JP6252226B2 - 歪補償装置、無線送信装置及び歪補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、歪補償装置、無線送信装置及び歪補償方法に関する。

無線通信システムにおける無線送信装置には、送信信号の電力を増幅する増幅器が備えられる。無線送信装置では、一般的に、増幅器の電力効率を高めるために、増幅器の飽和領域付近で増幅器を動作させる。しかし、増幅器を飽和領域付近で動作させると非線形歪が増大する。そこで、この非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力（ACLR：Adjacent Channel Leakage Ratio）を低減するために、無線送信装置には、非線形歪を補償する歪補償装置が備えられる。

歪補償装置で用いられる歪補償方式の一つに「プリディストーション（以下「ＰＤ」と呼ぶことがある）方式」がある。ＰＤ方式の歪補償装置は、増幅器の非線形歪の逆特性を有する歪補償係数を増幅器への入力前の送信信号に予め乗算することで、増幅器の出力の線形性を高めて増幅器の出力の歪を抑圧する。送信信号に歪補償係数を乗算した後の信号は「プリディストーション信号（ＰＤ信号）」と呼ばれることがある。よって、ＰＤ信号は、増幅器への入力前に、増幅器の非線形歪の逆特性に従って予め歪んだ信号となる。

例えば、ＰＤ方式の従来の歪補償装置として、複数の歪補償係数が格納されたテーブルを有し、送信信号の電力、つまり、増幅器への入力電力に応じた歪補償係数をテーブルから読み出すものがある。テーブルに格納された歪補償係数は、送信信号と、増幅器から出力されてフィードバックされた信号（以下では「フィードバック信号」と呼ぶことがある）との誤差が最小になるように逐次更新される。

また例えば、ＰＤ方式の歪補償装置を備える従来の電力増幅システムとして、歪補償係数の更新に際し、フィードバック信号の周波数帯域を制限するものがある。この電力増幅システムでは、帯域制限フィルタによりフィードバック信号の通過帯域幅を変更することで、通過帯域が所定の狭さである場合に所定の低次の歪を補償し、通過帯域が所定の広さである場合に所定の高次の歪を補償する。

特開２０１２−０９０１５８号公報 特開２０１２−０６０２５４号公報

図１は、課題の説明に供する図である。送信信号が複数の互いに異なる周波数の信号を含むマルチキャリア信号である場合、マルチキャリア信号に対して非線形領域で増幅器を動作させると、相互変調歪（Inter Modulation Distortion；以下「ＩＭ」と呼ぶことがある）が生じることがある。例えば、図１に示すように、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とを含むマルチキャリア信号を非線形領域で増幅すると、それぞれ３次，５次，７次のＩＭであるＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７が発生することがある。これらのＩＭは、図１のように、周波数軸上で、周波数ｆ１，ｆ２の両側の裾の箇所と、周波数ｆ１，ｆ２から一定距離だけ離れた箇所に発生する。ここでは、歪補償装置は、ＩＭ７までのＩＭを補償可能であるとする。すなわち、歪補償が可能な周波数帯域（以下では「歪補償帯域」と呼ぶことがある）をＩＭ７までをカバーする帯域であるとする。

ここで、増幅器は、例えば、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter；デジタル−アナログ変換器）によってデジタルからアナログに変換後、直交変調器によって変調された後の送信信号を増幅する。またこの場合、増幅器からのフィードバック信号は、直交復調器によって復調された後、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter；アナログ−デジタル変換器）によってアナログからデジタルに変換されて歪補償装置に入力される。直交復調器には、直交復調器での周波数変換の際に生じる折り返し成分を除去するために、アナログフィルタが備えられる。また、ＤＡＣには、デジタル−アナログ変換の際に行われる補間処理によって生じるイメージ成分を除去するために、アナログフィルタが備えられる。これらのアナログフィルタの通過帯域は、歪補償帯域に合わせて設定される。しかし、アナログフィルタを理想フィルタとして実現することは難しいため、これらのアナログフィルタにより、歪補償帯域の端の部分の周波数成分もカットされてしまう。例えば、アナログフィルタの周波数特性が図１に示すようなものである場合、歪補償帯域の両端の領域にあるＩＭ７の一部がカットされてしまう。歪補償帯域の両端の領域にあるＩＭ７の一部がカットされてしまうと、周波数ｆ１，ｆ２の信号の裾の箇所にあるＩＭ７が影響を受け、ＩＭ７の信号成分が劣化してしまう。このように、劣化したＩＭ７の信号成分がフィードバック信号に含まれると、ＩＭ７に対する歪補償が正確に行えず、この結果、歪補償の精度が低下する。

これに対し、上記従来の電力増幅システムでは、直交復調器またはＤＡＣに備えられたアナログフィルタによりＩＭの一部がカットされることによって生じる、歪補償精度の低下という課題についての考慮は為されていない。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、歪補償精度の低下を防ぐことを目的とする。

開示の態様では、マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器の非線形歪を補償する歪補償装置は、帯域制限部と、決定部と、更新部とを有する。前記帯域制限部は、前記増幅器からフィードバックされた第一の信号に対し第一の周波数帯域制限を行って、前記第一の周波数帯域制限後の第二の信号を出力する。前記決定部は、前記第一の周波数帯域制限の第一のカットオフ周波数を、前記マルチキャリア信号のキャリア間隔に基づいて決定する。前記更新部は、前記第二の信号と前記マルチキャリア信号との誤差に基づいて、前記非線形歪の補償に用いられる歪補償係数を更新する。

開示の態様によれば、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

図１は、課題の説明に供する図である。 図２は、実施例１の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 図３は、実施例１の歪補償装置の動作の説明に供する図である。 図４は、実施例２の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 図５は、実施例４の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 図６は、実施例６の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。

以下に、本願の開示する歪補償装置、無線送信装置及び歪補償方法の実施例を図面に基づいて説明する。なお、この実施例により本願の開示する歪補償装置、無線送信装置及び歪補償方法が限定されるものではない。また、各実施例において同一の機能を有する構成部には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

［実施例１］
＜無線送信装置の構成例＞
図２は、実施例１の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。図２において、無線送信装置１０は、ベースバンドユニット１１と、Ｓ／Ｐ変換器１２と、歪補償装置１３と、ＤＡＣ１４と、直交変調器１５と、搬送波生成器１６と、増幅器（ＰＡ：Power Amplifier）１７と、カプラ１８と、アンテナ１９とを有する。また、無線送信装置１０は、直交復調器２０と、ＡＤＣ２１とを有する。例えば、ＤＡＣ１４は、デジタル−アナログ変換の際に行う補間処理によって生じるイメージ成分を除去するために、アナログフィルタであるＬＰＦ（Low-Pass Filter）を備える。また例えば、直交復調器２０は、直交復調器２０での周波数変換の際に生じる折り返し成分を除去するために、アナログフィルタであるＬＰＦを備える。これらのＬＰＦの通過帯域は、歪補償帯域に合わせて設定される。

また、歪補償装置１３は、プリディストーション部１３１と、帯域制限部１３２と、フィルタ決定部１３３と、誤差算出部１３４と、歪補償係数更新部１３５とを有し、ＰＤ方式の歪補償装置である。

無線送信装置１０は、例えば、無線通信システムで使用される無線通信端末装置または無線通信基地局装置等に搭載される。

ベースバンドユニット１１は、入力される送信データに対して符号化処理及び変調処理等のベースバンド処理を行ってベースバンドの送信信号を生成し、生成した送信信号をＳ／Ｐ変換器１２及びフィルタ決定部１３３へ出力する。ここで、ベースバンドユニット１１は、ベースバンドの送信信号として、複数の互いに異なる周波数の信号を含むマルチキャリア信号を生成する。

Ｓ／Ｐ変換器１２は、ベースバンドユニット１１から入力された送信信号を１ビットずつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号：In-Phase component）と直交成分信号（Ｑ信号：Quadrature component）の２系列に変換する。Ｓ／Ｐ変換器１２は、Ｉ信号とＱ信号とを並列にプリディストーション部１３１及び誤差算出部１３４へ出力する。

プリディストーション部１３１は、歪補償係数更新部１３５によって逐次更新される歪補償係数をＩ信号及びＱ信号にそれぞれ乗算してプリディトーション信号（Ｉ信号，Ｑ信号）を生成する。プリディストーション部１３１は、複数の歪補償係数が格納されたテーブルを有し、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれの電力に応じた歪補償係数をテーブルから読み出してＩ信号及びＱ信号のそれぞれに乗算する。テーブルに格納された歪補償係数は、歪補償係数更新部１３５によって逐次更新される。プリディストーション部１３１は、生成したプリディストーション信号をＤＡＣ１４へ出力する。つまり、「プリディストーション信号」とは、ベースバンド信号と歪補償係数との乗算結果の信号である。

ＤＡＣ１４は、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれのプリディストーション信号をデジタル信号からアナログ信号に変換して直交変調器１５へ出力する。

搬送波生成器１６は、基準搬送波を生成し、生成した基準搬送波を直交変調器１５及び直交復調器２０へ出力する。

直交変調器１５は、プリディストーション信号のうちＩ信号に基準搬送波を乗算し、プリディストーション信号のうちＱ信号に基準搬送波を９０°移相した搬送波を乗算する。そして、直交変調器１５は、それぞれの乗算結果を加算することでプリディストーション信号に対して直交変調及びアップコンバートを行い、直交変調及びアップコンバート後のプリディストーション信号を増幅器１７へ出力する。

増幅器１７は、直交変調器１５から入力されるプリディストーション信号の電力を増幅し、電力増幅後の信号をカプラ１８へ出力する。

カプラ１８は、電力増幅後の信号を、アンテナ１９と、直交復調器２０とに分配する。これにより、増幅器１７から出力された信号が直交復調器２０及びＡＤＣ２１を介して歪補償装置１３へフィードバックされる。

アンテナ１９は、電力増幅後の信号を送信する。

直交復調器２０は、カプラ１８から入力される信号に対し、搬送波生成部１６で生成された基準搬送波と、基準搬送波を９０°移相した搬送波とをそれぞれ乗算してダウンコンバート及び直交復調を行う。直交復調器２０は、直交復調により得られたＩ信号及びＱ信号のフィードバック信号をＡＤＣ２１へ出力する。

ＡＤＣ２１は、フィードバック信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して帯域制限部１３２へ出力する。

帯域制限部１３２は、通過帯域幅を変更可能なＢＰＦ（Band-Pass Filter）、または、互いに通過帯域幅が異なる複数のＢＰＦを有する。これらのＢＰＦはデジタルフィルタである。帯域制限部１３２は、フィルタ決定部１３３によって決定されたフィルタ係数に従って、デジタルフィルタであるＢＰＦを用いてフィードバック信号の周波数帯域を制限し、帯域制限後のフィードバック信号を誤差算出部１３４へ出力する。

フィルタ決定部１３３は、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号をモニタし、モニタ結果に従ってフィルタ係数を決定し、決定したフィルタ係数を帯域制限部１３２へ出力する。

帯域制限部１３２及びフィルタ決定部１３３での処理の詳細は後述する。

誤差算出部１３４は、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれについて、帯域制限部１３２での帯域制限後のフィードバック信号と、Ｓ／Ｐ変換器１２から入力される送信信号との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部１３５へ出力する。

歪補償係数更新部１３５は、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれについて、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いて、誤差算出部１３４で算出される誤差が最小になるように、プリディストーション部１３１内に格納されている歪補償係数を逐次更新する。

＜歪補償装置の動作＞
歪補償装置１３では、フィルタ決定部１３３及び帯域制限部１３２が以下のように動作することにより、歪補償が行われる。図３は、実施例１の歪補償装置の動作の説明に供する図である。

図３に示すように、送信信号であるマルチキャリア信号に、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とが含まれるとする。このとき、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との周波数間隔、つまり、マルチキャリア信号のキャリア間隔が「Δｆ＝ｆ２−ｆ１」であるとすると、ＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７はそれぞれ、キャリアの中心周波数からΔｆ刻みの間隔で生じる。すなわち、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０以上の領域では、キャリアの中心周波数ｆ２を基点にして、＋Δｆの位置にＩＭ３が、＋２Δｆの位置にＩＭ５が、＋３Δｆの位置にＩＭ７が生じる。マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０以下の領域でも同様に、キャリアの中心周波数ｆ１を基点にして、−Δｆの位置にＩＭ３が、−２Δｆの位置にＩＭ５が、−３Δｆの位置にＩＭ７が生じる。また、各キャリアｆ１，ｆ２の両側の裾の箇所に、ＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７が生じる。

一方で、ＤＡＣ１４または直交復調器２０が備えるアナログのＬＰＦによる帯域制限により、歪補償帯域の両端の領域に位置するＩＭ７の一部がカットされてしまう。このため、帯域制限部１３２には、アナログフィルタの帯域制限によりＩＭ７の一部がカットされたフィードバック信号が入力される。このようなアナログフィルタによる帯域制限は、ＤＡＣ１４の入力端からＡＤＣ２１の出力端に至るループ状の経路上の何処かで行われる可能性がある。よって、以下では、ＤＡＣ１４の入力端からＡＤＣ２１の出力端に至るループ状の経路においてアナログフィルタによって為される周波数帯域制限を「ループの帯域制限」と呼ぶことがある。

そこで、フィルタ決定部１３３は、マルチキャリア信号のキャリア間隔Δｆに基づいて、帯域制限部１３２で行われる帯域制限のカットオフ周波数ｆｃを、フィルタ係数として決定する。例えば、フィルタ決定部１３３は、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を基点にして、キャリア間隔ΔｆのＮ倍（Ｎは整数）の位置にある複数の周波数のうち何れかの周波数を、帯域制限部１３２が備えるＢＰＦのカットオフ周波数ｆｃに決定する。このとき、さらにフィルタ決定部１３３は、ＤＡＣ１４または直交復調器２０に備えられたＬＰＦのカットオフ周波数、つまり、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下の周波数を、帯域制限部１３２が備えるＢＰＦのカットオフ周波数ｆｃに決定する。つまり、フィルタ決定部１３３は、「ｆｃ＝ｆ０＋Ｎ・Δｆ」かつ「ｆｃ≦ループの帯域制限のカットオフ周波数」の条件を満たす何れかのｆｃを、帯域制限部１３２での帯域制限のカットオフ周波数に決定する。例えば、フィルタ決定部１３３は、図３において、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下にあるｆ０＋Δｆ，ｆ０＋２Δｆ，ｆ０＋３Δｆの３つの周波数のうち、最大の周波数ｆ０＋３Δｆをカットオフ周波数ｆｃに決定するのが好ましい。そして、フィルタ決定部１３３は、決定したカットオフ周波数ｆｃを帯域制限部１３２へ指示する。

帯域制限部１３２は、フィルタ決定部１３３から指示されたカットオフ周波数ｆｃに従って、入力されるデジタルのフィードバック信号に対して帯域制限を行う。例えば、フィルタ決定部１３３によってｆ０＋３Δｆがカットオフ周波数ｆｃに決定された場合、帯域制限部１３２は、通過帯域幅が可変なＢＰＦの通過帯域を、周波数ｆ０を中心にしてｆ０±３Δｆの帯域に設定してフィードバック信号に対する帯域制限を行う。またこの場合、例えば、帯域制限部１３２は、通過帯域がｆ０±Δｆ，ｆ０±２Δｆ，ｆ０±３Δｆの３つのＢＰＦのうち、通過帯域がｆ０±３ΔｆのＢＰＦを選択することによって帯域制限を行ってもよい。

帯域制限部１３２に備えられるＢＰＦはデジタルフィルタであるため、カットオフ周波数ｆｃでの周波数特性は急峻なものになる。このため、カットオフ周波数ｆｃがｆ０＋３Δｆである場合は、帯域制限部１３２での帯域制限により、歪補償帯域の両端の領域にあるＩＭ７のすべてをカットすることができる。これにより、フィードバック信号には、歪補償帯域の両端の領域にあるＩＭ７が全く含まれなくなる。また、周波数ｆ１，ｆ２の信号の裾の箇所にあるＩＭ７は、歪補償帯域の両端の領域にあるＩＭ７の一部がカットされることによる影響を受けなくなる。このため、フィードバック信号に含まれるＩＭ７の信号成分の劣化を防止することができる。一方で、フィードバック信号には、周波数ｆ１，ｆ２の信号の裾の箇所にあるＩＭ７の信号成分のすべてが含まれているため、歪補償装置１３は、ＩＭ７に対する歪補償を正確に行うことができる。よって、ループの帯域制限によりＩＭの一部がカットされる場合でも、歪補償装置１３にフィルタ決定部１３３と帯域制限部１３２とを備えることにより、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

以上のように、本実施例によれば、歪補償装置１３は、マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器１７の非線形歪を補償する歪補償装置であって、帯域制限部１３２と、フィルタ決定部１３３と、歪補償係数更新部１３５とを有する。帯域制限部１３２は、増幅器１７からのフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行って、周波数帯域制限後のフィードバック信号を出力する。フィルタ決定部１３３は、帯域制限部１３２での周波数帯域制限のカットオフ周波数ｆｃを、マルチキャリア信号のキャリア間隔Δｆに基づいて決定する。歪補償係数更新部１３５は、周波数帯域制限後のフィードバック信号とマルチキャリア信号との誤差に基づいて、増幅器１７の非線形歪の補償に用いられる歪補償係数を更新する。

より詳細には、本実施例では、増幅器１７は、ＤＡＣ１４によってデジタルからアナログに変換されたマルチキャリア信号の電力を増幅する。帯域制限部１３２は、ＡＤＣ２１によってアナログからデジタルに変換されたフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行う。帯域制限部１３２に入力されるフィードバック信号は、ＤＡＣ１４の入力端からＡＤＣ２１の出力端に至る経路において周波数帯域制限を受けた後の信号、つまり、ループの帯域制限を受けた後の信号である。フィルタ決定部１３３は、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を基点にしてキャリア間隔Δｆの整数倍の位置にある周波数のうち、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下の何れかの周波数を、帯域制限部１３２での周波数帯域制限のカットオフ周波数ｆｃに決定する。例えば、フィルタ決定部１３３は、ｆ０＋Δｆ，ｆ０＋２Δｆ，ｆ０＋３Δｆのうちの何れかの周波数を、帯域制限部１３２での周波数帯域制限のカットオフ周波数ｆｃに決定する。

こうすることで、帯域制限部１３２での周波数帯域制限のカットオフ周波数を、ループの帯域制限により一部がカットされて不要な信号成分が残ったＩＭ（例えば、ＩＭ７）を完全にカット可能な周波数に決定することができる。よって、ループの帯域制限によりＩＭの一部がカットされる場合でも、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

また、上記のようにしてカットオフ周波数ｆｃを決定する場合、フィルタ決定部１３３は、さらに、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下の周波数のうち最大の周波数をカットオフ周波数ｆｃに決定するのが好ましい。

こうすることで、ループの帯域制限によって影響を受けないＩＭ（例えば、ＩＭ３，ＩＭ５）を残したまま、ループの帯域制限により一部がカットされたＩＭ（例えば、ＩＭ７）のみをカットすることができる。よって、不要な信号成分が残ったＩＭを完全にカットした上で、正しいＩＭの信号成分を最大にできるため、歪補償精度を高めることができる。

［実施例２］
本実施例は、実施例１のようにして決定したカットオフ周波数ｆｃを、誤差算出部１３４によって算出された誤差に基づいて調節する点が実施例１と異なる。

図４は、実施例２の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。図４に示す無線送信装置３０において、歪補償装置３１は、フィルタ決定部３１１を有する。

フィルタ決定部３１１には、ベースバンドユニット１１によって生成されたマルチキャリア信号が入力される。また、フィルタ決定部３１１には、誤差算出部１３４によって算出された誤差が入力される。フィルタ決定部３１１は、まず、実施例１と同様にして、カットオフ周波数ｆｃを決定する。次いで、フィルタ決定部３１１は、決定したカットオフ周波数ｆｃを、誤差算出部１３４によって算出された誤差に基づいて調節する。例えば、フィルタ決定部３１１は、ＬＭＳアルゴリズム等を用いて、誤差算出部１３４で算出される誤差が最小になるようにカットオフ周波数ｆｃを調節する。上記のように、歪補償係数は、誤差算出部１３４で算出される誤差が最小になるように逐次更新される。よって、この誤差が最小になるようにカットオフ周波数ｆｃを調節することで、歪補償精度を高めることができる。

ここで、歪補償係数更新部１３５による歪補償係数の更新と、フィルタ決定部３１１によるカットオフ周波数ｆｃの調節とは、交互に行われる。すなわち、歪補償装置３１では、まず、フィルタ決定部３１１が実施例１と同様にしてカットオフ周波数ｆｃを決定し、この決定されたカットオフ周波数ｆｃに従って帯域制限されたフィードバック信号を用いて歪補償係数の更新が一定期間行われる。次いで、一定期間経過後に、フィルタ決定部３１１が、誤差をモニタしてカットオフ周波数ｆｃを調節し、この調節されたカットオフ周波数ｆｃに従って帯域制限されたフィードバック信号を用いて歪補償係数の更新がさらに一定期間行われる。以降、一定期間行われる歪補償係数の更新と、一定期間経過毎に行われるカットオフ周波数ｆｃの調節とが、交互に繰り返される。

なお、フィルタ決定部３１１は、誤差をモニタする際に、モニタの精度を高めるために、誤差に対して積分処理または平均化処理を行ってもよい。

以上のように、本実施例によれば、歪補償装置３１において、フィルタ決定部３１１は、実施例１と同様にして決定したカットオフ周波数ｆｃを、誤差算出部１３４で算出される誤差に基づいて調節する。こうすることで、実施例１よりも、歪補償精度を高めることができる。

[実施例３]
本実施例は、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下のｆ０＋Ｎ・Δｆの複数の周波数の中から何れか一つの周波数を、誤差算出部１３４によって算出される誤差に基づいて、カットオフ周波数ｆｃに決定する点が実施例１と異なる。

本実施例の無線送信装置の構成例は、実施例２と同様であるため、以下、図４を用いて、本実施例の動作を説明する。

フィルタ決定部３１１には、ベースバンドユニット１１によって生成されたマルチキャリア信号が入力される。また、フィルタ決定部３１１には、誤差算出部１３４によって算出された誤差が入力される。フィルタ決定部３１１は、まず、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下の領域において、ｆ０＋Ｎ・Δｆの位置にある複数の周波数を特定する。例えば、フィルタ決定部３１１は、図３に示すｆ０＋Δｆ，ｆ０＋２Δｆ，ｆ０＋３Δｆの３つの周波数を特定する。そして、フィルタ決定部３１１は、これら３つの周波数のうち、誤差算出部１３４によって算出される誤差を最小にする周波数を、帯域制限部１３２での帯域制限のカットオフ周波数ｆｃに決定する。

すなわち、まず、フィルタ決定部３１１は、カットオフ周波数ｆｃをｆ０＋Δｆにしたときの第一の誤差をモニタする。次いで、フィルタ決定部３１１は、カットオフ周波数ｆｃをｆ０＋２Δｆにしたときの第二の誤差をモニタする。次いで、フィルタ決定部３１１は、カットオフ周波数ｆｃをｆ０＋３Δｆにしたときの第三の誤差をモニタする。そして、フィルタ決定部３１１は、第一から第三の誤差のうち最小の誤差に対応するカットオフ周波数ｆｃを選択する。

なお、フィルタ決定部３１１は、誤差をモニタする際に、モニタの精度を高めるために、実施例２と同様に、誤差に対して積分処理または平均化処理を行ってもよい。

以上のように、本実施例によれば、歪補償装置３１において、フィルタ決定部３１１は、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下で、かつ、ｆ０＋Ｎ・Δｆの位置にある複数の周波数の中から、何れか一つの周波数をカットオフ周波数ｆｃに決定する。このとき、フィルタ決定部３１１は、ｆ０＋Ｎ・Δｆの位置にある複数の周波数の中から何れか一つの周波数を、誤差算出部１３４によって算出される誤差に基づいて、カットオフ周波数ｆｃに決定する。こうすることで、実施例１よりも、歪補償精度を高めることができる。

［実施例４］
本実施例は、実施例１のようにして決定したカットオフ周波数ｆｃを、フィードバック信号の歪量に基づいて調節する点が実施例１と異なる。

図５は、実施例４の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。図５に示す無線送信装置５０において、歪補償装置５１は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部５１１と、歪量算出部５１２と、フィルタ決定部５１３とを有する。

ＦＦＴ部５１１には、ＡＤＣ２１からデジタルのフィードバック信号が入力される。ＦＦＴ部５１１は、フィードバック信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換して歪量算出部５１２へ出力する。

歪量算出部５１２は、周波数領域のフィードバック信号の歪量を算出する。例えば、歪量算出部５１２は、隣接チャネル漏洩電力値（ＡＣＬＲ)、または、ＩＭの電力値等を歪量として算出してもよい。歪量算出部５１２は、算出した歪量をフィルタ決定部５１３へ出力する。

フィルタ決定部５１３には、ベースバンドユニット１１によって生成されたマルチキャリア信号が入力される。そして、フィルタ決定部５１３は、まず、実施例１と同様にして、カットオフ周波数ｆｃを決定する。次いで、フィルタ決定部５１３は、決定したカットオフ周波数ｆｃを、歪量算出部５１２によって算出された歪量に基づいて調節する。例えば、フィルタ決定部５１３は、ＬＭＳアルゴリズム等を用いて、歪量算出部５１２によって算出される歪量が最小になるようにカットオフ周波数ｆｃを調節する。

ここで、歪補償係数更新部１３５による歪補償係数の更新と、フィルタ決定部５１３によるカットオフ周波数ｆｃの調節とは、交互に行われる。すなわち、歪補償装置５１では、まず、フィルタ決定部５１３が実施例１と同様にしてカットオフ周波数ｆｃを決定し、この決定されたカットオフ周波数ｆｃに従って帯域制限されたフィードバック信号を用いて歪補償係数の更新が一定期間行われる。次いで、一定期間経過後に、フィルタ決定部５１３が、歪量をモニタしてカットオフ周波数ｆｃを調節し、この調節されたカットオフ周波数ｆｃに従って帯域制限されたフィードバック信号を用いて歪補償係数の更新がさらに一定期間行われる。以降、一定期間行われる歪補償係数の更新と、一定期間経過毎に行われるカットオフ周波数ｆｃの調節とが、交互に繰り返される。

なお、フィルタ決定部５１３は、歪量をモニタする際に、モニタの精度を高めるために、歪量に対して積分処理または平均化処理を行ってもよい。

以上のように、本実施例によれば、歪補償装置５１において、フィルタ決定部５１３は、実施例１と同様にして決定したカットオフ周波数ｆｃを、フィードバック信号の歪量に基づいて調節する。こうすることで、実施例１よりも、歪補償精度を高めることができる。

[実施例５]
本実施例は、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下のｆ０＋Ｎ・Δｆの複数の周波数の中から何れか一つの周波数を、フィードバック信号の歪量に基づいて、カットオフ周波数ｆｃに決定する点が実施例１と異なる。

本実施例の無線送信装置の構成例は、実施例４と同様であるため、以下、図５を用いて、本実施例の動作を説明する。

フィルタ決定部５１３には、ベースバンドユニット１１によって生成されたマルチキャリア信号が入力される。また、フィルタ決定部５１３には、歪量算出部５１２によって算出された歪量が入力される。フィルタ決定部５１３は、まず、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下の領域において、ｆ０＋Ｎ・Δｆの位置にある複数の周波数を特定する。例えば、フィルタ決定部５１３は、図３に示すｆ０＋Δｆ，ｆ０＋２Δｆ，ｆ０＋３Δｆの３つの周波数を特定する。そして、フィルタ決定部５１３は、これら３つの周波数のうち、歪量算出部５１２によって算出される歪量を最小にする周波数を、帯域制限部１３２での帯域制限のカットオフ周波数ｆｃに決定する。

すなわち、まず、フィルタ決定部５１３は、カットオフ周波数ｆｃをｆ０＋Δｆにしたときの第一の歪量をモニタする。次いで、フィルタ決定部５１３は、カットオフ周波数ｆｃをｆ０＋２Δｆにしたときの第二の歪量をモニタする。次いで、フィルタ決定部５１３は、カットオフ周波数ｆｃをｆ０＋３Δｆにしたときの第三の歪量をモニタする。そして、フィルタ決定部５１３は、第一から第三の歪量のうち最小の歪量に対応するカットオフ周波数ｆｃを選択する。

なお、フィルタ決定部５１３は、歪量をモニタする際に、モニタの精度を高めるために、実施例４と同様に、歪量に対して積分処理または平均化処理を行ってもよい。

以上のように、本実施例によれば、歪補償装置５１において、フィルタ決定部５１３は、ループの帯域制限のカットオフ周波数以下で、かつ、ｆ０＋Ｎ・Δｆの位置にある複数の周波数の中から、何れか一つの周波数をカットオフ周波数ｆｃに決定する。このとき、フィルタ決定部５１３は、ｆ０＋Ｎ・Δｆの位置にある複数の周波数の中から何れか一つの周波数を、歪量算出部５１２によって算出される歪量に基づいて、カットオフ周波数ｆｃに決定する。こうすることで、実施例１よりも、歪補償精度を高めることができる。

[実施例６]
送信信号であるマルチキャリア信号のキャリア間隔が変わるとＩＭが生じる位置も変わる。そこで、本実施例は、マルチキャリア信号のキャリア間隔が変化したときに、カットオフ周波数ｆｃを変更する点が実施例１と異なる。

図６は、実施例６の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。図６に示す無線送信装置７０において、歪補償装置７１は、キャリアパターンモニタ部７１１と、フィルタ決定部７１２とを有する。

キャリアパターンモニタ部７１１には、ベースバンドユニット１１によって生成されたマルチキャリア信号が入力される。キャリアパターンモニタ部７１１は、マルチキャリア信号のキャリアパターンとして、マルチキャリア信号のキャリア間隔Δｆをモニタする。そして、キャリアパターンモニタ部７１１は、キャリア間隔Δｆが変化したときに、イネーブル信号をフィルタ決定部７１２へ出力する。

フィルタ決定部７１２には、ベースバンドユニット１１によって生成されたマルチキャリア信号が入力される。そして、フィルタ決定部７１２は、キャリアパターンモニタ部７１１からイネーブル信号が入力されたタイミングで、変化後のキャリア間隔Δｆに基づいて、実施例１と同様にして新たなカットオフ周波数ｆｃを決定してカットオフ周波数ｆｃを変更する。

以上のように、本実施例によれば、歪補償装置７１において、フィルタ決定部７１２は、マルチキャリア信号のキャリア間隔Δｆが変化したときに、カットオフ周波数ｆｃを変更する。こうすることで、キャリア間隔Δｆの変化に応じて最適なカットオフ周波数ｆｃが決定されるため、キャリア間隔Δｆが変化した場合でも、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

以上、実施例１〜６について説明した。

[他の実施例]
歪補償装置１３，３１，５１，７１は、ハードウェアとして、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）またはプロセッサ等により実現される。さらに、ベースバンドユニット１１及びＳ／Ｐ変換器１２も、ハードウェアとして、ＦＰＧＡ、ＬＳＩまたはプロセッサ等により実現される。プロセッサの一例として、ＣＰＵ（Central Processing Unit），ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等が挙げられる。また、ＤＡＣ１４，直交変調器１５，搬送波生成器１６，増幅器１７，カプラ１８，アンテナ１９，直交復調器２０，ＡＤＣ２１は、ハードウェアとして、無線通信モジュールにより実現される。また、無線通信装置１０，３０，５０，７０及び歪補償装置１３，３１，５１，７１は、メモリを有してもよい。例えば、メモリには、歪補償係数が格納されたテーブルが記憶される。

１０，３０，５０，７０ 無線送信装置
１３，３１，５１，７１ 歪補償装置
１３１ プリディストーション部
１３２ 帯域制限部
１３３，３１１，５１３，７１２ フィルタ決定部
１３４ 誤差算出部
１３５ 歪補償係数更新部
５１１ ＦＦＴ部
５１２ 歪量算出部
７１１ キャリアパターンモニタ部

Claims (11)

1. マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器の非線形歪を補償する歪補償装置であって、
   前記増幅器からフィードバックされた第一の信号に対し第一の周波数帯域制限を行って、前記第一の周波数帯域制限後の第二の信号を出力する帯域制限部と、
   前記第一の周波数帯域制限の第一のカットオフ周波数を、前記マルチキャリア信号のキャリア間隔に基づいて決定する決定部と、
   前記第二の信号と前記マルチキャリア信号との誤差に基づいて、前記非線形歪の補償に用いられる歪補償係数を更新する更新部と、
   を具備する歪補償装置。
2. 前記増幅器は、デジタルアナログ変換器によってデジタルからアナログに変換された前記マルチキャリア信号の電力を増幅し、
   前記帯域制限部は、アナログデジタル変換器によってアナログからデジタルに変換された前記第一の信号に対し前記第一の周波数帯域制限を行い、
   前記第一の信号は、前記デジタルアナログ変換器の入力端から前記アナログデジタル変換器の出力端に至る経路において第二の周波数帯域制限を受けた後の信号であり、
   前記決定部は、前記マルチキャリア信号の中心周波数を基点にして前記キャリア間隔の整数倍の位置にある周波数のうち、前記第二の周波数帯域制限の第二のカットオフ周波数以下の何れかの周波数を前記第一のカットオフ周波数に決定する、
   請求項１に記載の歪補償装置。
3. 前記決定部は、前記第二のカットオフ周波数以下の周波数のうち最大の周波数を前記第一のカットオフ周波数に決定する、
   請求項２に記載の歪補償装置。
4. 前記決定部は、決定した前記第一のカットオフ周波数を、前記誤差に基づいて調節する、
   請求項１に記載の歪補償装置。
5. 前記決定部は、決定した前記第一のカットオフ周波数を、前記第一の信号の歪量に基づいて調節する、
   請求項１に記載の歪補償装置。
6. 前記決定部は、前記第二のカットオフ周波数以下で、かつ、前記整数倍の位置にある複数の周波数の中から、何れか一つの周波数を、前記誤差に基づいて、前記第一のカットオフ周波数に決定する、
   請求項２に記載の歪補償装置。
7. 前記決定部は、前記第二のカットオフ周波数以下で、かつ、前記整数倍の位置にある複数の周波数の中から、何れか一つの周波数を、前記第一の信号の歪量に基づいて、前記第一のカットオフ周波数に決定する、
   請求項２に記載の歪補償装置。
8. 前記決定部は、前記キャリア間隔が変化したときに、前記第一のカットオフ周波数を変更する、
   請求項１に記載の歪補償装置。
9. デジタルのマルチキャリア信号をアナログのマルチキャリア信号に変換するデジタルアナログ変換器と、
   前記アナログのマルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器と、
   前記増幅器からフィードバックされたアナログの第一信号をデジタルの第一信号に変換するアナログデジタル変換器と、
   前記デジタルの第一信号に対し第一の周波数帯域制限を行って、前記第一の周波数帯域制限後の第二の信号を出力する帯域制限部と、
   前記第一の周波数帯域制限の第一のカットオフ周波数を、前記デジタルのマルチキャリア信号のキャリア間隔に基づいて決定する決定部と、
   前記第二の信号と前記デジタルのマルチキャリア信号との誤差に基づいて、前記増幅器の非線形歪の補償に用いられる歪補償係数を更新する更新部と、
   を具備する無線送信装置。
10. 前記アナログの第一の信号は、前記デジタルアナログ変換器の入力端から前記アナログデジタル変換器の出力端に至る経路において第二の周波数帯域制限を受けた後の信号であり、
    前記決定部は、前記デジタルのマルチキャリア信号の中心周波数を基点にして前記キャリア間隔の整数倍の位置にある周波数のうち、前記第二の周波数帯域制限の第二のカットオフ周波数以下の何れかの周波数を前記第一のカットオフ周波数に決定する、
    請求項９に記載の無線送信装置。
11. マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器の非線形歪を補償する歪補償方法であって、
    前記増幅器からフィードバックされた第一の信号に対して行う周波数帯域制限のカットオフ周波数を、前記マルチキャリア信号のキャリア間隔に基づいて決定し、
    前記第１の信号に対し前記カットオフ周波数に従って前記周波数帯域制限を行って、前記周波数帯域制限後の第二の信号を取得し、
    前記第二の信号と前記マルチキャリア信号との誤差に基づいて、前記非線形歪の補償に用いられる歪補償係数を更新する、
    歪補償方法。

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