DE10392344T5

DE10392344T5 - Frequenzabhängige Amplitudenvorverzerrung zum Abschwächen von Störemissionen in Übertragungsnetzen

Info

Publication number: DE10392344T5
Application number: DE10392344T
Authority: DE
Inventors: George P. Vella-Coleiro
Original assignee: Andrew AG; Andrew LLC
Current assignee: Commscope Technologies AG; Commscope Technologies LLC
Priority date: 2002-03-08
Filing date: 2003-03-03
Publication date: 2005-04-21
Also published as: KR100959032B1; CN1640086A; GB0418316D0; GB2401520A; AU2003213691A1; GB2401520B; CN100566323C; US7197085B1; KR20040091706A; WO2003077496A1

Abstract

Verfahren zum Abschwächen von Störemissionen in einem verstärkten Signal mit folgenden Schritten:
(a) Empfangen eines Eingangssignals und
(b) Anwenden einer Vorverzerrung mit frequenzabhängiger Amplitude auf das Eingangssignal, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal auf einen Verstärker gegeben wird, um das verstärkte Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft die Signalverarbeitung und insbesondere das Vorverzerren von Signalen zur Aussendung bspw. in einem drahtlosen Übertragungsnetz zum Abschwächen von Störemissionen.
Querverweise zu verwandten Anmeldungen
Für die vorliegende Anmeldung wird der Anmeldetag der provisorischen Anmeldungen Nr. 60/362 660 vom 8. März 2002 (Anwaltsakte Nr. 00009 PROV) und Nr. 60/367 399 vom 25. März 2002 (Anwaltsakte Nr. C0011PROV) sowie der US-Patentanmeldung Nr. 10/153 446 vom 22. Mai 2002 (Anwaltsakte Nr. 00009) beansprucht. Der Gegenstand der vorliegenden Anmeldung ist verwandt mit dem Gegenstand (a) der US-Patentanmeldung Nr. 09/395 490 vom 14. September 1999 (Anwaltsakte Nr. Johnson 6-1-17) (die "Anmeldung '490"),- (b) der US-Patentanmeldung Nr. 10/068 343 vom 5. Februar 2002 (Anwaltsakte 00001) und (c) der US-Patentanmeldung Nr. 10/153 289 vom 22. Mai 2002 (Anwaltsakte 00011), deren Lehren durch die Bezugnahme als Teil der vorliegenden Anmeldung gelten sollen.

Beschreibung verwandter Technik

Moderne drahtlose Übertragungsnetze wenden komplexe Modulationsverfahren an, die eine strenge Kontrolle von Störemissionen (auch als "Nebenkanalstörungen" bezeichnet) verlangen, um die Beeinträchtigung von Nachbarträgern zu vermeiden und die Forderungen der Regulierungsbehörden (bspw. der FCC) und der Normungsinstanzen (bspw. der ITU) zu erfüllen. Eine Quelle von Störemissionen ist der Sendeverstärker der Basisstation, mit dem man die Signale vor dem Aussenden als (bspw. HF-) Funksignale an drahtlose (bspw. Mobil-) Einheiten in einem drahtlosen bzw. Funk-Übertragungsnetz – bspw. einem zellulären Sprach- und/oder Datennetz – verstärkt. Bekannte Verfahren zum Abschwächen solcher Störemissionen konnten die bisherigen Forderungen erfüllen. Neuere Entwicklungen auf dem Gebiet der drahtlosen Übertragungsnetze (bspw. der Universal Mobile Telecommunication Serive (UMTS-Dienst)) legen dem Sendeverstärker der Basistation jedoch zusätzliche Lasten auf und machen es vorteilhaft, seine Störemissionen noch weiter zu

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind gerichtet auf Verfahrensweisen, mit denen sich Störemissionen in Funk-Übertragungsnetzen auf das derzeit geforderte Niveau reduzieren lassen. Insbesondere erfolgt in Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung eine Vorverzerrung mit frequenzabhängiger Amplitude – und vorzugsweise auch Phase – auf ein Eingangssignal, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen, das, wenn auf einen Verstärker gegeben, schwächere Störanteile im resultierenden verstärkten Signal ergibt.

In einer Ausführungsform handelt es sich bei der vorliegenden Erfindung um ein Verfahren zum Abschwächen von Störanteilen in einem verstärkten Signal, bei dem man (a) ein Eingangssignal empfängt und (b) auf es eine Vorverzerrung anwendet, deren Amplitude frequenzabhängig ist, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gelegt wird, um das verstärkte Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Andere Aspekte, Besonderheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich deutlicher aus der folgenden ausführlichen Beschreibung, den auf sie folgenden Ansprüchen und den beigefügten Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche oder identische Elemente bezeichnen.

1 zeigt ein Blockdiagramm eines Systems nach dem (frequenzunabhängigen) Vorverzerrungsverfahren der US-Patentanmeldung Nr. 09/395 490;

2 zeigt ein Blockdiagramm des digitalen Vorverzerrers der 1;

3 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften FPGA-Realisierung des Indexberechnungsmoduls, des Verzögerungsblocks, der Aufsuchtabelle und des Ausgangsmoduls der 2;

4 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Einkanal-Realisierung des Empfängers der 1 mit Einfachumsetzung;

5 zeigt ein Blockdiagramm einer möglichen Basisband-Realisierung eines Vorverzerrers mit einer Vorverzerrerkomponente mit frequenzabhängigem Betrag und Phase sowie mit einer frequenzunabhängigen Vorverzerrerkomponente, wie sie in der Anmeldung '490 beschrieben ist;

5A zeigt ein Blockdiagramm einer Hardware-Realisierung ähnlich der der 5, aber mit umgekehrter Reihenfolge des komplexen Multiplizierens und Differenzierens auf dem sekundären Verarbeitungspfad;

6 zeigt die Impulsantwort eines Linearamplitudenfilters für das Differenzierfilter im Vorverzerrer der 5;

7 zeigt die Impulsantwort einers Hilbert-Transformationsfilters für das Differenzierfilter des Vorverzerrers der 5;

8 zeigt die Impulsantwort einer Einzelfilter-Realisierung des Differenzierfilters des Vorverzerrers der 5;

9 zeigt ein Blockdiagramm einer möglichen HF-Bereich-Realisierung eines Vorverzerrers mit einer Vorverzerrerkomponente mit frequenzabhängigem Betrag und ebensolcher Phase in Kombination mit einer frequenzunabhängigen Vorverzerrerkomponente; und

9A zeigt ein Blockdiagramm einer Hardware-Realisierung ähnlich der der 9, aber mit umgekehrter Reihenfolge des komplexen Multiplizierens und Differenzierens auf dem sekundären Signalverarbeitungspfad.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG

Die Anmeldung '490 beschreibt ein Verfahren zum Abschwächen von Störemissionen unter Verwendung einer digitalen Vorverzerrung, das ausreichte, um bisherige Bestimmungen und Normen zu erfüllen. Nach dieser '490 Anmeldung wendet man auf ein Eingangssignal eine Vorverzerrung mit frequenzunabhängigem Betrag und ebensolcher Phase an, um ein vorverzerrtes (Haupt-) Signal zu erzeugen, das, wenn dann von einem Verstärker verstärkt, Störemissionen abschwächt. Nach Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird eine Vorverzerrung mit frequenzabhängigem Betrag – und vorzugsweise ebensolcher Phase – angewandt, um ein zusätzliches (d.h. sekundäres) Vorverzerrungssignal anzuwenden, das in der Lage ist, mit dem in der Anmeldung '490 beschriebenen vorverzerrten Hauptsignal verknüpft Störanteile im verstärkten Signal weiter abzuschwächen. Der folgende Abschnitt enthält eine Beschreibung des in der Anmeldung '490 offenbarten Vorverzerrungsverfahrens. Danach werden andere mögliche Realisierungen einer Vorverzerrerkomponente beschrieben, deren Betrag und Phase frequenzabhängig sind und die man vorzugsweise, aber nicht notwendig mit dem Vorverzerrungsverfahren der '490 Anmeldung kombiniert, um Störemissionen in Übertragungsnetzen weiter zu verringern.

Das Vorverzerrungsverfahren nach der Anmeldung '490

Mit dem Vorverzerrungsverfahren der Anmeldung '490 lässt sich die Nachbarkanalleistung in Funk-Übertragungsnetzen verringern. Insbesondere beschreibt die Anmeldung '490 eine Technik zum digitalen und adaptiven Vorverzerren eines Ausgangssignals, bei der man das Signal einer Korrektur unterzieht, bevor es auf den Eingang bspw. des Sendeverstärkers einer Basisstation gegeben wird, und zwar so, dass die Korrektur mindestens einem Teil der zu erwartenden, vom Verstärker erzeugten Verzerrung entgegengesetzt gleich ist. Die Korrektur bewirkt ein gegenseitiges Aufheben mindestens eines Teil der Verstärkerverzerrungen, so dass ein Basisstation-Sender linearere Übertragungseigenschaften hat als ein entsprechender Sender ohne solche Vorverzerrung. Unter diesen Umständen wird, wie erwünscht, die Nachbarkanalleistung (d.h. die Störemissionen) verringert.

Die 1 zeigt als Blockdiagramm ein System 10 entsprechend der in der Anmeldung '490 beschriebenen Vorverzerrungstechnik. Das System 10 weist einen digitalen Vorverzerrer 12, der die gleichphasige Komponente (I) und die Qudraturkomponente (Q) eines digitalen Basisband-Eingangssignals empfängt, einen an den Ausgang des Vorverzerrers 12 gelegten IQ-Modulator 14, einen auf diesen folgenden Verstärker 16 sowie einen Empfänger 18 auf, der über einen Koppler 17 an den Ausgang des Verstärkers 16 gelegt ist und ein Regelsignal abgibt, das auf den Vorverzerrer 12 rückgekoppelt wird. Diese Systembestandteile sind so konfiguriert, dass ein Korrektursignal auf das digitale Basisband-Eingangssignal (bspw. ein Code Division Multiple Access-(CDMA)-, ein Breitband-CDMA -, ein Time Division Multiple Access-(TDMA)-, ein Enhanced Data Rates Through Global System für Mobile Communications Evolution-(EDGE)- oder ein anderes Signal vorzugsweise mit hohem Leistungs-Scheitelfaktor (Verhältnis Spitzen- zum Durchschnittswert der Leistung)) aus einer Kommunikationseinrichtung wie einer Basisstation zur Funkübertragung von Nachrichtendaten gegeben und als Eingangssignal (I, Q) an den Vorverzerrer 12 gelegt wird. Das System 10 sieht weiterhin zur Optimierung der Korrektur eine adaptive Rückkopplung über den Empfänger 18 vor.

Insbesondere wird nach diesem Vorverzerrungsverfahren eine Korrektur auf ein digitales Basisbandsignal angewandt, bevor dieses an einen Eingang des Verstärkers 16 gelegt wird, so dass die Korrektur mindestens einem Teil der vom Verstärker 16 erzeugten Verzerrungen entgegen wirkt. Folglich heben die Korrektur und ein Teil der Verstärkerverzerrungen ein ander auf; man erhält so ein System mit linearerer Übertragungscharakteristik. Um die Präzision und die geringen Kosten digitale Schaltungen auszunutzen, erfolgt in einem System 10 die Korrektur durch den digitalen Vorverzerrer 12 vorzugsweise im Basisband, bevor das Signal zur Verstärkung und zum Aussenden vom Modulator 14 in den HF-Bereich umgesetzt wird.

Nach dieser Vorverzerrungstechnik wird im Vorverzerrer 12 das Eingangssignal sowohl nach Amplitude als auch nach Phase als Funktion der Signalleistung (aber frequenzunabhängig) vorverzerrt. Da sowohl die Amplituden- als auch die Phasenkorrektur je nach der Augenblicks-, d.h. der Hüllkurvenleistung variieren, beruht der Vorverzerrer 12 für seine Funktion auf einer genauen Beschreibung des Amplituden- und Phasengangs des Verstärkers als Funktion der Leistung. Wie unten beschrieben, liegt die Funktionsdarstellung der Korrekturen (gegenüber der Leistung) in Form von Polynomgleichungen vor, aus denen vorzugsweise eine Aufsuchtabelle abgeleitet wird.

Insbesondere besteht das digitale Basisbandsignal aus diskreten zeitlichen Abtastwerten der gleichphasigen und der Quadraturkomponente (I, Q), die nach der Digital/Analog-Umwandlung (nicht gezeigt) auf den Vektor-IQ-Modulator 14 gegeben werden, um ein HF-Signal zu erzeugen, mit dem dann der Verstärker 16 angesteuert wird. Alle Abtastwerte des Basisbandsignals lassen sich in komplexer Notation jeweils als (I + jQ) darstellen, wobei j die Quadratwurzel von (–1) ist. Die vom Vorverzerrer 12 ausgeübte Vorverzerrung lässt sich mit den Gleichungen (1)–(3) wie folgt darstellen: I' + jQ' (I + jQ)(A + jB) (1) mit I' = IA – QB (2) Q' = QA + IB (3)wobei es sich bei I' und Q' um die vorverzerrten phasengleichen und Quadratur-Basisbandsignale aus dem Vorverzerrer 12 und bei A und B um Vorverzerrungsparameter handelt, die eine Funktion der momentanen Hüllkurvenleistung des mit I, Q dargestellten Eingangssignals sind. Zweckmäßigerweise legt man unterschiedliche Werte für die Parameter A und B in einer (wie unten beschrieben generierten) Aufsuchtabelle ab, deren Index die momentane Hüllkurvenleistung (I² + Q²) ist.

Die 2 zeigt ein Blockdiagramm des digitalen Vorverzerrers 12 der 1 nach dem Vorverzerrungsverfahren der Anmeldung '490. Wie die 2 zeigt, weist der Vorverzerrer 12 ein Entzerrerfilter 20 auf, das das Signal aus der oben beschriebenen gleichphasigen und der Quadraturkomponente aufnimmt. Dieses Entzerrerfilter ist im einschlägigen Stand der Technik bekannt und ist betrieblich mit einem Begrenzermodul 22 verbunden, das das Signal auf einen vorbestimmten Schwellenwert begrenzt. Das Ausgangssignal des Begrenzermoduls 22 geht auf ein Tiefpassfilter 24, das die beim Begrenzen entstandenen höherfrequenten Anteile beseitigt.

Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 24 wird auf ein Abtastmodul 26 gegeben, das ein (bspw. mit um einen Faktor 4 von der ursprünglichen zwei- auf die achtfache erhöhter Abtastrate) aufwärts abgetastetes ("up-sampled") Signal auf ein Indexberechnungsmodul 28 gibt, das auf Grund der Summe der Quadrate der gleichphasigen und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals einen Indexwert berechnet. Das Indexberechnungsmodul 28 ist an eine Aufsuchtabelle 30 gelegt, in der die Parameter A und B abgelegt sind. Werte für die Parameter A und B werden mittels des berechneten Indexwerts ausgelesen.

Die Vorverzerrungsparameter A, B der Aufsuchtabelle 30 werden aus einem Satz von Polynomgleichungen abgeleitet, die die zum Linearisieren der Verstärkereigenschaften verwendeten Korrekturen eng approximieren. In Folge des komplexen Wesens der Eigenschaften eines Verstärkers – bspw. eines AB-Verstärkers – erhält man vorteilhafte Ergebnisse mit einem Paar Polynomgleichungen für den Parameter B, während für den Parameter eine einzige Polynomgleichung ausreicht. (Näherungsweise lässt sich sagen, dass der Parameter A die Amplitudenverzerrung des Verstärkers, der Parameter B aber seine Phasenverzerrung korrigiert.) Diese Polynomgleichungen lassen sich mit den Gleichungen (4)–(7) wie folgt schreiben: A = C0 + C1P + C2P2 + C3P3 für A ≤ Am (4) sonst A = Am (5) B = C4P + C5P2 + C6P3 für P ≤ Pb (6) B = (Bb1 – Bb2) + C7P + C8P2 + C9P3 für P > Pb (7)wobei P = (I² + Q²) die momentane Hüllkurvenleistung ist. A_m ist ein Maximum für den Parameter A, das verhindern soll, dass der Verstärker tief in die Sättigung angesteuert wird. Ein typischer Wert für A_m ist 2; er kann aber abhängig von den Einzelheiten des Entwurfs variieren. P_b ist ein Knickpunkt, an dem der Parameter B zwischen den Gln. (6) und (7) übergeht. P_b ist ein optimierbarer Parameter, dessen Wert sich aus dem Optimierungsalgorithmus ergibt. Der Wert ist von Verstärker zu Verstärker unterschiedlich und kann auch mit der Temperatur variieren. B_b1 und B_b2 sind die Werte des Parameters B bei P = P_b unter Benutzung der Gl. (6) bzw. (7). Der erste Term auf der rechten Seite der Gl. (7) soll die Gln. (6), (7) bei P = P_b stetig machen. C₀ bis C₉ sind Koeffizienten, die die Eigenschaften der Übertragungsfunktion eines bestimmten Verstärkers be treffen und sich mit der Temperatur, der Alterung der Verstärkerbauteile usw. verändern können. Wie bei P_b findet der Optimierungsalgorithmus für die Koeffizienten C₀-C₉ Werte, die optimierte Resultate ergeben.

Es ist einzusehen, dass unter geeigneten Umständen für den Parameter A wie auch für den Parameter B jeweils zwei Polynomgleichungen verwendet werden können. Weiterhin ist es vielfach möglich, die Gln. (4) und (6) zu reduzieren, um höhere P-Terme als den linearen auszuschließen, so dass man Gln. (4')–(7') wie folgt erhält: A = C0 + C1P für P ≤ Pb (4') A = (Ab1 – Ab2) + C2P + C3P2 + C4P3 für P > Pb (5') B = C5P für P ≤ Pb (6') B = (Bb1 – Bb2) + C6P + C7P2 + C8P3 für P > Pb (7')wobei A_b1, A_b2 die Werte des Parameters A bei P = P_b bei Ansatz der Gl. (4') bzw. (5') sind. Wie oben lässt sich auf den Werte des Parameters A eine Obergrenze A_m ansetzen. Auch kann, falls erforderlich, der Knickpunkt P_b wo der Übergang von einer zur anderen Polynomgleichung liegt, für die Gleichungen für A einen anderen Wert haben als für die Gleichungen für B.

Um die zeitliche Veränderbarkeit der Koeffizienten (bspw. C₀-C₉ in den Gln. (4)–(7)) zu berücksichtigen, geht man nach diesem Vorverzerrungsverfahren adaptiv vor, indem man die Werte der Koeffizienten mindestens intermittierend optimiert (bzw. bearbeitet), um minimale bzw. abgeschwächte Störemissionen aufrecht zu erhalten. Wie die 1 zeigt, nimmt der Koppler 17 am Ausgang des Verstärkers 16 das Ausgangssignal ab und gibt der Empfänger 18, der auf den Frequenzbereich abgestimmt ist, in dem die Störemissionen abgeschwächt bzw. minimiert werden sollen, eine zur Empfangsleistung proportionale Spannung ab. Dabei lassen sich mehrere Empfänger verwenden, um die Störanteile auf mehr als einer Frequenz abzutasten, oder man stimmt einen einzigen Empfänger sequenziell auf die verschiedenen interessierenden Frequenzen ab. Die auf den verschiedenen Frequenzen erhaltenen Spannungen werden dann zu einer einzigen Größe verknüpft, deren Wert zu verringern oder zu minimieren ist. Wird mit zwei Frequenzen gearbeitet, was im allgemeinen ausreicht, lassen die resultierenden Spannungen V₁, V₂ sich nach Gl.(8) wie folgt verknüpfen: V = V1 + V2 + |(V1 – V2)| (8)wobei |(V₁ – V₂)| der Absolutwert von (V₁ – V₂) ist. Diese Verwendung eines Absolutwerts bewirkt eine Verringerung oder Minimierung von sowohl V₁ als auch V₂ und liefert nicht nur die Summe der beiden Werte. Würde man nur die ersten beiden Terme auf der rechten Seite der Gl. (8) verwenden, könnte der Algorithmus ein falsches Optimum finden, wenn eine Spannung sehr klein und die andere sehr hoch ist. Eine Alternative zur Gl. (8) ist V = Max(V₁, V₂), wobei Max bedeutet, den größeren der beiden Werte anzusetzen.

Ein geeigneter Algorithmus zum Auffinden der Koeffizientenwerte, die V und damit die Störemissionen verringern oder minimieren, ist der bekannte Simplex-Algorithmus, den Nelder und Mead in "A Simplex Method for Function Minimization" in Computer Journal, Vol. 7, S. 308–313 (1965) beschreiben und der durch die Bezugnahme als Teil der vorliegende Offenbarung gelten soll. Wie unten beschrieben, wird diese Algorithmus in modifizierter Form angewandt.

Wie wiederum die 2 zeigt, führt auf Grund des Rückkoppelsignals vom Empfänger 18 der 1 das Verarbeitungsmodul 32 den modifizierten Simplexalgorithmus aus, um die in der Aufsuchtabelle 30 abgelegten Werte der Parameter A, B zu aktualisieren. Es ist einzusehen, dass das Verarbeitungsmodul 32 verschiedene Formen annehmen und bspw. als Mikroprozessor, als digitaler Signalprozessor oder als mit FPGA-Schaltkreisen arbeitende Verarbeitungsschaltung vorliegen kann. Weiterhin ist einzusehen, dass der Simplexalgorithmus sich auf jede beliebige Weise realisieren lässt, die mit Hard- und Software in geeigneter Kombination arbeitet und sich aus der Lektüre der vorliegenden Beschreibung ergibt. Natürlich muss die zum Ausführen des Algorithmus verwendete Einrichtung (hier das Modul 32) mit genug Speicherkapazität versehen sein, um den Code und die Daten zum Ausführen des Algorithmus aufnehmen und vorhalten zu können.

Bei jeder Iteration werden die mit dem Algorithmus abgeleiteten Koeffizientenwerte in den oben beschriebenen Gleichungen für A und B verwendet, um eine Tabelle zu generieren, die der Algorithmus dann für die jeweils nächste Iteration verwendet. Man lässt den Algorithmus kontinuierlich oder mindestens intermittierend laufen, so dass die Koeffizientenwerte die im Zeitverlauf auftretenden Veränderungen reflektieren.

Der von Nelder und Mead entwickelte Simplex-Optimierungsalgorithmus sollte durch mathematische Berechnungen erhaltene Funktionswerte minimieren oder reduzieren. Ein wichtiger Aspekt dieser Arbeitsweise ist, dass man, wenn eine Berechnung wiederholt wird, den gleichen Funktionswert erhält. Dies steht im Gegensatz zu Werten aus Messungen an arbeitender Hardware, wo Rauschen, Störungen und Fluktuationen unvermeidbar zu unterschiedlichen Messwerten führen. Dieser Unterschied hat wichtige Konsequenzen, wenn man versucht, den Simplexalgorithmus in Echtzeit auf arbeitende Hardware anzuwenden.

Die Essenz des Simplexalgorithmus ist, bei jeder Iteration die dem schlimmsten Funktionswert zugehörigen Koeffizienten durch einen neuen Koeffizientensatz zu ersetzen, der einen besseren Funktionswert ergibt. Dieser neue Wert kann besser sein als der beste bis dahin erhaltene Funktionswert oder auch nicht; mit fortschreitendem Algorithmus werden jedoch immer bessere Funktionswerte erwartet. Es sei angenommen, dass man in Folge von Rauschen, Störungen und Fluktuationen in den Messungen einen ausnehmend guten, aber falschen Wert erhält. Sind alle folgenden Werte schlechter als dieser falsche Wert, konvergiert der Algorithmus auf den falschen Wert. In seiner herkömmlichen Form ist daher der Algorithmus für den Einsatz in Situationen ungeeignet, in denen – wie im vorliegenden Fall – die optimierte bzw. bearbeitete Größe erheblich schwankt.

Um diese Schwierigkeit zu umgehen, wird der Simplexalgorithmus in modifizierter Form angewandt. Am Ende jeder Iteration geht, wenn der vorherige beste Wert durch einen besseren ersetzt wird, der Algorithmus zur nächsten Iteration weiter. Ergibt eine Iteration jedoch keinen neuen Bestwert, wird der vorhandene Bestpunkt erneut bewertet und der vorige durch den neuen Wert ersetzt. So kann der Algorithmus sich von fehlerhaften Daten in Folge schwankender Messungen erholen. Diese Schwankungen führen u.U. zu einer größeren Anzahl von Iterationen, um einen Sollpunkt (der ein Optimum sein kann) zu erreichen; sie verhindern jedoch nicht, dass dieser Sollpunkt erreicht wird.

Andere Modifikationen des Simplexalgorithmus versetzen ihn in die Lage, stetig zu arbeiten, um die Koeffizienten Verschiebungen der Verstärkereigenschaften aus Temperaturänderungen, der Bauteilealterung oder anderen Störungen nachzuführen. In der herkömmlichen Realisierung des Algorithmus wird ein Aussprungkriterium (gewöhnlich hinsichtlich der anteiligen Variation der Funktionswerte zwischen dem schlechtesten und dem besten Punkt des Simplex) festgelegt; der Algorithmus endet, wenn das Kriterium erfüllt ist. Bei der Annäherung an den Soll- bzw. Optimalpunkt reduziert der Algorithmus die Größe des Simplex, der beim Erreichen des Sollpunkts typischerweise sehr klein wird. Sobald dies geschieht, kann der Algorithmus auf Änderungen der Verstärkereigenschaften nicht mehr reagieren.

In bevorzugten Realisierungen wird der Simplex daran gehindert, zu klein zu werden, indem man ihn zu Beginn jeder Iteration mit einem Wert – bspw. einem voreingestellten Minimum – vergleicht und den Simplex auf diesen Wert erhöht, wenn er unter ihn reduziert worden ist. Der Wert wird groß genug gewählt, dass der Algorithmus Änderungen der Verstärkereigenschaften verfolgen kann, aber nicht so groß, dass der Sollwert (bzw. das Optimum) sich nicht erreichen lässt. Ein Wert ist geeignet, wenn jeder Koeffizient am schlimmsten Punkt des Simplex vom entsprechenden Wert am Bestpunkt um 5 bis 10 % differiert.
Wie weiter die 2 zeigt, ist der Ausgang des Abtastmoduls 26 auch an eine Verzögerungsschaltung 34 geführt, die ihrerseits mit einem Ausgangsmodul 36 verbunden ist, das auf Grund der der Aufsuchtabelle 30 entnommenen Werte der Parameter A, B und des verzögerten, aufwärts abgetasteten Signals aus der Verzögerungsschaltung 34 ein Ausgangssignal erzeugt. Die von der Verzögerungsschaltung 34 bewirkte Verzögerung entspricht vorzugsweise der, die die Signale in den Modulen 28, 30 erfahren, so dass die entsprechenden Werte von (I und Q) sowie von (A und B) am Ausgangsmodul 36 gleichzeitig ankommen.
Die 3 zeigt ein Blockdiagramm einer beispielhaften FPGA-Implementierung 300 eines Indexberechnungsmoduls 28, eines Verzögerungsmoduls 34, einer Aufsuchtabelle 30 und eines Ausgangsmoduls 36 nach 2. Die I- und Q-Datenpfade werden von den Multiplikatoren 302, 304 unabhängig voneinander zu I² bzw. Q² quadriert. Diese beiden Werte werden vom Summierblock 306 zu einer Indexadresse für die Aufsuchtabelle 30 addiert, die in der 3 die Form von zwei separaten 2-Port-RAM-Speicherblocks 308, 310 annimmt, die die Parameter A bzw. B enthalten. Die Parameter aus den Speicherblöcken werden von den Multiplikatoren 312, 314, 316 und 318 mit den verzögerten I- und Q-Werten zu den vier Werten I×A, I×B, Q×A und Q×B multipliziert. Diese werden in den Summier- und Subtrahierblöcken 320, 322 zu (IA – QB) bzw. (QA + IB) verknüpft, die als I' und Q' ausgegeben werden.
Mittels Standard-Speicher-Interface-Signalen beschicken weitere Schaltungen 324 die 2-Port-Speicherblöcke 308, 310 mit im Verarbeitungsmodul 32 erzeugten Parameterdaten. Die Verwendung von 2-Port-Speichern erlaubt eine Echtzeit-Aktualisierung der Aufsuchtabellen ohne Unterbrechung der Zugriffe auf Parameterwerte durch den Vorverzerrungsprozess.
Eine Konfiguration mit Aufsuchtabelle ist unnötig , wo bspw. das Verarbeitungsmodul so schnell arbeitet, dass sich die Parameter A, B "bedarfsweise" bestimmen lassen. In diesem Fall berechnet das Verarbeitungsmodul die Koeffizienten und dann die Parameter A, B, wie benötigt oder erwünscht, ohne sie in einer Aufsuchtabelle abzulegen.
Wie wiederum die 1 zeigt, dient der Empfänger 18 im digitalen adaptiven Vorverzerrungs-Regelkreis dazu, die HF-Leistung auf einer bestimmten Frequenz schmalbandig zu messen. Diese Abstimmfrequenz ist gegenüber bspw. die Haupt-CDMA-Trägerfrequenz versetzt; sie ist diejenige, auf der der Optimierungsalgorithmus die Störemissionen minimieren soll.
Die 4 zeigt ein Blockschaltbild einer beispielhaften Einkanal-Realisierung des Empfängers 18 der 1 mit Einfachüberlagerung. Hier weist der Empfänger 18 einen Frequenz-Synthesizer 50 auf, der auf einen Mischer 52 arbeitet. Das Ausgangssignal 52 des Mischers 52 geht auf ein Tiefpassfilter 54, das seinerseits mit einer Zwischenfrequenz-(ZF)-Kette 56 verbunden ist. Das Ausgangssignal der ZF-Kette 56 geht auf einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 58, der das Bearbeitungsmodul 32 der 2 ansteuert. Drei wichtige Frequenzen in 4 sind die HF-Frequenz, auf der die Nachbarkanalleistung zu messen ist, die Zumisch-Frequenz (LO), die nach Bedarf verändert wird, um den Empfänger ab zustimmen, und die Zwischenfrequenz (ZF), die festliegt. Die Zumischfrequenz LO findet man mit LO = HF – ZF.
Insbesondere wird, wie in 1 gezeigt, das HF-Eingangssignal des Empfängers 18 mit dem Koppler 17 am Ausgang des Leistungsverstärkers 16 abgenommen. Dieses breitbandige HF-Signal wird mit dem Mischer 52 auf eine Zwischenfrequenz (ZF) herabgemischt, wobei ZF = HF – LO gilt. Die Zumischfrequenz LO für den Mischer 52 wird mit einer PLL-Frequenzaufbereitung 50 erzeugt. Die Zumischfrequenz LO wird durch (digitale) Abstimmbefehle aus einem Mikroprozessor (bspw. dem Verarbeitungsmodul 32 der 2) eingestellt.
Das Tiefpassfilter 54 dient zum Ausfiltern der Produkte (HF + LO), des HF- und LO-Durchgriffs und aller höherfrequenten Produkte aus dem Mischer 52. Die ZF-Kette 56 ist in 4 als einzelner Block dargestellt. In einer Ausführung weist sie Verstärker und ein schmales Bandpassfilter auf, das gewährleistet, dass die gemessene Leistung tatsächlich die auf der Abstimmfrequenz ist und keinen Anteil bspw. des Haupt-CDMA-Trägers enthält. Die ZF-Kette 56 gibt eine dem empfangenen Signal entsprechende Spannung RSSI ab, die der ZF-Leistung proportional ist, die ihrerseits der HF-Leistung proportional ist. Die Spannung RSSI wird vom ADC 58 abgetastet; das resultierende digitalisierte Signal RSSI ist ein (die Leistung auf der Abstimmfrequenz darstellendes) digitales Wort, das der vom Verarbeitungsmodul 32 der 2 realisierte Optimierungsalgorithmus verwendet.
In einigen Realisierungen überwacht der Optimierungsalgorithmus die Störemissionen auf mehreren Frequenzen, in welchem Fall sich der Einkanalempfänger der 4 auf jede dieser Frequenzen abstimmen lässt. Dieses Abstimmen kann wie unten angegeben erfolgen:

– Ein Mikroprozessor (bspw. das Verarbeitungsmodul 32) sendet einen Abstimmbefehl an den Frequenzsynthesizer, um die Zu mischfrequenz LO (und damit die Abstimmfrequenz des Empfängers) einzustellen.
– Der Mikroprozessor wartet, bis der Phasenregelkreis (PLL) und das Signal RSSI eingeschwungen sind.
– Der Mikroprozessor liest den digitalisierten RSSI-Wert ab – ggf. mehrfach, falls gemittelt wird.
– Diese Schritte werden für die nächste Frequenz wiederholt.

Das Vorverzerrungsverfahren der Anmeldung '490 wurde entwickelt, um mindestens einige der Nichtlinearitäten des Verstärkers durch Vorverzerren sowohl der Amplitude des Basisbandsignals (hauptsächlich über den Parameter A) als auch seiner Phase (hauptsächlich über den Parameter B) zu korrigieren. Es gibt jedoch Anwendungen, bei denen die Eigenschaften des Signals (Verhältnis Spitzen- zu Durchschnittsleistung nahe 1, wie in Einkanal-TDMA-Systemen) eine wesentliche Amplitudenerweiterung nicht zulassen, so dass die Amplituden-Nichtlinearität des Verstärkers nicht so stark korrigiert werden kann, wie u.U. erwünscht ist. In diesen Anwendungen erhält man eine erhebliche Verbesserung, indem man (über den Parameter B) die Phase so weit wie möglich und die Amplitude teilweise durch geeignetes Einstellen des Werts A_m korrigiert.
Frequenzabhängige Amplituden- und Phasen-Vorverzerrung
Wie im vorigen Abschnitt beschrieben, lässt das Vorverzerrungsverfahren der Anmeldung '490 sich anwenden, um eine wesentliche Verringerung von Störemissionen zu erreichen. Häufig sind jedoch noch restliche Störemissionen beobachtbar. Versuche, diese Störungsreste durch Modifizieren der Koeffizienten in den Gln. (4)–(7) (oder in den Gln. (4')–(7')) abzuschwächen, führen zu einer asymmetrischen Situation, in der ein Abschwächen der Störemission auf der niederfrequenten Seite eines Übertragungskanals begleitet ist von einer Zunahme der Störemissionen auf seiner hochfrequenten Seite und umgekehrt, so dass das Gesamt-Systemverhalten über alles sich verschlechtert – oder zumindest nicht verbessert.
Nach Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird, um die Störemissionen auf niedrigere Werte abzuschwächen als man mit dem (frequenzunabhängigen) Vorverzerrungsverfahren der Anmeldung '490 erreicht, zusätzlich eine Vorverzerrung angewandt, deren Amplitude und Phase frequenzabhängig sind.
Die von einem Verstärker verursachten Verzerrungen lassen sich als aus zwei Anteilen bestehend auffassen. Der erste Anteil, der unabhängig von der Signalbandbreite ist und um den es in der Anmeldung '490 (und anderen herkömmlichen frequenzunabhängigen Vorverzerrungstechniken) geht, steht in Verbindung mit der Krümmung der Übertragungsfunktion des Verstärkers und führt zu AM-AM-(Amplitude-Amplitude) und AM-PM (Amplitude-Phase)-Verzerrungen. Die Vorverzerrung in der Anmeldung '490 behandelt effektiv diesen Teil der Verstärkerverzerrungen, indem sie die Krümmung der Übertragungsfunktion korrigiert.
Der zweite Teil der Verstärkerverzerrungen ist für schmalbandige Signale vernachlässigbar, wird aber mit zunehmender Bandbreite immer wichtiger. Dieser Teil der Verstärkerverzerrungen hat eine Amplitude proportional zum Frequenzabstand von der Trägerfrequenz und eine Phasenverschiebung von ±90° beiderseits der Trägerfrequenz. Da diese Eigenschaften denen eines Differenziergliedes entsprechen, lässt sich eine gründliche Korrektur dieses Anteils der Verstärkerverzerrungen mit einem Differenzierfilter erreichen.
Die Kombination dieser beiden Korrekturen lässt sich mit der Gleichung (9) ausdrücken wie folgt: I' + jQ' =(I + jQ)(A + jB) + d{(I + jQ)(X + jY)}/dt (9) wobei I, Q die gleichphasige sowie die Quadraturkomponente des Eingangssignals vor dem Vorverzerren, I', Q' die entsprechenden Komponenten nach dem Vorverzerren, j die Quadratwurzel von (–1) und A, B, X und Y die Vorverzerrungsparameter und Funktionen der Augenblicksleistung P (P = I² + Q²) sind. Das Symbol d/dt bezeichnet ein Differenzierung nach der Zeit. Der erste Term auf der rechten Seite der Gl. (9) stellt den bandbreiteunabhängigen, der zweite Term den bandbreiteabhängigen Anteil der Vorverzerrung dar. Der zweite Term lässt sich in die Gln. (10) erweitern wie folgt: d{(I + jQ)(X + jY)}/dt = d(Id + jQd)dt + jd(Qd)/dt (10)wobei (I_d + jQ_d) = (I + jQ)(X + jY). Weiterhin lassen die Ableitungen sich wie folgt approximieren: d(Id)/dt = δId/δt, d(Qd)/dt = δQd/δt (11)für Zeitinkremente δt, die weitaus kleiner sind als die reziproke Signalbandbreite.
Die Vorverzerrungsparameter A, B, X, Y lassen sich ggf. als Polynome mit den Gleichungen (12)–(15) ausdrücken wie folgt: A = a0 + a1P + a2P2 + a3P3 + ... (12) B = b1P + b2P2 + b3P3 + ... (13) X = x1P + x2P2 + x3P3 + ... (14) Y = y1P + y2P2 + y3P3 + ... (15)
Es sei darauf hingewiesen, dass ein von P unabhängiger Term in der Gl. (12), aber nicht in der Gl. (14) erscheint. Der leistungsunabhängige Term a_o befindet sich in der Gl. (12), da das Ergebnissignal des ersten Terms auf der rechten Seite der Gl. (9), d.h. das Haupt-Vorverzerrungssignal das ursprüngliche Ein gangssignal wie auch ein Vorverzerrungssignal enthält; in der Gl. (14) erscheint jedoch kein analoger Term, da das Ergebnissignal des zweiten Terms auf der rechten Seite der Gl. (9), d.h. das sekundäre Vorverzerrungssignal nur ein Vorverzerrungssigssignal ist.
Frequenzabhängige Amplituden- und Phasen-Vorverzerrung im Basisbandbereich
Die 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Hardware-Realisierung (bspw. als FPGA, ASIC oder DSP), in der ein sekundäres Vorverzerrungssignal, dessen Amplitude und Phase frequenzabhängig sind, mit dem nach der Anmeldung '490 erzeugten Haupt-Vorverzerrungssignal zusammengeführt wird. Insbesondere sind das Indexberechnungsmodul 28, die Aufsuchtabelle 30, das Verzögerungsmodul 34 und das Ausgangsmodul 36 des Vorverzerrers 12 der 2 als Teil der Konfiguration nach 5 dargestellt, die den ersten Term der rechten Seite der Gl. (9), d.h. das Haupt-Vorverzerrungssignal I₀, Q₀ generiert. Weiterhin behält in der 5 die Aufsuchtabelle 502 Werte für die Parameter X und Y zurück, die auf Grund des vom Modul 28 erzeugten Index ausgelesen und dann vom komplex arbeitenden Multipliziermodul 504 und Differenzierfilter 506 benutzt werden, um den zweiten Term der rechten Seite der Gl. (9) zu berechnen, d.h. das sekundäre Vorverzerrungssignal I₁, Q₁.
Der Verzögerungsblock 34 kompensiert die Dauer, die zum Berechnen des Werts (I² + Q²) durch das Modul 28 und zum Auslesen der Werte A, B, X, Y aus den Aufsuchtabellen 30, 502 nötig ist. Das Ausgangssignal des Moduls 36 wird weiter vom Block 508 verzögert, um die Dauer zu kompensieren, die das Differenzierfilter 506 braucht, um das Ausgangssignal des Moduls 504 in das sekundäre Vorverzerrungssignal umzuwandeln (d.h. die Zeit zum Berechnen der zeitlichen Ableitungen von I_d und Q_d wie in (10)). Das Haupt-Vorverzerrungssignal (I₀, Q₀) wird dann mit dem sekundären Vorverzerrungssignal (I₁, Q₁) im Modul 510 zusammengeführt, um das neue kombinierte Vorverzer rungssignal (I', Q') zu erzeugen, das dann zum Aussenden (bspw. vom Modulator 14 und Verstärker 16 der 1) moduliert und verstärkt werden kann.
In der 5 sind beide Sätze Polynomgleichungen für A, B und für X, Y (d.h. die Gln. (12)–(15)) als vorweg berechnete Aufsuchtabellen (d.h. 30, 502) realisiert dargestellt. In alternativen Realisierungen lassen die Aufsuchtabelle 30 und/oder die Aufsuchtabelle 502 sich ersetzen durch Echtzeitberechnungen auf Grund der Polynome in den Gln. (12)–(15). In beiden Fällen und abhängig von der jeweiligen Anwendung lassen sich die "unendlich langen" Polynome in den Gln. (12)–(15) approximieren, indem man Terme höherer Ordnung ignoriert. Bspw. approximiert man in einer bevorzugten Realisierung die Gln. (12) und (13) durch Ignorieren aller Terme höherer als der dritten Ordnung, während man die Gln. (14) und (15) approximiert durch Ignorieren aller Terme einer höheren Ordnung als der ersten. Was die Koeffizienten anbetrifft, mit denen man A und B generiert, lassen die zum Generieren von X und Y verwendeten Koeffizienten sich unter Verwendung des Simplexalgorithmus generieren und adaptiv aktualisieren.
Die Differenzieroperation des Filters 506 lässt sich auf verschiedene Weise realisieren. Ein Ansatz ist, die Ableitung mit der Differenz zwischen nebeneinanderliegenden Probenwerten nach der Gleichung (16) wie folgt zu approximieren: (δId)n = {(Id)n+ 1 – (Id)n– 1}/2,(δQd)n = {(Qd)n+1 – (Qd)n–1/2 (16)wobei der Index außerhalb den runden Klammern die laufende Nummer des Abtast- bzw. Probenwerts bezeichnet. Diese Näherung gilt, sofern die Abtastfrequenz weitaus höher ist als die Signalbandbreite. Eine Division durch δt ist nicht nötig, da sie einen Skalierfaktor einführen würde, der sich in die Aufsuchtabelle oder die Polynome für X und Y einarbeiten lässt.
Das Differenzierfilter 506 lässt sich realisieren, indem man die Operationen der Gl. (16) in ein einziges FIR-Filter mit folgenden Koeffizienten (die für weitaus höhere Abtastfrequenzen als die Signalbandbreite gelten) aufnimmt: [c1, c2, c3] = [0,5, 0, –0.5] (17)
Alternativ lassen die Eigenschaften eines Differenziergliedes, nämlich eine zum Frequenzabstand vom Träger proportionale Amplitude und ±90° Phasenverschiebung beiderseits der Trägerfrequenz sich realisieren lassen durch eine Kaskade (d.h. eine Reihenschaltung) von zwei Filtern, die jeweils entweder ein FIR-("finite impulse response")- oder ein IIR-("infinite impulse response")-Filter sind, wobei ein Filter ein Linearamplitudenfilter mit konstanter Verzögerung und frequenzproportionalem Amplitudengang und das andere ein Hilbert-Transformationsfilter (mit umgekehrtem Vorzeichen der Koeffizienten, um die Definition eines Differenzierglieds zu erfüllen) sind, dessen Amplitudengang frequenzkonstant ist und dessen Phasengang bei allen Frequenzen 90° beträgt (zusätzlich zu einer konstanten Verzögerung). Die 6 und 7 zeigen repräsentative Impulsantworten eines Linearamplituden-FIR- bzw. eines Hilbert-Transformations-FIR-Filters, die sich kombinieren lassen, um das Differenzierfilter 506 darzustellen. Es sei darauf hingewiesen, dass das Differenzierfilter 506 sich realisieren lässt, indem man das Linearamplitudenfilter vor oder nach dem Hilbert-Transformationsfilter anordnet.
Nach einer noch anderen möglichen Realisierung lassen die Soll-Eigenschaften sich mit einem einzigen Filter – bei einem gewissen Kompromiss hinsichtlich der Genauigkeit der linearen Amplitude und der 90°-Phasenverschiebung – akzeptiert. Die 8 zeigt eine repräsentative Impulsantwort eines einzelnen FIR-Differenzierfilters. Die Abtastfrequenz dieses Einzelfilters kann, aber muss nicht viel höher sein als die Signalbandbreite.
Unter Verwendung der Filterkoeffizienten der Gl. (17) erhält man eine einfache Realisierung, die ausgezeichnete Ergebnisse erbringt, sofern die Abtastfrequenz mindestens die achtfache Signalbandbreite beträgt. Eine Kaskade von zwei Filtern ermöglicht mehr Flexibilität, da sie sich entwerfen lassen, um einen Amplituden- und einen Phasengang zu erzeugen, die denen des Verstärkers entsprechen, falls der Amplitudengang des Verstärkers nicht linear und/oder sein Phasengang ungleich 90° ist oder sich mit der Frequenz ändert (in welchem Fall man kein Hilbert-Transformationsfilter benutzen würde).
Die 5A zeigt ein Blockschaltbild einer Hardware-Realisierung ähnlich der der 5, außer dass die Reihenfolge der komplexen Multiplikation und Differenziation auf dem sekundären Signalverarbeitungspfad umgekehrt ist. Insbesondere liegt in der 5A das Differenzierfilter 506a vor dem (komplex arbeitenden) Multiplizierblock 504a. Um den Zeitaufwand des Differenzierens auszugleichen, enthält diese Realisierung einen weiteren Verzögerungsblock 512. Mit der Reihenfolge des Multiplizierens und Differenzierens der 5A würde man vom Adresszeiger in die Aufsuchtabelle 502a eine Größe (i² + q²) erwarten, wie sie sich von den Werten i und q ableitet, die das Differenzierfilter 506a generiert. Trotzdem lassen sich ausreichend gute Ergebnisse erzielen, indem man für die Aufsuchtabelle 502a den Adresszeiger (I² + Q²) verwendet, den das Indexberechnungsmodul 28 bereits erzeugt hat; man vermeidet so die zum Generieren von (i² + q²) erforderlichen zusätzlichen Berechnungen.
Frequenzabhängige Amplituden- und Phasen-Vorverzerrung außerhalb des Basisbands
Die Ausführungsformen nach 5 und 5A sind für den Basisbandbereich in Situationen gedacht, in denen die Basisbandsignale I, Q verfügbar sind. Ist dies nicht der Fall, kann es von Vorteil sein, das Eingangssignal außerhalb des Basisbandbereichs – bspw. im HF- oder ZF-Bereich – vorzuverzerren. Insbesondere lässt sich nach Gl. (10) außerhalb des Basisbandbereichs differenzieren, wenn man erkennt, dass sich eine zeitliche Ableitung durch die Differenz zwischen einer Welleform und einer zeitverzögerten Version derselben approximieren lässt, sofern die Verzögerung weitaus kürzer ist als die reziproke Bandbreite, und zwar gem. Gleichung (18) wie folgt: δ(Id + jQd)t = {(Id + jQd)t + δt – (Id + jQd)t – δt}/2 (18)wobei die Indizierung die zeitliche Beziehung der Wellenformen angibt. Eine Division durch δt ist nicht erforderlich, da sie einen Skalierfaktor einführt, der sich in die Aufsuchtabelle oder die Polynomausdrücke für X und Y aufnehmen lässt.
Die 9 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen Hardware-Realisierung eines Vorverzerrers im HF-Bereich. Zwischen Modulen in der HF-Realisierung nach 9 und denen in der Basisband-Realisierung gem. 5 besteht generell eine 1:1-Entsprechung.
Insbesondere ist in 9 das HF-Eingangssignal auf zwei Pfade aufgeteilt, von denen einer zum Hüllkurvendetektor 902 geht, der ein Ausgangssignal proportional zur momentanen Hüllkurvenleistung des HF-Eingangssignals abgibt. (Alternativ könnte man ein zur Momentanamplitude des HF-Eingangssignals proportionales Signal benutzen; die in den Aufsuchtabellen abgelegten Werte wären entsprechend zu ändern.) Dieses Signal wird vom ADC 904 digitalisiert, dessen digitales Ausgangssignal dazu dient, ein Paar von Steuersignalwerten (bspw. Spannung V₀₁ und V₀₂) aus der Aufsuchtabelle 906 abzurufen. Das Steuersignalpaar wird an den Vektormodulator 910 gelegt, dessen Funktion es ist, die Amplitude und Phase des HF-Signals entsprechend den Steuersignalen zu ändern. Der zweite HF-Eingangssignalpfad geht zum Verzögerungselement 908 (bspw. ein Abschnitt Koaxialkabel), das bewirkt, dass das HF-Signal gleichzeitig mit den Steuersignalen V₀₁, V₀₂ am Vektormodulator 910 ankommt. Abhängig von der Realisierung kann die Dämpfung im Verzögerungselement 908 kompensiert werden, muss es aber nicht. Das Ausgangssignal des Vektormodulators 910 wird von Verzögerungselement 912 verzögert, um das Haupt-HF-Vorverzerrungssignal analog I₀, Q₀ gem. 5 zu erzeugen.
Das Ausgangssignal des ADC 904 wird zu zwei digitalen Signalpfaden entsprechend den Aufsuchtabellen 906, 914, das Ausgangssignal des Verzögerungselements 908 zu zwei HF-Signalpfaden entsprechend den Vektormodulatoren 910, 916 aufgeteilt. Die Aufsuchtabelle 914, der Vektormodulator 916 und die Differenzierschaltung 918 liefern das sekundäre HF-Vorverzerrungssignal analog I₁, Q₁ in 5. Insbesondere realisieren die Aufsuchtabelle 914 und der Vektormodulator 916 den Term (I + jQ)(X + jY) auf der rechten Seite der Gl. (9).
Wie in 9 gezeigt, ist die Differenzierschaltung 918 mit einem Teiler 922, einem Verzögerungselement 924, einem Dämpfungsglied 926 und einem Kombinator 928 realisiert, die unter Anwendung der Näherung der Gl. (18) (eine Division durch 2 ist nicht nötig, da sich die Werte in der Aufsuchtabelle 914 entsprechend einstellen lassen) die zeitliche Differenzierung gemeinsam durchführen. Der Teiler 922 teilt das vom Vektormodulator erzeugte HF-Signal zu zwei HF-Signalpfaden, von denen einer an das Verzögerungselement 924, das das HF-Signal verzögert, und der andere an das Dämpfungsglied 926 geführt sind, das das HF-Signal dämpft, um die Dämpfung des Verzögerungselements 924 auszugleichen. Der Kombinator 928 führt die HF-Signale aus dem Verzögerungselement 924 und dem Dämpfungsglied 926 zum sekundären Vorverzerrungssignal zusammen. Der Teiler 922 und der Kombiner 928 sind ausgelegt, die beiden HF-Signalen um 180° zu drehen, so dass das verzögerte Signal aus dem Verzögerungselement 924 vom gedämpften Signal aus dem Dämpfungsglied 926 subtrahiert wird. Eine solche Drehung lässt sich mit einem 90°-Teiler und einem 90°Kombinator erreichen. Alternativ lassen sich ein 0°-Teiler und ein 180°-Kombinator oder umgekehrt oder jede andere geeignete Kombination eines Teilers mit einem Kombinator einsetzen.
Die Verzögerung durch das Element 912 beträgt die Hälfte der des Verzögerungselements 924, so dass das Ausgangssignal des Vektormodulators 910 zeitlich mittig zwischen den beiden Signalen an den Eingängen des Kombinators 928 liegt. Die Verzögerung durch das Verzögerungselement 924 sollte weitaus kleiner sein als die reziproke Bandbreite. Ein Wert gleich einem Fünftel der reziproken Bandbreite oder weniger ergibt ausgezeichnete Resultate.
Der Vektormodulator 910 ist so konfiguriert, dass bei fehlenden Steuereingangssignalen das HF-Signal unverzerrt (oder nur minimal verzerrt) hindurch läuft, während der Vektormodulator 916 so konfiguriert ist, dass bei fehlenden Steuereingangssignalen wenig oder kein HF-Signal hindurch läuft. Stehen die Steuersignale an, erzeugt das Vektormodulator 910 das ursprüngliche HF-Signal plus ein Vorverzerrungssignal, während der Vektormodulator 916 im wesentlichen nur ein Vorverzerrungssignal abgibt.
Das Haupt-Vorverzerrungssignal aus dem Verzögerungselement 912 und das sekundäre Vorverzerrungssignal aus dem Kombinator 928 werden mittels eines HF-Kombinators 920 zusammengeführt; das zusammengeführte Signal stellt das vorverzerrte HF-Ausgangssignal dar, das auf den Verstärker geht.
Da in der Realisierung nach 9 das Eingangssignal im HF-Bereich vorverzerrt wird, kann ein Modulator ähnlich dem IQ-Modulator 14 der 1 entfallen. In anderen Realisierungen, in denen das Eingangssignal bei einer niedrigeren Frequenz (bspw. im ZF-Bereich) vorverzerrt wird, wäre ein Mischer erforderlich, um das resultierende vorverzerrte ZF-Signal in den HF-Bereich umzusetzen, bevor es an den Verstärker geht.
In der Realisierung nach 9 sind die Parameter A und B, X und Y als Aufsuchtabelle realisiert dargestellt. Alternativ lassen sie sich in Echtzeit auswerten, indem man die Werte der Polynome in den Gln. (12)–(15) berechnet. In beiden Fällen lassen die zum Generieren von A, B, X und Y verwendeten Koeffi zienten sich unter Anwendung des Simplex-Algorithmus erzeugen und adaptiv aktualisieren.
Die 9A zeigt im Blockschaltbild eine Hardware-Realisierung ähnlich der 9, wobei jedoch die Reihenfolge der komplexen Multiplikation und Differentiation auf dem sekundären Signalbearbeitungspfad umgekehrt ist. Insbesondere ist in der 9A die Differenzierschaltung 918a vor dem Vektormodulator 916a angeordnet. Um den zum Differenzieren nötigen Zeitaufwand zu kompensieren, weist diese Realisierung einen zusätzlichen Verzögerungsblock 930 auf. Es sei darauf hingewiesen, dass in bevorzugten Ausführungsformen der vom ADC 904 erzeugte Indexwert zum Ansprechen der Werte für die Parameter V₁₁ und V₁₂ in der Aufsuchtabelle 914a dient.
Alternative Ausführungsformen
Abhängig von der jeweiligen Anwendung lassen die in den 5, 5A, 9 und 9A gezeigten Konfigurationen sich im Kontext von Schaltungen realisieren, die Module analog dem Entzerrerfilter 20, Begrenzermodul 122, Tiefpassfilter 24 und Abtastmodul 26 der 2 aufweisen. In alternativen Realisierungen der vorliegenden Erfindung kann eine oder mehr – oder auch alle – dieser Komponenten entfallen und/oder kann eine oder mehr andere Bearbeitungskomponenten vorliegen, und zwar abhängig von der Charakteristik der Eingangssignale und den Anforderungen an das jeweilige Übertragungsnetz.
Obgleich die vorliegende Erfindung im Kontext von Konfigurationen beschrieben wurde, in denen eine frequenzabhängige Amplituden- und Phasen-Vorverzerrung nach der vorliegenden Erfindung mit der (frequenzunabhängigen) Amplituden- und Phasenvorverzerrung der Anmeldung '490 kombiniert ist, ist die vorliegende Erfindung hierauf nicht beschränkt. Insbesondere kann die erfindungsgemäße frequenzabhängige Amplituden- und Phasenvorverzerrung ohne die Vorverzerrung der Anmeldung '490 erfolgen. In diesem Fall ließe sich bspw. die Konfiguration nach 5 modifizieren, indem die Aufsuchtabelle 30 und das Ausgangsmodul 36 entfallen und eine Kopie des verzögerten Eingangssignals aus dem Verzögerungsblock 34 direkt an den Verzögerungsblock 508 geht; die Behandlung der Aufsuchtabelle 502 und des Moduls 504 bleibt erhalten.
Eine frequenzabhängige Amplituden-Vorverzerrung ohne eine frequenzabhängige Phasen-Vorverzerrung mit oder ohne die frequenzunabhängige Vorverzerrung der Anmeldung '490 ist ebenfalls möglich. In diesem Fall ließe sich die Konfiguration nach 5 bspw. so modifizieren, dass das Filter 506 unter Verwendung nur eines Linearamplitudenfilters realisiert wird, wie in 6 gezeigt.
Obgleich weiterhin die vorliegende Erfindung im Zusammenhang von Funksignalen beschrieben wurde, die eine Basisstation an eine oder mehr Mobileinheiten eines Funk-Übertragungsnetzes sendet, ist die vorliegende Erfindung hierauf nicht beschränkt. Theoretisch ließen sich Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung für Funksignale realisieren, die eine Mobileinheit an eine oder mehr Basisstationen sendet. Desgl. läss sich die vorliegende Erfindung im Kontakt anderer Funk- oder auch leitungsgebundener Übertragungsnetze realisieren, um dort Störanteile abzuschwächen.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung lassen sich als schaltungsbasierte Prozesse – auch auf einem einzigen integrierten Schaltkreis – realisieren. Wie für den Fachmann einzusehen, lassen sich verschiedene Funktionen von Schaltungsbauteilen auch als Prozessschritte in einem Software-Programm realisieren, das man dann bspw. in einem digitalen Signalprozessor, einem Mikrocontroller oder einem Allzweck-Computer laufen lässt.
Die vorliegende Erfindung lässt sich in Form von Verfahren und von Vorrichtungen zum Ausführen dieser Verfahren ausführen. Desgl. lässt sie sich in Form eines Programmcodes auf Aufzeichnungsträgern wie Floppy-Disketten, CD-ROMs, Festplatten oder anderen maschinenlesbaren Speichermedien ausführen, wobei, wenn der Programmcode dann in eine Maschine – bspw. einen Computer – geladen und ausgeführt wird, diese Maschine zu einer Vorrichtung zum Ausführen der Erfindung wird. Die vorliegende Erfindung lässt sich auch in Form eines Programmcodes ausführen, der bspw. auf einem Speichermedium gespeichert, in eine Maschine geladen und/oder von ihr ausgeführt oder mittels eines Mediums oder Trägers wie bspw. elektrischer Drahtleitungen oder Kabel, Lichtwellenleiters oder elektromagnetischer Strahlung übetragen wird, wobei, wenn der Programmcode in eine Maschine wie bspw. einen Computer geladen und von ihr ausgeführt wird, diese zu einer Vorrichtung zur Ausführung der Erfindung wird. Auf einem Allzweck-Prozessor bilden die Programmcodesegmente zusammen mit dem Prozessor eine einzigartige Vorrichtung, die in Analogie zu speziellen Logikschaltungen arbeitet.
Weiterhin ist einzusehen, dass sich an den Einzelheiten, Materialien und Anordnungen der Teile, die zur Erläuterung des Wesens der Erfindung beschrieben und dargestellt wurden, vom Fachmann Änderungen durchführen lassen, ohne die Erfindung, wie sie in den folgenden Ansprüchen ausgedrückt ist, zu verlassen.
ZUSAMMENFASSUNG
Ein Eingangssignal wird mit frequenzabhängiger Amplitude – und vorzugsweise auch Phase – vorverzerrt, um Störemissionen aus der nachfolgenden Verstärkung des Signals abzuschwächen. In bevorzugten Ausführungsformen wird die erfindungsgemäße Vorverzerrung in Kombination mit dem Verfahren der (frequenzunabhängigen) Amplituden- und Phasenvorverzerrung der US-Patentanmeldung Nr. 09/395 490 (Anmeldung '490') angewandt, wo die frequenzabhängige Vorverzerrung einer Verstärkerverzerrung entspricht, deren Amplitude dem Frequenzabstand von der Trägerfrequenz ist und beiderseits der Trägerfrequenz eine Phasenverschiebung von ±90° hat. Da diese Eigenschaften denen eines Differenzierglieds entsprechen, lässt sich eine gründliche Korrektur dieses Teils der Verstärkerverzerrung mit einem Differenzierfilter erreichen. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung lassen sich im Basisbandbereich implementieren. Desgl. lassen sich Realisierungen Aufsuchtabellen zu Grunde legen, die adaptiv aktualisiert werden, um über längere Zeiträume einen optimalen Betrieb zu gewährleisten.
(5)

Fig. 1

12: Digitaler Vorverzerrer
14: IQ-Modulator
18: Empfänger
RF out: HF-Ausgang

Fig. 2

20: Entzerrerfilter
22: Begrenzer
24: Tiefpassfilter n = 28 bis 50
26: Aufwärtsabtaster 8X
30: Aufsuchtabelle 256x12x2
32: Bearbeitungsmodul
34: Verzögerung
Threshold: Schwellenwert
From receiver: Vom Empfänger

Fig. 3

34: Verzögerung
324: CPU/RAM-Schnittstelle
Dual-port random ...: 2-Port-RAM-Speicher
Data clock: Datentakt
To lookup table: Zur Aufsuchtabelle

Fig. 4

50: Frequenzaufbereitung (PLL)
54: Tiefpassfilter
56: ZF-Kette
58: Analog/Digital-Wandler
RF IN (FROM ...): HF-Eingang (vom HF-Auskoppler)
RF: HF (Hochfrequenz)
IF: ZF (Zwischenfrequenz)
LO: Zumischfrequenz
RSSI: Die Empfangssignalstärke anzeigendes Signal
Digitized RSSI: Digitalisierte Anzeige der Empfangssignalstärke
Reference frequency: Bezugsfrequenz
PLL tuning: PLL-Abstimmung

Fig. 5

30: Aufsuchtabelle
34: Verzögerung_0
502: Aufsuchtabelle
506: Differenzierfilter
508: Verzögerung_1

Fig. 5A

30: Aufsuchtabelle ...
34: Verzögerung_0
502a: Aufsuchtabelle ...
506a: (Differenzier-) Filter
508: Verzögerung_1
512: Verzögerung_2

Fig. 6

Impulse response ...: Impulsantwort eines Linearamplitudenfilters
Amplitude: Amplitude
Sample number: Abtastwert Nr. ...

Fig. 7

Impulse response ...: Impulsantwort eines Hilbert-Transformationsfilters
: (umgekehrtes Vorzeichen)
Amplitude: Amplitude
Sample number: Abtastwert Nr. ...

Fig. 8

Impulse response ...: Impulsantwort eines Differenzierfilters
Amplitude: Amplitude
Sample number: Abtastwert Nr. ...

Fig. 9

902: Hüllkurvendetektor
904: Analog/Digital-Wandler
906: Aufsuchtabelle Nr. 0 ...
908: Verzögerung 0
910: Vektormodulator Nr. 0
912: Verzögerung_2
914: Aufsuchtabelle Nr. 1 ...
916: Vektormodulator Nr. 1
920: HF-Kombinator
922: Teiler
924: Verzögerung_1
926: Dämpfungsglied
928: Kombinator
RF IN: HF-Eingang
RF OUT: HF-Ausgang

Fig. 9A

902: Hüllkurvendetektor
904: Analog/Digital-Wandler
906: Aufsuchtabelle Nr. 0 ...

Claims

Verfahren zum Abschwächen von Störemissionen in einem verstärkten Signal mit folgenden Schritten: (a) Empfangen eines Eingangssignals und (b) Anwenden einer Vorverzerrung mit frequenzabhängiger Amplitude auf das Eingangssignal, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal auf einen Verstärker gegeben wird, um das verstärkte Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der auch die Phase der Vorverzerrung frequenzabhängig ist.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der das Eingangssignal ein Basisbandsignal ist und die Vorverzerrung im Basisbandbereich angewandt wird.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der der Schritt (1) folgende Schritte aufweist: (1) Erzeugen eines Haupt-Vorverzerrungssignal aus dem Eingangssignal; (2) Erzeugen eines sekundären Vorverzerrungssignals mit frequenzabhängiger Amplitude und Phase aus dem Eingangssignal; und (3) Zusammenführen des Haupt- mit dem sekundären Vorverzerrungssignal zum Erzeugen des vorverzerrten Signals.
Erfindung nach Anspruch 4, bei der man im Schritt (b)(1) auf das Eingangssignal eine Vorverzerrung mit frequenzunabhängiger Amplitude und Phase anwendet, um das Haupt-Vorverzerrungssignal zu erzeugen.
Erfindung nach Anspruch 4, bei der das sekundäre Vorverzerrungssignal von der Bandbreite des Eingangssignals abhängt.
Erfindung nach Anspruch 4, bei der das sekundäre Vorverzerrungssignals eine zum Abstand von einer Trägerfrequenz des Eingangssignals proportionale Amplitude und eine Phase von ±90° beiderseits der Trägerfrequenz hat.
Erfindung nach Anspruch 4, bei der dem sekundären Vorverzerrungssignal eine zeitliche Differentiation eines aus dem Eingangssignal erzeugten Signals zu Grunde liegt.
Erfindung nach Anspruch 8, bei der ein Signal zeitlich differenziert wird, das durch komplexes Multiplizieren des Eingangssignals erzeugt wurde.
Erfindung nach Anspruch 8, bei der das Eingangssignal vor dem komplexen Multiplizieren des resultierenden differenzierten Signals zeitlich differenziert wird.
Erfindung nach Anspruch 1, bei der der frequenzabhängigen Vorverzerrung aus einer Aufsuchtabelle abgerufene Daten zu Grunde liegen.
Erfindung nach Anspruch 11, bei der die Aufsuchtabelle mit auf Grund des verstärkten Signals erzeugten Steuersignalen adaptiv aktualisiert wird.
Vorrichtung zum Abschwächen von Störemissionen in einem verstärkten Signal, die eingerichtet ist, um: (a) ein Eingangssignal zu empfangen; und (b) auf das Eingangssignal eine Vorverzerrung anzuwenden, deren Amplitude frequenzabhängig ist, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal auf einen Verstärker gegeben wird, um das verstärkte Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störanteile im verstärkten Signal abschwächt.
Erfindung nach Anspruch 13, bei der auch die Phase der Vorverzerrung frequenzabhängig ist.
Erfindung nach Anspruch 13, bei der das Eingangssignal ein Basisbandsignal ist und die Vorrichtung die Vorverzerrung im Basisbandbereich anwendet.
Erfindung nach Anspruch 13, bei der die Vorrichtung aufweist: (a) einen Haupt-Signalbearbeitungspfad, auf dem aus dem Eingangssignal ein Haupt-Vorverzerrungssignal erzeugbar ist; (b) einen sekundären Signalbearbeitungspfad, auf dem aus dem Eingangssignal ein sekundäres Vorverzerrungssignal mit frequenzabhängiger Amplitude und Phase erzeugbar ist; und (c) einen Kombinator, mit dem das sekundäre mit dem Haupt-Vorverzerrungssignal zusammenführbar ist, um das vorverzerrte Signal zu erzeugen.
Erfindung nach Anspruch 16, bei der auf dem Haupt-Signalbearbeitungspfad auf das Eingangssignal eine frequenzunabhängige Amplituden- und Phasenvorverzerrung aufbringbar ist, um das Hauptausgangssignal zu erzeugen.
Erfindung nach Anspruch 16, bei dem der sekundäre Signalbearbeitungspfad: (1) ein komplex arbeitendes Multipliziermodul, mit dem das Eingangssignal mit einem von der Leistung des Eingangssignals abhängigen komplexen Parameter multiplizierbar ist, und (2) ein Differenzierfilter aufweist, mit dem das Ausgangssignal des komplexen arbeitenden Multipliziermoduls differenzierbar ist, um das sekundäre Vorverzerrungssignal zu erzeugen.
Erfindung nach Anspruch 18, deren Differenzierfilter unter Verwendung einer kaskadierten Kombination eines Linearamplituden- mit einem Hilbert-Transformationsfilter realisiert ist.
Erfindung nach Anspruch 18, deren Differenzierfilter unter Verwendung eines einzigen FIR- oder IIR-Filters realisiert ist.
Erfindung nach Anspruch 16, deren sekundärer Signalbearbeitungspfad aufweist: (1) ein Differenzierfilter, mit dem das Eingangssignal differenzierbar ist; und (2) ein komplex arbeitendes Multiplikationsmodul, mit dem das Ausgangssignal des Differenzierfilter mit einem von der Leistung des Eingangssignals abhängigen komplexen Parameter multiplizierbar ist, um das sekundäre Vorverzerrungssignal zu erzeugen.
Erfindung nach Anspruch 13, bei der die Vorrichtung Daten für die frequenzabhängige Vorverzerrung aus einer Aufsuchtabelle abruft.
Erfindung nach Anspruch 22, bei der die Vorrichtung mit Steuersignalen, die aus dem verstärkten Signal erzeugt werden, die Aufsuchtabelle adaptiv aktualisiert.
Maschinenlesbarer Aufzeichnungsträger mit Programmcode, der, wenn von einer Maschine ausgeführt, mit dieser zusammen ein Verfahren zum Abschwächen von Störemissionen in einem verstärkten Signal mit folgenden Schritten realisiert: (a) Empfangen eines Eingangssignals; und (b) Anwenden einer Vorverzerrung mit frequenzabhängiger Amplitude auf das Eingangssignal, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gelegt wird, um das verstärkte Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt.