JP2002252663A - ディジタル無線装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 アナログ直交変調器の直交誤差による影響を
防ぐ。 【解決手段】 ＤＳＰにアナログ直交変調器の直交誤差
を補正する直交誤差補正部を具備させる。直交誤差は、
Ｉ／Ｑ直交座標の第１象限と第２象限の２点の直交誤差
検出用テスト信号を、その直交補正量を変化させて順次
アナログ直交変調器に入力させ、電力差の最も小さい２
点の信号を発生させた直交補正量の角度に基づき、直交
誤差補正部に補正係数をセットする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信部でのアナロ
グ直交変調器で発生する直交誤差を補正する直交誤差補
正部を具備させたディジタル無線装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル移動無線通信分野で
は、チャネル容量を増加させるためにチャネル間の周波
数間隔を小さくすること、つまり周波数利用効率を向上
させるために送信信号を狭帯域化することが進められて
いる。これを実現するために変調スペクトラム帯域幅の
小さな変調方式が望まれ、ＰＳＫ（Phase Shift Keyin
g)やＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の線
形変調方式が採用されるようになってきた。無線通信に
このような線形変調方式を適用する場合は、隣接チャネ
ル漏洩電力を抑制するために、送信部の電力増幅器の振
幅および位相特性の直線性を維持することが重要となっ
てきている。

【０００３】しかし、電力増幅器は電力効率の観点から
できるだけ高い動作点（飽和点に近い領域）で動作させ
ることが要求され、このため非線形歪みによる隣接チャ
ネル漏洩電力の増加が懸念される。そこで、高い電力効
率を図りながら、電力増幅器の非線形特性により発生す
る歪みを補正して隣接チャネル漏洩電力を抑制する技術
が必須となってきている。

【０００４】この歪み補正技術として、アナログ方式で
はカルテシアンやフィードフォワード等の数多くの歪み
補正方式が提案されているが、これらのアナログ方式で
は小型・省電力の点で回路規模が大きくなるという欠点
があり、また帰還ゲインを非常に大きくしなければなら
ないので、回路の安定化を得るための位相調整が難しい
という問題があった。

【０００５】一方、最近では、ＤＳＰ（ディジタル信号
処理プロセッサ）の進歩により、ディジタル信号処理技
術で歪み補正することが可能となり、ディジタル信号処
理によるさまざまな非線形歪み補正方式が提案されてい
る。

【０００６】とりわけ、ＲＦ送信信号の一部を取り出し
てフィードバックし、これをＤＳＰに取り込み復調し
て、この復調信号から電力増幅器の歪み成分を取り出
し、適応フィルタ｛ＬＭＳ（Least Mean Square）アル
ゴリズム｝技術にて歪み補正を行う技術の研究・開発が
盛んである。

【０００７】図６はこのような適応フィルタ技術により
歪み補正を行う機能を具備したディジタル無線装置のＤ
ＳＰ１００’と送信部２００’を示す図である。ＤＳＰ
１００’は入力データからベースバンド変調信号を作成
する。送信部２００’は作成されたベースバンド変調信
号をアナログ直交変調しさらにキャリアに載せてアンテ
ナから空中に送信する。

【０００８】ＤＳＰ１００’では、データが入力する
と、π／４シフトＱＰＳＫマッピング部１０１とルート
ナイキストフィルタ１０２により、同相成分Ｉと直交成
分Ｑからなるベースバンド変調成分が生成され、歪み補
正部１０３により後記する歪み補正を受けてから送信部
２００’に送られる。１０４はベースバンド変調信号の
同相成分Ｉと直交成分Ｑのベクトル量（Ｉ^２＋Ｑ^２）か
ら電力値を検出する電力検出部、１０５は歪み補正部１
０３に送る歪み補正係数を演算する歪み補正係数算出
部、１０６はフィードバックした送信成分を同相成分Ｉ
と直交成分Ｑに直交復調するディジタル直交復調器であ
る。

【０００９】送信部２００’では、歪み補正部１０３か
ら出力する同相成分Ｉと直交成分Ｑが、Ｄ／Ａ変換器２
０１，２０２によりそれぞれアナログ信号に変換されて
から、アナログ直交変調器２０３により直交変調され
る。さらに、この直交変調された信号は、周波数変換部
２０４により所定のキャリアに載せられ、電力増幅器２
０５で電力増幅されてからアンテナ２０６で送信され
る。２０７は方向性結合器であり、ここで送信信号の一
部が取り出され、周波数逆変換部２０８で前記キャリア
が除去され、Ａ／Ｄ変換器２０９でディジタル信号に変
換されてから、前記したディジタル直交復調器１０６に
入力する。

【００１０】前記したように、電力増幅器２０５では高
効率で動作させるとき、その非直線性により電力および
位相に歪みが生じる。そこで、ここではこのような歪み
が生じている送信信号の一部を電力増幅器２０５の出力
側から取り出し、そこからキャリアを取り去ってアナロ
グ直交変調信号の形に戻し、さらにディジタル信号に変
換してから、ディジタル直交復調器１０６で同相成分Ｉ
と直交成分Ｑのベースバンド変調信号に復調する。

【００１１】そして、歪み補正係数算出部１０５では、
電力検出部１０４で求めた電力値に応じて、ルートナイ
キストフィルタ１０２からのベースバンド信号Ｉ，Ｑを
参照信号として送信部２００’からフィードバックされ
たベースバンド信号Ｉ，Ｑに対する誤差成分（つまり、
歪み成分）を検出し、この誤差成分を打ち消すための歪
み補正係数を算出する。歪み補正部１０３では、得られ
た歪み補正係数を電力値に応じてルートナイキストフィ
ルタ１０２から入力するベースバンド信号Ｉ，Ｑに乗算
し、歪み補正を行う。

【００１２】図７は歪み補正を行う機能を具備した別の
ディジタル無線機装置のＤＳＰ１００”と送信部２０
０”を示す図である。ここでは、フィードバック経路を
持たないようにし、ＤＳＰ１００”内に参照テーブル１
０７を設け、予め各電力値毎に電力増幅器２０５の歪み
特性を測定して、これを打ち消す歪み補正係数を参照テ
ーブル１０７に格納しておき、電力検出部１０４で得た
電力値をパラメータとして参照テーブル１０７内の歪み
補正係数を読み出し歪み補正部１０３にセットして、ル
ートナイキストフィルタ１０２からのベースバンド信号
Ｉ，Ｑに歪み補正係数を乗算し、歪み補正を行うもので
ある。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図６、図７
のディジタル無線装置の送信部の送信部２００’，２０
０”のアナログ直交変調器２０３は、図８に示すよう
に、乗算器２０３１，２０３２、加算器２０３３、発振
器２０３４、および９０度移相器２０３５から構成さ
れ、入力する同相成分Ｉは乗算器２０３１でcosωt成分
と乗算され、直交成分Ｑは乗算器２０３２でsinωt成分
と乗算されることにより直交変調され加算器２０３３で
加算されて出力されるが、９０度移相器２０３５には通
常±２％程度の誤差があり、このため、Ｉ／Ｑ直交誤差
が生じていた。

【００１４】このため、前記した歪み補正部１０３によ
る歪み補正特性が不十分となる問題があった。実験によ
れば、直交誤差が0.5度あると、隣接チャネル漏洩電力
が５dB程度劣化していた。

【００１５】本発明の目的は、アナログ直交変調器によ
る直交誤差があっても、これを補正でき、隣接チャネル
漏洩電力をほぼ無くすことができるようにしたディジタ
ル無線装置を提供することである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１の発明は、送信データを取り込み同相成分
と直交成分からなるベースバンド変調信号を作成するＤ
ＳＰと、該ＤＳＰから出力する前記ベースバンド信号を
アナログ直交変調器で直交変調しキャリアに載せてアン
テナで空中に放射する送信部とを具備するディジタル無
線装置において、前記アナログ直交変調器の直交誤差を
補正する直交誤差補正部を前記ＤＳＰに具備させたこと
を特徴とするディジタル無線装置として構成した。

【００１７】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記アナログ直交変調器の直交誤差の検出及び該検
出された直交誤差に基づいた直交誤差補正係数の前記直
交誤差補正部へのセットが、装置の電源投入直後、非送
信時又は時分割送信における空きスロット時に行われる
ようにしたことを特徴とするディジタル無線装置として
構成した。

【００１８】請求項３の発明は、請求項１又は２の発明
において、前記アナログ直交変調器の直交誤差の検出時
に、前記アナログ直交変調器からその出力側に設けられ
る電力増幅器への経路が遮断され、又は該電力増幅器へ
の電源供給が遮断されるようにしたことを特徴とするデ
ィジタル無線装置として構成した。

【００１９】請求項４の発明は、請求項１，２又は３の
発明において、前記ＤＳＰにおいて発生させた複数の直
交誤差検出用テスト信号を順次前記アナログ直交変調器
に入力させたとき得られる、前記アナログ直交変調器の
出力信号の直交誤差が最小のときの前記検出用テスト信
号を、前記直交誤差を表す信号とすることを特徴とする
ディジタル無線装置として構成した。

【００２０】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記直交誤差検出用テスト信号は、Ｉ／Ｑ直交座標
の第１象限と第２象限、第２象限と第３象限、第３象限
と第４象限、又は第４象限と第１象限内の２点の信号で
あることを特徴とするディジタル無線装置として構成し
た。

【００２１】請求項６の発明は、請求項５に記載の発明
において、前記２点の信号の前記アナログ直交変調器の
出力電力値の差が最も小さいときの前記した直交誤差検
出用テスト信号を、前記直交誤差を表す信号としたこと
を特徴とするディジタル無線装置として構成した。

【００２２】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、前記直交誤差を表す直交誤差検出用テスト信号の角
度情報に基づき前記直交誤差補正部にセットする直交誤
差補正係数が定められるようにしたことを特徴とするデ
ィジタル無線装置として構成した。

【００２３】

【発明の実施の形態】本発明では、ディジタル無線装置
の電源投入時、送信off時、ＴＤＭＡ方式のような時分
割送信方式では送信スロット以外の空きスロット期間に
アナログ直交変調器２０３に既存する直交誤差を検出
し、この直交誤差の情報に基づいて直交誤差補正係数を
算出し、直交誤差補正部にその直交誤差補正係数をセッ
トする。そして、その後の送信on時にベースバンド変調
信号Ｉ，Ｑに対してその直交誤差補正係数を用いて直交
誤差補正処理を施し、直交変調精度を向上させ歪み補正
特性の劣化を防止する。以下、詳しく説明する。

【００２４】図１は本発明の１つの実施形態のディジタ
ル無線装置の一部を示す図であって、(a)はＤＳＰ１０
０と送信部２００の機能ブロック構成を、(b)は通常送
信時のＤＳＰ１００の機能ブロック構成を、(b)は直交
誤差補正係数を検出して補正係数を設定する時のＤＳＰ
１００の機能ブロック構成を示す図である。前記した図
６に示したものと同じものには同じ符号を付けた。

【００２５】送信部２００において、ＳＷ１，ＳＷ２は
送信時に実線の側に切り替わり、直交誤差検出時に破線
の側に切り替わるスイッチ、２１０はアナログ直交変調
器２０３の出力電力を検出する電力検出器である。

【００２６】ＤＳＰ１００において、本発明で使用する
直交誤差補正部１０８は、電力増幅器２０５による歪み
を補正する歪み補正部１０３の後段に挿入される。ま
た、図１(c)において、１０９は直交誤差検出用テスト
信号発生部、１１０は送信部２００の電力検出器２１０
で得られた電力値の後記する差分が最小時の直交誤差検
出用テスト信号の角度情報に基づき直交誤差補正係数を
算出する直交誤差補正係数算出部である。

【００２７】さて、本発明による直交誤差補正は、直交
誤差検出処理と直交誤差補正処理に分けて行い、これら
はすべてＤＳＰ１００で処理する。まず、直交誤差検出
処理は、図２(a)のフローチャートのステップＳ１，Ｓ
５及び図２(b)のフローチャートに示すように、ディジ
タル無線装置の電源投入の直後及びタイマによる直交誤
差検出命令時（信号を送信しないときその命令は出
る。）に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を破線側に切り替え
て、直交誤差検出用テスト信号をＤＳＰ１００内のテス
ト信号発生部１０９内で発生させ、これをアナログ直交
変調器２０４→スイッチＳＷ１→電力検出器２１０→ス
イッチＳＷ２→Ａ／Ｄ変換器２０９を経由させてＤＳＰ
１００内に取り込み、これを処理して直交誤差補正係数
算出部１１０で適正な直交誤差補正係数を算出して直交
誤差補正部１０８に設定する。なお、このときは直交誤
差補正部１０８は補正機能が解除されている。

【００２８】上記したテスト信号には、例えば直交補正
量が０度の場合には、同相信号Ｉ、直交信号Ｑの直交座
標系における大きさが「１」の円周上の図３(a)に示す
ような第１象限のＡ点（0.707，0.707）の信号と第２象
限のＢ点（-0.707，0.707）の信号を用いる。

【００２９】このような２点Ａ，Ｂの信号をアナログ直
交変調器２０３に順次入力して直交変調させると、そこ
から出力する信号には、そのアナログ直交変調器２０３
の直交誤差成分が含まれ、例えばその直交誤差が＋極性
（＋φ）のときは、これを直交復調させると図３(b)に
示すように斜め右側に傾けたような楕円上の点Ａ’，
Ｂ’の２点にマッピングされ、直交誤差が−極性（−
φ）のときは、図３(c)に示すように斜め左側に傾けた
ような楕円上の点Ａ”，Ｂ”の２点にマッピングされ
る。

【００３０】そこで、本発明では、このような特性を利
用して、図３(a)に示す円周上のＡ点（0.707，0.707）
とＢ点（-0.707，0.707）を基準点（直交補正量が０）
として、直交補正量が例えば＋１０度〜−１０度の範囲
において微少な直交誤差ステップ毎に、その直交誤差が
あるときにアナログ直交変調器２０３から出力するであ
ろう２点の座標点を予め計算し、例えば図４に示すよう
に、テーブル化しておく。

【００３１】そして、テーブル化された微少の直交誤差
ステップ毎の２点の信号を１組として、ＤＳＰ１００の
テスト信号発生部１０９から送信部２００のアナログ直
交変調器２０３にその複数組を順次送出し、そのアナロ
グ直交変調器２０３から出力する２点の出力信号の電力
値を「Ｉ^２＋Ｑ^２」により電力検出器２１０で順次検出
する。直交誤差があるときの２点の電力値は、前記した
図３の(b)ではＡ’，Ｂ’の各点の矢印長，図３の(c)で
はＡ”，Ｂ”の各点の矢印長のように、その長さに差が
出る。

【００３２】この２点の電力値の大きさを直交誤差補正
係数算出部１１０で比較して、その差が一番小さいとき
は、そのときのテスト信号によってアナログ復調器２０
３の直交誤差が最も良好に補正されたときであるので、
そのときのテスト信号の直交補正量に応じた補正係数を
算出し、直交誤差補正部１０８に設定する。

【００３３】例えば、アナログ直交変調器２０３の直交
誤差量が０度のとき、つまり誤差がないときは、テスト
信号を時間Ｔ１の間隔で図４の最上の直交補正量が+10.
08度の第１象限、第２象限、その下の直交補正量が+9.7
2度の第１象限、第２象限の順で以下同様に順次送出す
ると、図５に示すように、そのときの同一直交補正量で
の第１象限と第２象限での電力値の差は、+10.08度、−
10.08度としたとき（図５の左右両側）が最も大きく、
±０度としたとき（図５の左右中央）が最も小さくな
る。図５において、ｐ１は直交補正量+10.08度で第１象
限、ｐ２は同第２象限、ｐ３は直交補正量−10.08度で
第１象限、ｐ４は同第２象限、ｐ５は直交補正量±０度
で第１象限、ｐ６は同第２象限の信号のときの各々の電
力値である。このときは、直交誤差量が０度であるの
で、直交補正量が±０度のときが、第１象限の点の電力
値と第２象限の点の電力値の差は０で、最も小さい。

【００３４】次に、上記の補正作用を数式により説明す
る。まず、アナログ直交変調器２０３で直交変調された
信号S(t)は、円データをＱＰＳＫ変調した、 S(t)＝I(t)cosωt−Q(t)sinωt (1) となる。S(t)は直交変調出力信号、ωは直交変調キャリ
ア角周波数、I(t)は入力する同相成分振幅、Q(t)は入力
する直交成分振幅である。

【００３５】しかし、実際にはアナログ直交変調器２０
３には直交誤差φが存在するため、この直交誤差φを考
慮すると、(1)式は、 S(t)＝I(t)cosωt−Q(t)sin(ωt＋φ） ＝I(t)cosωt−Q(t)(sinωt・cosφ＋cosωt・sinφ） ＝｛I(t)−Q(t)sinφ｝cosωt−｛Q(t)cosφ｝sinωt (2) となる。この(2)式中の直交誤差を含んだ同相成分をＩ
_Ｔ(t)、同様の直交成分をＱ_Ｔ(t)とおくと、(2)式は、 S(t)＝Ｉ_Ｔ(t)cosωt−Ｑ_Ｔ(t)sinωt (3) となり、これがアナログ直交変調器２０３から出力す
る。ただし、 Ｉ_Ｔ(t)＝I(t)−Q(t)sinφ (4) Ｑ_Ｔ(t)＝Q(t)cosφ (5) である。

【００３６】なお、ここで、(3)式の直交変調出力信号
を復調するときは、その(3)式の両辺にcosωtを掛け合
わせ、 S(t)cosωt＝｛Ｉ_Ｔ(t)＋Ｉ_Ｔ(t)cos2ωt−Ｑ_Ｔ(t)sin2ωt｝/２ (6) を得て、この信号をローパスフィルタに通すことによ
り、cos2ωt、sin2ωtの信号を除去することにより、Ｉ
_Ｔ(t)の成分のみを取り出すことができる。つまり、直
交復調器１０６の出力側には、 Ｉ_Ｒ(t)＝Ｉ_Ｔ(t) (7) の同相成分の復調信号Ｉ_Ｒ(t)が得られる。また、直交
成分の復調信号Ｑ_Ｒ(t)は、(3)式にsinωtを掛け合わせ
ると、同様にして、 Ｑ_Ｒ(t)＝Ｑ_Ｔ(t) (8) が得られる。

【００３７】次に、直交誤差補正について考えると、上
記の(4)式、(5)式のそれぞれI(t)、Q(t)について解くこ
とにより、直交誤差補正式を求めることができる。この
直交誤差補正式は補正前の信号をI(t)、Q(t)、補正後の
信号をI'(t)、Q'(t)とすると、 Ｉ'(t)＝I(t)＋Q(t)tanφ (9) Ｑ'(t)＝Q(t)／cosφ (10) となる。

【００３８】したがって、直交誤差検出用テスト信号と
して、直交補正量がφのテスト信号をアナログ直交変調
器２０３に入力したときに、直交誤差補正係数算出部１
１０での演算により第１象限の点の電力値と第２象限の
点の電力値の差が最小値を示す場合には、同相信号の補
正係数としての(9)式のtanφを、直交信号の補正係数と
しての(10)式の1/cosφを、それぞれ直交誤差補正部１
０８にセットすれば、直交誤差補正部１０８で予め直交
誤差補正が行われ、アナログ直交変調器２０３からの出
力信号の直交誤差は最小乃至零となる。

【００３９】以上のように、本発明では、ディジタル無
線機の電源投入直後、送信動作していない時、或いは時
分割送信の空きスロット時に、直交補正量を種々変更し
た直交誤差検出用テスト信号をＤＳＰ１００から送信部
２００に送り、第１象限の信号と第２象限の信号の電力
差の最も少ない直交補正量の値からアナログ直交変調器
２０３での直交誤差φを検出するので、当該直交補正量
に応じた補正係数を直交誤差補正部１０８にセットする
ことにより、その後の送信動作における直交誤差を補正
することができ、歪み補正部１０３による歪み補正の劣
化も抑制することができる。

【００４０】また、直交誤差の検出ではスイッチＳＷ
１，ＳＷ２によりループを形成して、電力増幅器２０５
が分離されるようにしているので、直交誤差検出用テス
ト信号が不要電波としてアンテナ２０６から放射される
こともない。

【００４１】以上より、直交誤差が補正され、送信動作
時では電力増幅器２０５の非直線性による歪み成分の補
正と相まって、隣接チャネル漏洩電力を効果的に抑制す
ることができる。

【００４２】なお、以上の説明では、直交誤差検出用テ
スト信号としてＩ／Ｑ直交座標の第１象限と第２象限の
２点の信号を使用したが、第２象限と第３象限の２点の
信号、第３象限と第４象限の２点の信号、第４象限と第
１象限の２点の信号を使用することもできる。

【００４３】

【発明の効果】以上から本発明によれば、アナログ直交
変調器の直交誤差による歪みを補正することができ、送
信信号の変調精度の劣化を改善でき、隣接チャネル漏洩
電力を削減することができる。また、電源投入時や電源
投入後では定期的に直交誤差検出を行うことができるの
で、装置の経年変化や温度変化による影響を受けること
も防止できる。さらに、直交誤差検出や直交誤差補正係
数のセットを自動化させることにより調整の手間も必要
なくなる。さらに、この直交誤差補正は装置毎に最適に
行われるので、装置間でのアナログ直交変調器の直交誤
差量のバラツキの影響を皆無にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施形態のディジタル無線装置を示
す図で、(a)はＤＳＰと送信部の全体を示す機能ブロッ
ク図、(b)はＤＳＰの送信動作時の機能ブロック図、(c)
はＤＳＰの直交誤差検出／補正係数設定時の機能ブロッ
ク図である。

【図２】 (a)は直交誤差検出のフローチャート、(b)は
直交誤差検出処理のフローチャートである。

【図３】 (a)は直交誤差検出用のテスト信号の説明
図、(b)、(c)は(a)のテスト信号を直交誤差を有するア
ナログ直交変調器に入力させたときのその出力信号の説
明図である。

【図４】 直交誤差検出用のテスト信号の説明図であ
る。

【図５】 直交誤差のないアナログ直交変調器に図４の
テスト信号を順次入力させたときに得られる電力検出器
の出力信号の波形図である。

【図６】 従来のディジタル無線装置のＤＳＰと送信部
の機能ブロック図である。

【図７】 従来の別の例のディジタル無線装置のＤＳＰ
と送信部の機能ブロック図である。

【図８】 アナログ直交変調器のブロック図である。

【符号の説明】

１００，１００’，１００”：ＤＳＰ、１０１：π/４
シフトＱＰＳＫマッピング部、１０２：ルートナイキス
トフィルタ、１０３：歪み補正部、１０４：電力検出
部、１０５：歪み補正係数算出部、１０６：ディジタル
直交復調部、１０７：参照テーブル、１０８：直交誤差
補正部、１０９：テスト信号発生部、１１０：直交誤差
補正係数算出部 ２００，２００’，２００”：送信部、２０１，２０
２：Ｄ／Ａ変換器、２０３：アナログ直交変調器、２０
４：周波数変換部、２０５：電力増幅器、２０６：アン
テナ、２０７：方向性結合器、２０８：周波数逆変換
部、２０９：Ａ／Ｄ変換器、２１０：電力検出器、ＳＷ
１，ＳＷ２：スイッチ。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信データを取り込み同相成分と直交成分
   からなるベースバンド変調信号を作成するＤＳＰと、該
   ＤＳＰから出力する前記ベースバンド信号をアナログ直
   交変調器で直交変調しキャリアに載せてアンテナで空中
   に放射する送信部とを具備するディジタル無線装置にお
   いて、 前記アナログ直交変調器の直交誤差を補正する直交誤差
   補正部を前記ＤＳＰに具備させたことを特徴とするディ
   ジタル無線装置。
2. 【請求項２】前記アナログ直交変調器の直交誤差の検出
   及び該検出された直交誤差に基づいた直交誤差補正係数
   の前記直交誤差補正部へのセットが、装置の電源投入直
   後、非送信時又は時分割送信における空きスロット時に
   行われるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の
   ディジタル無線装置。
3. 【請求項３】前記アナログ直交変調器の直交誤差の検出
   時に、前記アナログ直交変調器からその出力側に設けら
   れる電力増幅器への経路が遮断され、又は該電力増幅器
   への電源供給が遮断されるようにしたことを特徴とする
   請求項１又は２に記載のディジタル無線装置。
4. 【請求項４】前記ＤＳＰにおいて発生させた複数の直交
   誤差検出用テスト信号を順次前記アナログ直交変調器に
   入力させたとき得られる、前記アナログ直交変調器の出
   力信号の直交誤差が最小のときの前記検出用テスト信号
   を、前記直交誤差を表す信号とすることを特徴とする請
   求項１、２又は３に記載のディジタル無線装置。
5. 【請求項５】前記直交誤差検出用テスト信号は、Ｉ／Ｑ
   直交座標の第１象限と第２象限、第２象限と第３象限、
   第３象限と第４象限、又は第４象限と第１象限内の２点
   の信号であることを特徴とする請求項４に記載のディジ
   タル無線装置。
6. 【請求項６】前記２点の信号の前記アナログ直交変調器
   の出力電力値の差が最も小さいときの前記した直交誤差
   検出用テスト信号を、前記直交誤差を表す信号としたこ
   とを特徴とする請求項５に記載のディジタル無線装置。
7. 【請求項７】前記直交誤差を表す直交誤差検出用テスト
   信号の角度情報に基づき前記直交誤差補正部にセットす
   る直交誤差補正係数が定められるようにしたことを特徴
   とする請求項６に記載のディジタル無線装置。