DE112004001602T5

DE112004001602T5 - Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals

Info

Publication number: DE112004001602T5
Application number: DE112004001602T
Authority: DE
Inventors: Jun Watanabe; Tetsuhiko Miyatani; Makoto Wakamatsu; Takashi Okada
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2003-09-03
Filing date: 2004-08-24
Publication date: 2006-07-20
Also published as: CN1836378A; HK1092611A1; JPWO2005025079A1; CN100413218C; JP4046346B2; WO2005025079A1

Abstract

Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals, die Folgendes umfasst: ein Mittel zum Erzeugen eines Mehrträgersignals, das ein digitales Mehrträgersignal erzeugt, das mehrere Unterträgeranteile umfasst, ein Digital/Analog-Umwandlungsmittel, das das erzeugte Mehrträgersignal in ein analoges Übertragungssignal umwandelt, ein analoges Signalverarbeitungsmittel, das die umgewandelten Übertragungssignale analog verarbeitet und ein Korrekturmittel, das eine Korrektur des digitalen Mehrträgersignals bezüglich der Frequenzkennlinie des analogen Signalverarbeitungsmittels vornimmt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals, die durch digitale Verarbeitung oder durch analoge Verarbeitung ein Übertragungssignal des Mehrträger-Übertragungsverfahrens erzeugt.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Als Mehrträger-Übertragungsverfahren, bei dem Daten mit Hilfe mehrerer Trägerwellen übertragen werden, sind beispielsweise FDM (Frequency Division Multiplexing – Frequenzmultiplexverfahren) oder CDMA (Code Division Multiplex Access – Codemultiplexverfahren) bekannt. Da mehrere Träger zusammen übertragen werden, erweitert sich der benutzte Frequenzbereich, so dass des schwierig wird, die Analog-RF-Kennlinien der Frequenz in ihrem Bereich glatt zu halten.
Patentschrift 1 (Japanische Patentschrift: 2003-23361) und Patentschrift 2 (Offenlegung der Beschreibung von US-Patentanmeldung 2003/0228845) offenbaren eine Übertragungsvorrichtung zum Glätten der Frequenzkennlinie eines analogen Hochfrequenzschaltkreises.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
AUFGABE DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, unter Berücksichtigung des beschriebenen Stands der Technik eine Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals bereitzustellen, welche den Einfluss der analogen Signalverarbeitung auf die Frequenzkennlinie abmildert.
MITTEL ZUM LÖSEN DER AUFGABE
[Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals]
Um das genannte Ziel zu erreichen, weist eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals Folgendes auf: Ein Mittel zum Erzeugen von Mehrträgersignalen, das digitale Mehrträgersignale erzeugt, die mehrere Unterträgerelemente enthalten, einen Digital-Analogwandler, der die erzeugten Mehrträgersignale in analoge Übertragungssignale umwandelt, ein Mittel zum Verarbeiten von Analogsignalen, das für die umgewandelten Übertragungssignale eine Analogbearbeitung durchführt, sowie Korrekturmittel, das für die digitalen Mehrträgersignale eine Korrektur gemäß der Frequenzeigenschaften des Mittels zum Verarbeiten von Analogsignalen durchführt.
Vorteilhaft umfasst das Mittel zum Verarbeiten von Analogsignalen analoge Schaltkreiselemente, deren Frequenzkennlinien sich temperaturabhängig verändern, und es weist ein Temperaturmessmittel auf, das die Temperatur der analogen Schaltkreiselemente sowie der nahen Umgebung der analogen Schaltkreiselemente misst, wobei das Korrekturmittel aufgrund der gemessenen Temperatur eine Korrekturgröße bestimmt.
Vorteilhaft umfasst das Korrekturmittel ein Mittel zum Bestimmen eines Koeffizienten, das aufgrund der Temperatur einen Filterkoeffizienten bestimmt, sowie einen Digitalfilter, der aufgrund des bestimmten Filterkoeffizienten das Mehrträgersignal korrigiert.
WIRKUNG DER ERFINDUNG
Mit Hilfe einer Vorrichtung zum Verarbeiten von Mehrträgersignalen kann der Einfluss der analogen Signalverarbeitung auf die Frequenzkennlinie abmildert werden.
KURZE ERLÄUTERUNG DER FIGUREN
1 zeigt zur Erläuterung des Stands der Technik beispielhaft den Aufbau einer ersten Übertragungsvorrichtung 1.
2 zeigt die Veränderung des Signals im digitalen Verarbeitungsblock 10 aus 1.
3 zeigt die Veränderung des Signals im analogen Verarbeitungsblock 14 aus 1.
4 zeigt eine schematische Darstellung des Einflusses der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 auf das Übertragungssignal.
5 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen zweiten Übertragungsvorrichtung 2.
6 zeigt den Aufbau des digitalen Filters 120 aus 5.
7 zeigt beispielhaft die Impulsantwort des FIR-Filters 120 (6), die als Zielwert beim Bestimmen der Koeffizienten durch Multiplikationselement 124 (6) dient.
8 zeigt schematisch die Frequenzkennlinien für den Fall, dass die aus der in 7 beispielhaft dargestellten Impulsantwort hervorgegangenen Koeffizienten von FIR-Filter 120 bestimmt wurden, wobei (A) die Frequenzkennlinie von FIR-Filter 120 zeigt, (B) die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 zeigt und (C) die Frequenzkennlinie der gesamten Übertragungsvorrichtung 2 zeigt.
9 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen dritten Übertragungsvorrichtung 3.
10 zeigt beispielhaft die Koeffiziententabelle, die der in 9 dargestellte Koeffizientenspeicher 224 speichert.
11 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen fünften Übertragungsvorrichtung 5.
12 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen vierten Übertragungsvorrichtung 4.
13 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen sechsten Übertragungsvorrichtung 6.
BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
[Stand der Technik]
Um die vorliegende Erfindung besser nachvollziehen zu können, soll zunächst der Hintergrund erläutert werden, vor welchem die vorliegende Erfindung getätigt wurde. 1 zeigt zum Erläutern des Stands der Technik beispielhaft den Aufbau einer ersten Übertragungsvorrichtung 1. Die Mehrträgerübertragung wird für nahezu alle Übertragungsverfahren benutzt, bei denen das FDM-Verfahren möglich ist (z.B. PDC, W-CDMA, IS-95 (cdma_one), PHS usw.). Bei W-CDMA werden mit vier Trägern 20 MHz Bandbreite erreicht, wobei beispielsweise auch dann, wenn ein Träger in Zukunft eine Bandbreite von 20 MHz aufweisen sollte, die vorliegende Erfindung angewandt werden kann.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel soll unter Anwendung auf eine CDMA-Übertragungsvorrichtung, die gleichzeitig auch das FDM-Verfahren nutzt, erläutert werden.
Wie in 1 dargestellt, ist die erste Übertragungsvorrichtung 1 aus einem digitalen Verarbeitungsblock 10 zur digitalen Signalverarbeitung, einem Digital-Analog-Wandlerschaltkreis (D/A) 13 und einem analogen Verarbeitungsblock 14 zur analogen Signalverarbeitung aufgebaut.
Der digitale Verarbeitungsblock 10 ist aufgebaut aus n (wobei n eine ganze Zahl von 2 oder darüber) Bandbreitenbegrenzungsfiltern 102-1 bis 102-n, aus n Quadraturmodulatoren 104-1 bis 104-n sowie aus einem Modulationsfrequenzgenerator 106 und erzeugt das digitale Mehrträgersignal, das mehrere Unterträgerelemente enthält. Diese Aufbauelemente des digitalen Verarbeitungsblocks 10 werden beispielsweise durch Custom LSI als Hardware ausgeführt, oder die Aufbauelemente des digitalen Verarbeitungsblocks 10 werden als Software ausgeführt. Im Falle einer digitalen Ausbildung des digitalen Verarbeitungsblocks 10 wird als Hardware zum Ausführen des digitalen Verarbeitungsblocks 10 beispielsweise eine DSP-Schaltung benutzt.
Der D/A-Wandler 13 wandelt die digitalen Mehrträgersignale (Übertragungsdaten), die von dem digitalen Verarbeitungsblock 10 erzeugt wurden, in analoge Signale um.
Der analoge Verarbeitungsblock 14 ist aufgebaut aus einem lokalen Übertragungsschaltkreis 142, einem Aufwärtswandler 144, einem Analogfilter 145 und einem Endverstärker 146 und nimmt analoge Signalverarbeitungen wie das Aufwärtswandeln des analogen Mehrträgersignals auf die Übertragungsbandbreite sowie die Leistungsverstärkung usw. vor und wandelt das Mehrträgersignal in ein für die Übertragung geeignetes Signal um.
Der analoge Verarbeitungsblock 14 ist aufgebaut aus passiven Elementen wie Widerstand, Kondensator oder einer Spule, aktiven Elementen wie einer Diode, einem Transistor oder einem integrierten Schaltkreis usw. und weist eine frequenzabhängige Kennlinie auf.
Sofern im Folgenden für die Bandbreitenbegrenzungsfilter 102-1 bis 102-n und andere mehrfach vorhandene Elemente keine besonderen Angaben gemacht werden, kann auch eine vereinfachte einzahlige Nennung wie z. B. Bandbreitenbegrenzungsfilter 102 zur Anwendung kommen.
Im Folgenden soll anhand von 2 und 3 die Funktion der Übertragungsvorrichtung 1 beschrieben werden. 2 zeigt beispielhaft die Signalumwandlung im digitalen Verarbeitungsblock 10, und 3 zeigt beispielhaft die Signalumwandlung im analogen Verarbeitungsblock 14.
Wenn in die Bandbreitenbegrenzungsfilter 102-1 bis 102-n in Form von Bit-Reihen Informationsdaten (Basisbandsignal #1 bis Basisbandsignal #n) eingegeben werden, erfolgt, wie in 2(A) beispielhaft gezeigt, um 0 Hz eine Begrenzung auf die gewünschte Bandbreite, und es erfolgt eine Ausgabe an die Quadraturmodulatoren 104-1 bis 104-n.
Ist die Frequenz des Abtastblocks beispielsweise f_s1, wird an der Position eines ganzen Vielfachen von f_s1 wiederholt ein Signal erzeugt, wie in 2(A) durch Schrägschraffierungen dargestellt.
Die Quadraturmodulatoren 104-1 bis 104-n modulieren die von den Bandbreitenbegrenzungsfiltern 102-1 bis 102-n empfangenen Signale anhand der Modulationsfrequenzen f₁ bis f_n und geben sie an Modulationsfrequenzgenerator 106 aus.
Da z.B. der Quadraturmodulator 104-1 eine Modulation anhand von Modulationsfrequenz f₁ vornimmt, ändert sich die Zentralfrequenz des Signals, wie in 2(B) beispielhaft gezeigt, auf Modulationsfrequenz f₁.
Der Modulationsfrequenzgenerator 106 kombiniert die von den Quadraturmodulatoren 104-1 bis 104-n empfangenen Signale und gibt sie an den D/A-Wandler 13 aus.
Die vom Modulationsfrequenzgenerator 106 ausgegebenen Signale sind also, wie in 2(C) beispielhaft gezeigt, kombinierte Signale mit jeweils einer Modulationsfrequenz f₁ bis f₄ als Zentralfrequenz. Der D/A-Wandler 13 wandelt die vom Modulationsfrequenzgenerator 106 empfangenen kombinierten Signale (im digitalen Format) in analoge Signale um und gibt sie an den Aufwärtswandler 144 aus.
Der Aufwärtswandler 144 hebt die von D/A-Wandler 13 empfangenen analogen Signale auf den Übertragungsfrequenzbereich an und gibt sie an Analogfilter 145 aus.
Falls der für Aufwärtswandler 144 festgelegte Übertragungsfrequenzbereich fc ist, werden die in 2(C) dargestellten Signale (die kombinierten Signale der Zentralfrequenzen f₁ bis f₄), wie in 3(A) beispielhaft dargestellt, in die Synthesesignale f_c + f₁, f_c + f₂, f_c + f₃ sowie f_c + f₄ umgewandelt.
Der Analogfilter 145 entfernt von den von Aufwärtswandler 144 empfangenen Signalen Wiederholungssignale (Schräge Schraffierungen in 3(A)) und nimmt eine Ausgabe an Endverstärker 146 vor. Wenn der Analogfilter 145 ein Bandpassfilter mit der in 3(B) beispielhaft gezeigten Kennlinie ist, werden aus den durch Analogfilter 145 empfangenen Signalen (3(A)), wie beispielhaft in 3(C) gezeigt, unnötige Wiederholungssignale entfernt, wonach eine Ausgabe an Endverstärker 146 erfolgt.
Der Endverstärker 146 verstärkt die von Analogfilter 145 empfangenen Signale auf die gewünschte Leistung und gibt sie an eine Antenne 148 aus. Die von Antenne 148 empfangenen Signale werden durch die Luft an ein Empfangszielsystem (nicht dargestellt) übertragen. Die von Endverstärker 146 verstärkten Signale können auch über ein Kabel an das Empfangszielsystem übertragen werden.
Die oben beschriebene Übertragungsvorrichtung 1 verarbeitet die Signale mit Hilfe des digitalen Verarbeitungsblocks 10 und des analogen Verarbeitungsblocks 14.
Da der analoge Verarbeitungsblock 14 aus passiven Elementen wie Widerstand, Kondensator, Spule usw. und aus aktiven Elementen wie Diode, Transistor, integriertem Schaltkreis usw. aufgebaut ist, weist er Frequenzkennlinie und Temperaturkennlinie auf, die das Signal innerhalb des gewünschten Frequenzbereichs stören können.
4 zeigt eine schematische Darstellung des Einflusses der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 auf das Übertragungssignal. 4(A) zeigt beispielhaft ein von dem digitalen Verarbeitungsblock 10 ausgegebenes Mehrträgersignal, 4(B) zeigt beispielhaft die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14, und 4(C) zeigt beispielhaft ein vom analogen Verarbeitungsblock 14 ausgegebenes Signal.
Wie in 4(A) dargestellt, wird vom digitalen Verarbeitungsblock 10 ein nahezu ideales Mehrträgersignal erzeugt. Die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 jedoch ist innerhalb des Bandbereichs der Übertragungswellen des Mehrträgersignals ungleichmäßig.
Aus diesem Grund geschieht es, dass, obwohl durch die digitale Signalverarbeitung, wie in 4(A) dargestellt, ein nahezu ideales Mehrträgersignal erzeugt wird, dieses durch die anschließende Verarbeitung durch den analogen Verarbeitungsblock 14 in ein Signal mit ungleichmäßiger Wellenform umgewandelt wird, wie in 4(C) gezeigt.
Um dieses Problem zu lösen, ist es zwar möglich, am analogen Verarbeitungsblock 14 ein Ausgleichelement vorzusehen, mit dessen Hilfe Techniker die Frequenzeigenschaften des analogen Verarbeitungsblocks 14 ausgleichen, doch erhöht ein Ausgleich für den analogen Verarbeitungsblock 14 die Herstellungsschritte und damit die Kosten.
Auch wenn ein Ausgleich für den analogen Verarbeitungsblock 14 erfolgt, muss zudem ein analoges Element mit einer möglichst guten Frequenzkennlinie gewählt werden, was ebenfalls zu einer Kostenerhöhung beiträgt.
Angesichts dieser Umstände kann eine erfindungsgemäße Übertragungsvorrichtung, wie sie im Folgenden erläutert ist, die Kosten niedrig halten und zugleich die von der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 verursachten Störungen wirksam beseitigen.
[Erste Ausführungsform]
5 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen zweiten Übertragungsvorrichtung 2.
Wie in 5 dargestellt, handelt es sich bei der Übertragungsvorrichtung 2 um einen Aufbau wie bei Übertragungsvorrichtung 1 aus 1, dem ein digitales Filter 120 hinzugefügt wurde.
Die Aufbauelemente der Übertragungsvorrichtung 2 aus 5, die im Wesentlichen mit denjenigen der Übertragungsvorrichtung 1 aus 1 übereinstimmen, sind dabei mit denselben Bezugszeichen versehen.
6 zeigt den Aufbau des digitalen Filters 120 aus 5.
Wie in 6 dargestellt, handelt es sich bei dem digitalen Filter 120 der vorliegenden Ausführungsform um ein FIR-Filter (Finite Response Filter, Filter mit endlicher Impulsantwort), welches aus Verzögerungselementen 122-1 bis 122-m, Multiplikationselementen 124-1 bis 124-m und einem Additionselement 126 aufgebaut ist.
Im Folgenden soll ein FIR-Filter anhand des konkreten Beispiels des digitalen Filters 120 erläutert werden. Bei den Verzögerungselementen 122-1 bis 122-m handelt es sich z.B. um Speicherelemente, welche die von Modulationsfrequenzgenerator 106 (5) empfangenen Signale jeweils verzögern und an Multiplikationselemente 124-1 bis 124-m ausgeben.
Die Multiplikationselemente 124-1 bis 124-m nehmen jeweils eine Multiplikation der von den Verzögerungselementen 122-1 bis 122-m ausgegebenen Signale mit den Koeffizienten a₁ bis a_m vor und geben sie weiter an das Additionselement 126.
Die Koeffizienten a₁ bis a_m sind so eingestellt, dass sie den Einfluss der Frequenzkennlinie bei der analogen Signalverarbeitung für den Frequenzbereich aller Träger ausgleichen.
Das Additionselement 126 addiert die von den Multiplikationselementen 124-1 bis 124-m empfangenen Signale und gibt sie an den D/A-Wandler 13 aus.
Auf diese Weise nimmt der FIR-Filter 120 für die von Modulationsfrequenzgenerator 106 (5) empfangenen Signale einen Ausgleich des Einflusses der Frequenzkennlinie der analogen Signalverarbeitung (analoger Verarbeitungsblock 14) und sodann eine Ausgabe an den D/A-Wandler 13 vor.
[Bestimmen der Filterkoeffizienten]
Als nächstes soll das Verfahren zum Bestimmen der Koeffizienten a₁ bis a_m von FIR-Filter 120 (6) erläutert werden.
Für das FIR-Filter 120 werden die durch das Multiplikationselement 124 (6) multiplizierten Koeffizienten a₁ bis a_m so festgelegt, dass die von der analogen Signalverarbeitungsvorrichtung verursachte Abschwächung des Signalpegels ausgeglichen wird.
7 zeigt beispielhaft die Impulsantwort des FIR-Filters 120 (6), die als Zielwert beim Bestimmen der Koeffizienten durch Multiplikationselement 124 (6) dient.
8 zeigt schematisch die Frequenzkennlinie für den Fall, dass die aus der in 7 beispielhaft dargestellten Impulsantwort hervorgegangenen Koeffizienten von FIR-Filter 120 bestimmt wurden, wobei (A) die Frequenzkennlinie von FIR-Filter 120 zeigt, (B) die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 zeigt und (C) die Frequenzkennlinie der gesamten Übertragungsvorrichtung 2 zeigt.
Es ist wünschenswert, dass die durch Multiplikationselement 124 multiplizierten Koeffizienten a₁ bis a_m so bestimmt werden, dass der FIR-Filter 120 die in 7 dargestellte Impulsantwort zeigt.
Konkret gesagt werden die Koeffizienten a₁ bis a_m für den Fall, dass, wie in 8(B) gezeigt, die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 im mittleren Abschnitt des Trägerfrequenzbandes abfällt, so eingestellt, dass, wie in 8(A) gezeigt, die Frequenzkennlinie des FIR-Filters 120 sich im mittleren Abschnitt des Übertragungsbereichs erhöht.
So wird durch Kombination des eines bestimmte Frequenzkennlinie aufweisenden analogen Verarbeitungsblocks 14 und des diese Frequenzkennlinie kompensierenden FIR-Filters 120 die Frequenzkennlinie der Übertragungsvorrichtung 2, wie in 8(C) dargstellt, im Wesentlichen ausgeglichen.
Wie oben dargestellt, korrigiert die Übertragungsvorrichtung 2 der vorliegenden Ausführungsform das digitale Signal (Mehrträgersignal) so, dass die Signalabschwächung durch die analoge Signalverarbeitung kompensiert wird, weshalb ein gutes Übertragungssignal erzeugt werden kann.
Da die Übertragungsvorrichtung 2 der vorliegenden Ausführungsform insbesondere durch Einstellung von Koeffizienten eines FIR-Filters 120 die Frequenzkennlinie der analogen Signalverarbeitung kompensiert, ist eine Anpassung des analogen Teils und eine Verfeinerung der analogen Bauteile unnötig, so dass die Kosten niedrig gehalten werden können.
[Zweite Ausführungsform]
Die vorliegende Ausführungsform erläutert die Details der Übertragungsvorrichtung 2 der ersten Ausführungsform.
Der Bandbreitenbegrenzungsfilter 102 ist ein FIR-Filter, in den ein Basisbandsignal aus komplexen Zahlen (I, Q) eingegeben wird, und der für die Komponenten I, Q jeweils eine Filterung der Root-Roll-Off-Kennlinie vornimmt, und der zum beispielsweise n-fachen Anheben der Sample-Frequenz eine Interpolation oder eine Spiegelfrequenzreduktion durchführt.
Der Quadraturmodulator 104 gibt das Ergebnis der komplexen Multiplikation der von Bandbreitenbegrenzungsfilter 102 empfangenen komplexen Basisbandsignale mit den als cos(2πf_i), sin(2πf_i), (i = 1 .. n) dargestellten lokalen Signalen als I-Komponente und Q-Komponente aus. Das heißt, bei den Ausgaben des Quadraturmodulators 104 werden n mittlere Frequenzen f_i jeweils mit dem Basisbandsignal moduliert.
Der Modulationsfrequenzgenerator 106 addiert jede Ausgabe von Quadraturmodulator 104 zur I- und Q-Komponente hinzu und gibt diese aus.
Ist der Modulationsfrequenzgenerator 106 so ausgebildet, dass vom Aufwärtswandler 144 nur ein Mischen durchgeführt wird (im Folgenden „Mischverfahren"), gibt er entweder die I-Komponente oder die Q-Komponente aus, während er dann, wenn vom Aufwärtswandler 144 eine analoge Quadraturmodulation vorgenommen wird (im Folgenden „analoges Quadraturmodulationsverfahren"), sowohl die I-Komponente als auch die Q-Komponente ausgibt.
Im Fall des Mischverfahrens ist ein digitales Filter 120 vorgesehen, und im Fall des Quadraturmodulationsverfahrens ist für I und Q jeweils ein digitales Filter 120 gleichen Aufbaus vorgesehen. In diesem Fall sind die Filterkoeffizienten von I und Q normalerweise identisch, doch durch das Erzeugen einer Abweichung können die Frequenzkennlinien von Orthogonalität, Phase oder Verzögerungsdifferenz eines nachgeordneten analogen Quadraturmodulators in ihrer Höhe kompensiert werden.
Der D/A-Wandler 13 nimmt im Fall des Mischverfahrens für den Ausgang des digitalen Filters 120 eine D/A-Umwandlung der einen Komponente, und im Fall des Quadraturmodulationsverfahrens für die Komponenten I und Q jeweils eine D/A-Umwandlung vor. Die Umwandlungsrate kann z. B. 122,88 MHz sein.
Aus der Ausgabe des D/A-Wandlers 13 werden mit Hilfe eines nicht dargestellten Tiefpassfilters Frequenzanteile von 66,44 MHz oder darüber entfernt.
Der Aufwärtswandler 144 nimmt im Fall des Mischverfahrens für die vom D/A-Wandler 13 empfangenen komplexen Zwischenfrequenzsignale eine Multiplikation mit cos(2πf_c) vor und gibt dies aus, und im Fall des Quadraturmodulationsverfahrens nimmt er eine Multiplikation mit cos(2πf_c) für die I-Komponente und eine Multiplikation mit sin(2πf_c) für die Q-Komponente vor und gibt diese zwei Multiplikationsergebnisse aus. Mit anderen Worten, der Aufwärtswandler 144 mischt die eingegebenen Signale oder nimmt eine analoge Quadraturmodulation derselben vor, d.h. er wandelt sie beispielsweise für einen Übertragungsfrequenzbereich von 1,95 GHz um. Wenn wie bei der vorliegenden Ausführungsform die I- und Q-Komponente einzeln D/A-gewandelt werden, kann im Fall des Quadraturmodulationsverfahrens ein hohes Träger-Rausch-Verhältnis (C/N-Verhältnis) erzielt werden.
Das analoge Filter 145 unterdrückt unnötige Frequenzanteile, die außerhalb des Übertragungsbereichs liegen und zu gegenseitiger Modulationsverzerrung führen können. Da die einzelnen Träger im Fall von W-CDMA eine Bandbreite von etwa 5 MHz aufweisen, ist der Übertragungsbereich ein Vielfaches der Trägeranzahl, also z.B. bei vier Trägern 20 MHz. Das analoge Filter 145 ist ein Bandpassfilter mit einer Durchlassbandbreite, die diesen Übertragungsbereich durchlässt und die nicht benötigten Frequenzanteile unterdrückt.
Typische außerhalb der Bandbreite liegende Frequenzanteile liegen vor, wenn lokalen Sendesignale der Frequenz fc in den Ausgang aus Aufwärtswandler 144 gelangen (lokales Leck). Wenn wie bei der vorliegenden Ausführungsform die Zwischenfrequenz ausgesprochen nah an der Basisbandfrequenz liegt, treten diese lokalen Lecks in der Nähe der Basisbandfrequenz auf, und es wird ein steiler Bandpassfilter wie z.B. ein Oberflächenwellenfilter (SAW-Filter) oder Volumenwellenfilter (BAW-Filter) eingesetzt. Steile Filter weisen jedoch die Tendenz auf, dass die Schwankungen (Welligkeit) der Signalabschwächung in der Durchlassbandbreite zunehmen, was die Gleichmäßigkeit der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 verschlechtern kann.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wird die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 einschließlich der Frequenzkennlinie des SAW-Filters kompensiert. Im Folgenden soll die Bestimmung der entsprechenden Filterkoeffizienten beschrieben werden. Als Schritt 1 wird die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 ermittelt.
Wird dabei z.B. ein Netzwerkanalysator benutzt, werden der Ausgang des D/A-Wandlers 13 und der Ausgang des Endverstärkers 146, der mit einem Lastwiderstand verbunden ist, miteinander verbunden, der gewünschte Frequenzbereich wird gewobbelt, und auf diese Weise werden Schwingung und Phase ermittelt.
Als Frequenzwobbelauflösung dient Filtersamplefrequenz/N, wobei N der Anzahl der Taps des digitalen Filters 120 (FIR-Filters) entspricht oder auch darunter liegen kann; besser ist es jedoch, wenn N darüber liegt.
Als Schritt 2 wird eine Filterfrequenzkennlinie für die I- und die Q-Komponente entworfen, so dass die inverse Kennlinie der ermittelten Frequenzkennlinie innerhalb des Übertragungsbereichs realisiert wird. Dabei gibt es die Filterarten Tiefpassfilter, Bandpassfilter und Allpassfilter, von denen jede geeignet ist, solange dadurch eine kostengünstige Ausführung ermöglicht wird. Für die ideale Kennlinie des benutzten Modells (bei der Grenzfrequenz ändert sich die Schwingung stufenweise von 1 auf 0) werden von den Kennlinien der erhaltenen Schwingung und Phase das I- und das Q-Vektorsignal errechnet, wovon dann die inverse Kennlinie erzeugt wird. Wird in Schritt 1 die Frequenzkennlinie auf diskrete Weise ermittelt, sind die berechneten Punkte gleichmäßig oder in einer geraden Linie verbunden und bilden die erwünschte Frequenzkennlinie. Bei einer Frequenz von f_s1/2 oder darüber ist die Kennlinie jenseits von f_s1/2 usw. gefaltet.
Als Schritt 3 wird die Filterimpulsantwort der in Schritt 2 festgelegten Frequenzkennlinie für die I- und die Q-Komponente errechnet. So kann z.B. anhand der diskreten Fouriertransformation mit Hilfe der folgenden Formel die Impulsantwort C_n (i, q) berechnet werden. [Formel 1]
Dabei ist C_n(i, q) die Impulsantwort nach n Samples, N ist die Anzahl der Punkte, wenn die Frequenzkennlinie an zwischen 0 und f_s in gleichmäßigem Abstand angeordneten Punkten ausgedrückt wird, Hi() ist die Frequenzkennlinie der aus den Messwerten errechneten I-Komponente, Hq() ist die aus den Messwerten errechnete Schwingungskennlinie der Q-Komponente, und f_s ist die Samplefrequenz des digitalen Filters 120.
Soll nur die Schwingungskennlinie kompensiert werden, kann vorgegangen werden, indem unter Nutzung der gemessenen Schwingungskennlinie als Phasenkonstante Hi(), Hq() berechnet werden.
Von der Impulsantwort kann der Tap-Koffizient a_m eines FIR-Filters (transversal) wie aus 6 mit Hilfe von am = C(N–1)–m (0 ≤ m ≤ N/2) a(N/2)+m = cm(N/2 < m ≤ N – 1)errechnet werden. Dabei ist m die Tap-Anzahl. Für den Tap-Koeffizienten kann bei Bedarf eine Fensterfunktion nach Hamming und Gauß durchgeführt werden.
[Dritte Ausführungsform]
Da der analoge Verarbeitungsblock 14 (1, 5) aus analogen Schaltkreiselementen wie Widerstand, Kondensator, Spule, Diode, Transistor, integrierter Schaltung usw. aufgebaut ist, weist er zusätzlich zu der frequenzabhängigen Kennlinie eine temperaturabhängige Kennlinie auf.
Aus diesem Grund kann es sein, dass trotz der anhand von Ausführungsform 1 gezeigten Abmilderung des Einflusses der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 (5) sich mit einer Veränderung der Umgebungstemperatur auch die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 verändert und der entsprechende Einfluss nicht ausreichend abgemildert werden kann.
Eine dritte Übertragungsvorrichtung 3 legt deshalb je nach Temperatur den Koeffizienten des FIR-Filters 120 (Filterkoeffizient) fest und mildert so die Temperaturabhängigkeit des analogen Verarbeitungsblocks 14 ab.
9 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen dritten Übertragungsvorrichtung 3.
Wie in 9 dargestellt, weist die dritte Übertragungsvorrichtung 3 zusätzlich zu den Elementen der zweiten Übertragungsvorrichtung 2 ein Koeffizientenfestlegungselement 222, einen Koeffizientenspeicher 224 und einen Temperaturfühler 248 auf.
Elemente der in 9 dargestellten Übertragungsvorrichtung 3, welche denen der in 5 dargestellten Übertragungsvorrichtung 2 entsprechen, sind mit identischen Bezugszeichen versehen.
Der Temperaturfühler 248 (9) misst in vorbestimmten Zeitabständen die Temperatur im analogen Verarbeitungsblock 14 und gibt die Messdaten an das Koeffizientenfestlegungselement 222 aus.
Der Temperaturfühler 248 misst beispielsweise die Oberflächentemperatur von analogen Schaltkreiselementen wie Widerstand, Kondensator, Spule, Diode, Transistor oder integrierter Schaltung usw. und gibt die Messdaten an das Koeffizientenfestlegungselement 222 aus.
Das Koeffizientenfestlegungselement 222 (9) ruft aus Koeffizientenspeicher 224 einen Filterkoeffizienten ab, der den von Temperaturfühler 248 eingegebenen Temperaturmessdaten entspricht, und gibt ihn an FIR-Filter 120 aus.
Das Multiplikationselement 124 (6) des FIR-Filters 120 multipliziert den von Koeffizientenfestlegungselement 222 empfangenen Filterkoeffizienten mit den empfangenen Signalen.
10 zeigt beispielhaft die Koeffiziententabelle, die in Koeffizientenspeicher 224 gespeichert ist.
Wie in 10 dargestellt, speichert der Koeffizientenspeicher 224 eine Koeffiziententabelle, in der die Temperatur des analogen Verarbeitungsblocks 14 und der Filterkoeffizient miteinander in Beziehung gesetzt sind.
Der in Koeffizientenspeicher 224 gespeicherte Filterkoeffizient ist eine Kombination der Koeffizienten a₁ bis a_m, die so festgelegt sind, dass sie die für jeden einzelnen Temperaturbereich die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 (9) kompensieren.
So ist bei der dritten Übertragungsvorrichtung 3 für jede Temperatur des analogen Verarbeitungsblocks 14 ein Filterkoeffizient festgelegt, wobei anhand des festgelegten Filterkoeffizienten die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 kompensiert wird, weshalb der Einfluss der Temperaturabhängigkeit des analogen Verarbeitungsblocks 14 abgemildert werden kann.
[Vierte Ausführungsform]
Da der analoge Verarbeitungsblock 14 (1, 5) aus analogen Schaltkreiselementen wie Widerstand, Kondensator, Spule, Diode, Transistor, integriertem Schaltkreis usw. aufgebaut ist, verändert sich die Temperaturabhängigkeit im Laufe der Jahre.
Auch wenn deshalb der Einfluss der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 (5), wie bei der zweiten Ausführungsform gezeigt, schon zum Zeitpunkt der Fabrikauslieferung abgemildert sein kann, verändert sich im Laufe der Zeit die Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14, so dass ihr Einfluss nicht mehr in ausreichender Weise abgemildert werden kann.
Aus diesem Grund nimmt die vierte Übertragungsvorrichtung 4 nach Montage und während des Betriebs eine Selbstkalibrierung vor und stellt die Koeffizienten des FIR-Filters 120 (Filterkoeffizienten) neu ein, so dass der Einfluss der zeitlichen Veränderung des analogen Verarbeitungsblocks 14 abgemildert wird.
12 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen vierten Übertragungsvorrichtung 4. Die vierte Übertragungsvorrichtung 4 weist zusätzlich zu den Elementen der zweiten Übertragungsvorrichtung 2 (5) ein Koeffizientenfestlegungselement 322, einen Leistungsberechner 324, einen Leistungsmesser 348, einen Spitzenbegrenzer 308 und einen digitalen Vorverzerrer 326 auf.
Der Spitzenbegrenzer 308 dient vor allem bei Mehrträger-Übertragungsvorrichtungen dazu, zur Verbesserung der Leistungseffizienz des Endverstärkers 146 das Auftreten von Verzerrungen des Übertragungssignals sowie Leistungsspitzen zu unterdrücken.
Der digitale Vorverzerrer 326 erzeugt eine umgekehrte verzerrte Kennlinie des Endverstärkers 146 und kompensiert nichtlineare Verzerrungen von Endverstärker 146. Der erfindungsgemäße digitale Filter 120 kompensiert lineare Frequenzkennlinien, und die kompensierte Verzerrung unterscheidet sich damit vom digitalen Vorverzerrer 326. Im Fall des vorliegenden Ausführungsbeispiels müssen der Spitzenbegrenzer 308 und der digitale Vorverzerrer 326 jedoch nicht ausgebildet sein.
Der Leistungsmesser 348 misst anhand verschiedener Frequenzen, z.B. der Trägerfrequenzen f_c + f₁ usw. eine Durchschnittsleistung. Als konkreter Aufbau erfolgt durch eine Koppler eine Eingabe eines Teils der Leistung des Endverstärkers 146, die zunächst mit dem Signal eines lokalen Oszillators, der die Frequenzen der einzelnen Träger zeitmultiplex ausgibt, vermischt wird, wonach ein Tiefpassfilter eingesetzt wird, der nur nahe des Gleichstrombereichs liegende Signale jeweils eines Trägers durchlässt, wonach durch Hüllkurvendetektion für jeden Träger multiplex ein Leistungswert ermittelt werden kann. Bei einem weiteren Aufbau wird das Eingabesignal auf eine gewünschte Frequenz abwärts gewandelt, und es wird eine Bandpassfilterbehandlung durchgeführt, bei der nur der Übertragungsbereich durchgelassen wird, und sodann eine A/D-Wandlung, und sodann mit einer gewünschten Anzahl von Samples eine schnelle Fouriertransformation, wonach die jeweiligen Frequenzanteile durch den quadratischen Mittelwert der I- und Q-Komponente demoduliert werden und so ein Leistungswert ermittelt wird.
Der Leistungsberechner 324 berechnet anhand verschiedener Frequenzen, z.B. der Trägerfrequenzen f_c + f₁ usw., eine Durchschnittsleistung. Konkret wird für jeden Träger ein Basisbandsignal #1 bis #n eingegeben, durch den quadratischen Mittelwert der I- und Q-Komponente demoduliert, und dann wird für jeden Träger ein Leistungswert errechnet. Bei einem weiteren Aufbau wird der Ausgang des Spitzenbegrenzers 308 oder des Modulationswellengenerators 106 eingegeben und mit einer gewünschten Anzahl von Samples eine schnelle Fouriertransformation durchgeführt, wonach die jeweiligen Frequenzanteile in genannter Weise demoduliert werden und so ein Leistungswert ermittelt wird.
Die zur gleichen Zeit von Leistungsberechner 324 und Leistungsmesser 348 gemessenen einander entsprechenden Leistungswerte der Frequenzen werden durch Koeffizientenfestlegungselement 322 verglichen, und der Vergleichswert aktualisiert den Tap-Koeffizienten des digitalen Filters 120, damit alle Frequenzen innerhalb des Übertragungsbereichs übereinstimmen. So wird beispielsweise der Tap-Koeffizient, der die Frequenzkennlinie ausführt, die sich aus der Kombination der Frequenzkennlinie des Vergleichswerte mit der gegenwärtigen Frequenzkennlinie des digitalen Filters 120 ergibt, wie anhand der zweiten Ausführungsform gezeigt, neu berechnet und als neuer Tap-Koeffizient festgelegt. Der Aktualisierungsprozess kann sehr langsam ablaufen, solange er mit der zeitlichen Veränderung Schritt halten kann, und um einen genauen Wert zu erhalten, ist es wichtig, genug Zeit zur Mittelung der von Leistungsberechner 324 und Leistungsmesser 348 berechneten bzw. gemessenen Leistungswerte vorzusehen. Steigt allerdings die kombinierte Momentleistung der einzelnen Träger an, verstärkt sich die nichtlineare Form von Spitzenbegrenzer 308 und digitalem Vorverzerrer 326, so dass die Leistungsmessgenauigkeit und also die Messgenauigkeit der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 abnimmt, weshalb es besser ist, diese Werte nicht zur Mittelung heranzuziehen.
Die vorliegende Ausführungsform kann auch mit der dritten Ausführungsform kombiniert werden. Das heißt, es werden für mehrere Temperaturen mehrere Tap-Koeffizienten gespeichert, und der Tap-Koeffizient für jede Temperatur wird aktualisiert.
Bei der vorliegenden Ausführungsform demoduliert insbesondere der digitale Vorverzerrer 326 die Ausgabe des Endverstärkers 146, und im Fall eines Verfahrens zur weitgehenden Begrenzung von Differenzen zum ursprünglichen Übertragungssignal (Ausgang von Spitzenbegrenzer 308) werden Verzerrungen der Linienform der Frequenzkennlinie des analogen Verarbeitungsblocks 14 kompensiert, weshalb die Differenzen allein auf die Nichtlinearität des Endverstärkers 146 zurückzuführen sind und sich die Erfassungsgenauigkeit erhöht, was die Konvergenz der digitalen Verzerrung verbessern dürfte.
[Abwandlung 1]
Die oben genannten Ausführungsformen wurden in Anwendung auf eine Übertragungsvorrichtung mit CDMA-Technik erläutert, doch kann die vorliegende Erfindung auch auf Übertragungsvorrichtungen mit OFDM-Technik (Wellenlängenmultiplexverfahren) angewandt werden.
11 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen fünften Übertragungsvorrichtung 5.
Wie in 11 gezeigt, sind bei der fünften Übertragungsvorrichtung 5 gegenüber der dritten Übertragungsvorrichtung 3 aus 9 der Bandbreitenbegrenzungsfilter 102, der Quadraturmodulator 104 und der Modulationswellengenerator 106 durch einen Seriell/Parallel-Wandler (S/P) 112, ein Mappierungselement 114, ein IFFT-Element 116 und einen Quadraturmodulator 118 ersetzt worden.
Elemente der in 11 dargestellten Übertragungsvorrichtung 5, welche denen der in 9 dargestellten Übertragungsvorrichtung 3 entsprechen, sind mit identischen Bezugszeichen versehen.
Die Übertragungsvorrichtung 5 erzeugt mit Hilfe des beschriebenen Aufbaus im OFDM-Verfahren Mehrträgersignale und überträgt diese.
[Abwandlung 2]
13 zeigt den Aufbau einer erfindungsgemäßen sechsten Übertragungsvorrichtung 6.
Wie in 13 gezeigt, handelt es sich bei der sechsten Übertragungsvorrichtung 6 um eine Übertragungsvorrichtung, mit OFDM-Technik, auf die die vierte Ausführungsform angewandt, und die einen digitalen Filter aufweist, der zusätzlich die Kennlinien bis zur Abstrahlung des Ausgangs des Endverstärkers an die Luft kompensiert, weshalb sie für die Übertragung von Signalen des terrestrischen digitalen Fernsehens (ISDB-T) geeignet ist. Identische Bezugszeichen wie bei der vierten Ausführungsform (12) oder der Abwandlung 1 (11) weisen auf einen identischen Aufbau wie bei der vierten Ausführungsform oder der Abwandlung 1 hin.
Der Koppler/Mitbenutzer 147, der Endverstärker 146 und eine Antenne 148 werden miteinander verbunden. Da im Allgemeinen bei Fernsehübertragungsvorrichtungen an einem Stahlturm Antennen mehrerer Sender nebeneinander angeordnet sind, muss verhindert werden, dass Übertragungswellen von Antenne 148 an den Endverstärker 146 weitergegeben werden und es zu Intermodulationen kommt, weshalb ein Kerbfilter zum Abschwächen der Signale der anderen Sender vorgesehen ist. Zur verbesserten Ausgabe oder Zuverlässigkeit können mehrere Endverstärker miteinander kombiniert werden oder ein Hybrid (3 dB-Koppler) zur Stromversorgung von Array-Antennen wie z. B. Multipanel-Antennen, eine Koaxial-Umschaltvorrichtung oder eine Mitbenutzungsvorrichtung zum Zurückgreifen auf ein redundantes System oder zur gemeinsamen Nutzung mit anderen Sendern vorgesehen sein.
Außerdem weist auch ein Koaxialkabel selbst eine Frequenzkennlinie auf, die von dem Mitbenutzer/Koppler 147 ausgedrückt wird. Zwar ist die Frequenzkennlinie von Mitbenutzer/Koppler 147 nicht sehr auffällig, doch ist es wünschenswert, sie zu kompensieren.
Eine Antenne 149 empfängt die von Antenne 148 in die Luft abgestrahlten Signale. Bei den von Antenne 149 empfangenen Signalen handelt es sich nach Ausgabe durch Endverstärker 146 um Signale, welche die Frequenzkennlinien von Mitbenutzer/Koppler 147, von Antenne 148 und auch von Antenne 149 selbst empfangen haben. Deshalb muss die Frequenzkennlinie von Antenne 149 so weit wie möglich verkleinert werden, oder besser, sie muss z.B. von einem nachgeordneten Leistungsmesser 349 anhand eines festgelegten Wertes kompensiert werden. Wenn auch die Ausrichtung der Antenne 148 eine Frequenzkennlinie aufweist, sollte die Antenne 149 in einer Position angebracht werden (wenn die Antenne 148 eine drehsymmetrische Form aufweist z. B. auf ihrer Rotationsachse), in der die Kennlinie klein ist.
Der Leistungsmesser 349 demoduliert das von Antenne 149 empfangene ISDB-T-Signal und misst die Leistung der Pilotsymbole (z. B. Scattered Pilot) der einzelnen Träger. Der Leistungsmesser 349 kann denselben Aufbau aufweisen wie Leistungsmesser 348.
Auch ein Leistungsberechner 324 kann bis auf unnötige Elemente wie Frequenzumwandlung und Quadraturdemodulation denselben Aufbau wie Leistungsmesser 349 aufweisen. Auf diese Weise kann unabhängig vom Montageabstand zwischen dem IFFT-Element 116 und dem digitalen Filter 121 die Leistung der einzelnen Träger berechnet werden. Sollte die Leistung des Pilotsymbols im Voraus festgelegt worden und deshalb bekannt sein, kann der Leistungsberechner 324 diesen Wert ausgeben, und die Demodulierung des ISDB-T-Signals entfällt.
Ein Koeffizientenfestlegungselement 323 vergleicht die von Leistungsberechner 324 und Leistungsmesser 349 zu einander entsprechenden Zeitpunkten gemessenen Leistungswerte der Träger und aktualisiert den Tap-Koeffizienten des digitalen Filters 120 so, dass für alle Frequenzen innerhalb des Übertragungsbereichs dieser Vergleichswert konstant ist. Diese Operation entspricht im Wesentlichen derjenigen des Koeffizientenfestlegungselements 322 der vierten Ausführungsform. Der Vergleichswert kann für jedes Pilotsymbol berechnet und dann gemittelt werden, oder er kann nach Berechnung der mittleren Leistung mehrerer Pilotsymbole berechnet werden. Mit längerer Mittelungszeit erhöht sich die Genauigkeit, doch um das Ansprechen z.B. beim Umschalten zu verbessern, kann beim Umschalten eine Fehlerinformation eingegeben werden, und wenn eine Frequenzkennlinienveränderung aufgrund äußerer Einflüsse wie Umschalten anzunehmen ist, kann die Mittelungszeit (Zeitkonstante) vorübergehend gesenkt werden.
Bei Satellitenstationen, die von der Zentralstation ein in eine Ätherwellen- oder MMW-ZF umgewandeltes ISDB-T-Signal empfangen und das ISDB-T-Signal ohne Demodulation weiterleiten, sind kein S/P 112, Mappierungselement 114 und IFFT-Element 116 vorgesehen, und das demodulierte, A/D-gewandelte Empfangssignal wird in das digitale Filter 120 eingegeben. Das heißt, wenn ein Signal, das den Frequenzkennlinien des Übertragungspfads und des Empfangssystems ausgesetzt war, eingegeben wird, kann das digitale Filter 120 diese Kennlinien kompensieren. Dies kann erreicht werden, indem der Leistungsberechner 324 als Leistung der Träger einen bekannten festgelegten Wert ausgibt.
KOMMERZIELLE ANWENDBARKEIT
Die vorliegende Erfindung kann in Mehrträgersignal-Verarbeitungsvorrichtungen angewandt werden, die durch digitale und analoge Signalverarbeitung Mehrträger-Übertragungssignale erzeugen.
ZUSAMMENFASSUNG
Eine Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals korrigiert ein erzeugtes Mehrträgersignal auf Basis eines Filterkoeffizienten, der dazu vorgesehen ist, die Frequenzcharakteristik eines analogen Signalverarbeitungsblocks (14) zu kompensieren. Bevorzugt ist zusätzlich eine Temperaturmesseinrichtung (248) zum Ermitteln der Temperatur des analogen Signalverarbeitungsblocks (14) vorgesehen und ein FIR-Filter (120) führt eine Korrektur auf Basis von Filterkoeffizienten entsprechend der Temperatur des analogen Signalverarbeitungsblocks (14) aus. Auf diese Weise wird der Einfluss der Temperaturabhängigkeit des analogen Signalverarbeitungsblocks (14) reduziert.

Claims

Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals, die Folgendes umfasst: ein Mittel zum Erzeugen eines Mehrträgersignals, das ein digitales Mehrträgersignal erzeugt, das mehrere Unterträgeranteile umfasst, ein Digital/Analog-Umwandlungsmittel, das das erzeugte Mehrträgersignal in ein analoges Übertragungssignal umwandelt, ein analoges Signalverarbeitungsmittel, das die umgewandelten Übertragungssignale analog verarbeitet und ein Korrekturmittel, das eine Korrektur des digitalen Mehrträgersignals bezüglich der Frequenzkennlinie des analogen Signalverarbeitungsmittels vornimmt.
Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals nach Anspruch 1, wobei das analoge Signalverarbeitungsmittel ein analoges Schaltkreiselement umfasst, dessen Frequenzkennlinie sich temperaturabhängig verändert, und wobei das analoge Signalverarbeitungsmittel außerdem ein Temperaturmessmittel zum Messen des analogen Schaltkreiselements oder der Umgebung des analogen Schaltkreiselements aufweist, und wobei das Korrekturmittel aufgrund der gemessenen Temperatur eine Korrekturgröße bestimmt.
Vorrichtung zum Verarbeiten eines Mehrträgersignals nach Anspruch 2, das ein Koeffizientenfestlegungsmittel, welches anhand der gemessenen Temperatur einen Filterkoeffizienten festlegt, sowie ein digitales Filter aufweist, das anhand des festgelegten Filterkoeffizienten das Mehrträgersignal korrigiert.