CN100413218C - 多载波信号处理装置 - Google Patents

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CN100413218C CNB2004800234827A CN200480023482A CN100413218C CN 100413218 C CN100413218 C CN 100413218C CN B2004800234827 A CNB2004800234827 A CN B2004800234827A CN 200480023482 A CN200480023482 A CN 200480023482A CN 100413218 C CN100413218 C CN 100413218C
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Abstract

本发明提供一种多载波信号处理装置。该装置具有：数字/模拟变换部件，将包含多个副载波分量的中频的数字形式的多载波信号变换为模拟信号；模拟信号处理部件，其中包括：频率变换部件；模拟滤波器；以及功率放大部；校正部件，对数字形式的多载波信号实施校正；峰值限制器，抑制通过所述校正部件校正的信号的峰值；数字预失真部件，对由所述峰值限制器抑制了峰值的信号给予失真；功率测量部，测量由所述功率放大部放大的信号的功率；功率计算部，计算所述数字形式的多载波信号的功率；以及系数设定部件，设定滤波系数，以使所述功率测量部和所述功率计算部输出的相应的每个频率的功率值的比大致一定，所述校正部件是数字FIR滤波器。

Description

多载波信号处理装置
技术领域
本发明涉及通过数字信号处理以及模拟信号处理来生成多载波通信方式的传送信号的多载波信号处理装置。
背景技术
例如，作为利用多个载波进行数据的传送的多载波通信方式，有并用FDM(Frequency Division Multiplex)的CDMA(Code Division Multiple Access)方式等。由于集中多个载波进行发送，所以处理的频带宽度宽，难以在该频带内将模拟RF系统的频率特性保持平坦。专利文献1和专利文献2公开了将模拟高频电路的频率特性平坦化的发送机。
专利文献1：特开2003-23361号公报
专利文献2：美国专利申请公开第2003/0228845号说明书
发明内容
本发明是基于上述背景而完成的，目的是提供一种缓和模拟信号处理造成的频率特性的影响的多载波信号处理装置。
〔多载波信号处理装置〕
为了达到上述目的，本发明的多载波信号处理装置具有：数字/模拟变换部件，将包含多个副载波分量的中频的数字形式的多载波信号变换为模拟信号；模拟信号处理部件，其中包括：将所述被变换的模拟信号变换为发送频率的频率变换部件；对所述频率变换部件的输出信号进行频带限制的模拟滤波器；以及对所述模拟滤波器的输出信号进行功率放大的功率放大部；校正部件，对所述数字形式的多载波信号实施对应于所述模拟信号处理部件的频率特性的校正；峰值限制器，抑制通过所述校正部件校正的信号的峰值；数字预失真部件，对由所述峰值限制器抑制了峰值的信号给予失真，以补偿在所述功率放大部中产生的非线性失真，从而输出到所述数字/模拟变换部件；功率测量部，对多个频率的每一个测量由所述功率放大部放大的信号的功率；功率计算部，对多个频率的每一个计算所述数字形式的多载波信号的功率；以及系数设定部件，设定滤波系数，以使所述功率测量部和所述功率计算部输出的相应的每个频率的功率值的比大致一定，所述校正部件是通过所述系数设定部件设定滤波系数的数字FIR滤波器。
本发明的另一方案的多载波信号处理装置，具有：数字/模拟变换部件，将包含多个副载波分量的中频的数字形式的多载波信号变换为模拟信号；模拟信号处理部件，其中包括：将所述被变换的模拟信号变换为发送频率的频率变换部件；对所述频率变换部件的输出信号进行频带限制的模拟滤波器；以及对所述模拟滤波器的输出信号进行功率放大的功率放大部；校正部件，对所述数字形式的多载波信号实施对应于所述模拟信号处理部件的频率特性的校正；峰值限制器，抑制通过所述校正部件校正的数字形式的多载波信号的峰值；数字预失真部件，对抑制了所述峰值的数字形式的多载波信号给予与所述功率放大部的相反的失真特性，并对所述数字/模拟变换部件输出，从而补偿所述功率放大部中产生的失真；功率测量部，对多个频率的每一个测量由所述功率放大部放大的信号的功率；功率计算部，对多个频率的每一个计算包含所述多个负载波分量的中频的数字形式的多载波信号的功率；以及
系数设定部件，对所述校正部件设定滤波系数，以使从所述功率测量部和所述功率计算部输入的相应的每个频率的功率值的比大致一定，所述校正部件是通过所述系数设定部件设定滤波系数的数字FIR滤波器，所述中频与所述副载波的基带频率接近。
更好的是所述多载波信号处理装置，还具有：第一天线，发射由所述功率放大部放大的信号；第二天线，接收由所述第一天线发射的信号；所述功率测量部还根据由所述第二天线接收的接收信号来测量功率。按照本发明的多载波信号处理装置，可以缓和模拟信号处理造成的频率特性的影响。
附图说明
图1是表示用于说明背景而例示的第一发送机1的结构的图。
图2是例示图1所示的数字处理块10中的信号的变化的图。
图3是例示图1所示的模拟处理块14中的信号的变化的图。
图4是示意地说明模拟处理块14的频率特性对发送信号的影响的图。
图5是表示本发明的第二发送机2的结构的图。
图6是例示图5所示的数字滤波器部120的结构的图。
图7是例示在设定乘法部124(图6)的系数时成为目标的FIR滤波器120(图6)的脉冲响应的图。
图8是示意地表示为了得到图7中例示的脉冲响应而设定了FIR滤波器120的系数时的频率特性的图，图8(A)表示FIR滤波器120的频率特性，图8(B)表示模拟处理块14的频率特性，图8(C)表示发送机2整体的频率特性。
图9是表示本发明的第三发送机3的结构的图。
图10是例示图9所示的系数记录部224记录的系数表的图。
图11是表示本发明的第五发送机5的结构的图。
图12是表示本发明的第四发送机4的结构的图。
图13是表示本发明的第六发送机6的结构的图。
具体实施方式
为了有助于本发明的理解，首先说明导致完成本发明的背景。
图1是表示为了说明本发明的背景而例示的第一发送机1的结构的图。多载波发送是可应用FDM方式的以基本上全部的通信方式(例如，PDC、W-CDMA、IS-95(cdma_one)、PHS等)进行的发送。而且，在W-CDMA中，用4载波实线20MHz的带宽，但在例如用1载波具有20MHz带宽的将来的通信方式中也可以应用本发明。
在本实施方式中，以并用了FDM的CDMA方式的发送机中应用的情况为具体例来进行以下的说明。
如图1所示，第一发送机1由进行数字信号处理的数字处理块10、数字/模拟变换电路(D/A)13、以及进行模拟信号处理的模拟处理块14构成。
数字处理块10由n个(n为大于等于2的整数)的频带限制滤波器102-1～102-n、n个正交调制部104-1～104-n、以及调制波合成部106构成，生成包含多个副载波分量的数字形式的多载波信号。
该数字处理块10的各结构要素例如通过常规的LSI等以硬件方式来实现。或者，例如数字处理块10的各结构部分可以以软件方式实现。在以软件方式实现数字处理块10的情况下，例如利用DSP电路作为执行数字处理块10的硬件。
D/A变换器13将由数字处理块10生成的数字形式的多载波信号(传送数据)变换为模拟形式。
模拟处理块14由局部发送电路142、上变频部144、模拟滤波器145和功率放大部146构成，对模拟形式的多载波信号实施到载波频带的上变频处理和功率放大处理等模拟信号处理，将多载波信号变换为适合传送的传送信号。
该模拟处理块14由电阻、电容器或者线圈等的无源元件和二极管、晶体管或者IC等的有源元件构成，具有频率依赖特性。
而且，以下，在不特别指定频带限制滤波器102-1～102-n等具有多个结构部分的哪一个来表示的情况下，有时略记为频带限制滤波器102等。
接着，参照图2和图3说明发送机1的动作。
图2例示数字处理块10中的信号的变化，图3例示模拟处理块14中的信号的变化。
频带限制滤波器102-1～102-n如果输入以位列表示的信息数据(基带信号#1～基带信号#n)，则如图2(A)所示，在0Hz附近限制在希望的频带，并对正交调制部104-1～104-n输出。
而且，在采样时钟频率为fs1的情况下，如图2(A)的斜线部分所示，在fs1的整数倍的位置产生反射信号。
正交调制部104-1～104-n用调制频率f1～fn调制从频带限制滤波器102-1～102-n输入的信号，对调制波合成部106输出。
例如，正交调制部104-1利用调制频率f1进行调制，所以如图2(B)的例子所示，信号的中心频率移动到调制频率f1。
调制波合成部106将从正交调制部104-1～104-n输入的信号统一合成，对D/A变换器13输出。
如图2(C)所示，从调制波合成部106输出的信号是以调制频率f1～f4为各个中心频率的信号的合成信号。D/A变换器13将从调制波合成部106输入的合成信号(数字形式)变换为模拟形式的信号，并对上变频部144输出。
上变频部144将从D/A变换器13输入的模拟形式的信号提升到载波频带，并对模拟滤波器145输出。
如图3(A)所示，在上变频部144中设定的载波频带为fc的情况下，如图2(C)所示的信号(中心频率f1～f4的合成信号)被变换为中心频率fc+f1、fc+f2、fc+f3、fc+f4的合成信号。
模拟滤波器145去除由从上变频部144输入的信号产生的反射信号(图3(A)的斜线部分)，并对功率放大部146输出。
模拟滤波器145在为例如具有图3(B)中例示的频率特性的带通滤波器的情况下，被输入到模拟滤波器145的信号(图3(A))如图3(C)中例示的那样，被删除不需要的反射信号后对功率放大部146输出。
功率放大部146将从模拟滤波器145输入的信号放大到希望功率，并输出到天线148。被输入到天线148的信号经由空间被发送到接收对象系统(未图示)。而且，由功率放大部146放大的信号也可以经由电缆被发送到接收对象系统。
如以上说明的那样，发送机1利用数字处理块10和模拟处理块14进行信号处理。
该模拟处理块14由于由电阻、电容器以及线圈等的无源元件、以及二极管、晶体管以及IC等有源元件构成，所以具有频率特性及温度特性，存在在希望频带内使信号衰减的问题。
图4是示意地说明模拟处理块14的频率特性对发送信号的影响的图。
图4(A)是例示从数字处理块10输出的多载波信号的图，图4(B)是例示模拟处理块14的频率特性的图，图4(C)是例示从模拟处理块14输出的信号的图。
如图4(A)所示，通过数字处理块10产生大致理想的多载波信号。但是，模拟处理块14的频率特性在多载波信号的载波的频带内不均匀。
因此，即使通过数字信号处理，产生了如图4(A)所示的理想的多载波信号，在之后由模拟处理块14进行处理时，如图4(C)所示，被变换为波形失真的信号。
对于这样的问题，虽然可以在模拟处理块14中设置调制部，技术人员调整模拟处理块14的频率特性，但是，模拟处理块14的调整导致工作量增加，成本上升。
而且，即使调整模拟处理块14，也需要尽量挑选频率特性好的模拟部件，导致成本上升。
在这样的情况下，按照以下所示的本发明的发送机2等，可以抑制成本，同时有效地消除模拟处理块14的频率特性产生的不良情况。
〔第一实施方式〕
图5是表示本发明的第二发送机2的结构的图。
如图5所示，第二发送机2是在图1所示的第一发送机1中追加数字滤波器部120的结构。
而且，在图5所示的发送机2的结构部分内，对于与图1所示的发送机1的结构部分实质上相同的部分赋予相同的标号。
图6是例示图5所示的数字滤波器部120的结构的图。
如图6中例示的那样，本例的数字滤波器部120是一个FIR(Finite ImpulseResponse)滤波器，由延迟部122-1～122-m、乘法部124-1～124-m以及加法部126构成。
以下，以FIR滤波器120为数字滤波器部120的具体例进行说明。
延迟部122-1～122-m例如是存储元件，分别对从调制波合成部106(图5)输入的信号给予延迟，对乘法部124-1～124-m输出。
乘法部124-1～124-m分别对从延迟部122-1～122-m输入的信号乘以各个系数a1～am，并对加法部126输出。
而且，设定系数a1～am，以在全载波的频带中补偿模拟信号处理造成的频率特性的影响。
加法部126将从乘法部124-1～124-m输入的信号相加，对D/A变换器13输出。
这样，FIR滤波器120对从调制波合成部106(图5)输入的信号实施用于补偿模拟信号处理(模拟处理块14)的频率特性的滤波处理，并对D/A变换器13输出。
〔滤波器系数的设定〕
接着，对实施上述FIR滤波器120(图6)的系数a1～am的设定方法进行说明。
在FIR滤波器120中，通过乘法部124(图6)相乘的系数a1～am被设定为抵消模拟信号处理产生的信号电平的衰减量。
图7是例示在设定乘法部124(图6)的系数时成为目标的FIR滤波器120(图6)的脉冲响应的图。
而且，图8是示意地表示为了得到图7中例示的脉冲响应而设定了FIR滤波器120的系数时的频率特性的图，图8(A)表示FIR滤波器120的频率特性，图8(B)表示模拟处理块14的频率特性，图8(C)表示发送机2整体的频率特性。
最好设定由乘法部124相乘的系数a1～am，使得FIR滤波器120表示图7中例示的脉冲响应。
具体来说，如图8(B)中例示的那样，在模拟处理块14的频率特性在载波频带的中心部变低的情况下，设定系数a1～am，使得如图8(A)例示的那样，FIR滤波器120的频率特性在传送频带的中心部变高。
这样，通过将具有频率特性的模拟处理块14和抵消该频率特性的FIR滤波器120组合，如图8(C)例示的那样，发送机2的频率特性变得大致均匀。
如以上说明的那样，本实施方式中的发送机2校正数字形式的信号(多载波信号)，以便补偿模拟信号处理中的信号的衰减量，所以可以生成良好的传送信号。
特别是，本实施方式中的发送机2调整FIR滤波器120的系数，从而补偿模拟信号处理的频率特性，所以不需要模拟部分的调整和模拟部件的高精度化，可以抑制成本。
〔第二实施方式〕
在本实施例中，说明第一实施方式的发送机2的细节。
频带限制滤波器102是输入复数(I，Q)的基带信号，并对I、Q分量分别实施路由滚降(route roll off)特性的滤波后输出的FIR滤波器，实施用于将滤波频率例如提高为n倍的插补处理和图像衰减(image reduction)。
正交调制部104对从频带限制滤波器102输入的复数基带信号，将对用cos(2πfj)，sin(2πfj)，(i＝1··n)表示的本机信号进行复数乘法的结果作为I分量、Q分量输出。即，正交调制部104的各输出为用各基带信号调制了n个中频fi的结果。
调制波合成部106将正交调制部104的各输出对I、Q分量分别相加后输出。
调制波合成部106在上变频部144中为仅实施混频的结构(以下称为混频方式)的情况下，输出I分量或者Q分量，在上变频部144中为模拟正交调制(以下称为模拟正交调制方式)的结构的情况下，输出I分量、Q分量两者。
数字滤波器部120在混频方式的情况下，被设置一个，在模拟正交调制的情况下，分别对I、Q设置同一结构的数字滤波器部120。这时，虽然I、Q各自的滤波系数通常一样，但是可以通过使它们不同，高度地补偿后级的模拟正交调制器的正交度、相位或者延迟差的频率特性等。
D/A变换器13在混频方式的情况下，对单侧分量对数字滤波器部120的输出进行D/A变换，在模拟正交调制方式的情况下，对I、Q分量单独进行D/A变换。变换率例如为122.88MHz。
D/A变换器13的输出通过未图示的模拟LPF除去66.44MHz以上的图像频率分量。
上变频部144对于从D/A变换器13输入的复数中频信号，在混频方式的情况下，在其输出中乘以cos(2πfc)后输出，在模拟正交调制方式的情况下，在其I分量中乘以cos(2πfc)，在Q分量中乘以sin(2πfc)，并将这两个相乘结果相加后输出。即，上变频部144对输入信号进行混频或者模拟正交调制，并频率变换为例如1.95GHz的发送频带。如本实施例那样将I、Q分量分别进行D/A变换，在模拟正交调制的方式中，得到高的C/N(Carrier-to-NoiseRatto)。
模拟滤波器145除去作为相互调制失真等的原因的发送频带外的不需要的频率分量。如果是W-CDMA，则由于各载波具有大约5MHz的带宽，所以其载波的数倍的带宽成为发送频带，例如如果为4载波，则为20MHz。模拟滤波器145是具有使该发送频带通过，而截止不需要的频率分量那样的通过带宽的BPF。
作为频带外的不需要的频率分量，代表性的有频率fc的局部发送信号从上变频部144泄漏到其输出的情况(本机泄漏(local leak))。如本实施例那样，中频非常接近基带频率的情况下，本机泄漏呈现在发送频带附近，所以为了除去本机泄漏，使用SAW(Surface Acoustic Wave)或者BAW(BulkAcoustic Wave)滤波器那样具有陡峭特性的BPF。
一般越具有陡峭的特性的滤波器，通过频带中的衰减量的变动(波动(ripple))越具有变大的倾向，该波动成为使该模拟处理块14的频率特性的平坦恶化的原因。
在本实施例中，对还包含了该SAW滤波器的频率特性的模拟处理块14整体的滤波特性进行补偿。以下，说明这时的滤波系数的决定法。
首先，作为步骤1，取得模拟处理块14的频率特性。
例如在使用网络分析器的情况下，将D/A变换器13的输出端和连接了虚拟负载的功率放大部146的输出端连接到网络分析器，并扫描希望频率范围，从而得到振幅、相位信息。
作为频率扫描分辨率，是滤波器采样频率/N的值，N可以是与数字滤波器部120(FIR滤波器)的抽头数相同程度或者在其之下，但越多越好。
作为步骤2，对在发送频带内实现步骤1中取得的频率特性的逆特性的滤波器的频率特性分别设计I、Q相。作为滤波器的模式有低通滤波器(LowPass filter)、带通滤波器(Band Pass filter)或者全通滤波器(All Pass filter)等，只要可以实现稳定的滤波，使用任何一种都可以。在采用的模式的理想特性中(在截止频率下，振幅从1到0台阶状变化)，从取得的振幅、相位的频率特性计算I相、Q相向量信号，并合成其逆特性。在步骤1中离散地取得频率特性的情况下，将各测量点平滑地或者直线性地连接，成为目标频率特性。而且，在大于等于fs1/2的频率中，为将fs1/2等返回到边界的特性。
作为步骤3，对在步骤2中设计的频率特性的滤波器的脉冲响应分别计算I、Q相。例如，按照离散傅里叶级数法，用以下算式得到脉冲响应Cn(i，q)。
〔算式1〕
c n ( i , q ) = 1 L Σ k = 0 N - 1 | H i ( k N f s ) + jHq ( k N f s ) | · e j 2 πkn N
这里，Cn(i，q)是n采样后的脉冲响应，N是用将从0到fs之间配置为等间隔的点来代表频率特性时的点的数量，Hi()是从测量值计算出的I相的频率特性，Hq()是由测量值算出的Q相的振幅特性，fs是数字滤波器部120中的采样频率。
在仅希望补偿振幅特性时，利用在上述中测量的振幅特性，设相位一定而求Hi()，Hq()，实施计算。
根据脉冲响应，通过下式计算图6那样的FIR滤波器(横向(transversal)型)的抽头系数am：
am＝c(N-1)-m    (0≤m≤N/2)
a(N/2)+m＝cm    (N/2＜m≤N-1)
这里，m为抽头数。而且，有时在抽头系数中根据需要实施以加重平均(hamming)、高斯(gauss)为代表的窗函数处理。
〔第三实施方式〕
由于模拟处理块14(图1、图5)由电阻、电容器、线圈、二极管、晶体管以及IC等模拟电路元件构成，所以除了频率依赖特性还有温度依赖特性。
因此，即使如上述第一实施方式所示，缓和模拟处理块14(图5)的频率特性的影响，在周围温度变化时，有时模拟处理块14的频率特性也变化而不能充分缓和其影响。
因此，第三发送机3根据温度设定FIR滤波器120的系数(滤波系数)，缓和模拟处理块14的温度依赖性的影响。
图9是表示本发明的第三发送机3的结构的图。
如图9所示，第三发送机3为在第二发送机2(图5)中追加了系数设定部222、系数记录部224、和温度测量部248的结构。
而且，在图9中表示的发送机3的结构部分内，对于与图5所示的发送机2的结构部分实质上相同的部分赋予相同的标号。
温度测量部248(图9)以既定的时间间隔测量模拟处理块14内部的温度，将测量结果作为温度数据对系数设定部222输出。
例如，温度测量部248测量电阻、电容器、线圈、二极管、晶体管或者IC等模拟电路元件的表面温度，作为温度数据对系数设定部222输出。
系数设定部222(图9)从系数记录部224读出与由温度测量部248输入的温度数据对应的滤波系数并对FIR滤波器120输出。
FIR滤波器120的乘法部124(图6)对输入的信号乘以从系数设定部222输入的滤波系数。
图10是例示系数记录部224记录的系数表的图。
如图10所示，系数记录部224记录将模拟处理块14的温度和滤波系数相互对应的系数表。
在系数记录部224中记录的滤波系数是为了补偿各温度区域中的模拟处理块14(图9)的频率特性而设定的系数a1～am的组。
这样，第三发送机3根据模拟处理块14的温度设定滤波系数，并利用设定的滤波系数补偿模拟处理块14的频率特性，所以还能够缓和模拟处理块14的温度依赖性的影响。
〔第四实施方式〕
由于模拟处理块14(图1、图5)由电阻、电容器、线圈、二极管、晶体管以及IC等模拟电路元件构成，所以频率依赖特性随时间变化。
因此，即使在工厂出厂的时刻可以缓和上述第二实施方式中所示的模拟处理块14(图5)的频率特性的影响，但如果经过时间，则有时模拟处理块14的频率特性也变化，从而不能充分缓和其影响。
因此，第四发送机4在设置后的运用中进行自校正而再设定FIR滤波器120的系数(滤波系数)，缓和模拟处理块14随时间变化的影响。
图12是表示本发明的第四发送机4的结构的图。第四发送机4为在第二发送机2(图5)中追加了系数设定部322、功率计算部324、功率测量部348、峰值限制部308、以及DPD(Digital PreDistortion)部326部的结构。
峰值限制部308特别在多载波发送机中，为了改善功率放大器146的功率效率，一边抑制发送信号的失真的产生，一边压制峰值。
DPD部326产生与功率放大部146相反的失真特性，从而补偿在功率放大部146中产生的非线性失真。本发明的数字滤波器部120补偿线性的频率特性，补偿的失真与DPD部326不同。
而且，峰值限制部308和DPD部326在本实施例中不是必需的结构。
功率测量部348用不同的多个频率，例如各载波的频率fc+f1等测量平均功率。具体来说，在通过结合器取出功率放大部146的输出的一部分而输入时，首先进行将各载波的频率与分时输出的局部振荡器的信号混合，仅使直流附近的1载波分量的信号通过的LPF处理，通过包络线检波在各载波分时地得到功率值。或者作为其它的结构，进行将输入信号下变频为任意的频率，并使发送频带通过的BPF处理，进行A/D变换，用任意的采样数进行FFT(Fast Fourier transform)处理，并将取出的各频率分量通过I、Q相的自乘平均检波，从而统一得到功率值。
功率计算部324用不同的多个频率，例如各载波的频率fc+f1等计算平均功率。作为具体的结构，输入各载波的基带信号#1～#n，并通过I、Q分量的自乘平均来检波而计算各载波的功率值。或者作为其它的结构，输入峰值限制部308或者调制波合成部106的输出，并以任意的采样数进行FFT处理，并同样对取出的各频率分量进行检波而计算功率值。
系数设定部322将功率计算部324和功率测量部348在相同的期间测量的对应的频率的功率值进行比较，更新数字滤波器部120的抽头系数，使得其比值在发送频带内的所有频率都一定。例如，将实现将该比值的频率特性加权合成在当前的数字滤波器部120的频率特性上得到的频率特性的抽头系数，与第二实施方式一样再次计算而成为新的抽头系数。更新处理只要追从时间变化就可以，所以非常慢也可以，为了提高精度，将功率计算部324或者功率测量部348计算或者测量的功率进行足够长时间的平均较好。但是，在各载波的合成瞬间功率变大时，峰值限制部308或者DPD部326中的非线性变强，功率值的测量精度即模拟处理块14的频率特性的测量精度恶化，所以最好不在平均计算中采用这时的功率值。
本实施方式也可以与第三实施方式组合。即可以对多个温度的每一个存储抽头系数，同时对每个温度更新抽头系数。
按照本实施方式，特别是在DPD部326解调功率放大部146的输出，并进行控制，使得与原来的发送信号(峰值限制部308的输出)的误差最小的方式的情况下，由于模拟处理块14的线性的频率特性产生的失真被补偿，所以其误差仅为功率放大部146的非线性造成的误差，检测精度提高，因此可以期待DPD控制的收敛性变好。
〔变形例1〕
而且，在上述第1～第4实施方式中，说明了在CDMA方式的发送机中应用了本发明的形式，但本发明也可以应用在OFDM(orthogonal frequencydivision multiplexing)方式的发送机中。
图11是表示本发明的第五发送机5的结构的图。
如图11所示，第五发送机5是对于图9所示的第三发送机3，将频带限制滤波器102、正交调制部104和调制波合成部106置换为串行/并行变换部(S/P)112、映射部114、IFFT部116和正交调制部118的结构。
而且，在图11所示的发送机5的结构部分内，对于与图9所示的发送机3的结构部分实质上相同的部分赋予相同的标号。
发送机5按照上述结构，生成并发送OFDM方式的多载波信号。
〔变形例2〕
图13是表示本发明的第六发送机6的结构。
如图13所示，第六发送机6是在OFDM方式的发送机中应用第四实施方式，而且为了补偿功率放大部的输出在被发射到空中之前的频率特性，还具有数字滤波器的发送机，设想进行地面数字电视广播用的ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)信号的发送。赋予与第四实施方式(图12)或者变形例1(图11)相同的标号的部分是与第四实施方式或者变形例1具有相同的结构的部分。
共用器/结合器147与功率放大部146和天线148连接。一般的电视发送机由于在一个铁塔上接近配置多个台的天线，所以为了防止其它台的发送波从天线148串入功率放大部146而引起混乱调制，有时设置使其它台的频率衰减的陷波滤波器。而且，有时为了提高输出或者提高可靠性设置多台功率放大器来合成，设置用于分配给多面合成天线那样的矩阵天线而供电的混合网络(hybrid)(3dB耦合器)、设置用于在故障时切换为冗长系或者与其它台共用的同轴切换器(无驻波切换器)或者共用器。
除此之外，同轴电缆自身也具有频率特性，共用器/结合器147代表这些频率特性。共用器/结合器147的频率特性虽然不是那么显著，但希望也被补偿。
天线149接收被天线148发射到空中的信号。由天线149得到的信号为从功率放大部146输入以后，接受了共用器/结合器147、天线148和天线149本身的频率特性的信号。因此，天线149的频率特性小到可以忽视的程度，或者最好用后级功率测量部349等通过固定值进行了补偿。而且，在天线148的指向性具有频率特性的情况下，最好在该频率特性小的位置(作为一例，在天线148是旋转对称的形状时，在其旋转轴上)安装天线149。
功率测量部349对天线149接收的ISDB-T信号进行解调，测量各天线的导频(pilot)信号(例如Scattered pilot)的功率。
功率测量部349与功率测量部348结构相同就可以。
功率计算部324不需要频率变换、正交检波之外，与功率测量部349结构相同就可以。由此，可以与IFFT部116和数字滤波器121的设置距离无关地计算各载波的功率。或者，如果导频信号的功率固定并已知，则功率计算部324只要继续输出该固定值就可以，也不需要ISDB-T信号的解调。
系数设定部323将功率计算部324和功率测量部349中在对应的期间测量的各载波的功率值进行比较，更新数字滤波器部120的抽头数，使得该比值在发送频带内的所有频率中固定。该动作与第四实施方式的系数设定部322基本相同。比值可以对每个导频信号计算而平均，或者也可以求多个导频信号的平均功率后计算比值。虽然平均期间足够长时精度变好，但为了系统切换时等的响应性，也可以在设想由于系统切换等输入故障信息，并由于系统切换等外部原因引起频率特性变化时，将平均时间(时间常数)暂时缩小。
在接收被变换为来自中央台的发送波或者微波带的IF的ISDB-T信号，并且不解调ISDB-T而再发送的卫星台中，有时不具有S/P112、映射部114、IFFT部116，被正交检波和A/D变换的接收信号被输入数字滤波器部120。即，在接受了传送路径和这些接收系统的频率特性的信号被输入的情况下，数字滤波器部120补偿这些频率特性就可以。这是通过功率计算部324输出已知的固定值作为各载波的功率来达到的。
本发明的产业上的可利用性在于，本发明可以在通过数字信号处理和模拟信号处理来生成多载波通信方式的传送信号的多载波信号处理装置中利用。

Claims (3)

1. 一种多载波信号处理装置，其特征在于，所述多载波信号处理装置具有：
数字/模拟变换部件，将包含多个副载波分量的中频的数字形式的多载波信号变换为模拟信号；
模拟信号处理部件，其中包括：将所述被变换的模拟信号变换为发送频率的频率变换部件；对所述频率变换部件的输出信号进行频带限制的模拟滤波器；以及对所述模拟滤波器的输出信号进行功率放大的功率放大部；
校正部件，对所述数字形式的多载波信号实施对应于所述模拟信号处理部件的频率特性的校正；
峰值限制器，抑制通过所述校正部件校正的信号的峰值；
数字预失真部件，对由所述峰值限制器抑制了峰值的信号给予失真，以补偿在所述功率放大部中产生的非线性失真，从而输出到所述数字/模拟变换部件；
功率测量部，对多个频率的每一个测量由所述功率放大部放大的信号的功率；
功率计算部，对多个频率的每一个计算所述数字形式的多载波信号的功率；以及
系数设定部件，设定滤波系数，以使所述功率测量部和所述功率计算部输出的相应的每个频率的功率值的比一定，
所述校正部件是通过所述系数设定部件设定滤波系数的数字FIR滤波器。
2. 如权利要求1所述的多载波信号处理装置，其特征在于，
所述数字预失真部件，对抑制了所述峰值的数字形式的多载波信号给予与所述功率放大部的相反的失真特性，并对所述数字/模拟变换部件输出，从而补偿所述功率放大部中产生的失真，
所述功率计算部，对多个频率的每一个计算包含所述多个副载波分量的中频的数字形式的多载波信号的功率，
所述中频与所述副载波的基带频率接近。
3. 如权利要求2所述的多载波信号处理装置，其特征在于，还具有：
第一天线，发射由所述功率放大部放大的信号；
第二天线，接收由所述第一天线发射的信号；
所述功率测量部还根据由所述第二天线接收的接收信号来测量功率。
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