JP4046346B2 - マルチキャリア信号処理装置 - Google Patents
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Description
上記目的を達成するために、本発明にかかるマルチキャリア信号処理装置は、複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成するマルチキャリア信号生成手段と、前記生成されたマルチキャリア信号を、アナログ形式の伝送信号に変換するディジタル/アナログ変換手段と、前記変換された伝送信号に対して、アナログ信号処理を施すアナログ信号処理手段と、前記ディジタル形式のマルチキャリア信号に対して、前記アナログ信号処理手段の周波数特性に応じた補正を施す補正手段とを有する。
本発明の理解を助けるために、まず、本発明がなされるに至った背景を説明する。
図1は、本発明の背景の説明のために例示する第1の送信機1の構成を示す図である。マルチキャリア送信は、FDM方式が適用可能であるほとんど全ての通信方式(例えば、PDC、W−CDMA、IS−95(cdma_one)、PHSなど)で行われるものである。なお、W−CDMAでは、4キャリアで20MHzの帯域幅を実現しているが、例えば、1キャリアで20MHzの帯域幅を有する将来の通信方式にも本発明は適用可能である。
本実施形態においては、FDMを併用したCDMA方式の送信機に適用した場合を具体例として以下の説明を行う。
図1に示すように、第1の送信機1は、ディジタル信号処理を行うディジタル処理ブロック10と、ディジタル/アナログ変換回路(D/A)13と、アナログ信号処理を行うアナログ処理ブロック14とから構成される。
ディジタル処理ブロック10は、n個(nは2以上の整数)の帯域制限フィルタ102−1〜102−n、n個の直交変調部104−1〜104−n、及び変調波合成部106から構成され、複数のサブキャリア成分を含むディジタル形式のマルチキャリア信号を生成する。
このディジタル処理ブロック10の各構成要素は、例えば、カスタムLSIなどによって、ハードウェア的に実現されうる。あるいは、例えば、ディジタル処理ブロック10の各構成部分は、ソフトウェア的に実現されうる。ディジタル処理ブロック10がソフトウェア的に実現される場合には、例えば、ディジタル処理ブロック10を実行するハードウェアとして、DSP回路が用いられる。
アナログ処理ブロック14は、局部発信回路142、アップコンバート部144、アナログフィルタ145及び電力増幅部146から構成され、アナログ形式のマルチキャリア信号に対して搬送波帯域へのアップコンバート処理及び電力増幅処理などのアナログ信号処理を施して、マルチキャリア信号を伝送に適した伝送信号に変換する。
このアナログ処理ブロック14は、抵抗、コンデンサ又はコイル等の受動素子と、ダイオード、トランジスタまたはIC等の能動素子とから構成されており、周波数依存特性を有する。
なお、以下、帯域制限フィルタ102−1〜102−nなど、複数ある構成部分のいずれかを特定せずに示す場合には、単に帯域制限フィルタ102などと略記することがある。
図2は、ディジタル処理ブロック10における信号の変化を例示し、図3は、アナログ処理ブロック14における信号の変化を例示する図である。
帯域制限フィルタ102−1〜102−nは、ビット列で示される情報データ(ベースバンドシグナル#1〜ベースバンドシグナル#n)が入力されると、図2(A)に例示するように、0Hz近傍で希望帯域に制限し、直交変調部104−1〜104−nに対して出力する。
なお、サンプリングクロック周波数がfs1である場合、図2(A)の斜線部分で示すように、fs1の整数倍の位置に折り返し信号が発生する。
例えば、直交変調部104−1は変調周波数f1を用いて変調するため、図2(B)に例示するように、信号の中心周波数は変調周波数f1に移動する。
変調波合成部106から出力される信号は、図2(C)に例示するように、変調周波数f1〜f4をそれぞれ中心周波数とした信号の合成信号である。D/A変換器13は、変調波合成部106から入力された合成信号(ディジタル形式)をアナログ形式の信号に変換し、アップコンバート部144に対して出力する。
アップコンバート部144に設定された搬送周波数帯がfcの場合には、図2(C)に例示した信号(中心周波数f1〜f4の合成信号)は、図3(A)に例示するように、中心周波数fc+f1,fc+f2,fc+f3及びfc+f4の合成信号に変換される。
アナログフィルタ145が、例えば、図3(B)に例示するような周波数特性を有するバンドパスフィルタである場合には、アナログフィルタ145に入力された信号(図3(A))は、図3(C)に例示するように、不要な折り返し信号が削除されて電力増幅部146に対して出力される。
このアナログ処理ブロック14は、抵抗、コンデンサ及びコイル等の受動素子と、ダイオード、トランジスタ及びIC等の能動素子とで構成されているため、周波数特性及び温度特性を有し、希望周波数帯域内で信号を減衰させるという問題がある。
図4(A)は、ディジタル処理ブロック10から出力されるマルチキャリア信号を例示し、図4(B)は、アナログ処理ブロック14の周波数特性を例示し、図4(C)は、アナログ処理ブロック14から出力される信号を例示する図である。
図4(A)に示すように、ディジタル処理ブロック10によりほぼ理想的なマルチキャリア信号が生成される。しかしながら、アナログ処理ブロック14の周波数特性は、マルチキャリア信号の搬送波の帯域内で不均一となる。
そのため、ディジタル信号処理により、図4(A)に示すような理想的なマルチキャリア信号が生成されたとしても、その後にアナログ処理ブロック14により処理されると、図4(C)に示すように波形の歪んだ信号に変換されてしまう。
また、アナログ処理ブロック14を調整するとしても、できるだけ周波数特性のよいアナログ部品を選択する必要があり、コストが上昇することとなる。
このような状況において、以下に示す本発明にかかる送信機2等によれば、コストを抑えつつ、アナログ処理ブロック14の周波数特性により生じる不具合を有効に解消することができる。
図5は、本発明にかかる第2の送信機2の構成を示す図である。
図5に示すように、第2の送信機2は、図1に示した第1の送信機1に、ディジタルフィルタ部120を追加した構成をとる。
なお、図5に示す送信機2の構成部分の内、図1に示した送信機1の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
図6に例示するように、本例のディジタルフィルタ部120は、1つのFIR(Finite Impulse Response)フィルタであり、遅延部122−1〜122−m、乗算部124−1〜124−m、及び、加算部126から構成される。
以下、FIRフィルタ120をディジタルフィルタ部120の具体例として説明する。
遅延部122−1〜122−mは、例えば記憶素子であり、それぞれ変調波合成部106(図5)から入力される信号に対して遅延を与え、乗算部124−1〜124−mに対して出力する。
乗算部124−1〜124−mは、それぞれ遅延部122−1〜122−mから入力された信号に対して、係数a1〜amそれぞれを乗算し、加算部126に対して出力する。
なお、係数a1〜amは、全キャリアの周波数帯域においてアナログ信号処理による周波数特性の影響を補償するよう設定される。
加算部126は、乗算部124−1〜124−mから入力された信号を加算し、D/A変換器13に対して出力する。
このように、FIRフィルタ120は、変調波合成部106(図5)から入力された信号に対して、アナログ信号処理(アナログ処理ブロック14)の周波数特性を補償するフィルタ処理を施し、D/A変換器13に対して出力する。
次に、上記FIRフィルタ120(図6)の係数a1〜amの設定方法について説明する。
FIRフィルタ120において、乗算部124(図6)により乗算される係数a1〜amは、アナログ信号処理による信号レベルの減衰量を相殺するように設定される。
図7は、乗算部124(図6)の係数を設定する際に目標となるFIRフィルタ120(図6)のインパルス応答を例示する図である。
また、図8は、図7に例示したインパルス応答が得られるようFIRフィルタ120の係数を設定した場合の周波数特性を模式的に示した図であって、(A)は、FIRフィルタ120の周波数特性を示し、(B)は、アナログ処理ブロック14の周波数特性を示し、(C)は、送信機2全体の周波数特性を示す。
乗算部124により乗算される係数a1〜amは、FIRフィルタ120が図7に例示するインパルス応答を示すように設定されることが望ましい。
具体的には、図8(B)に例示するようにアナログ処理ブロック14の周波数特性が搬送周波数帯の中心部で低くなっている場合に、図8(A)に例示するようにFIRフィルタ120の周波数特性が伝送帯域の中心部で高くなるように、係数a1〜amが設定される。
このように、周波数特性を有するアナログ処理ブロック14と、この周波数特性を相殺するFIRフィルタ120とを組み合わせることにより、図8(C)に例示するように、送信機2の周波数特性が略均一になる。
特に、本実施形態における送信機2は、FIRフィルタ120の係数を調整してアナログ信号処理の周波数特性を補償するので、アナログ部分の調整およびアナログ部品の高精度化が不要となり、コストを抑えることが可能となる。
本実施例では第1の実施形態の送信機2の細部を説明する。
帯域制限フィルタ102は、複素数(I,Q)のベースバンドシグナルを入力し、I、Q成分に対して個別にルートロールオフ特性のフィルタリングを施して出力するFIRフィルタであり、サンプリング周波数を例えばn倍に上げるための補間処理及びイメージリダクションを実施するものとする。
変調波合成部106は、直交変調部104の各出力をI、Q成分に対して個別に加算して出力する。
変調波合成部106は、アップコンバート部144でミキシングのみを実施する構成(以下ミキシング方式)の場合には、I成分あるいはQ成分を出力し、アップコンバート部144で、アナログ直交変調(以下アナログ直交変調方式)する構成の場合には、I成分、Q成分両方を出力する。
D/A変換器13の出力は、図示しないアナログLPFによって66.44MHz以上のイメージ周波数成分が除去されている。
帯域外の不要な周波数成分として代表的なものに、周波数fcの局部発信信号がアップコンバート部144からその出力に漏れたもの(ローカルリーク)がある。本実施例のように中間周波数がベースバンド周波数と極めて近接している場合、ローカルリークは送信帯域の近傍に現れるので、ローカルリークを除去するためにSAW(Surface Acoustic Wave)あるいはBAW(Bulk Acoustic Wave)フィルタのような急峻な特性を持つBPFを使用する。
一般に急峻な特性を持つフィルタほど、通過帯域における減衰量の変動(リップル)が大きくなる傾向にあり、このリップルがアナログ処理ブロック14の周波数特性の平坦さを悪化させる原因となる。
まずステップ1として、アナログ処理ブロック14の周波数特性を取得する。
例えばネットワークアナライザを用いる場合には、D/A変換器13の出力端とダミーロードを接続した電力増幅器146の出力端とをネットワークアナライザに接続し、希望周波数範囲を掃引して、振幅、位相情報を得る。
周波数掃引分解能としては、フィルタサンプリング周波数/Nであり、Nはディジタルフィルタ120(FIRフィルタ)のタップ数と同程度かそれ以下でも可能ではあるが、多い方がよい。
振幅特性のみを補償したい場合には、上述で測定された振幅特性を用い、位相一定としてHi(),Hq()を求め、計算を実施する。
インパルス応答から図6のようなFIRフィルタ(トランスバーサル型)のタップ係数amは、
am=c(N−1)−m(0≦m≦N/2)
a(N/2)+m=cm(N/2<m≦N−1)
により得られる。ただしmはタップ数である。また、タップ係数には必要に応じてハミング、ガウスで代表される窓関数処理を施す場合がある。
アナログ処理ブロック14(図1,図5)は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタまたはIC等のアナログ回路素子で構成されているため、周波数依存特性に加えて温度依存性を有する。
そのため、上記第1の実施形態に示したようにアナログ処理ブロック14(図5)の周波数特性の影響を緩和しても、周囲の温度が変化すると、アナログ処理ブロック14の周波数特性も変化してその影響を十分に緩和できない場合もある。
そこで、第3の送信機3は、温度に応じてFIRフィルタ120の係数(フィルタ係数)を設定して、アナログ処理ブロック14の温度依存性の影響を緩和する。
図9に示すように、第3の送信機3は、第2の送信機2(図5)に、係数設定部222、係数記録部224及び温度測定部248を追加した構成をとる。
なお、図9に示す送信機3の構成部分の内、図5に示した送信機2の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
例えば、温度測定部248は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタ又はIC等のアナログ回路素子の表面温度を測定し、温度データとして係数設定部222に対して出力する。
係数設定部222(図9)は、温度測定部248から入力された温度データに対応するフィルタ係数を係数記録部224から読み出してFIRフィルタ120に対して出力する。
FIRフィルタ120の乗算部124(図6)は、係数設定部222から入力されたフィルタ係数を、入力された信号に対して乗じる。
図10に例示するように、係数記録部224は、アナログ処理ブロック14の温度とフィルタ係数とを互いに対応付ける係数テーブルを記録する。
係数記録部224に記録されるフィルタ係数は、各温度領域におけるアナログ処理ブロック14(図9)の周波数特性を補償するように設定された係数a1〜amの組である。
アナログ処理ブロック14(図1,図5)は、抵抗、コンデンサ、コイル、ダイオード、トランジスタまたはIC等のアナログ回路素子で構成されているため、周波数依存特性が経年変化する。
そのため、上記第2の実施形態に示したようにアナログ処理ブロック14(図5)の周波数特性の影響を工場出荷時点では緩和できていても、時間が経過すると、アナログ処理ブロック14の周波数特性も変化してその影響を十分に緩和できない場合もある。
そこで、第4の送信機4は、設置後の運用中に自己キャリブレーションを行ってFIRフィルタ120の係数(フィルタ係数)を再設定し、アナログ処理ブロック14の経年変化の影響を緩和する。
DPD部326は、電力増幅器146の逆の歪特性を発生して、電力増幅器146で発生する非線形歪を補償する。本発明のディジタルフィルタ部120は、線形の周波数特性を補償するものであり、補償する歪がDPD部326とは異なる。
なお、ピークリミッタ部308及びDPD部326は本実施例に必須の構成ではない。
本実施形態によれば、特にDPD部326が電力増幅器146の出力を復調し、本来の送信信号(ピークリミッタ部308の出力)との誤差を最小にするように制御する方式の場合に、アナログ処理ブロック14の線形の周波数特性による歪が補償されているために、その誤差が電力増幅器146の非線形性によるものだけとなり検出精度が高まるので、DPD制御の収束性が良くなることが期待される。
なお、上記第1〜第4の実施形態では、CDMA方式の送信機に本発明を適用した形態を説明したが、本発明は、OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)方式の送信機に適用することもできる。
図11は、本発明にかかる第5の送信機5の構成を示す図である。
図11に示すように、第5の送信機5は、図9に示した第3の送信機3について、帯域制限フィルタ102、直交変調部104及び変調波合成部106を、シリアル/パラレル変換部(S/P)112、マッピング部114、IFFT部116及び直交変調部118に置換した構成をとる。
なお、図11に示す送信機5の構成部分の内、図9に示した送信機3の構成部分と実質的に同じものには、同じ符号が付されている。
送信機5は、上記構成により、OFDM方式のマルチキャリア信号を生成し送信する。
図13は、本発明にかかる第6の送信機6の構成を示す図である。
図13に示すように、第6の送信機6は、OFDM方式の送信機に第4の実施形態を適用し、更に電力増幅部の出力が空中に放射されるまでの周波数特性をも補償するためにディジタルフィルタを備えたものであり、地上ディジタルテレビ放送用のISDB−T(Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial)信号の送信を行うことを想定している。第4の実施形態(図12)又は変形例1(図11)と同一の符号を付した部分は、第4の実施形態又は変形例1と同じ構成である。
これらの他、また同軸ケーブル自体も周波数特性を有し、共用器/結合器147は、これらの周波数特性を代表させたものである。共用器/結合器147の周波数特性はそれほど顕著ではないが補償されることが望ましい。
電力測定部349は、電力測定部348と同様の構成でよい。
電力算出部324も、周波数変換、直交検波が不要な点を除いて、電力測定部349と同一の構成でよい。これにより、IFFT部116とディジタルフィルタ121との設置距離に関わらずに各キャリアの電力を算出できる。あるいは、パイロットシンボルの電力が固定で既知なのであれば、電力算出部324は、その固定値を出力し続ければよく、ISDB−T信号の復調も不要である。
Claims (3)
- 複数のサブキャリア成分を含む中間周波数のディジタル形式のマルチキャリア信号を、アナログ信号に変換するディジタル/アナログ変換手段と、
前記変換されたアナログ信号を送信周波数へ変換する周波数変換手段、前記周波数変換手段の出力信号を帯域制限するアナログフィルタ、及び、前記アナログフィルタの出力信号を電力増幅する電力増幅部を含むアナログ信号処理手段と、
前記ディジタル形式のマルチキャリア信号に、前記アナログ信号処理手段の周波数特性に応じた補正を施す補正手段と、
前記補正手段により補正された信号のピークを抑圧するピークリミッタと、
前記ピークリミッタによりピークが抑圧された信号に、前記電力増幅部で発生する非線形歪を補償するように歪を与えて前記ディジタル/アナログ変換手段へ出力するDPD手段と、
前記電力増幅部により増幅された信号の電力を複数の周波数毎に測定する電力測定部と、
前記ディジタル形式のマルチキャリア信号の電力を複数の周波数毎に算出する電力算出部と、
前記電力測定部と前記電力算出部とが出力する対応する周波数毎の電力値の比を略一定にするようにフィルタ係数を設定する係数設定手段と
を有し、
前記補正手段は、前記係数設定手段によりフィルタ係数が設定されるディジタルFIRフィルタである
ことを特徴とするマルチキャリア信号処理装置。 - 複数のサブキャリア成分を含む中間周波数のディジタル形式のマルチキャリア信号を、アナログ信号に変換するディジタル/アナログ変換手段と、
前記変換されたアナログ信号を送信周波数へ変換する周波数変換手段、前記周波数変換手段の出力信号を帯域制限するアナログフィルタ、及び、前記アナログフィルタの出力信号を電力増幅する電力増幅部を含むアナログ信号処理手段と、
前記ディジタル形式のマルチキャリア信号に、前記アナログ信号処理手段の周波数特性に応じた補正を施す補正手段と、
前記電力増幅部の逆の歪特性を発生して、前記電力増幅部で発生する歪を補償するDPD手段と、
前記DPD手段への入力信号のピークを抑圧するピークリミッタと、
前記電力増幅部により増幅された信号の電力を複数の周波数毎に測定する電力測定部と、
前記ディジタル形式のマルチキャリア信号の電力を複数の周波数毎に算出する電力算出部と、
前記電力測定部と前記電力算出部とが出力する対応する周波数毎の電力値の比を略一定にするようにフィルタ係数を設定する係数設定手段と
を有し、
前記補正手段は、前記係数設定手段によりフィルタ係数が設定されるディジタルFIRフィルタであり、
前記中間周波数は、前記サブキャリアのベースバンド周波数と近接している
ことを特徴とするマルチキャリア信号処理装置。 - 前記マルチキャリア信号処理装置は、
前記電力増幅部により増幅された信号を放射する第1のアンテナと、
この第1のアンテナから放射された信号を受信する第2のアンテナとをさらに有し、
前記電力測定部は、前記第2のアンテナにより受信された受信信号に基づいて、電力を測定する
ことを特徴とする請求項2に記載のマルチキャリア信号処理装置。
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