望ましい実施例のブロック図である。図２では、５２．
５ＫＳＰＳ等の適宜のサンプリングレートでサンプリン
グされた、正規化されたベースバンド信号の同相成分Ｉ
k及び直交成分Ｑkは第１の検出器１８に供給され、該検
出器において、Ｉk成分あるいはＱk成分のどちらがより
大きいか、各サンプル・ペアに対して判定することによ
って、これらの成分の最大値を決定する。またＩk成分
及びＱk成分サンプルは、第２の検出器２０にも供給さ
れ、該検出器において、Ｉk成分あるいはＱk成分のどち
らがより小さいか、各サンプル・ペアに対して判定する
ことによって、これらの成分の最小値が決定される。各
サンプル・ペアに対して検出された最大値（「ｍａ
ｘk」）、及び検出された最小値（「ｍｉｎk」）は、値
ｙk＝１／２（ｍｉｎk／ｍａｘk）2を計算する計算回路
２２に供給される。
ｋそれぞれの振幅の概算を決定するための装置の１つの
望ましい実施例のブロック図である。図２では、５２．
５ＫＳＰＳ等の適宜のサンプリングレートでサンプリン
グされた、正規化されたベースバンド信号の同相成分Ｉ
k及び直交成分Ｑkは第１の検出器１８に供給され、該検
出器において、Ｉk成分あるいはＱk成分のどちらがより
大きいか、各サンプル・ペアに対して判定することによ
って、これらの成分の最大値を決定する。またＩk成分
及びＱk成分サンプルは、第２の検出器２０にも供給さ
れ、該検出器において、Ｉk成分あるいはＱk成分のどち
らがより小さいか、各サンプル・ペアに対して判定する
ことによって、これらの成分の最小値が決定される。各
サンプル・ペアに対して検出された最大値（「ｍａ
ｘk」）、及び検出された最小値（「ｍｉｎk」）は、値
ｙk＝１／２（ｍｉｎk／ｍａｘk）2を計算する計算回路
２２に供給される。
【０００８】計算回路２２からのｙk出力は、５つの乗
算器２４、２６、２８、３０及び３２の各々に、入力と
して供給される。またｙk出力は、乗算器２４の第２の
入力に供給される。結果として、乗算器２４は、値ｙk 2
を出力として提供する。乗算器２４からのこのｙk 2出力
は、乗算器２６の第２の入力及び合計回路３４へのマイ
ナス入力に供給される。従って乗算器２６の出力は、値
ｙk 3である。この出力は、乗算器２８の第２の入力及び
加算回路３４のプラス入力に供給される。従って、乗算
器２８は、乗算器３０への第２の入力として用いられ、
かつ加算回路３４へのマイナス入力に供給される、出力
ｙk 4を提供する。それから、乗算器３０は、乗算器３２
の第２の入力に、及び加算回路３４へのプラス入力に出
力ｙk 5を提供する。乗算器３２は、加算回路３４へのマ
イナス入力に出力ｙk 6を提供する。
算器２４、２６、２８、３０及び３２の各々に、入力と
して供給される。またｙk出力は、乗算器２４の第２の
入力に供給される。結果として、乗算器２４は、値ｙk 2
を出力として提供する。乗算器２４からのこのｙk 2出力
は、乗算器２６の第２の入力及び合計回路３４へのマイ
ナス入力に供給される。従って乗算器２６の出力は、値
ｙk 3である。この出力は、乗算器２８の第２の入力及び
加算回路３４のプラス入力に供給される。従って、乗算
器２８は、乗算器３０への第２の入力として用いられ、
かつ加算回路３４へのマイナス入力に供給される、出力
ｙk 4を提供する。それから、乗算器３０は、乗算器３２
の第２の入力に、及び加算回路３４へのプラス入力に出
力ｙk 5を提供する。乗算器３２は、加算回路３４へのマ
イナス入力に出力ｙk 6を提供する。
【０００９】加算回路３４は、これら入力の合計を１／
２にして、その出力として値１／２（−ｙk 2＋ｙk 3−ｙ
k 4＋ｙk 5−ｙk 6）を提供する。この信号は、定数１、及
び計算回路２２からのｙk信号を入力として受け取る加
算回路３６への入力として供給される。従って、加算回
路３６の出力は、値｛１＋ｙk＋１／２（−ｙk 2＋ｙk 3
−ｙk 4＋ｙk 5−ｙk 6）｝である。これは、値｛（１＋ｙ
k）／２＋１／２（１＋ｙk−ｙk 2＋ｙk 3−ｙk 4＋ｙk 5−
ｙk 6）｝に等しい。この信号は、加算回路３６から乗算
器３８に供給される。乗算器３８は、また、その第２の
入力で検出器１８からのｍａｘk信号を受け取る。その
結果、乗算器３８の出力は、 （ｍａｘk）×｛（１＋ｙk）／２＋１／２（１＋ｙk−
ｙk 2＋ｙk 3−ｙk 4＋ｙk 5−ｙk 6）｝ となり、これは（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2＝ｕkの概算であり、
従ってサンプルｋの大きさの概算である。
２にして、その出力として値１／２（−ｙk 2＋ｙk 3−ｙ
k 4＋ｙk 5−ｙk 6）を提供する。この信号は、定数１、及
び計算回路２２からのｙk信号を入力として受け取る加
算回路３６への入力として供給される。従って、加算回
路３６の出力は、値｛１＋ｙk＋１／２（−ｙk 2＋ｙk 3
−ｙk 4＋ｙk 5−ｙk 6）｝である。これは、値｛（１＋ｙ
k）／２＋１／２（１＋ｙk−ｙk 2＋ｙk 3−ｙk 4＋ｙk 5−
ｙk 6）｝に等しい。この信号は、加算回路３６から乗算
器３８に供給される。乗算器３８は、また、その第２の
入力で検出器１８からのｍａｘk信号を受け取る。その
結果、乗算器３８の出力は、 （ｍａｘk）×｛（１＋ｙk）／２＋１／２（１＋ｙk−
ｙk 2＋ｙk 3−ｙk 4＋ｙk 5−ｙk 6）｝ となり、これは（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2＝ｕkの概算であり、
従ってサンプルｋの大きさの概算である。
【００１０】図１に戻って、計算回路１６への入力は、
Ｃ×Ｉk及びＣ×Ｑkであり、計算回路からの出力は、Ｃ
×（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2＝Ｃ×ｕk＝ｘkである。このｘk出
力が、値｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１の概算で
ある ｘk 2／３＋ｘk 4／５＋ｘk 6／７＋ …… を決定する計算回路４０に供給される。計算回路４０
は、１６ビットまでの値を持つ、参照テーブルで構成し
てもよい。計算回路４０の出力は、その第２の入力で定
数１を受け取る加算回路４２の１つの入力に加印され
る。参照テーブルの形式である場合に、計算回路４０が
セグメント｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１の値を
計算することが好ましく、そして、適度なサイズの参照
テーブルを維持する一方で、所要の精度を提供するため
に、定数１が加算回路４２に加算されることが好まし
い。
Ｃ×Ｉk及びＣ×Ｑkであり、計算回路からの出力は、Ｃ
×（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2＝Ｃ×ｕk＝ｘkである。このｘk出
力が、値｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１の概算で
ある ｘk 2／３＋ｘk 4／５＋ｘk 6／７＋ …… を決定する計算回路４０に供給される。計算回路４０
は、１６ビットまでの値を持つ、参照テーブルで構成し
てもよい。計算回路４０の出力は、その第２の入力で定
数１を受け取る加算回路４２の１つの入力に加印され
る。参照テーブルの形式である場合に、計算回路４０が
セグメント｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１の値を
計算することが好ましく、そして、適度なサイズの参照
テーブルを維持する一方で、所要の精度を提供するため
に、定数１が加算回路４２に加算されることが好まし
い。
【００１１】加算回路４２の出力は、歪みファクタ（ａ
ｔａｎｈ（ｘk））／ｘk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／
Ｃｕk＝Ｄkである。この歪みファクタは、フィルタ回路
１２からの同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkのｕkサンプル
も受け取る乗算器ペア４４の１つの入力に供給される。
これにより、同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkの各サンプル
が、歪みファクタＤkによって修正される。その結果、
乗算器ペア４４の出力は、ｅjθk（ａｔａｎｈ（Ｃ
ｕk））／Ｃである。その後、修正された信号のこれら
のサンプルが、再サンプリング回路４６において毎秒５
０メガサンプル（ＭＳＰＳ）のような高いレートで再サ
ンプリングされ、その結果得られたサンプルが乗算器ペ
ア４８に供給される。信号ジェネレータ（発生器）５０
は、サンプリング回路５２にｓｉｎ（サイン）及びｃｏ
ｓ（コサイン）の出力を供給する。信号ジェネレータ５
０は、図１で示した再サンプリング回路４６のサンプリ
ング・レートの半分未満の２１．４ＭＨｚの周波数で動
作する。サンプリング回路５２は、図１で示したサンプ
リング回路４６によって用いられるのと同じサンプリン
グ・レート５０ＭＳＰＳで、信号ジェネレータ５０から
のｓｉｎ及びｃｏｓの出力を、サンプリングする。サン
プリング回路５２からサンプリングされたｓｉｎ及びｃ
ｏｓ信号は、乗算器ペアが中間周波信号Ｄk×Ｉkｓｉｎ
２１．４ＭＨｚ及びＤk×Ｑkｃｏｓ２１．４ＭＨｚを出
力として提供できるように、乗算器ペア４８に供給され
る。これらの信号は、加算回路５４に供給され、出力ラ
イン５６上にプレディストーションされアップコンバー
トされた中間周波信号を提供するために加算される。
ｔａｎｈ（ｘk））／ｘk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／
Ｃｕk＝Ｄkである。この歪みファクタは、フィルタ回路
１２からの同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkのｕkサンプル
も受け取る乗算器ペア４４の１つの入力に供給される。
これにより、同相成分Ｉk及び直交成分Ｑkの各サンプル
が、歪みファクタＤkによって修正される。その結果、
乗算器ペア４４の出力は、ｅjθk（ａｔａｎｈ（Ｃ
ｕk））／Ｃである。その後、修正された信号のこれら
のサンプルが、再サンプリング回路４６において毎秒５
０メガサンプル（ＭＳＰＳ）のような高いレートで再サ
ンプリングされ、その結果得られたサンプルが乗算器ペ
ア４８に供給される。信号ジェネレータ（発生器）５０
は、サンプリング回路５２にｓｉｎ（サイン）及びｃｏ
ｓ（コサイン）の出力を供給する。信号ジェネレータ５
０は、図１で示した再サンプリング回路４６のサンプリ
ング・レートの半分未満の２１．４ＭＨｚの周波数で動
作する。サンプリング回路５２は、図１で示したサンプ
リング回路４６によって用いられるのと同じサンプリン
グ・レート５０ＭＳＰＳで、信号ジェネレータ５０から
のｓｉｎ及びｃｏｓの出力を、サンプリングする。サン
プリング回路５２からサンプリングされたｓｉｎ及びｃ
ｏｓ信号は、乗算器ペアが中間周波信号Ｄk×Ｉkｓｉｎ
２１．４ＭＨｚ及びＤk×Ｑkｃｏｓ２１．４ＭＨｚを出
力として提供できるように、乗算器ペア４８に供給され
る。これらの信号は、加算回路５４に供給され、出力ラ
イン５６上にプレディストーションされアップコンバー
トされた中間周波信号を提供するために加算される。
【００１２】このプレディストーションされた中間周波
信号は、５０ＭＳＰＳとして図１に示されるように、サ
ンプリング回路４６と同じレートでサンプリングするデ
ジタル−アナログ変換器５８に供給される。デジタル−
アナログ変換器５８の出力は、バンドパス・フィルタ６
０に供給される。バンドパス・フィルタ６０は、図１に
示した信号ジェネレータ５０の周波数２１．４ＭＨｚに
中心周波数を有し、プレディストーションされたエンベ
ロープの歪みを回避するのに十分な帯域幅、例えば３０
ｋＨｚ位の帯域幅を持つ。バンドパス・フィルタ６０か
らの信号は、電力レベルを設定するために、システム・
ソフトウェアから定数値の入力を受け取る無線周波数
（ＲＦ）減衰器６２に供給される。該減衰器６２の出力
は、Ｖ（ｔ）＝ｅjθ(t)（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／
Ｃ）である。その後、この信号は、ｂが定数である、ｂ
×ｔａｎｈ（Ｃ×Ｖ（ｔ））の伝達関数を持つ電力増幅
器６４に供給される。電力増幅器６４からの出力は、ｂ
×Ｃｕ（ｔ）ｅjθ(t)である。利得制御増幅器ペア１４
に供給される利得制御あるいは基準化信号は、Ｃに等し
いことが望ましい。
信号は、５０ＭＳＰＳとして図１に示されるように、サ
ンプリング回路４６と同じレートでサンプリングするデ
ジタル−アナログ変換器５８に供給される。デジタル−
アナログ変換器５８の出力は、バンドパス・フィルタ６
０に供給される。バンドパス・フィルタ６０は、図１に
示した信号ジェネレータ５０の周波数２１．４ＭＨｚに
中心周波数を有し、プレディストーションされたエンベ
ロープの歪みを回避するのに十分な帯域幅、例えば３０
ｋＨｚ位の帯域幅を持つ。バンドパス・フィルタ６０か
らの信号は、電力レベルを設定するために、システム・
ソフトウェアから定数値の入力を受け取る無線周波数
（ＲＦ）減衰器６２に供給される。該減衰器６２の出力
は、Ｖ（ｔ）＝ｅjθ(t)（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／
Ｃ）である。その後、この信号は、ｂが定数である、ｂ
×ｔａｎｈ（Ｃ×Ｖ（ｔ））の伝達関数を持つ電力増幅
器６４に供給される。電力増幅器６４からの出力は、ｂ
×Ｃｕ（ｔ）ｅjθ(t)である。利得制御増幅器ペア１４
に供給される利得制御あるいは基準化信号は、Ｃに等し
いことが望ましい。
【００１３】図３は、スケーリング・ファクタが、電力
増幅器からの信号の平均二乗誤差の平方根に基づく適宜
のフィードバック・ループによって決定される、本発明
の望ましい第２の実施例に従った、エンベロープがプレ
ディストーションされた無線周波数信号を生成するため
の装置を示している。信号源１０は、正規化されサンプ
リングされ、フィルタ回路１２に供給される、複合ベー
スバンド信号を提供する。同相成分及び直交成分のサン
プルは、図２の計算回路１６に供給される。従って、計
算回路１６の出力は、（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2＝ｕkである。
図３の装置からの出力は、電力増幅器６４によって提供
され、無線周波数カップラ７０が、線形エンベロープ検
出器７２へ、出力の一部を供給する。検出されたエンベ
ロープは、アナログーデジタル変換器７４に供給され、
該変換器は、５０ＭＳＰＳとして図１に示したデジタル
−アナログ変換器５８と同じレートでサンプリングす
る。
増幅器からの信号の平均二乗誤差の平方根に基づく適宜
のフィードバック・ループによって決定される、本発明
の望ましい第２の実施例に従った、エンベロープがプレ
ディストーションされた無線周波数信号を生成するため
の装置を示している。信号源１０は、正規化されサンプ
リングされ、フィルタ回路１２に供給される、複合ベー
スバンド信号を提供する。同相成分及び直交成分のサン
プルは、図２の計算回路１６に供給される。従って、計
算回路１６の出力は、（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2＝ｕkである。
図３の装置からの出力は、電力増幅器６４によって提供
され、無線周波数カップラ７０が、線形エンベロープ検
出器７２へ、出力の一部を供給する。検出されたエンベ
ロープは、アナログーデジタル変換器７４に供給され、
該変換器は、５０ＭＳＰＳとして図１に示したデジタル
−アナログ変換器５８と同じレートでサンプリングす
る。
【００１４】アナログ−デジタル変換器７４からのサン
プリングされた出力は、ノーマライザすなわち正規化回
路７６により最大量に正規化される。計算回路１６の出
力が加算回路７８のプラス入力に供給される一方で、正
規化回路７６からの出力が加算回路７８のマイナス入力
に供給される。計算回路１６からの加算回路７８への入
力が歪み前のエンベロープを表し、正規化回路７６から
の加算回路７８への入力は、歪み後のエンベロープを表
している。その結果生じる信号は、加算回路７８から、
第２の入力において−λの重み係数を受け取る乗算器８
０の１つの入力に供給される。乗算器８０からの出力
は、乗算器８２に供給され、該乗算器８２の第２の入力
には、正規化回路７６からの出力が供給される。乗算回
路８２からの出力は、低域フィルタ８４を介してサンプ
ラ８６に供給される。サンプラ８６は、定期的な、例え
ば１分の間隔で、入力をサンプリングして積分器８８に
供給する。積分器８８の出力は、スケーリング・ファク
タＷであり、そして、乗算回路９０に供給される。乗算
回路９０は、第２の入力に計算回路１６からの出力ｕ k
を受け取る。従って、乗算器回路９０の出力は、Ｗ×ｕ
k＝ｘkである。この出力は、図１の実施例に関して説明
したように、値｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１を
計算する計算回路４０に供給される。
プリングされた出力は、ノーマライザすなわち正規化回
路７６により最大量に正規化される。計算回路１６の出
力が加算回路７８のプラス入力に供給される一方で、正
規化回路７６からの出力が加算回路７８のマイナス入力
に供給される。計算回路１６からの加算回路７８への入
力が歪み前のエンベロープを表し、正規化回路７６から
の加算回路７８への入力は、歪み後のエンベロープを表
している。その結果生じる信号は、加算回路７８から、
第２の入力において−λの重み係数を受け取る乗算器８
０の１つの入力に供給される。乗算器８０からの出力
は、乗算器８２に供給され、該乗算器８２の第２の入力
には、正規化回路７６からの出力が供給される。乗算回
路８２からの出力は、低域フィルタ８４を介してサンプ
ラ８６に供給される。サンプラ８６は、定期的な、例え
ば１分の間隔で、入力をサンプリングして積分器８８に
供給する。積分器８８の出力は、スケーリング・ファク
タＷであり、そして、乗算回路９０に供給される。乗算
回路９０は、第２の入力に計算回路１６からの出力ｕ k
を受け取る。従って、乗算器回路９０の出力は、Ｗ×ｕ
k＝ｘkである。この出力は、図１の実施例に関して説明
したように、値｛（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk｝−１を
計算する計算回路４０に供給される。
【００１５】図１の実施例におけるのと同様に、計算回
路４０の出力は、定数１が追加される加算回路４２に供
給され、その結果、加算回路４２は、乗算器ペア４４
に、歪みファクタＤk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk＝
（ａｔａｎｈ（Ｗｕk））／Ｗｕ kを供給する。また同相
成分Ｉk及び直交成分Ｑkのサンプルｕkが、乗算器ペア
４４に供給される。従って、同相成分Ｉk及び直交成分
Ｑkの各サンプルは、それぞれの歪みファクタＤkによっ
て修正され、その結果、乗算器ペア４４の出力は、ｅj
θk（ａｔａｎｈ（Ｗｕk））／Ｗとなる。修正された信
号のこれらのサンプルは、５０ＭＳＰＳのサンプリング
・レートとして、図３で示されるように、高い再サンプ
リング・レートで再サンプリング回路４６において、再
サンプリングされる。
路４０の出力は、定数１が追加される加算回路４２に供
給され、その結果、加算回路４２は、乗算器ペア４４
に、歪みファクタＤk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk＝
（ａｔａｎｈ（Ｗｕk））／Ｗｕ kを供給する。また同相
成分Ｉk及び直交成分Ｑkのサンプルｕkが、乗算器ペア
４４に供給される。従って、同相成分Ｉk及び直交成分
Ｑkの各サンプルは、それぞれの歪みファクタＤkによっ
て修正され、その結果、乗算器ペア４４の出力は、ｅj
θk（ａｔａｎｈ（Ｗｕk））／Ｗとなる。修正された信
号のこれらのサンプルは、５０ＭＳＰＳのサンプリング
・レートとして、図３で示されるように、高い再サンプ
リング・レートで再サンプリング回路４６において、再
サンプリングされる。
【００１６】再サンプリング回路４６からの再サンプリ
ングされた出力は、乗算器ペア４８に供給される。信号
ジェネレータ５０’は、１７ＭＨｚの周波数として図３
に示すように、再サンプリング回路４６のサンプリング
・レートの１／２未満の周波数の中間周波信号を提供す
る。サンプリング回路５２は、５０ＭＳＰＳサンプリン
グ・レートとして図３に示されるように、再サンプリン
グ回路４６と同じサンプリング・レートで信号ジェネレ
ータ５０’からのｓｉｎ及びｃｏｓ出力をサンプリング
する。これらのサンプリングされたｓｉｎ及びｃｏｓ信
号は、乗算器ペアが中間周波信号Ｄk×Ｉkｓｉｎ１７Ｍ
Ｈｚ及びＤk×Ｉkｃｏｓ１７ＭＨｚを出力として提供で
きるように、乗算器ペア４８に供給される。これらの信
号は、加算回路５４に加えられ、その結果生じるプレデ
ィストーションされアップコンバートされた中間周波信
号が、再サンプリング回路４６と同じ５０ＭＳＰＳのレ
ートでサンプリングするデジタル−アナログ変換器５８
にライン５６上で供給される。
ングされた出力は、乗算器ペア４８に供給される。信号
ジェネレータ５０’は、１７ＭＨｚの周波数として図３
に示すように、再サンプリング回路４６のサンプリング
・レートの１／２未満の周波数の中間周波信号を提供す
る。サンプリング回路５２は、５０ＭＳＰＳサンプリン
グ・レートとして図３に示されるように、再サンプリン
グ回路４６と同じサンプリング・レートで信号ジェネレ
ータ５０’からのｓｉｎ及びｃｏｓ出力をサンプリング
する。これらのサンプリングされたｓｉｎ及びｃｏｓ信
号は、乗算器ペアが中間周波信号Ｄk×Ｉkｓｉｎ１７Ｍ
Ｈｚ及びＤk×Ｉkｃｏｓ１７ＭＨｚを出力として提供で
きるように、乗算器ペア４８に供給される。これらの信
号は、加算回路５４に加えられ、その結果生じるプレデ
ィストーションされアップコンバートされた中間周波信
号が、再サンプリング回路４６と同じ５０ＭＳＰＳのレ
ートでサンプリングするデジタル−アナログ変換器５８
にライン５６上で供給される。
【００１７】デジタル−アナログ変換器５８からの出力
は、信号ジェネレータ５０’の１７ＭＨｚ周波数に中心
を置き、かつ、プレディストーションされたエンベロー
プの歪みを回避するのに十分な帯域幅、例えばＭＨｚの
帯域幅を持つ、バンドパス・フィルタ６０’に供給され
る。帯域通過フィルタ６０’からの出力は、アップコン
バータ６１において無線周波数にアップコンバートさ
れ、ドライバ増幅器６３及び電力増幅器６４を介して、
アンテナ６６に供給される。必要に応じて、アップコン
バータ６１及びドライブ増幅器６３ではなく、図１の実
施例におけるのと同様に、無線周波数減衰器が利用され
ることができる。同様に、必要に応じて、図１の実施例
中で、アップコンバータ及びドライバ増幅器が使用され
ることができる。
は、信号ジェネレータ５０’の１７ＭＨｚ周波数に中心
を置き、かつ、プレディストーションされたエンベロー
プの歪みを回避するのに十分な帯域幅、例えばＭＨｚの
帯域幅を持つ、バンドパス・フィルタ６０’に供給され
る。帯域通過フィルタ６０’からの出力は、アップコン
バータ６１において無線周波数にアップコンバートさ
れ、ドライバ増幅器６３及び電力増幅器６４を介して、
アンテナ６６に供給される。必要に応じて、アップコン
バータ６１及びドライブ増幅器６３ではなく、図１の実
施例におけるのと同様に、無線周波数減衰器が利用され
ることができる。同様に、必要に応じて、図１の実施例
中で、アップコンバータ及びドライバ増幅器が使用され
ることができる。
【００１８】図３におけるフィード・バック回路は、積
分器８８から乗算器９０に供給される信号Ｗが、出力増
幅器６４の伝達関数であるＣの現在の値に収束する結果
となる。少しの繰返しでこの収束が生じるように、フィ
ードバック・ループの利得を設定することが可能であ
る。安定した変換を保証するフィードバック利得λの値
は、正規化回路すなわちノーマライザ７６によって正規
化された後のフィードバック・エンベロープの平均平方
値によって、上限が決められる。
分器８８から乗算器９０に供給される信号Ｗが、出力増
幅器６４の伝達関数であるＣの現在の値に収束する結果
となる。少しの繰返しでこの収束が生じるように、フィ
ードバック・ループの利得を設定することが可能であ
る。安定した変換を保証するフィードバック利得λの値
は、正規化回路すなわちノーマライザ７６によって正規
化された後のフィードバック・エンベロープの平均平方
値によって、上限が決められる。
【００１９】本発明に従って、デジタル−アナログ変換
によって後続する、無線周波数へのアップコンバートの
前に、ベースバンド信号のデジタル・エンベロープをプ
レディストーションすることによって、エンベロープ修
正が無線周波数アナログ信号上で実行されれば生じる可
能性がある、伝送されたエンベロープ上にアナログ・ピ
ックアップ・ノイズがダイレクトに加わることが回避さ
れる。本発明は、大規模なハードウェアを必要とせず、
ソフトウェア又はファームウエア内で達成することがで
きる。フィールド・プログラムが可能なゲート・アレイ
等のゲート・アレイ上で実現することが有効である。
によって後続する、無線周波数へのアップコンバートの
前に、ベースバンド信号のデジタル・エンベロープをプ
レディストーションすることによって、エンベロープ修
正が無線周波数アナログ信号上で実行されれば生じる可
能性がある、伝送されたエンベロープ上にアナログ・ピ
ックアップ・ノイズがダイレクトに加わることが回避さ
れる。本発明は、大規模なハードウェアを必要とせず、
ソフトウェア又はファームウエア内で達成することがで
きる。フィールド・プログラムが可能なゲート・アレイ
等のゲート・アレイ上で実現することが有効である。
【００２０】本発明を望ましい実施例に関して説明した
が、様々な修正及び変更が可能であることが明らかであ
ろう。
が、様々な修正及び変更が可能であることが明らかであ
ろう。
【図１】本発明の好適な第１の実施例に従う、エンベロ
ープ・プレディストーションされた無線周波数信号を生
成するための装置のブロック図である。
ープ・プレディストーションされた無線周波数信号を生
成するための装置のブロック図である。
【図２】図１に示した装置での使用に適した回路の望ま
しい実施形態のブロック図である。
しい実施形態のブロック図である。
【図３】本発明の望ましい第２の実施例に従う、エンベ
ロープ・プレディストーションされた無線周波数信号を
生成するための装置のブロック図である。
ロープ・プレディストーションされた無線周波数信号を
生成するための装置のブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 1/04 Ｈ０４Ｂ 1/04 Ｒ Ｈ０４Ｌ 27/20 Ｈ０４Ｌ 27/20 Ｚ Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 FA17 GN03 GN06 KA00 KA23 KA26 KA31 KA32 KA34 KA42 KA44 KA55 MA11 NN17 SA14 TA01 5J091 AA01 AA41 CA21 FA17 KA00 KA23 KA26 KA31 KA32 KA34 KA42 KA44 KA55 MA11 SA14 TA01 5K004 AA01 AA03 BA02 DD05 5K060 BB05 BB07 HH01 HH06 HH11 HH14 HH22
Claims (13)
- 【請求項１】 同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを持つ複合ベ
ースバンド信号をプレディストーションする方法におい
て、 複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分Ｉ
及び直交成分Ｑそれぞれのｋ個のサンプルＩk及びＱkか
らなるｋ個の複合サンプルを得るステップと、 ｋ個の複合サンプルの各々に対して、それぞれの歪みフ
ァクタＤkを決定するステップと、 同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkに歪みファ
クタＤkを乗算して、プレディストーションされた同相
成分サンプル及び直交成分サンプルを得るステップと、 プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、
及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各
々をアップコンバートして、サンプリングされた無線周
波数の同相信号及び直交信号を提供するステップと、 サンプリングされた無線周波数の同相成分及び直交信号
を結合して、プレディストーションされた搬送波信号を
提供するステップとからなることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の方法において、ｋ個の複
合サンプルの各々に対して、それぞれの歪みファクタＤ
kが、 Ｄk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk ただし、ｕk：ベースバンド信号の複合サンプルｋの振
幅 Ｃ：定数 により決定されることを特徴とする方法。 - 【請求項３】 請求項１記載の方法において、ｋ個のサ
ンプルの各々に対して、歪みファクタＤkが、 同相成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交
成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｑkを決定するステ
ップと、 同相成分及び直交成分からなるｋ組の対応する複合サン
プルの各々に対して、 ｘk＝Ｃ×（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2 の値を決定するステップと、 ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタ Ｄk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk の値を決定するステップとによって決定されることを特
徴とする方法。 - 【請求項４】 エンベロープがプレディストーションさ
れた無線周波数信号を生成する方法において、 同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを持つ複合ベースバンド信号
を含むエンベロープ変調された信号を提供するステップ
と、 複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分の
サンプルＩk及び直交成分のサンプルＱkからなるｋ個の
複合サンプルを得るステップと、 ｋ個のサンプルのそれぞれに対して、それぞれの歪みフ
ァクタＤkを決定するステップと、 同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkからなる各
サンプルに歪みファクタＤkを乗算して、プレディスト
ーションされた同相成分サンプル及び直交成分サンプル
を得るステップと、 プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、
及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各
々をアップコンバートして、サンプリングされた中間周
波同相信号及び中間周波直交信号を提供するステップ
と、 サンプリングされた中間周波同相信号及び中間周波直交
信号とを結合して、プレディストーションされた中間周
波信号を提供するステップと、 プレディストーションされた中間周波信号をアナログ信
号に変換するステップとからなることを特徴とする方
法。 - 【請求項５】 請求項４記載の方法において、ｋ個の複
合サンプルの各々に対して、それぞれの歪みファクタＤ
kが、 Ｄk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk ただし、ｕk：ベースバンド信号の複合サンプルｋの振
幅 Ｃ：定数 として決定されることを特徴とする方法。 - 【請求項６】 請求項４記載の方法において、ｋ個のサ
ンプルの各々に対して、歪みファクタＤkが、 同相成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交
成分のｋ個のサンプルの各々の振幅Ｑkを決定するステ
ップと、 同相成分及び直交成分からなるｋ組の対応する複合サン
プルの各々に対して、 ｘk＝Ｃ×（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2 の値を決定するステップと、 ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタ Ｄk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk の値を決定するステップとによって決定されることを特
徴とする方法。 - 【請求項７】 同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを有する複合
ベースバンド信号をプレディストーションするための装
置において、 複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分Ｉ
及び直交成分Ｑそれぞれのｋ個のサンプルＩk及びＱkか
らなるｋ個の複合サンプルを得るサンプリング回路と、 ｋ個の複合サンプルの各々に対して、それぞれの歪みフ
ァクタＤkを決定する歪み決定回路と、 同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkに歪みファ
クタＤkを乗算して、プレディストーションされた同相
成分サンプル及び直交成分サンプルを得る第１の乗算回
路と、 プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、
及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各
々をアップコンバートして、サンプリングされた無線周
波数の同相信号及び直交信号を提供する第２の乗算回路
と、 サンプリングされた無線周波数の同相成分及び直交信号
を結合して、プレディストーションされた搬送波信号を
提供する加算回路とからなることを特徴とする装置。 - 【請求項８】 請求項７記載の装置において、歪み決定
回路は、ｋ個の複合サンプルの各々に対して、それぞれ
の歪みファクタＤkを、 Ｄk＝（ａｔａｎｈ（Ｃｕk））／Ｃｕk ただし、ｕk：ベースバンド信号の複合サンプルｋの振
幅 Ｃ：定数 により決定する計算回路を含んでいることを特徴とする
装置。 - 【請求項９】 請求項７記載の装置において、歪み決定
回路は、 ｋ個の複合サンプルの各々についての、同相成分のｋ個
のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交成分のｋ個のサ
ンプルの各々の振幅Ｑkに対して、 ｘk＝Ｃ×（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2 の値を決定する第１の回路と、 ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタＤkを、 Ｄk＝（ａｔａｎｈ（ｘk））／ｘk の値を決定する第２の回路とを含むことを特徴とする装
置。 - 【請求項１０】 請求項９記載の装置において、第１の
計算回路が、 Ｉk及びＱkのより大きいものを判定することによって、
Ｉk及びＱkの最大値を検出するための第１の手段と、 Ｉk及びＱkのより小さいものを判定することによって、
Ｉk及びＱkの最小値を検出するための第２手段と、 ｙk＝１／２｛（検出された最大値）／（検出された最
小値）｝2の値を計算する第３の手段と、 ｙkの関数として（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2の値を計算する第４
の手段とからなることを特徴とする装置。 - 【請求項１１】エンベロープ・プレディストーションさ
れた無線周波数信号を発生するための装置において、 同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを有する複合ベースバンド信
号を含むエンベロープ変調された信号を発生する信号源
と、 複合ベースバンド信号をサンプリングして、同相成分Ｉ
及び直交成分Ｑそれぞれのｋ個のサンプルＩk及びＱkか
らなるｋ個の複合サンプルを得るサンプリング回路と、 ｋ個の複合サンプルの各々に対して、それぞれの歪みフ
ァクタＤkを決定する歪み決定回路と、 同相成分及び直交成分のサンプルＩk及びＱkに歪みファ
クタＤkを乗算して、プレディストーションされた同相
成分サンプル及び直交成分サンプルを得る第１の乗算回
路と、 プレディストーションされた同相成分サンプルの各々、
及びプレディストーションされた直交成分サンプルの各
々をアップコンバートして、サンプリングされた中間周
波数の同相信号及び直交信号を提供する第２の乗算回路
と、 サンプリングされた中間周波数の同相成分及び直交信号
を結合して、プレディストーションされた中間周波数信
号を提供する加算回路と、 プレディストーションされた中間周波数信号をアナログ
信号に変換するデジタル−アナログ変換器とからなるこ
とを特徴とする装置。 - 【請求項１２】 請求項１１記載の装置において、歪み
決定回路は、 ｋ個の複合サンプルの各々についての、同相成分のｋ個
のサンプルの各々の振幅Ｉk、及び直交成分のｋ個のサ
ンプルの各々の振幅Ｑkに対して、 ｘk＝Ｗ×（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2 ただし、Ｗ：定数 の値を決定する第１の回路と、 ｘkの値それぞれに対して、歪みファクタＤkの値を決定
する第２の回路とを含むことを特徴とする装置。 - 【請求項１３】 請求項１２記載の装置において、第１
の計算回路は、 Ｉk及びＱkのより大きいものを判定することによって、
Ｉk及びＱkの最大値を検出するための第１の手段と、 Ｉk及びＱkのより小さいものを判定することによって、
Ｉk及びＱkの最小値を検出するための第２手段と、 ｙk＝１／２｛（検出された最大値）／（検出された最
小値）｝2の値を計算する第３の手段と、 ｙkの関数として（Ｉk 2＋Ｑk 2）1/2の値を計算する第４
の手段とからなることを特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/624,149 US6751268B1 (en) | 2000-07-24 | 2000-07-24 | Bandpass predistorting expansion method and apparatus for digital radio transmission |
| US09/624149 | 2000-07-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002135341A true JP2002135341A (ja) | 2002-05-10 |
| JP3655851B2 JP3655851B2 (ja) | 2005-06-02 |
Family
ID=24500838
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001223204A Expired - Lifetime JP3655851B2 (ja) | 2000-07-24 | 2001-07-24 | プレディストーション方法及び装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6751268B1 (ja) |
| EP (1) | EP1176777B1 (ja) |
| JP (1) | JP3655851B2 (ja) |
| DE (1) | DE60131049T2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1329031B1 (en) * | 2000-09-13 | 2005-12-14 | Nortel Networks Limited | Multi-user detection in a cdma communication system |
| KR100374828B1 (ko) * | 2000-09-15 | 2003-03-04 | 엘지전자 주식회사 | 적응성 전치왜곡 송신기 |
| US6778614B1 (en) * | 2000-10-17 | 2004-08-17 | Northrop Grumman Corporation | Complex baseband envelope computation |
| US6940919B2 (en) * | 2001-04-16 | 2005-09-06 | Northrop Grumman Corporation | Bandpass predistortion method and apparatus for radio transmission |
| US6819938B2 (en) * | 2001-06-26 | 2004-11-16 | Qualcomm Incorporated | System and method for power control calibration and a wireless communication device |
| US7349365B2 (en) * | 2002-10-22 | 2008-03-25 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Mobile telephone messaging by baseband envelope modulation |
| WO2016007138A1 (en) * | 2014-07-08 | 2016-01-14 | New York University | System, method and computer-readable medium for estimating direction of arrival of a signal incident on at least one antenna array |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5343500A (en) * | 1991-09-03 | 1994-08-30 | At&T Bell Laboratories | Non-linear encoder and decoder for information transmission through non-linear channels |
| US5867065A (en) * | 1997-05-07 | 1999-02-02 | Glenayre Electronics, Inc. | Frequency selective predistortion in a linear transmitter |
-
2000
- 2000-07-24 US US09/624,149 patent/US6751268B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-07-12 DE DE60131049T patent/DE60131049T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-07-12 EP EP01116632A patent/EP1176777B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-07-24 JP JP2001223204A patent/JP3655851B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3655851B2 (ja) | 2005-06-02 |
| EP1176777A3 (en) | 2005-08-24 |
| EP1176777A2 (en) | 2002-01-30 |
| DE60131049T2 (de) | 2008-02-07 |
| US6751268B1 (en) | 2004-06-15 |
| DE60131049D1 (de) | 2007-12-06 |
| EP1176777B1 (en) | 2007-10-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6928122B2 (en) | Amplifier predistortion system and method | |
| KR100408043B1 (ko) | 디지탈 아이에프 기술을 적용한 전치 왜곡 방식의 디지털선형화기 | |
| US7403573B2 (en) | Uncorrelated adaptive predistorter | |
| JP3570898B2 (ja) | プレディストーション回路 | |
| EP1204216B1 (en) | Method and apparatus for distortion compensation of radio device | |
| US6647073B2 (en) | Linearisation and modulation device | |
| US20100321107A1 (en) | High efficiency transmitter for wireless communication | |
| US20030095607A1 (en) | System and method for direct transmitter self-calibration | |
| Zhang et al. | Calibration scheme for LINC transmitter | |
| JP2003092518A (ja) | 歪み補償装置 | |
| US10382073B2 (en) | Analog RF pre-distorter and non-linear splitter | |
| US20030118126A1 (en) | Apparatus and method for compensating error for analog quadrature modulator (AQM) | |
| EP1251667B1 (en) | Predistortion for use with amplifiers which have hyperbolic tangent distortion | |
| JPH11154880A (ja) | 信号補正方法及び装置、歪補償装置、歪補償データ作成装置及び送信機 | |
| US6570914B1 (en) | Amplitude calculation circuit | |
| JP2003174332A (ja) | プリディストーション型増幅装置 | |
| JP3655851B2 (ja) | プレディストーション方法及び装置 | |
| JPH08251246A (ja) | 送信装置 | |
| JP2004165900A (ja) | 通信装置 | |
| JP2002252663A (ja) | ディジタル無線装置 | |
| Liszewski et al. | Low-complexity FPGA implementation of Volterra predistorters for power amplifiers | |
| JPH0531326B2 (ja) | ||
| JP4382950B2 (ja) | 非線形歪み補償回路および非線形歪み補償方法 | |
| JP2006135612A (ja) | 送信装置及び歪み補償方法 | |
| JP3436250B2 (ja) | 送信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20040422 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20040423 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20040617 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040714 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050204 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050304 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3655851 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080311 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090311 Year of fee payment: 4 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090311 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100311 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110311 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110311 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120311 Year of fee payment: 7 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120311 Year of fee payment: 7 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120311 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130311 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140311 Year of fee payment: 9 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |