JP2004172921A - ディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器 - Google Patents
ディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004172921A JP2004172921A JP2002335909A JP2002335909A JP2004172921A JP 2004172921 A JP2004172921 A JP 2004172921A JP 2002335909 A JP2002335909 A JP 2002335909A JP 2002335909 A JP2002335909 A JP 2002335909A JP 2004172921 A JP2004172921 A JP 2004172921A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- demodulator
- communication system
- nonlinear distortion
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
【課題】装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことが可能な復調器を提供する。
【解決手段】誤差検出器１３は信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７から得られる電力情報、位相情報と、信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６から得られる電力情報、位相情報とから、電力情報ｒ、電力差ΔＧ、位相差Δθを得る。歪み補償器８は誤差検出器１３の出力する電力情報ｒ，電力差ΔＧ、位相差Δθ及びＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７の入力である信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３を用いてＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７にゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを出力する。Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は歪み補償器８からのゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを用いて、ゲイン及び位相の補正を行う。
【選択図】 図１
【解決手段】誤差検出器１３は信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７から得られる電力情報、位相情報と、信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６から得られる電力情報、位相情報とから、電力情報ｒ、電力差ΔＧ、位相差Δθを得る。歪み補償器８は誤差検出器１３の出力する電力情報ｒ，電力差ΔＧ、位相差Δθ及びＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７の入力である信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３を用いてＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７にゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを出力する。Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は歪み補償器８からのゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを用いて、ゲイン及び位相の補正を行う。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器に関し、特にディジタル無線通信システムで用いられる変復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル無線通信システムに用いられる変復調器においては、図１６に示すように、非線形歪みの補償が実施されている。図１６において、従来の変調器は歪み補償器２６と、加算器２１，２２と、直交変調器２３と、増幅器２４と、直交復調器２５とから構成されている。この従来の変調器では、送信装置側で、歪み補償器２６によって非線形補償を実現している。
【０００３】
ベースバンド信号Ｉｃｈ，Ｑｃｈは直交変調器２３によって変調された後、増幅器２４によって変調波として出力される際に、増幅器２４の非線形歪みの影響を受ける。この非線形歪みの影響を受けた変調波を、非線形歪み補正用に送信装置に備えられた直交復調器２５によって復調し、信号Ｉｃｈ’，Ｑｃｈ’を出力する。
【０００４】
歪み補償器２６は増幅器２４の入力前の信号Ｉｃｈ，Ｑｃｈと、増幅器２４の入力後の信号Ｉｃｈ’，Ｑｃｈ’とを比較することによって、非線形歪み成分を検出し、予め補償信号を加算器２１，２２でＩｃｈ１，Ｑｃｈ１に加算しておくことによって、増幅器２４の出力信号における非線形歪みを補償する（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平４−２９１８２９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の変復調器では、非線形歪みを補正するだけのために、新たに送信装置側に直交復調器が必要となるため、コストが高くなるだけでなく、増幅器から直交復調器に至る高周波のアナログ回路が追加されることによって、設計の複雑さも増してしまうという問題がある。
【０００７】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことができるディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明によるディジタル無線通信システムは、変調器及び復調器を用いてディジタル無線通信を行うディジタル無線通信システムであって、
受信フィルタの前段においてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を前記復調器に備えている。
【０００９】
本発明による復調器は、受信フィルタの前段においてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を備えている。
【００１０】
すなわち、本発明の復調器は、ディジタル無線通信システムにおける復調器に、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する回路を備えたことを特徴としている。
【００１１】
より具体的に説明すると、本発明の非線形歪み補償回路を備えた復調器は、直交復調器と、ローカル発振器と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と、Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒと、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ）と、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ）と、ＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉｔ）と、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ（Ｄａｔａ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ）と、誤差検出器と、歪み補償器とを備えている。
【００１２】
入力される変調波がＲＦ帯において非線形歪みの影響を受けている場合には、直交復調器の出力に、非線形歪みが補償されないまま含まれており、雑音や伝送路歪みが全くない状態においても、非線形補償を行わなければ、復調信号が本来の信号点上に再生されていない。
【００１３】
本発明の復調器においては、誤差検出器の出力するｒは本来の信号点の電力値、Δθ、ΔＧは本来の信号点からの位相及び振幅誤差を表している。これらの情報を用いることで、各信号点における本来の信号点からのずれを推定し、非線形歪みを補償することが可能となる。
【００１４】
これによって、本発明の復調器では、アナログ的な回路を必要とせず、復調器にディジタル処理回路を追加するだけで、非線形歪みを補償することが可能となるため、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも、変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による復調器の構成を示すブロック図である。図１において、本発明の一実施例による復調器は直交復調器１と、ローカル発振器２と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３，４と、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）５，６と、Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ（Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）７と、歪み補償器８と、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ）９，１０と、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１１と、ＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１２と、誤差検出器１３と、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ（Ｄａｔａ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１４とから構成されている。
【００１６】
以下、本実施例においては、入力される変調信号はＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の直交変調を仮定しており、それぞれの直交成分（チャネル）に関して、一般的な表記である、Ｉｃｈ、Ｑｃｈという表記を用いる。また、復調器はディジタル処理復調器の一般的な方式である、準同期検波を想定した装置構成になっている。
【００１７】
直交復調器１は入力された変調波を、変調波の搬送波周波数と同期してはいないが、ほぼ同一の周波数を持った発振器２の出力によって直交検波することで、若干の周波数誤差及び位相誤差が残り、ほぼベースバンドに落とされた信号Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１を出力する。尚、直交復調器１は一般的な直交復調器であり、入力された変調波がＲＦ帯において非線形歪みの影響を受けている場合に歪んだままの復調信号を出力する。
【００１８】
ＬＰＦ１，２はＡＤＣ５，６によってサンプリングする際にエイリアシングを起こさないために、サンプリングレートの半分の周波数を超える成分を除去するフィルタである。
【００１９】
ＡＤＣ５，６によってディジタル変換された信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３はＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７に入力される。Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は歪み補償器８の出力するゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θによって、入力信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３の非線形歪みを取り除き、信号Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４を出力する。
【００２０】
Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７によって非線形歪みが除去された信号Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４は、通常、Ｒｏｌｌ−ｏｆｆ特性を持つインパルス応答を係数としたフィルタであるＦＩＲ９，１０によって波形整形された後、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ１１によって信号Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１の時点では残されていた周波数誤差及び位相誤差が取り除かれた信号Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５を得る。
【００２１】
通常、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ１１前の信号Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４は、正規の信号レベルより低く押さえられており、ＡＧＣ１２によって、信号Ｉｃｈ４にＡｉ、信号Ｑｃｈ４にＡｑのゲインを乗算し、正規の信号レベルを持った信号Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５へと変換する。
【００２２】
Ｄｅｃｉｓｉｏｎ１４は正規の信号レベルを持った信号Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５の中から信号再生に必要な上位ビットのみを取り出して、信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７を出力する。
【００２３】
誤差検出器１３は信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７から得られる電力情報、位相情報と、信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６から得られる電力情報、位相情報とから、信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７の電力情報ｒ、信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７と信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６との電力差ΔＧ、位相差Δθを得る。
【００２４】
歪み補償器８は誤差検出器１３の出力する電力情報ｒ，電力差ΔＧ、位相差Δθ及びＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７の入力である信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３を用いて、Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７に対してゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを出力する。Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は歪み補償器８からのゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを用いて、ゲイン及び位相の補正を行う複素乗算器である。
【００２５】
図２は図１の誤差検出器１３の構成例を示すブロック図である。図２において、誤差検出器１３は位相計算器１３１，１３２と、電力計算器１３３，１３４と、加算器１３５，１３６とから構成されている。
【００２６】
電力計算器１３３，１３４は入力される２つの信号（信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６及び信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７）の自乗和を計算する。位相計算器１３１，１３２は信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６及び信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７のＩ−Ｑ位相平面上の位相情報である、ｔａｎ−１（Ｑｃｈ６／Ｉｃｈ６）及びｔａｎ−１（Ｑｃｈ７／Ｉｃｈ７）を計算する。
【００２７】
電力計算器１３３の出力から電力計算器１３４の出力を減算した結果は、電力誤差情報ΔＧとして出力され、電力計算器１３４の出力はそのまま電力情報ｒとしても出力される。位相計算器１３１の出力から位相計算器１３２の出力を減算した結果は、位相誤差情報Δθとして出力される。
【００２８】
図３は図１の歪み補償器８の構成例を示すブロック図である。図３において、歪み補償器８はセレクタ（ＳＥＬ）８１−１，８１−２と、ＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎと、補間器８４と、電力計算器８５とから構成されている。
【００２９】
セレクタ８１−１，８１−２は電力情報ｒによって、電力誤差情報ΔＧ、位相誤差情報Δθを入力すべきＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎを選択するものである。ローパスフィルタＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎは入力された信号を平滑化しかつ記憶するものである。電力レベルがｎ種類存在する場合には、電力差情報Ｇ、位相差情報θ、それぞれに対して、ｎ個のＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎが用意される。
【００３０】
図４は図３のＬＦＰ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎの構成例を示すブロック図である。図４において、ＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎは固定ゲイン増幅器８２１と、加算器８２２と、Ｆ／Ｆ（フリップフロップ）８２３とから構成されている。
【００３１】
動作を安定化させるために、入力された誤差情報は１未満の適当な定数Ｋによって圧縮された後、後段の加算器８２２及びＦ／Ｆ８２３によって平滑化された値として記憶される。
【００３２】
図８では変調方式が１６ＱＡＭの場合に、最も内側の信号点のＩｃｈ，Ｑｃｈそれぞれの振幅を１とした場合の各信号点の電力値を、Ｉ−Ｑ位相平面の第一象限に限って、括弧内に示したものである。これによって、１６ＱＡＭの場合には電力レベルが３種類存在する（ｎ＝３）ことが分かる。つまり、誤差情報は電力、位相、それぞれ３種類しか得ることができない。
【００３３】
これに対して、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ１１より前の信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３は周波数及び位相の同期が取れていない。通常、この段階ではシンボルレートの２倍以上のサンプリングレートで動作しているため、様々な電力レベルが存在する。補間器８４は既知の誤差情報であるＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎの値を用いて補間及び補外を行って、実際に使用すべきゲイン補正値Ｇ、位相補正値θを算出するものである。
【００３４】
図５は非線形歪みの特性の一例を表す図であり、図６は図５に示す非線形歪みの影響をＩ−Ｑ平面上に示す図であり、図７は非線形歪みのある復調信号の一例を示す図であり、図８は信号点の電力レベルの一例を示す図であり、図９は実際の復調信号（Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６）の一例を示す図であり、図１０は図９の復調信号をＩｃｈ３の位置で見たアイパターンを示す図である。これら図１〜図１０を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。
【００３５】
図５に示すように、一般に、非線形歪み特性は入力電力対出力電力特性（ＡＭ−ＡＭ特性）と入力電力対位相変動特性（ＡＭ−ＰＭ特性）との２つによって特徴付けることができる。
【００３６】
増幅器は入力レベルがある値よりも小さい場合、入出力関係が線形に保たれる、つまり一定のゲインを保つことができる。しかしながら、入力レベルがある値を超えると、次第に入出力関係が非線形になり、最終的には入力レベルが増大しても、出力レベルは一定の値に固定されてしまう、つまりゲインが低下していくことになる。この関係を示したのが、図５に示す出力電力及び利得特性である。
【００３７】
また、位相特性は図５の位相特性に示すように、入力電力に対して、次第に位相が増加していき、ピークを迎えた後、位相が減少していく特性が一般的であるが、その他の場合もあり得る。いずれにしても、入力電力によって出力位相が変動する。
【００３８】
図６は変調方式が１６ＱＡＭの場合を示したものであるが、図６における本来の信号点は点線の交点である。原点に対して外側の信号点ほど、増幅器に入力される時のレベルが高いため、本来の信号点に対して、振幅が減少し、位相が回ってしまっていることが分かる。
【００３９】
図６は非線形歪みの影響を分かりやすいように表したものであり、実際には、復調器のキャリア位相制御によって、本来の信号点からの位相オフセットが平均的に零になるように制御されるので、非線形歪み補償器を含まない復調器による復調信号は図７に示すようになる。
【００４０】
また、実際の復調信号を示したのが図９である。図６では信号点が定常的な振幅及び位相誤差を持っただけの信号を示しているが、実際には、図９に示すように、歪みが大きい外側の信号点ほど、収束度が落ちてしまい、ＢＥＲ等の特性は更に大きく劣化してしまう。
【００４１】
図９に示す復調信号をＩｃｈ３の位置で見たアイパターンを図１０に示す（この部分の動作速度はシンボルレートの４倍）。ＦＩＲ９，１０による波形整形前であるため、信号の収束度が悪いが、センタの位置が最終的な再生シンボルの情報を持っており、図９の信号点にあたる。
【００４２】
このように、正規の復調信号の信号点位置の両側には、より電力の高い（より大きく非線形歪みの影響を受けた）信号が存在する。これがＦＩＲフィルタによって正規の信号点に重畳されてしまうことによって、正規の信号点の収束度が落ちてしまう。この現象を避けるために、本実施例による復調器の非線形補償はＦＩＲ９，１０の前で行っているのである。補間及び補外に関しては、ゲイン補正値、位相補正値、何れの場合でも同様の動作であるので、ゲイン補正値を例に詳細を示す。
【００４３】
図１１は電力値＝２，１０，１８の時のＬＰＦ８２の値Ｇ（２），Ｇ（１０），Ｇ（１８）及びその補間、補外曲線を示す図であり、図１２は補間、補外アルゴリズムの一例を示すフローチャートである。
【００４４】
図１１において、まず、補外は不安定になるので注意が必要である。電力値が小さい場合にはゲインが一定であると考えてよいので、入力電力をＰ、Ｉｃｈ ＡＧＣをＡｉ、Ｑｃｈ ＡＧＣをＡｑとすると（図１２ステップＳ１）、電力値Ｐ’は、
Ｐ’＝Ｐ（Ａｉ２ ＋Ａｑ２ ）／２
で計算される（図１２ステップＳ１）。この場合、電力値Ｐ’＜２であれば（図１２ステップＳ３）、Ｇ＝Ｇ（２）とする（図１２ステップＳ４）。
【００４５】
電力値Ｐ’が大きい場合には、電力が大きくなるほどゲインが小さくなる（＝ゲイン補正値は大きくなる）。つまり、電力値Ｐ’＜１０であれば（図１２ステップＳ５）、Ｇ＝Ｇ（２）＋｛［Ｇ（１０）−Ｇ（２）］（Ｐ’−２）｝／８とする（図１２ステップＳ６）。
【００４６】
また、電力値Ｐ’＜１０でなければ（図１２ステップＳ５）、Ｇ＝Ｇ（１０）＋｛［Ｇ（１８）−Ｇ（１０）］（Ｐ’−１０）｝／８とする（図１２ステップＳ７）。
【００４７】
本来、ゲインは線形ではなく、２次以上の次数あるいは指数関数的な増加を示すと思われるが、予測がたたないため、電力値Ｐ’を１８より小さい側から１８に近づけた時の傾きを用いて、線形補外する。
【００４８】
補間はスプライン補間、ラグランジュ補間等、様々考えられるが、ＨＷ（ハードウェア）での実現性を考えると、線形補間が最も計算量が少なく、適用しやすい。補間、補外ともに線形法を用いたアルゴリズム例を図１２に示す。
【００４９】
位相補正値の補間、補外は、電力値＝２，１０，１８の時のＬＰＦ８３−１〜８３−ｎの値をθ（２），θ（１０），θ（１８）として、ゲイン補正の補間式のＧをθに置き換えるだけである。
【００５０】
Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は複素数Ｓ３，Ｓ４を、それぞれＳ３＝（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）、Ｓ４＝（Ｉｃ４，Ｑｃｈ４）とした場合、
Ｓ４＝Ｇ・Ｓ３・ｅｊθ
を計算し、ゲイン及び位相の補正を行う複素乗算器である。
【００５１】
このように、本実施例によれば、アナログ的な回路を必要とせず、復調器にディジタル処理回路を追加するだけで、非線形歪みを補償することができるため、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことができる。
【００５２】
図１３は本発明の他の実施例による誤差検出器１３の構成例を示すブロック図である。図１３に示す誤差検出器１３が図２に示す誤差検出器１３と異なる点は、信号点誤差検出器の出力が多ビット信号ではなく、１ビット信号となっていることのみである。入力信号が本来の信号点よりも大きな値の場合に“０”、本来の信号点よりも小さな値である場合に“１”の値を出力するものとする。
【００５３】
図１４は本発明の他の実施例による歪み補償器８の構成例を示すブロック図である。図１４に示す歪み補償器８が図３に示す歪み補償器８と異なる点は、入力される誤差情報Ｅｉ，Ｅｑが多ビット信号ではなく、１ビット信号となっていること、それに伴ってＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎに入力される信号も１ビット信号となっていることのみである。
【００５４】
図１５は図１４のＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎの構成例を示すブロック図である。図１５において、ＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎは入力される誤差情報が１ビット信号となったため、入力が“１”であればｕｐ、“０”であればｄｏｗｎするようなＵｐ Ｄｏｗｎ Ｃｏｕｎｔｅｒ８７１のみで構成されるため、構成が簡略化され、小規模な回路で実現することができる。
【００５５】
以上によって、歪み補償器８内に数多く存在するＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎの構成が簡略化され、小規模な回路で実現されるため、上述した本発明の一実施例よりも回路規模を削減することができる。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、受信フィルタの前段においてＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を備えることによって、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による復調器の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の誤差検出器の構成例を示すブロック図である。
【図３】図１の歪み補償器の構成例を示すブロック図である。
【図４】図３のＬＦＰの構成例を示すブロック図である。
【図５】非線形歪みの特性の一例を表す図である。
【図６】図５に示す非線形歪みの影響をＩ−Ｑ平面上に示す図である。
【図７】非線形歪みのある復調信号の一例を示す図である。
【図８】信号点の電力レベルの一例を示す図である。
【図９】実際の復調信号（Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６）の一例を示す図である。
【図１０】図９の復調信号をＩｃｈ３の位置で見たアイパターンを示す図である。
【図１１】電力値＝２，１０，１８の時のＬＰＦの値Ｇ（２），Ｇ（１０），Ｇ（１８）及びその補間、補外曲線を示す図である。
【図１２】補間、補外アルゴリズムの一例を示すフローチャートである。
【図１３】本発明の他の実施例による誤差検出器の構成例を示すブロック図である。
【図１４】本発明の他の実施例による歪み補償器の構成例を示すブロック図である。
【図１５】図１４のＬＰＦの構成例を示すブロック図である。
【図１６】従来の復調器の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 直交復調器
２ ローカル発振器
３，４ ＬＰＦ
５，６ ＡＤＣ
７ Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ
８ 歪み補償器
９，１０ ＦＩＲ
１１ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ
１２ ＡＧＣ
１３ 誤差検出器
１４ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ
８１−１，８１−２，
８６−１，８６−２ セレクタ
８２−１〜８２−ｎ，
８３−１〜８３−ｎ，
８７−１〜８７−ｎ，
８８−１〜８８−ｎ ＬＰＦ
８４ 補間器
８５ 電力計算器
８２１ 固定ゲイン増幅器
８２２ 加算器
８２３ Ｆ／Ｆ
８７１ Ｕｐ Ｄｏｗｎ Ｃｏｕｎｔｅｒ
１３１，１３２ 位相計算器
１３３，１３４ 電力計算器
１３５，１３６ 加算器
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器に関し、特にディジタル無線通信システムで用いられる変復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル無線通信システムに用いられる変復調器においては、図１６に示すように、非線形歪みの補償が実施されている。図１６において、従来の変調器は歪み補償器２６と、加算器２１，２２と、直交変調器２３と、増幅器２４と、直交復調器２５とから構成されている。この従来の変調器では、送信装置側で、歪み補償器２６によって非線形補償を実現している。
【０００３】
ベースバンド信号Ｉｃｈ，Ｑｃｈは直交変調器２３によって変調された後、増幅器２４によって変調波として出力される際に、増幅器２４の非線形歪みの影響を受ける。この非線形歪みの影響を受けた変調波を、非線形歪み補正用に送信装置に備えられた直交復調器２５によって復調し、信号Ｉｃｈ’，Ｑｃｈ’を出力する。
【０００４】
歪み補償器２６は増幅器２４の入力前の信号Ｉｃｈ，Ｑｃｈと、増幅器２４の入力後の信号Ｉｃｈ’，Ｑｃｈ’とを比較することによって、非線形歪み成分を検出し、予め補償信号を加算器２１，２２でＩｃｈ１，Ｑｃｈ１に加算しておくことによって、増幅器２４の出力信号における非線形歪みを補償する（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平４−２９１８２９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の変復調器では、非線形歪みを補正するだけのために、新たに送信装置側に直交復調器が必要となるため、コストが高くなるだけでなく、増幅器から直交復調器に至る高周波のアナログ回路が追加されることによって、設計の複雑さも増してしまうという問題がある。
【０００７】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことができるディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明によるディジタル無線通信システムは、変調器及び復調器を用いてディジタル無線通信を行うディジタル無線通信システムであって、
受信フィルタの前段においてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を前記復調器に備えている。
【０００９】
本発明による復調器は、受信フィルタの前段においてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を備えている。
【００１０】
すなわち、本発明の復調器は、ディジタル無線通信システムにおける復調器に、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する回路を備えたことを特徴としている。
【００１１】
より具体的に説明すると、本発明の非線形歪み補償回路を備えた復調器は、直交復調器と、ローカル発振器と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）と、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と、Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒと、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ）と、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ）と、ＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉｔ）と、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ（Ｄａｔａ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ）と、誤差検出器と、歪み補償器とを備えている。
【００１２】
入力される変調波がＲＦ帯において非線形歪みの影響を受けている場合には、直交復調器の出力に、非線形歪みが補償されないまま含まれており、雑音や伝送路歪みが全くない状態においても、非線形補償を行わなければ、復調信号が本来の信号点上に再生されていない。
【００１３】
本発明の復調器においては、誤差検出器の出力するｒは本来の信号点の電力値、Δθ、ΔＧは本来の信号点からの位相及び振幅誤差を表している。これらの情報を用いることで、各信号点における本来の信号点からのずれを推定し、非線形歪みを補償することが可能となる。
【００１４】
これによって、本発明の復調器では、アナログ的な回路を必要とせず、復調器にディジタル処理回路を追加するだけで、非線形歪みを補償することが可能となるため、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも、変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例による復調器の構成を示すブロック図である。図１において、本発明の一実施例による復調器は直交復調器１と、ローカル発振器２と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３，４と、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）５，６と、Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ（Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）７と、歪み補償器８と、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ）９，１０と、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１１と、ＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１２と、誤差検出器１３と、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ（Ｄａｔａ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１４とから構成されている。
【００１６】
以下、本実施例においては、入力される変調信号はＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の直交変調を仮定しており、それぞれの直交成分（チャネル）に関して、一般的な表記である、Ｉｃｈ、Ｑｃｈという表記を用いる。また、復調器はディジタル処理復調器の一般的な方式である、準同期検波を想定した装置構成になっている。
【００１７】
直交復調器１は入力された変調波を、変調波の搬送波周波数と同期してはいないが、ほぼ同一の周波数を持った発振器２の出力によって直交検波することで、若干の周波数誤差及び位相誤差が残り、ほぼベースバンドに落とされた信号Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１を出力する。尚、直交復調器１は一般的な直交復調器であり、入力された変調波がＲＦ帯において非線形歪みの影響を受けている場合に歪んだままの復調信号を出力する。
【００１８】
ＬＰＦ１，２はＡＤＣ５，６によってサンプリングする際にエイリアシングを起こさないために、サンプリングレートの半分の周波数を超える成分を除去するフィルタである。
【００１９】
ＡＤＣ５，６によってディジタル変換された信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３はＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７に入力される。Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は歪み補償器８の出力するゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θによって、入力信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３の非線形歪みを取り除き、信号Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４を出力する。
【００２０】
Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７によって非線形歪みが除去された信号Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４は、通常、Ｒｏｌｌ−ｏｆｆ特性を持つインパルス応答を係数としたフィルタであるＦＩＲ９，１０によって波形整形された後、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ１１によって信号Ｉｃｈ１，Ｑｃｈ１の時点では残されていた周波数誤差及び位相誤差が取り除かれた信号Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５を得る。
【００２１】
通常、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ１１前の信号Ｉｃｈ４，Ｑｃｈ４は、正規の信号レベルより低く押さえられており、ＡＧＣ１２によって、信号Ｉｃｈ４にＡｉ、信号Ｑｃｈ４にＡｑのゲインを乗算し、正規の信号レベルを持った信号Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５へと変換する。
【００２２】
Ｄｅｃｉｓｉｏｎ１４は正規の信号レベルを持った信号Ｉｃｈ５，Ｑｃｈ５の中から信号再生に必要な上位ビットのみを取り出して、信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７を出力する。
【００２３】
誤差検出器１３は信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７から得られる電力情報、位相情報と、信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６から得られる電力情報、位相情報とから、信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７の電力情報ｒ、信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７と信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６との電力差ΔＧ、位相差Δθを得る。
【００２４】
歪み補償器８は誤差検出器１３の出力する電力情報ｒ，電力差ΔＧ、位相差Δθ及びＣｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７の入力である信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３を用いて、Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７に対してゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを出力する。Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は歪み補償器８からのゲイン補正信号Ｇ、位相補正信号θを用いて、ゲイン及び位相の補正を行う複素乗算器である。
【００２５】
図２は図１の誤差検出器１３の構成例を示すブロック図である。図２において、誤差検出器１３は位相計算器１３１，１３２と、電力計算器１３３，１３４と、加算器１３５，１３６とから構成されている。
【００２６】
電力計算器１３３，１３４は入力される２つの信号（信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６及び信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７）の自乗和を計算する。位相計算器１３１，１３２は信号Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６及び信号Ｉｃｈ７，Ｑｃｈ７のＩ−Ｑ位相平面上の位相情報である、ｔａｎ−１（Ｑｃｈ６／Ｉｃｈ６）及びｔａｎ−１（Ｑｃｈ７／Ｉｃｈ７）を計算する。
【００２７】
電力計算器１３３の出力から電力計算器１３４の出力を減算した結果は、電力誤差情報ΔＧとして出力され、電力計算器１３４の出力はそのまま電力情報ｒとしても出力される。位相計算器１３１の出力から位相計算器１３２の出力を減算した結果は、位相誤差情報Δθとして出力される。
【００２８】
図３は図１の歪み補償器８の構成例を示すブロック図である。図３において、歪み補償器８はセレクタ（ＳＥＬ）８１−１，８１−２と、ＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎと、補間器８４と、電力計算器８５とから構成されている。
【００２９】
セレクタ８１−１，８１−２は電力情報ｒによって、電力誤差情報ΔＧ、位相誤差情報Δθを入力すべきＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎを選択するものである。ローパスフィルタＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎは入力された信号を平滑化しかつ記憶するものである。電力レベルがｎ種類存在する場合には、電力差情報Ｇ、位相差情報θ、それぞれに対して、ｎ個のＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎが用意される。
【００３０】
図４は図３のＬＦＰ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎの構成例を示すブロック図である。図４において、ＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎは固定ゲイン増幅器８２１と、加算器８２２と、Ｆ／Ｆ（フリップフロップ）８２３とから構成されている。
【００３１】
動作を安定化させるために、入力された誤差情報は１未満の適当な定数Ｋによって圧縮された後、後段の加算器８２２及びＦ／Ｆ８２３によって平滑化された値として記憶される。
【００３２】
図８では変調方式が１６ＱＡＭの場合に、最も内側の信号点のＩｃｈ，Ｑｃｈそれぞれの振幅を１とした場合の各信号点の電力値を、Ｉ−Ｑ位相平面の第一象限に限って、括弧内に示したものである。これによって、１６ＱＡＭの場合には電力レベルが３種類存在する（ｎ＝３）ことが分かる。つまり、誤差情報は電力、位相、それぞれ３種類しか得ることができない。
【００３３】
これに対して、Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ１１より前の信号Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３は周波数及び位相の同期が取れていない。通常、この段階ではシンボルレートの２倍以上のサンプリングレートで動作しているため、様々な電力レベルが存在する。補間器８４は既知の誤差情報であるＬＰＦ８２−１〜８２−ｎ，８３−１〜８３−ｎの値を用いて補間及び補外を行って、実際に使用すべきゲイン補正値Ｇ、位相補正値θを算出するものである。
【００３４】
図５は非線形歪みの特性の一例を表す図であり、図６は図５に示す非線形歪みの影響をＩ−Ｑ平面上に示す図であり、図７は非線形歪みのある復調信号の一例を示す図であり、図８は信号点の電力レベルの一例を示す図であり、図９は実際の復調信号（Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６）の一例を示す図であり、図１０は図９の復調信号をＩｃｈ３の位置で見たアイパターンを示す図である。これら図１〜図１０を参照して本発明の一実施例の動作について説明する。
【００３５】
図５に示すように、一般に、非線形歪み特性は入力電力対出力電力特性（ＡＭ−ＡＭ特性）と入力電力対位相変動特性（ＡＭ−ＰＭ特性）との２つによって特徴付けることができる。
【００３６】
増幅器は入力レベルがある値よりも小さい場合、入出力関係が線形に保たれる、つまり一定のゲインを保つことができる。しかしながら、入力レベルがある値を超えると、次第に入出力関係が非線形になり、最終的には入力レベルが増大しても、出力レベルは一定の値に固定されてしまう、つまりゲインが低下していくことになる。この関係を示したのが、図５に示す出力電力及び利得特性である。
【００３７】
また、位相特性は図５の位相特性に示すように、入力電力に対して、次第に位相が増加していき、ピークを迎えた後、位相が減少していく特性が一般的であるが、その他の場合もあり得る。いずれにしても、入力電力によって出力位相が変動する。
【００３８】
図６は変調方式が１６ＱＡＭの場合を示したものであるが、図６における本来の信号点は点線の交点である。原点に対して外側の信号点ほど、増幅器に入力される時のレベルが高いため、本来の信号点に対して、振幅が減少し、位相が回ってしまっていることが分かる。
【００３９】
図６は非線形歪みの影響を分かりやすいように表したものであり、実際には、復調器のキャリア位相制御によって、本来の信号点からの位相オフセットが平均的に零になるように制御されるので、非線形歪み補償器を含まない復調器による復調信号は図７に示すようになる。
【００４０】
また、実際の復調信号を示したのが図９である。図６では信号点が定常的な振幅及び位相誤差を持っただけの信号を示しているが、実際には、図９に示すように、歪みが大きい外側の信号点ほど、収束度が落ちてしまい、ＢＥＲ等の特性は更に大きく劣化してしまう。
【００４１】
図９に示す復調信号をＩｃｈ３の位置で見たアイパターンを図１０に示す（この部分の動作速度はシンボルレートの４倍）。ＦＩＲ９，１０による波形整形前であるため、信号の収束度が悪いが、センタの位置が最終的な再生シンボルの情報を持っており、図９の信号点にあたる。
【００４２】
このように、正規の復調信号の信号点位置の両側には、より電力の高い（より大きく非線形歪みの影響を受けた）信号が存在する。これがＦＩＲフィルタによって正規の信号点に重畳されてしまうことによって、正規の信号点の収束度が落ちてしまう。この現象を避けるために、本実施例による復調器の非線形補償はＦＩＲ９，１０の前で行っているのである。補間及び補外に関しては、ゲイン補正値、位相補正値、何れの場合でも同様の動作であるので、ゲイン補正値を例に詳細を示す。
【００４３】
図１１は電力値＝２，１０，１８の時のＬＰＦ８２の値Ｇ（２），Ｇ（１０），Ｇ（１８）及びその補間、補外曲線を示す図であり、図１２は補間、補外アルゴリズムの一例を示すフローチャートである。
【００４４】
図１１において、まず、補外は不安定になるので注意が必要である。電力値が小さい場合にはゲインが一定であると考えてよいので、入力電力をＰ、Ｉｃｈ ＡＧＣをＡｉ、Ｑｃｈ ＡＧＣをＡｑとすると（図１２ステップＳ１）、電力値Ｐ’は、
Ｐ’＝Ｐ（Ａｉ２ ＋Ａｑ２ ）／２
で計算される（図１２ステップＳ１）。この場合、電力値Ｐ’＜２であれば（図１２ステップＳ３）、Ｇ＝Ｇ（２）とする（図１２ステップＳ４）。
【００４５】
電力値Ｐ’が大きい場合には、電力が大きくなるほどゲインが小さくなる（＝ゲイン補正値は大きくなる）。つまり、電力値Ｐ’＜１０であれば（図１２ステップＳ５）、Ｇ＝Ｇ（２）＋｛［Ｇ（１０）−Ｇ（２）］（Ｐ’−２）｝／８とする（図１２ステップＳ６）。
【００４６】
また、電力値Ｐ’＜１０でなければ（図１２ステップＳ５）、Ｇ＝Ｇ（１０）＋｛［Ｇ（１８）−Ｇ（１０）］（Ｐ’−１０）｝／８とする（図１２ステップＳ７）。
【００４７】
本来、ゲインは線形ではなく、２次以上の次数あるいは指数関数的な増加を示すと思われるが、予測がたたないため、電力値Ｐ’を１８より小さい側から１８に近づけた時の傾きを用いて、線形補外する。
【００４８】
補間はスプライン補間、ラグランジュ補間等、様々考えられるが、ＨＷ（ハードウェア）での実現性を考えると、線形補間が最も計算量が少なく、適用しやすい。補間、補外ともに線形法を用いたアルゴリズム例を図１２に示す。
【００４９】
位相補正値の補間、補外は、電力値＝２，１０，１８の時のＬＰＦ８３−１〜８３−ｎの値をθ（２），θ（１０），θ（１８）として、ゲイン補正の補間式のＧをθに置き換えるだけである。
【００５０】
Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ７は複素数Ｓ３，Ｓ４を、それぞれＳ３＝（Ｉｃｈ３，Ｑｃｈ３）、Ｓ４＝（Ｉｃ４，Ｑｃｈ４）とした場合、
Ｓ４＝Ｇ・Ｓ３・ｅｊθ
を計算し、ゲイン及び位相の補正を行う複素乗算器である。
【００５１】
このように、本実施例によれば、アナログ的な回路を必要とせず、復調器にディジタル処理回路を追加するだけで、非線形歪みを補償することができるため、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことができる。
【００５２】
図１３は本発明の他の実施例による誤差検出器１３の構成例を示すブロック図である。図１３に示す誤差検出器１３が図２に示す誤差検出器１３と異なる点は、信号点誤差検出器の出力が多ビット信号ではなく、１ビット信号となっていることのみである。入力信号が本来の信号点よりも大きな値の場合に“０”、本来の信号点よりも小さな値である場合に“１”の値を出力するものとする。
【００５３】
図１４は本発明の他の実施例による歪み補償器８の構成例を示すブロック図である。図１４に示す歪み補償器８が図３に示す歪み補償器８と異なる点は、入力される誤差情報Ｅｉ，Ｅｑが多ビット信号ではなく、１ビット信号となっていること、それに伴ってＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎに入力される信号も１ビット信号となっていることのみである。
【００５４】
図１５は図１４のＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎの構成例を示すブロック図である。図１５において、ＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎは入力される誤差情報が１ビット信号となったため、入力が“１”であればｕｐ、“０”であればｄｏｗｎするようなＵｐ Ｄｏｗｎ Ｃｏｕｎｔｅｒ８７１のみで構成されるため、構成が簡略化され、小規模な回路で実現することができる。
【００５５】
以上によって、歪み補償器８内に数多く存在するＬＰＦ８７−１〜８７−ｎ，８８−１〜８８−ｎの構成が簡略化され、小規模な回路で実現されるため、上述した本発明の一実施例よりも回路規模を削減することができる。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、受信フィルタの前段においてＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を備えることによって、装置設計が容易でありかつ増幅器が変更されて非線形歪み特性が変化した場合でも変復調器の設計変更の必要がなく、自動的に必要な補償を行うことができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による復調器の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の誤差検出器の構成例を示すブロック図である。
【図３】図１の歪み補償器の構成例を示すブロック図である。
【図４】図３のＬＦＰの構成例を示すブロック図である。
【図５】非線形歪みの特性の一例を表す図である。
【図６】図５に示す非線形歪みの影響をＩ−Ｑ平面上に示す図である。
【図７】非線形歪みのある復調信号の一例を示す図である。
【図８】信号点の電力レベルの一例を示す図である。
【図９】実際の復調信号（Ｉｃｈ６，Ｑｃｈ６）の一例を示す図である。
【図１０】図９の復調信号をＩｃｈ３の位置で見たアイパターンを示す図である。
【図１１】電力値＝２，１０，１８の時のＬＰＦの値Ｇ（２），Ｇ（１０），Ｇ（１８）及びその補間、補外曲線を示す図である。
【図１２】補間、補外アルゴリズムの一例を示すフローチャートである。
【図１３】本発明の他の実施例による誤差検出器の構成例を示すブロック図である。
【図１４】本発明の他の実施例による歪み補償器の構成例を示すブロック図である。
【図１５】図１４のＬＰＦの構成例を示すブロック図である。
【図１６】従来の復調器の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 直交復調器
２ ローカル発振器
３，４ ＬＰＦ
５，６ ＡＤＣ
７ Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｍｕｌｔ
８ 歪み補償器
９，１０ ＦＩＲ
１１ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃ
１２ ＡＧＣ
１３ 誤差検出器
１４ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ
８１−１，８１−２，
８６−１，８６−２ セレクタ
８２−１〜８２−ｎ，
８３−１〜８３−ｎ，
８７−１〜８７−ｎ，
８８−１〜８８−ｎ ＬＰＦ
８４ 補間器
８５ 電力計算器
８２１ 固定ゲイン増幅器
８２２ 加算器
８２３ Ｆ／Ｆ
８７１ Ｕｐ Ｄｏｗｎ Ｃｏｕｎｔｅｒ
１３１，１３２ 位相計算器
１３３，１３４ 電力計算器
１３５，１３６ 加算器
Claims (10)
- 変調器及び復調器を用いてディジタル無線通信を行うディジタル無線通信システムであって、
受信フィルタの前段においてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を前記復調器に有することを特徴とするディジタル無線通信システム。 - 前記非線形歪み補償回路は、本来の信号点の電力値と前記本来の信号点からの位相及び振幅誤差とを用いて各信号点における前記本来の信号点からのずれを推定して前記非線形歪みを補償することを特徴とする請求項１記載のディジタル無線通信システム。
- 前記復調器の出力信号を基に前記電力値と前記位相及び振幅誤差とを算出する誤差検出回路を含むことを特徴とする請求項１または請求項２記載のディジタル無線通信システム。
- 前記誤差検出回路は、前記位相及び振幅誤差として複数ビットからなる情報を前記非線形歪み補償回路に出力することを特徴とする請求項３記載のディジタル無線通信システム。
- 前記誤差検出回路は、前記位相及び振幅誤差として１ビットからなる情報を前記非線形歪み補償回路に出力することを特徴とする請求項３記載のディジタル無線通信システム。
- 受信フィルタの前段においてＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の増幅器で生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路を有することを特徴とする復調器。
- 前記非線形歪み補償回路は、本来の信号点の電力値と前記本来の信号点からの位相及び振幅誤差とを用いて各信号点における前記本来の信号点からのずれを推定して前記非線形歪みを補償することを特徴とする請求項６記載の復調器。
ディジタル無線通信システム。 - 自回路の出力信号を基に前記電力値と前記位相及び振幅誤差とを算出する誤差検出回路を含むことを特徴とする請求項６または請求項７記載の復調器。
- 前記誤差検出回路は、前記位相及び振幅誤差として複数ビットからなる情報を前記非線形歪み補償回路に出力することを特徴とする請求項８記載の復調器。
- 前記誤差検出回路は、前記位相及び振幅誤差として１ビットからなる情報を前記非線形歪み補償回路に出力することを特徴とする請求項８記載の復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002335909A JP4019912B2 (ja) | 2002-11-20 | 2002-11-20 | ディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002335909A JP4019912B2 (ja) | 2002-11-20 | 2002-11-20 | ディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004172921A true JP2004172921A (ja) | 2004-06-17 |
| JP4019912B2 JP4019912B2 (ja) | 2007-12-12 |
Family
ID=32699882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002335909A Expired - Fee Related JP4019912B2 (ja) | 2002-11-20 | 2002-11-20 | ディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4019912B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007043608A (ja) * | 2005-08-05 | 2007-02-15 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
| JP2012065008A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Sony Corp | 受信装置および方法、並びにプログラム |
| JP2012222558A (ja) * | 2011-04-07 | 2012-11-12 | Nec Corp | 復調制御装置、受信装置及び復調方法 |
| JP2018533863A (ja) * | 2015-09-10 | 2018-11-15 | クアルコム，インコーポレイテッド | 衛星通信におけるポストひずみ |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2014141338A1 (ja) * | 2013-03-13 | 2017-02-16 | 日本電気株式会社 | 信号受信装置、無線通信システム、歪み補償方法及びプログラム |
-
2002
- 2002-11-20 JP JP2002335909A patent/JP4019912B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007043608A (ja) * | 2005-08-05 | 2007-02-15 | Japan Radio Co Ltd | 振幅位相制御装置および受信システム |
| JP4516900B2 (ja) * | 2005-08-05 | 2010-08-04 | 日本無線株式会社 | 振幅位相制御装置および受信システム |
| JP2012065008A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Sony Corp | 受信装置および方法、並びにプログラム |
| JP2012222558A (ja) * | 2011-04-07 | 2012-11-12 | Nec Corp | 復調制御装置、受信装置及び復調方法 |
| JP2018533863A (ja) * | 2015-09-10 | 2018-11-15 | クアルコム，インコーポレイテッド | 衛星通信におけるポストひずみ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4019912B2 (ja) | 2007-12-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6567478B2 (en) | Radio apparatus having distortion compensating function | |
| KR100408043B1 (ko) | 디지탈 아이에프 기술을 적용한 전치 왜곡 방식의 디지털선형화기 | |
| US7457586B1 (en) | Method of in-device phase measurement and correlation to programmable factors | |
| JP3707549B2 (ja) | 送信装置 | |
| US6757525B1 (en) | Distortion compensating apparatus | |
| US20080139141A1 (en) | Method and system for estimating and compensating non-linear distortion in a transmitter using data signal feedback | |
| JP2000286915A (ja) | 信号変調回路及び信号変調方法 | |
| US20060198464A1 (en) | Distortion compensation apparatus | |
| JP6252226B2 (ja) | 歪補償装置、無線送信装置及び歪補償方法 | |
| JP4583196B2 (ja) | 通信装置 | |
| JP2007195075A (ja) | 復調回路および復調方法 | |
| WO2015127162A1 (en) | Systems and methods of linear impairment modelling to improve digital pre-distortion adaptation performance | |
| US7877060B1 (en) | Fast calibration of AM/PM pre-distortion | |
| JP5046114B2 (ja) | 多値ｑａｍ復調装置とその復調方法及び無線通信システム | |
| JP4019912B2 (ja) | ディジタル無線通信システム及びそれに用いる復調器 | |
| US7173988B2 (en) | Adaptive phase and gain imbalance cancellation | |
| JP3214463B2 (ja) | 無線通信装置 | |
| JP3742257B2 (ja) | 復調装置 | |
| JP2002252663A (ja) | ディジタル無線装置 | |
| US8224265B1 (en) | Method for optimizing AM/AM and AM/PM predistortion in a mobile terminal | |
| US7116733B2 (en) | Automatic gain control circuit and automatic gain control method | |
| KR100251781B1 (ko) | 디지탈통신시스템의전력증폭기선형화장치및방법 | |
| JP3462373B2 (ja) | マルチキャリア伝送装置 | |
| US20070120617A1 (en) | Modulation apparatus and modulation method | |
| JP4127639B2 (ja) | 非線形補償器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051014 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070604 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070612 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070806 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070904 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070917 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101005 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111005 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121005 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131005 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |