DE10392496T5

DE10392496T5 - Adaptive Digitale Vorverzerrung aufgrund eines Verstärkermodells mit frequenzabhängigen Nichtlinearitäten

Info

Publication number: DE10392496T5
Application number: DE10392496T
Authority: DE
Inventors: Rajiv Chandrasekaran
Original assignee: Andrew AG; Andrew LLC
Current assignee: Commscope Technologies AG; Commscope Technologies LLC
Priority date: 2002-04-03
Filing date: 2003-03-07
Publication date: 2005-02-24
Also published as: US6801086B1; GB0420816D0; GB2402566A; WO2003085822A1; AU2003223229A1; GB2402566B; KR101077499B1; CN100472949C; CN1643783A; KR20040097266A

Abstract

Verfahren zum Vorverzerren eines zu verstärkenden Signals mit folgenden Schritten:
(a) Empfangen eines Eingangssignals; und
(b) Anwenden einer Vorverzerrung auf das Eingangssignals, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gelegt wird, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt, wobei
die Vorverzerrung unter Verwendung eines Invertierten eines Modells des Verstärkers erzeugt wird und
das Modell ein Modell frequenzunabhängiger (FI) Eigenschaften des Verstärkers (ein FI-Modell) in Kombination mit einem Modell von frequenzabhängigen (FD) Eigenschaften des Verstärkers (ein FD-Modell) beinhaltet.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft die Signalverarbeitung und insbesondere das Vorverzerren von Signalen zwecks Abschwächung von Störanteilen zur Übertragung bspw. in einem Funknetz.
Bezug zu verwandten Anmeldungen
Für die vorliegende Anmeldung wird die Priorität des Anmeldetags der vorläufigen Anmeldung Nr. 60/369 488 beansprucht, die am 3. April 2002 (als Anwaltsakte Nr. 00013PROV) eingereicht wurde.
Beschreibung verwandter Technik
Moderne Funk-Übertragungsnetze arbeiten mit komplexen Modulationsverfahren, die erfordern, Störanteile (auch als "Nebenkanalstörungen" bezeichnet) unter strenger Kontrolle zu halten, um Störungen von Nachbarkanälen zu vermeiden und die von Regulierungsbehörden (bspw. der FCC) und Normungsinstanzen (bspw. der ITU) erhobenen Forderungen zu erfüllen. Eine Quelle solcher Störanteile ist der Sendeverstärker der Basisstation, der dazu dient, die Signale vor dem Aussenden als Funksignale (bspw. HF) an (bspw. trag- oder fahrbare) Funkstationen in einem Funknetz – bspw. einem zellulären Sprach-und/oder-Datennetz – zu verstärken. Mit bekannten Verfahren zum Abschwächen solcher Störanteile ließen sich seinerzeitige Forderungen erfüllen. Jüngere Entwicklungen auf dem Gebiet der Funk-Übertragungsnetze (bspw. der Universal Mobile Telecommunication Service (UMTS)) erlegen dem Sendeverstärker der Basisstation jedoch zusätzliche Lasten auf und machen es vorteilhaft, Störanteile noch stärker zu verringern.
Im Stand der Technik hat man quasilineare Verstärker, die im A-, AB- oder B-Betrieb arbeiteten, als speicherlose Nichtlinearität modelliert. (Wie bekannt, betreffen unterschiedliche Betriebsarten die unterschiedlichen Ruhe-Arbeitspunkte der Verstärker. Im A-Betrieb ist der Transistor über die gesamte, im B-Betrieb über die halbe und im AB-Betrieb über mehr als 50%, aber weniger als 100% der Periode des Eingangs-Sinussignals durchgeschaltet.) Nimmt man eine Modellierung als speicherlose Nichtlinearität an, ergibt sich der Zusammenhang zwischen Ein- und Ausgangssignal mit der Gleichung (1) wie folgt:
mit
als komplexe Basisband-Darstellung des Eingangssignal mit a_χ, als Amplitude und ϕ_χ als Phase des Eingangssignals χ,
y als komplexe Basisband-Darstellung des Ausgangssignals und
Gi(•), Gq(•) als willkürliche (d. h. unspezifizierte aber geeignete) Funktionen der Hüllkurve des Eingangssignals
In diesem Modell ist angenommen, dass der momentane Übertragungsfaktor ("gain") des Verstärkers eine Funktion nur der momentanen Hüllkrve des Eingangssignals ist. Mit diesem Modell lassen sich sowohl AM/AM- als auch AM/PM-Verzerrungen beschreiben, die an den meisten im A-, AB- und B-Betrieb arbeitenden Verstärkern beobachtbar sind, wobei AM die Amplitudenmodulation und PM die Phasenmodulation bezeichnen. Es lässt sich ein digitaler Vorverzerrer aufbauen, um einen mit dem obigen Modell beschriebenen Verstärker zu linearisieren.
Die 1 zeigt das Blockschaltbild einer herkömmlichen Verstärker-Vorverzerrungsarchitektur 100 mit dem digitalen Vorverzerrer 102, der das Eingangssignal vor der Verstärkung durch den speicherlosen Verstärker 104 vorverzerrt. Der Vorverzerrer 102 realisiert:

1. Ein Verfahren zum Berechnen der momentanen Eingangshüllkurve a_χ und
2. ein Verfahren zum Vorverzerren des Eingangssignals durch Multiplizieren desselben mit einem komplexen Übertragungsfaktor, der eine Funktion ausschließlich der momentanen Eingangshüllkurve ist.

Ist das vorverzerrte Signal gegeben durch ϰ = G_pd(a_ϰ)ϰ mit G_pd(•) als Übertragungsfaktor des Vorverzerrers, lässt der Zusammenhang Ein-/Ausgangssignal für das kaskadierte System Vorverzerrer-Verstärker sich mit der Gleichung (2) schreiben wie folgt:
Der Übertragungsfaktor des Vorverzerrers wird so berechnet, dass der Übertragungsfaktor des mit dem Verstärker kaskadierten Vorverzerrers konstant ist.
Für den idealen Vorverzerrer gilt also G(|G_pd(a_ϰ)|)G_pd(a_ϰ) = G_tgtmit G_tgtals dem Soll-Übertragungsfaktor des Verstärkers.
2 zeigt ein Blockschaltbild einer Verstärker-Vorverzerrungsarchitektur 100 der 1 mit weiteren Eizelheiten einer Herkömmlichen Realisierung eines Vorverzerrers 102, der das Eingangssignal vor der Verstärkung durch den speicherlosen Verstärker 104 vorverzerrt. Insbesondere weist der Ververzerrer 102 ein Modell 202 des Verstärkers 104 auf. Das Eingangssignal ϰ wird auf das Verstärker-Modell 202 gegeben, um ein Modell Ĝ(a_ϰ)ϰ des verzerrten Ausgangssignals zu erzeugen. Der Differenzknoten 204 erzeugt einen Schätzwert der Ein-/Ausgang-Abweichung aufgrund des Eingangssignals ϰ und des modellierten verzerrten Ausgangssignals Ĝ(a_ϰ)ϰ entsprechend der Gleichung (3) wie folgt: eŷϰ (ϰ) = Ĝ(aϰ)ϰ–ϰ, (3)in der G(•) ein Schätzwert des Übertragungsfaktors des Verstärkers ist. Das vorverzerrte Signal z wird im Differenzknoten 206 durch Subtrahieren des geschätzten Fehlers e_ŷϰ vom Eingangssignal χ erzeugt; das vorverzerrte Signal ϰ ~ geht dann an den Verstärker 104.
Aus Gründen der Klarheit sei angenommen, dass das Ein- und das Ausgangssignal so normiert werden, dass der Soll-Übertragungsfaktor eins ist. Weiterhin sei angenommen, dass der Verstärker sich wie eine echte speicherlose Linearität verhält. Es lässt sich zeigen, dass, falls das Verstärkermodell 202 genau aufgebaut ist, das Ausgangssignal y ~ des Verstärkers 104 mit dem vorverzerrten Eingangssignal ϰ ~ von der Gleichung (4) gegeben wird wie folgt:
Für die meisten Verstärkersysteme ist das speicherlose Verstärkermodell 202 nur eine Näherung. Folglich kann der aus einem solchen Modell aufgebaute optimale Vorverzerrer die meisten Verstärker nicht vollständig linearisieren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Pobleme des Standes der Technik werden erfindungsgemäß mit einem Verstärkermodell erfasst, dass in der Lage ist, das Verhalten der meisten A-, AB- und B-Verstärker genauer zu modellieren als die bekannten einfachen speicherlosen Modelle wie das Modell 202 der 2. In bestimmten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird ein Eingangssignal mit einem Vorverzerrer vorverzerrt, bevor es an einen Verstärker gelegt wird, um Störemissionen im resultierenden verstärkten Signal abzuschwächen. Der Vorverzerrer realisiert dabei eine invertierte Version eines Verstärkermodells, das sowohl die frequenzunabhängigen (FI) als auch die frequenzabhängigen (FD) Eigenschaften des Verstärkers modelliert.
In einer Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Vorverzerren eines Signals zwecks Verstärkung desselben. Nach dieser Ausführungsform wird ein Eingangssignal empfangen und zu einem vorverzerrten Signal vorverzerrt derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gelegt wird, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt. Die Vorverzerrung wird erzeugt unter Verwendung einer invertierten Version eines Modells des Verstärkers, das frequenzunabhängige in Kombination mit frequenzabhängigen Eigenschaften des Verstärkers modelliert.
Nach einer anderen Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung zum Vorverzerren eines Signals zwecks Verstärkung. Ein jedes von einem oder mehreren Elementen mit einer Übertragungsfunktionen hoher Ordnung ist so konfiguriert, dass eine andere Übertragungsfunktion jeweils einer anderen Ordnung größer als eins auf ein entsprechendes Verzerrungsprodukt als Eingangssignal angewandt wird. Ein Summierknoten summiert das Eingangssignal und die Ausgangssignale aller Elemente mit Übertragungsfunktionen hoher Ordnung. Ein Element mit invertierter Übertragungsfunktion ist so konfiguriert, dass es eine invertierte Übertragungsfunktion 1. Ordnung auf das Ausgangssignal des Summierknotens anwendet. Ein invertiertes FI-Element ist so konfiguriert, dass es den frequenzunabhängigen Übertragungsfaktor des Verstärkers invertiert, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal auf einen Verstärker gegeben wird, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, Störemissionen im verstärkten Signal abgeschwächt werden.
In einer anderen Ausführungsform handelt es sich bei vorliegender Erfindung um ein Verfahren zum Erzeugen eines Modells eines Verstärkers, das ein FI-Modell frequenzunabhängiger Verstärkereigenschaften in Kombination mit einem FD-Modell frequenzabhängiger Verstärkereigenschaften aufweist, wobei das Modell erzeugt wird durch Abschätzen einer Vielzahl von Übertragungsfunktionen des FD-Modells in einer Reihenfolge, die der zunehmenden Ordnung der Übertragungsfunktionen entspricht.
In einer anderen Ausführungsform handelt es sich bei der vorliegenden Erfindung um ein Verfahren zum adaptiven Aktualisieren eines Vorverzerrers, der ein Eingangssignal zum Anlegen an einen Verstärker vorverzerrt, der ein verstärktes Signal erzeugen soll, wobei der Vorverzerrer mindestens eine Aufsuchtabelle (LUT) aufweist, die durch Minimieren einer Abweichung des Eingangssignals von einem auf dem verstärkten Signal basierenden Rückkopplungssignal adaptiv aktualisiert wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Andere Aspekte, Besonderheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich vollständiger aus der folgenden ausführlichen Beschreibung, den beigefügten Ansprüchen und den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche oder identische Elemente bezeichnen.
1 zeigt ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Vorverzerrungsarchitektur;
2 ist ein Blockschaltbild der Vorverzerrerarchitektur der 1 mit weiteren Einzelheiten einer herkömmlichen Verzerrerrealisierung;
3 ist ein Blockschaltbild einer Vorverzerrerarchitektur nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 zeigt eine zeitdiskrete Darstellung des Modells eines A-, AB- oder B-Verstärkers nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 zeigt eine zeitdiskrete Darstellung eines Verstärkermodells nach einer alternativen Realisierung der vorliegenden Erfindung;
6 zeigt ein Flussdiagramm der vom Vorverzerrer der 3 realisierten Verarbeitungsschritte nach einer Ausführungsform der Erfindung;
7 zeigt eine zum Invertieren des Verstärkermodells der 4 einsetzbare Architektur nach einer Ausführungsform der Erfindung
8 zeigt ein summarisches Blockschaltbild zur Arbeitsweise des Vorverzerrers der 3; und
9 zeigt ein Blockschaltbild einer Architektur für den Vorverzerrer der 3 nach einer Ausführungsform der Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die 3 ist ein Blockschaltbild einer Verstärker-Vorverzerrungsarchitektur 300 nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 3 gezeigt, wird das zeitdiskrete Eingangssignal ϰ[n] an den digitalen Vorverzerrer 302 gelegt, der ein digitales vorverzerrtes Signal p(ϰ[n]) auf Grund eines Modells des Leistungsverstärkers (HPA) 304 erzeugt. Das digitale vorverzerrte Signal durchläuft dann den Kanal 303 und erscheint als analoges vorverzerrtes Signal p(ϰ(t)) am Verstärker 304. Der Kanal 303 enthält geeignete Digital/Analog-Wandler, ZF/HF-Aufwärtsumsetzer, Mischer und Filter, die das digitale vorverzerrte Signal p(ϰ[n]) zum analogen vorverzerrten Signal p(ϰ(t)) umsetzen. Der Verstärker 304 erzeugt das analoge Ausgangssignal h(ϰ(t)), wobei h(•) die Übertragungsfunktion des Verstärkers 304 mit dem Übertragungsfaktor K_G ist. Die Architektur 300 enthält auch einen Rückkopplungskanal (FB) 305, der das Ausgangssignal h(p(t)) abtastet und ein digitales Rückkopplungssignal h(p[n]) an den Vorverzerrer 302 liefert, der seine Bearbeitungsfunktionen entsprechend diesem Rückkoppelsignal periodisch aktualisiert.
Die 4 zeigt eine zeitdiskrete Darstellung des Modells 400 eines A-, AB- oder B-Verstärkers – wie bspw. des Verstärkers 304 der 3 – nach einer Realisierung der vorliegenden Erfindung. Wie in 4 gezeigt, wird das Ausgangssignal ŷ[n] des Verrstärkers modelliert als eine Summe mehrerer Komponenten ŷ[n], wobei
– ŷ₁[n] das Ergebnis des Anlegens des Eingangssignals χ[n] an das Modell 402 und dann an das Modul 404-1 mit seiner Übertragungsfunktion 1. Ordnung H₁(z) ist, das die Ausgangsanpassglieder modelliert. Das Modell 402, das die AM/AM- und AM/PM-Verzerrung zur 1. Ordnung modelliert, legt einen Übertragungsfaktor Ĝ(a_ϰ) ("gain" Verstärkungsfaktor) an, bei dem es sich um eine speicherlose nichtlineare Funktion der Eingangs-Hüllkurve a_ϰ handelt.
– ŷ₂[n] ist das Ausgangssignal einer willkürlichen Übertragungsfunktion, die auf ein Verzerrungsprodukt 2. Ordnung ϰ₂[n] des Eingangssignals nach der Gleichung (5) wirkt wie folgt:
wobei "*" die Faltung und h₂[n] die Impulsantwort des Moduls 404-2 mit seiner Transformationsfunktion H₂(z) 2. Ordnung ist, das die z-Transformierte der Übertragungsfunktion anwendet;
– ŷ₃[n] ist das Ausgangssignal einer willkürlichen Übertragungsfunktion, die auf ein Verzerrungsprodukt 3. Ordnung χ₃[n] des Eingangssignals nach der Gleichung (6) wirkt wie folgt:
wobei h₃[n] die Impulsantwort des Moduls 404-2 mit seiner Transformationsfunktion H₃(z) 3. Ordnung ist, das die z-Transformierte der Übertragungsfunktion anwendet; und so weiter, bis
– ŷ_N[n] das Ausgangssignal einer willkürlichen Übertragungsfunktion ist, die auf ein Verzerrungsprodukt χ_n[n]N. Ordnung des Eingangssignals wirkt gemäß der Gleichung (7) wie folgt:
wo h_N[n] die Impulsantwort des Moduls 404-N mit seiner Transformationsfunktion H_N(z) ist, das die z-Transformierte auf die Übertragungsfunktion anwendet.
Diese N Komponenten ŷ_i[n] werden am Summierknoten 406 zum modellierten Verstärkerausgangssignal ŷ[n] aufsummiert, wobei N im allgemeinen beliebig positiv ganzzahlig sein kann. Das Modell 400 wird mit der Hinzunahme weiterer Produkte höherer Ordnung zum Ausgangssignal genauer. Es sei darauf hingewiesen, dass die Übertragungsfunktion H₁(z), deren Impulsantwort mit {h₁[n]}
ist, die Frequenzabhängigkeit aus den Anpassgliedern und Kombinern im Ausgang modelliert. Für die meisten praktischen Anwendungen lassen die Übertragungsfunktionen h_i[z] sich als kausale Filter finiter Impulsantwort (FIR-Filter) modellieren.
Die 5 zeigt eine zeitdiskrete Darstellung eines Verstärkermodells 500 nach einer alternativen Realisierung der vorliegenden Erfindung. Im Modell 500 sind das AM/AM-AM/PM-Modell 502 und das Modul 504-1 mit seiner Übertragungsfunktion 1. Ordnung analog zum AM/AM-AM/PM-Modul 402 und dem Modul 404-1 mit seiner Übertragungsfunktion 1. Ordnung gem. 4. Im Modell 500 werden jedoch alle Verzerrungsprodukte höherer Ordnung des Eingangssignals von einem einzigen Modul 504-2 mit der Übertragungsfunktion H₂[z] 2. Ordnung bearbeitet.
Weiterhin wird, wie die 5 zeigt, das Eingangssignal χ[n] am Differenzknoten 503 vom vorverzerrten Ausgangssignal des AM/AM-AM/PM-Modells 502 subtrahiert. Als solches lässt sich das Ausgangssignal ÿ₂[n] des Moduls 504-2 der Übertragungsfunktion 2. Ordnung mit der Gleichung (6) wie folgt darstellen: – ŷ2[n] = (G(|ϰ[n]| – ϰ[n])ϰ[n]*h2[n]) (6)
Das Verstärkermodell 500 sollte für die meisten Vorverzerrungsanwendungen ausreichen. Wird eine bessere Leistung gefordert, lässt sich immer das allgemeinere Verstärkermodell 400 der 4 anwenden.
Unabhängig vom erfindungsgemäßen Verstärkermodell, das anzuwenden ist, sind die Parameter für das jeweils gewählte Modell zu berechnen. Hierzu zählen Schätzwerte für den speicherlosen Übertragungsfaktor G(•) und sämtliche Übertragungsfunktionen H_i(z). Sobald sie berechnet sind, lässt sich an Stelle des bekannten Verstärkermodells 202 in der Vorverzerrerarchitektur der 2 ein erfindungsgemäßes Verstärkermodell ansetzen und die resultierende Vorverzerrer- (oder eine beliebige andere) Architektur dazu verwenden, das Modell zu invertieren und den Verstärker zu linearisieren.
Die 6 zeigt ein Flussdiagramm der Bearbeitungsschritte zum Erzeugen und Aktualisieren eines Verstärkermodells wie des Modells 400 der 4 oder des Modells 500 der 5 nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Im Schritt 602 der 6 wird der Übertragungsfaktor des Verstärkers geschätzt. Sind zeitlich synchronisierte Abtastwerte des Eingangssignals (ϰ = [ϰ₁ϰ₂ ... ϰ_N]^t) und des Ausgangssignals (y = [y₁y₂ ... y_N]^t) im Basisband verfügbar, lässt der gemessene Übertragungsfaktor G_mess sich mit der G1eichung (9) berechnen wie folgt:
in der [•]^t die Transponierte eines Spaltenvektors darstellt. Eine willkürliche lineare Funktion Ĝ(|ϰ|) kann dann den gemessenen Daten angepasst werden, um den Übertragungsfaktor des Verstärkers zu modellieren. Die Parameter für die willkürliche Funktion lassen sich nach dem Verfahren der kleinsten Fehlerquadrate schätzen. Die Parameter der Funktion, die den Übertragungsfaktor modelliert, lassen sich also berechnen, indem man die Kostenfunktion χ minimiert, die mit der Gleichung (10) wie folgt gegeben ist:
wobei Ĝ = [Ĝ(|ϰ₁|)Ĝ(|ϰ₂|)... Ĝ(|ϰ_N|)]^t und W eine Gewichtungsmatrix sind. Die Wahl der Gewichtsmatrix kann von der jeweiligen Anwendung abhängen. Bspw. lässt sie sich so wählen, dass sie den Fehler bei höherer Leistung anders gewichtet als bei niedrigerer Leistung. Sind alle Leistungsniveaus gleich zu gewichten, lässt sich als Gewichtungsmatrix die Einheitsmatrix wählen. Es sei darauf hingewiesen, dass sich eine beliebige willkürliche nichtlineare Funktion den gemessenen Datenwerten anpassen lässt. Polynome und Spline-Funktionen sind Speziallfälle willkürlicher nichtlinearer Funktionen, die sich einsetzen lassen. Die Wahl der jeweils passenden nichtlinearen Funktionen ist dem Fachmann bekannt.
Ist im Schritt 602 der Übertragungsfaktor des Verstärkers geschätzt werden, werden im Schritt 604 die Übertragungsfunktionen geschätzt. Insbesondere lässt die Übertragungsfunktion H₁(z) sich schätzen, indem man die Kostenfunktion χ₀ minimiert, die durch die Gleichung (11) gegeben ist wie folgt: χ0 = E(y[n] – h1[n]*ϰ1[n])2 (11)wo ϰ₁[n] = Ĝ(a_ϰ[n])ϰ[n] das Ausgangssignal des speicherlosen AM/AM-AM/PM-Modells (bspw. des Modells 402 der 4 oder des Modells 502 der 5) ist. Die optimale Lösung erhält man, indem man ein beliebiges der bekannten adaptiven Schätzverfahren anwendet – bspw. das rekursive Verfahren der kleinsten Fehlerquadrate (RLS-Verfahren), das Verfahren der kleinsten Fehlerquadrate (LMS-Verfahren) oder das Verfahren der kleinsten Quadrate.
Nach dem Schätzen von H₁(z) lässt sich die Übertragungsfunktion H₂(z) schätzen, indem man die Kostenfunktion χ₁ minimiert, die durch die Gleichung (12) gegeben ist wie folgt: χ1 = E(y[n] – ŷ1[n] – h2[n]*ϰ2[n])2 (12)
Auch hier lässt die optimale Lösung sich mit einem beliebigem der bekannten adaptiven Schätzverfahren erreichen. Alternativ erhält man die Lösung im Frequenzbereich wie folgt. Die optimale Lösung H₂(z) bei gegebener Frequenz erreicht man durch Minimieren der Kostenfunktion im Frequenzbereich und Gewichten der interessierenden Frequenzpunkte. Dies kann man für mehrere Frequenzpunkte wiederholen. Ist der Frequenzgang von H₂(z) an N diskreten Frequenzpunkten geschätzt, erhält man die Impulsantwort {h₂[n]} im Zeitbereich mit einer Anpassung an den Soll-Frequenzgang nach dem Fehlerquadrat-Verfahren.
Danach lässt sich die Übertragungsfunktion H₃(z) schätzen, indem man die Kostenfunktion χ₂ minimiert, die durch die Gleichung (13) wie folgt gegeben ist: χ2 = E(y[n] – ŷ2[n] – h3[n]*ϰ3[n])2 (13)wo ŷ₂[n] = ŷ₁[n] + h₂[n]*ϰ₂[n] ist. Übertragungsfunktionen H_i(z) höherer Ordnung für i > 3 lassen sich analog berechnen.
Nachdem die Übertragungsfunktionen berechnet sind, lässt sich eine invertierte Version des Verstärkermodells aufbauen und dazu verwenden, das vorverzerrte Signal (Schritt 606) zu erzeugen, das dann an den Verstärker gelegt wird (Schritt 608). Die in 2 gezeigte Vorverzerrerarchitektur (oder eine beliebige andere Architektur, die das Verstärkermodell der 4 oder 5 invertiert) kann dann dazu dienen, das Signal vorzuverzerren und den Verstärker zu linearisieren.
Die 7 zeigt eine Architektur 700 zum Invertieren des Verstärkermodells 400 der 4 nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Praxis lassen sich FIR-Filter zum Approximieren der Übertragungsfunktionen in der Architektur 700 einsetzen. Wie in der 7 nahegelegt, lässt sich die Architektur 700 mit einem oder mehr Zweigen negierter Übertragungsfunktionen 2. oder höherer Ordnung realisieren. Desgl. lässt sich die Architektur 700 ohne Zweige mit negierten Übertragungsfunktionen realisieren. In diesem Fall kann der Summierknoten entfallen; das Eingangssignal allein wird an die invertierte Übertragungsfunktion 1. Ordnung gelegt, gefolgt vom inversen AM/AM-AM/PM-Modell.
Die in den Schritten 602, 604 generierten Schätzungen des Übertragungsfaktors des Verstärkers und der Übertragungsfunktionen lassen sich auf Grund des Ausgangssignals des Verstärkers mit geeigneten rekursiven Schätzverfahren adaptiv aktualisieren. Dieses Aktualisieren ist in 6 durch die Rückführung vom Schritt 608 zum Schritt 602 für einen weiteren Durchlauf gekennzeichnet. Es kann intermittierend – bspw. in festen Intervallen – oder nach Bedarf aktualisiert werden.
Rekursive Schätzverfahren für adaptive Filter sind bekannt – vergl. bspw. Simon Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd Edition, Prentice Hall 2001, das durch die Bezugnahme als Teil der vorliegenden Anmeldung gelten soll. Viele dieser Verfahren lassen sich anwenden, um die Übertragungsfunktionen H_i(z) rekursiv zu schätzen. Nicht so gut bekannt sind jedoch rekursive Schätzverfahren zum Berechnen des AM/AM-AM/PM-Vorverzerrers (bspw. entsprechend dem Modell 402 der 4 oder dem Modell 502 der 5). Die folgende Diskussion beschreibt ein neuartiges Verfahren zum rekursiven Berechnen des speicherlosen Vorverzerrers.
Die 8 zeigt ein Prinzip-Blockschaltbild zur Arbeitsweise des Vorverzerrers 302 der 3 nach einer Realisierung der vorliegenden Erfindung. In dieser Realisierung beruht der Vorverzerrer 302 auf einer Aufsuchtabelle (LUT) auf Grund der Annahme, dass das digitale Eingangssignal χ[n] in das Amplitude-Phase-Format umgewandelt vorliegt. Das Eingangs-Amplitudensignal wird parallel sowohl der AM/AM-LUT-Steuerung 802 als auch der AM/PM-LUT-Steuerung 804 zugeführt. Das Ausgangssignal der AM/AM-LUT-Steuerung 802 ist das vorverzerrte Amplitudensignal; das vorverzerrte Phasensignal entsteht am Summierknoten 806 durch Summieren des Ausgangssignals der AM/PM-LUT-Steuerung 804 mit dem Eingangs-Phasensignal.
In bevorzugten Realisierungen werden die Aufsuchtabellen für den AM/AM- und den AM/PM-Teil der Vorverzerrerfunktion in regelmäßigen Zeitabständen adaptiv revidiert. Dieser Revision kann ein Minimieren des mittleren Fehlerquadrats zwischen dem Rückkoppelsignal h(p[n]) der 3 und dem Eingangssignal ϰ[n] zu Grunde liegen. Die im Regelkreis benutzte Kostenfunktion χ_K ² basiert auf einer Menge aktueller Oservationsdaten (wobei das Eingangs- und das Rückkoppelsignal als durch Verzögerungsausgleich zeitlich abgeglichen angenommen werden) und ist durch die Gleichung (11) wie folgt definiert: χk 2 = εK tεK (14)mit ε_K = (ε(1) ε(2) ... ε(K))^t und ε(n) der normierte Fehler zwischen dem n-ten Eingangs-Abtastwert χn und dem entsprechenden Rückkoppel-Abtastwert aus dem Verstärker
sind und
darstellt. Der normierte Fehler ist mit der Gleichung (15) gegeben wie folgt:
wobei h(ϰ) die Übertragungsfunktion des Verstärkers, p(ϰ) das Vorverzerrungspolynom, mit dem die AM/AM- und die AM/PM-LUT erzeugt wurden, und σ_K ² die Varianz der Abtastwerte über die Beobachtungsmenge {ϰ_k: k = 1,..., K} sind. Das Vorverzerrungspolynom p(ϰ) ist durch die Gleichung (16) gegeben wie folgt:
wobei a = (a_o, a₁,..., a_N)^t der Koeffizientenvektor zum Charakterisieren des LUT-Generatorpolynoms und X^t = (1, x¹,..., x^N) der Basisvektor für den von den Eingangsdaten repräsentierten linearen Raum sind. Die Varianz σ_K ² der Abtastwerte wird von der Gleichung (17) gegeben wie folgt:
wobei m_K der Mittelwert der Abtastwerte über die Beobachtungsmenge und mit der Gleichung (18) wie folgt gegeben ist:
Das Optimierungskriterium a_K für die Adaptierung ist durch die Gleichung (19) gegeben wie folgt:
wobei arg_ϰ min {f(ϰ)} den ϰ-Wert gibt, der die Funktion f(ϰ) minimiert. Die Optimierungskriterien a_K sind eindeutig; man erhält sie, indem man den Gradienten der Kostenfunktion χ_K ² bezüglich des Koeffizientenvektors a gleich null setzt wie in der Gleichung (20):
wobei die Matrix H von der Gleichung (21) definiert ist wie folgt:
wobei h_m ^k = ∂_m(h°p)(ϰ_k) Und von der Gleichung (22) wie folgt definiert ist: ∂m(h∘p)ϰk) = (ϰm(p(ϰ)[h∘p + (p2(ϰ)/[(p∘p)(ϰ)]2)((p∘p)(ϰ) – p(ϰ)(p'∘p(ϰ))] (22)wobei ∂_z = ∂/∂z (kontextabhängig) die Kurzschriftnotierung für eine Ableitung bzw. einen Gradienten und p'(ϰ) die erste Ableitung des Polynoms p(ϰ) bezüglich ϰ sind.
Auf dieses Problem der sukzessiven Minimierung des Gradienten der Gleichung (20) lässt sich eine stochastische Approximation anwenden. Damit erhält man für die Koeffizientenmenge die folgende Aktualisierungsprozedur mit der Gleichung (23) wie folgt: aneu = aalt + λ(aΚ – aalt) (23)wobei λ ein kleiner skalarer adaptierender Übertragungsfaktor (bspw. typisch etwa 0,0005),
und D die Pseudoinverse der Matrix H sind.
Der Ausdruck in der Gleichung (22) hängt nur von den folgenden drei Dingen ab:

(1) Die rückgekoppelten Beobachtungswerte (h ∘ p)(ϰ_Κ) = h(p(ϰ_Κ)) entsprechend dem Eingangssignal ϰ_Κ = {ϰk: k = 1,..., Κ};
(2) (p(ϰ_Κ) und (p ∘ p)(ϰ_Κ) werden einer Aufsuchtabelle bzw. einer rekursiven Anwendung dieser Tabelle auf sich selbst entnommen; und
(3) p'∘p(ϰ_Κ), das eine oder mehr separate Aufsuchtabellen basierend auf der 1. Ableitung des Polynoms p(ϰ) ist (bzw. sein könnte), die auf dem Vorverzerrer-LUT-Ausgangssignal evaluiert werden.

Wird das Polynom p(ϰ) zum Durchgang durch den Ursprung a_o = 0 gezwungen, kann die oberste Zeile in der Matrix H entfallen Der Rest der vorliegenden Ableitung beruht auf dieser Annahme.
Das SVD-Verfahren ist vom Standpunkt der numerischen Stabilität aus das bevorzugte Lösungsverfahren, hat aber die drei folgenden Haupt-Nachteile:

(1) Die Rechenkosten sind proportional zu K² und daher erheblich;
(2) Der Speicheraufwand ist höher als bei anderen Verfahren; und
(3) Für viele der Zwischenschritte sollte mit doppelter Genauigkeit
gerechnet werden.

Alternativ kann man die Pseudoinverse von H direkt mit O(N² + KN) FLOPS berechnen, sofern man nicht zulässt, dass die Matrix schlecht konditioniert wird. Ein Ansatz, der vor diesem Zustand schützt, basiert auf der folgenden Bearbeitungsweise:
Man definiere ein Skalar γ mit folgendem Algorithmus:
Der Wert für χ² _letzt ist der das mittlere Fehlerquadrat χ_Κ ² der vorgehenden Iteration.
Die Produktmatrix H^tH wird dann (um)definiert zu HtH ← HtH + λ diag (HtH).
Mit dieser revidierter Definition wird die Pseudoinverse durch Invertieren der NϰN-Matrix H^tH berechnet.
Mit dieser Vorgehensweise lässt sich ein stabiles und effizienteres Verfahren realisieren, das eine "schnellere" stabile Lösung der Aktualisierung ergibt.
Der abschließende Schritt der Aktualisierung ist, die AM/AM- und die AM/PM-Aufsuchtabellen sowie die "Ableitungstabelle" unter Verwendung der revidierten Polynomkoeffizientenmenge a_neu neu zu berechnen und die vorherige Koeffizientenmenge durch diese neuere Abschätzung zu ersetzen: a_alt = a_neu. Das Generatorpolynom für die Ableitungstabelle ist durch gegeben durch die Gleichung (2) wie folgt:
in der die Koeffizienten die gleichen sind wie für die Vorverzerrungs-LUTs.
In anderen Realisierungen lässt der Vorverzerrer sich mit nur einer LUT (bspw. nur der AM/AM- oder nur der AM/PM-LUT) implementieren. Dabei würde man auf die nur eine LUT das oben beschriebene Aktualisierungsverfahren anwenden.
Die 9 zeigt ein Blockschaltbild einer Architektur 900 für den Vorverzerrer 302 der 3 nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Insbesondere entspricht die Architektur 900 einer Implementierung 2. Ordnung der Vorverzerrerarchitektur der 7, wobei der FIR-Block 908 die Übertragungsfunktion -H₂(z), der FIR-Block 912 die Übertragungsfunktion (1/H₁(z)) und die LUT 918 und der Multiplizierer 920 das inverse AM/AM-AM/PM-Modell implementieren. Die Verzögerungen 902 und 914 sollen für eine Synchronisation innerhalb der Architektur 900 sorgen, indem sie die Laufzeiten auf den zugehörigen parallelen Verarbeitungspfaden berücksichtigen. Generell lassen sich erwünschtenfalls in der Struktur der 7 auch Terme höherer Ordnung (3. und höher) berücksichtigen.
Generell sind alle Signale in 9 komplex (dicke Linienzüge) – mit Ausnahme der Ausgangssignale der Rechteck-/Polar-Wandler (R2P) 904 und 916. Die R2P-Wandler berechnen jeweils die Amplitude des Eingangssignals mit dem bekannten CORDIC-Algorithmus. Vergl. bspw. Andraka, R., "A survey of CORDIC algorithms for FPGA based computers", Andraka Consulting Group, Inc.; und Volder, J., "The CORDIC trigonometric computing technique", " IRE Trans. Electronic Computing, Vol. EC-8, S. 330–334, September 1959; die Inhalte beider sollen durch die Bezugnahme als Teil der vorliegenden Anmeldung gelten. Die vorliegende Realisierung enthält die LUT-basierte Korrektur für die AM/AM-AM/PM-Effekte, den Vorentzerrer für die Kanalverzerrung und die Korrektur für die freguenzabhängige Nichtlinearität 2. Ordnung. In alternativen Ausführungsformen ließen die CORDIC-R2P-Wandler 904 und 916 sich ersetzen durch andere Systemkomponenten, die ein geeignetes Maß des Eingangssignals erzeugen, wobei – abhängig von der Implementierung – dieses Maß die Amplitude, die Leistung oder sogar ein Maß höherer Ordnung des Eingangssignals ein könnte.
Die 9 entspricht einer Basisband-Realisierung 2. Ordnung der Vorverzerrerarchitektur der 7. Realisierungen außerhalb des Basisbands (bspw. HF-Varianten) sind ebenfalls möglich. In einer möglichen HF-Implementierung 2. Ordnung ist der FIR-Block 912 ersetzt durch einen Basisband-auf-HF-Umsetzer gefolgt von einem HF-Filter, während der Multiplizierer 920 ersetzt ist durch einen Vektormodulator.
Die vorliegende Erfindung lässt sich realisieren im Kontakt von Funksignalen, die eine Basisstation an eine oder mehr Mobileinheiten eines Funk-Übertragungsnetzes sendet. Theoretisch lassen sich Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch für Funksignale realisieren, die eine Mobileinheit an eine oder mehr Basisstationen sendet. Desgl. lässt die vorliegende Erfindung sich im Kontakt anderer drahtloser oder auch leitungsgebundener Übertragungsnetze realisieren, um Störemissionen abzuschwächen.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung lassen sich als schaltungsbasierte Prozesse – auch in einem einzigen integrierten Schaltkreis zusammengefasst – realisieren. Wie für den Fachmann einzusehen ist, lassen sich verschiedene Funktionen von Schaltungselementen auch als Prozessschritte in einem Software-programm realisieren, das man dann bspw. in einem digitalen Signalprozessor, einem Mikrocontroller oder einem Allzweck-Computer zur Ausführung bringt.
Die vorliegende Erfindung lässt sich in Form von Verfahren und von Vorrichtungen zur Ausführung derselben verkörpern. Sie lässt sich auch verkörpern in Form eines Programmcodes auf Aufzeichnungsträgern wie Floppy-Disketten, CD-ROMs, Festplatten oder anderen maschinenlesbaren Aufzeichnungsträgern, wobei, wenn der Programmcode in eine Maschine wie bspw. einen Computer geladen und dort ausgeführt wird, diese Maschine zu einer Vorrichtung zur Ausführung der Erfindung wird. Die vorliegende Erfindung lässt sich auch in Form eines Programmcodes ausführen, der auf einem Aufzeichnungsträger gespeichert, in eine Maschine geladen und/oder dort ausgeführt oder mit einem Übertragungsmedium oder Träger – bspw. einer elektrischen Leitung, einem Lichtwellenleiter oder elektromagnetische Strahlung – gesendet wird, wobei, wenn der Programmcode in die Maschine – bspw. einen Computer – geladen und ausgeführt wird, diese Machine zu einer Vorrichtung zum Ausführen der Erfindung wird. Auf einem Allzweck-Computer ausgeführt, bilden die Programmcode-Abschnitte mit dem Prozessor zusammen eine einzigartige Vorrichtung, die analog zu speziellen Logikschaltungen arbeitet.
Es ist weiterhin einzusehen, dass sich an den Einzelheiten, Werkstoffen und Anordnungen der Teile, die oben dargestellt und beschrieben sind, um das Wesen der Erfindung zu erläutern, vom Fachmann verschiedene Änderungen durchführen lassen, ohne die Erfindung, wie sie in den folgenden Ansprüchen ausgedrückt ist, zu verlassen.
FIGURENBESCHRIFTUNGEN/LEGENDE
1

102 Vorverzerrer-Modul
104 Speicherloser Verstärker
Prior Art Stand der Technik

2

102 Vorverzerrer-Modul
104 Verstärker
202 Verstärker-Modul
Prior Art Stand der Technik

3

302 Vorverzerrer
303 Kanal
304 Leistungsverstärker
305 Rückkopplungskanal

4

402 AM/AM-AM/PM-Modell

5

502 AM/AM-AM/PM-Modell

6

602 Übertragungsfaktor des Verstärkers schätzen/aktualisieren
604 Übertragungsfunktionen schätzen/aktualisieren
606 Verstärkermodell invertieren und vorverzerrtes Signal berechnen
608 Vorverzerrtes Signal an den Verstärker legen und verstärktes Ausgangssignal erzeugen

7

Inverse of ... Inverses AM/AM-PM/AM-Modell

8

802 LUT-Steuerung (AM/AM)
604 LUT-Steuerung (AM/PM)
Magnitude Amplitude
Phase Phase
Magnitude signal Amplitudensignal
Phase signal Phasensignal

9

904 Rechteck-/Polar-Wandler (CORDIC)
908 FIR-Block
912 FIR-Block
914 Verzögerung
916 Rechteck-/Polar-Wandler (CORDIC)
918 Aufsuchtabelle (LUT)

ZUSAMMENFASSUNG
Ein Vorverzerrer vorverzerrt ein Eingangssignal vor dem Anlegen desselben an einen Verstärker, um Störemissionen im resultierenden verstärkten Signal abzuschwächen. Der Vorverzerrer realisiert eine invertierte Version eines Verstärkermodells, das sowohl die frequenzunabhängigen (FI) als auch die frequenzabhängigen (FD) Eigenschaften des Verstärkers modelliert. Es werden Verfahren und Architekturen zum (1) Generieren und Aktualisieren des Modells, (2) Invertieren des Modells und (3) Aktualisieren des invertierten Modells dargestellt (4).

Claims

Verfahren zum Vorverzerren eines zu verstärkenden Signals mit folgenden Schritten: (a) Empfangen eines Eingangssignals; und (b) Anwenden einer Vorverzerrung auf das Eingangssignals, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gelegt wird, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, die Vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt, wobei die Vorverzerrung unter Verwendung eines Invertierten eines Modells des Verstärkers erzeugt wird und das Modell ein Modell frequenzunabhängiger (FI) Eigenschaften des Verstärkers (ein FI-Modell) in Kombination mit einem Modell von frequenzabhängigen (FD) Eigenschaften des Verstärkers (ein FD-Modell) beinhaltet.
Erfindung nach Anspruch 1, bei dem man weiterhin mindestens entweder das FI- oder das FD-Modell generiert.
Erfindung nach Anspruch 2, bei der man das FD-Modell generiert, indem man eine Vielzahl von Übertragungsfunktionen in einer der ansteigenden Ordnung der Übertragungsfunktionen entsprechenden Folge abschätzt.
Erfindung nach Anspruch 2, bei der das Modell generiert wird, indem man: (1) das FI-Modell auf Grund einer Abschätzung des frequenzunabhängigen Übertragungsfaktors des Verstärkers abschätzt; (2) eine Übertragungsfunktion 1. Ordnung für das FD-Modell unter Verwendung des geschätzten FI-Modells abschätzt; und (3) eine Übertragungsfunktion für das FD-Modell unter Verwendung des geschätzten FI-Modells und der geschätzten Übertragungsfunktion 1. Ordnung abschätzt.
Erfindung nach Anspruch 4, bei der: das FI-Modell abgeschätzt wird durch Minimieren einer vom Übertragungsfaktor des Verstärkers abhängigen Kostenfunktion; die Übertragungsfunktion 1. Ordnung abgeschätzt wird durch Minimieren einer vom geschätzten FI-Modell abhängigen Kostenfunktion; und die Übertragungsfunktion 2. Ordnung abgeschätzt wird durch Minimieren einer vom geschätzten FI-Modell und der geschätzten Übertragungsfunktion 1. Ordnung abhängigen Kostenfunktion.
Erfindung nach Anspruch 4, bei der das Modell weiterhin generiert wird durch Schätzen einer oder mehr Übertragungsfunktionen eines FD-Modells höherer als der 2. Ordnung, wobei eine Übertragungsfunktion n-ter Ordnung unter Verwendung des geschätzten FI-Modells und aller geschätzten Übertragungsfunktionen niedrigerer als n-ter Ordnung geschätzt wird.
Erfindung nach Anspruch 2, bei der man weiterhin das Modell adaptiv aktualisiert.
Erfindung nach Anspruch 7, bei der man das Modell adaptiv aktualisiert, indem man eine Vielzahl von Übertragungsfunktionen in einer der zunehmenden Ordnung derselben entsprechenden Folge adaptiv aktualisiert.
(Bspw. 4 & 5) Erfindung nach Anspruch 1, bei der das FD-Modell eine Vielzahl von Übertragungsfunktionen unterschiedlicher Ordnung aufweist, die so konfiguriert sind, dass sie jeweils auf ein Verzerrungsprodukt unterschiedlicher Ordnung basierend auf dem Eingangssignal arbeiten, wobei: das Ausgangssignal des FI-Modells an eine Übertragungsfunktion 1. Ordnung gelegt wird; und die Ausgangssignale der Vielzahl von Übertragungsfunktionen zu einer Schätzung des verstärkten Signals aufsummiert werden.
(Bspw. 5) Erfindung nach Anspruch 9, bei der das FD-Modell eine Übertragungsfunktion 2. Ordnung aufweist, die so konfiguriert ist, dass sie auf eine Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des FI-Modells arbeitet.
(Bspw. 4) Erfindung nach Anspruch 9, bei der das FD-Modell eine oder mehr Übertragungsfunktionen 2. oder höherer Ordnung aufweist, die so konfiguriert sind, dass sie jeweils auf ein Verzerrungsprodukt entsprechender 2. oder höherer Ordnung arbeiten.
(Bspw. 4) Erfindung nach Anspruch 11, bei der das FD-Modell zwei oder mehr Übertragungsfunktionen 2. oder höherer Ordnung aufweist, die so konfiguriert sind, dass sie jeweils auf ein Verzerrungsprodukt entsprechender 2. oder höherer Ordnung arbeiten.
Erfindung nach Anspruch 9, bei der beim Generieren des Modells die Vielzahl von Übertragungsfunktionen in einer der zunehmenden Ordnung entsprechenden Folge geschätzt werden.
(Bspw. 7) Erfindung nach Anspruch 1, bei der das Inverse des Modells aufweist: (1) Keines, ein oder mehr negierte Übertragungsfunktionselemente höherer Ordnung, die jeweils einer Negation der einen oder einer bestimmten der Übertragungsfunktionen einer höheren als der 1. Ordnung des Modells entsprechen und so konfiguriert sind, dass sie auf ein entsprechendes Verzerrungsprodukt arbeiten; (2) Ein invertiertes Übertragungsfunktionselement 1. Ordnung, das einer Inversen einer Übertragungsfunktion 1. Ordnung des FD-Modells entspricht und auf die Summe des Eingangssignal und des keinen, des einen oder der mehr Ausgangssignale des keinen, des einen oder der mehr negierten Übertragungsfunktionselemente höherer Ordnung arbeiten; und (3) Ein invertiertes FI-Modellelement entsprechend einem Inversen des FI-Modells, das auf das Ausgangssignal der invertierten Übertragungsfunktion 1. Ordnung arbeitet, um das vorverzerrte Signal zu generieren.
(Bspw. 9) Erfindung nach Anspruch 14, bei der: unter dem keinen, dem einen oder den mehr negierten Übertragungsfunktionselementen höherer Ordnung sich ein negiertes Übertragungsfunktionselement 2. Ordnung befindet, das aufweist: (A) eine erste Komponente, die konfiguriert ist, ein Maß des Eingangssignals zu erzeugen; (B) einen ersten Multiplizierer, der konfiguriert ist, das Eingangssignal mit dem Maß des Eingangssignal zu multiplizieren, um ein Verzerrungsprodukt 2. Ordnung zu generieren; (C) ein erstes Filter, das konfiguriert ist, um eine negierte Übertragungsfunktion 2. Ordnung auf das Verzerrungsprodukt 2. Ordnung anzuwenden; wobei das invertierte Übertragungsfunktionselement 1. Ordnung ein zweites Filter aufweist, das so konfiguriert ist, dass es die invertierte Übertragungsfunktion 1. Ordnung auf die Summe des Eingangssignals und des einen oder der mehr Ausgangssignale des einen oder der mehr negierten Übertragungsfunktionselemente höherer Ordnung anwendet; und wobei das invertierte FI-Modellelement aufweist: (A) eine zweite Komponente, die so konfiguriert ist, dass sie ein Maß des Ausgangssignals des zweiten Filters generiert; (B) eine Aufsuchtabelle, die so konfiguriert ist, dass sich aus ihr eine oder mehr Vorverzerrungskomponenten basierend auf dem Maß des Ausgangssignals des zweiten Filters erhalten lassen; und (C) einen zweiten Multiplizierer, der so konfiguriert ist, dass er das Ausgangssignals des zweiten Filters mit einer oder mehr Vorverzerrngskomponenten multipliziert, um das vorverzerrte Signal zu generieren.
Erfindung nach Anspruch 15, bei der: die erste Komponente konfiguriert ist, ein Maß der Amplitude oder der Leistung des Eingangssignals zu generieren; und das erste Filter ein Filter finiter Impulsantwort (FIR-Filter) ist.
Erfindung nach Anspruch 16, bei der das zweite Filter ein FIR-Filter entsprechend dem Inversen einer Übertragungsfunktion 1. Ordnung ist.
Erfindung nach Anspruch 16, bei der: die invertierte Übertragungsfunktion 1. Ordnung weiterhin einen Basisband-/HF-Umsetzer aufweist, der dem zweiten Filter vorhergeht; das zweite Filter ein HF-Filter entsprechend dem Inversen einer Übertragungsfunktion 1. Ordnung ist; und der zweite Multiplizierer ein Vektormodulator ist.
(Bspw. 8) Erfindung nach Anspruch 1, bei der: das Inverse des Modells ein Inverses des FI-Modells aufweist; das Inverse des FI-Modells ein invertiertes FI-Modell-Ausgangssignal mit einer Amplitude und einer Phase generiert, wobei die Amplitude des Ausgangssignals des invertierten FI-Modells eine Funktion der Amplitude des Eingangssignals ist; und die Phase des Ausgangssignals des invertierten FI-Modells eine Funktion sowohl der Amplitude als auch der Phase des Eingangssignals ist.
Erfindung nach Anspruch 19, bei der: die Amplitude des Ausgangssignals des invertierten FI-Modells unter Verwendung der Amplitude des Eingangssignals als Index einer AM/AM-Aufsuchtabelle abgeleitet wird; und die Phase des Ausgangssignals des invertieren FI-Modells durch Summieren der Phase des Eingangssignals und eines Wertes abgeleitet wird, den man unter Verwendung der Amplitude des Eingangssignals als Index einer AM/PM-Aufsuchtabelle erhält.
Erfindung nach Anspruch 20, bei dem mindestens eine der Aufsuchtabellen durch Minimieren eines Fehlers zwischen dem Eingangssignal und einem auf dem verstärkten Signal basierenden Rückkopplungssignals adaptiv aktualisiert wird.
Erfindung nach Anspruch 21, bei der die mindestens eine Aufsuchtabelle durch Anwenden eines rekursiven Abschätzverfahrens auf diese aktualisiert wird.
Erfindung nach Anspruch 22, bei der das rekursive Abschätzverfahren auf einer nichtlinearen Abschätzung des geringsten Fehlerquadrats basiert.
Vorrichtung zum Vorverzerren eines Signals zwecks Verstärkung, die konfiguriert ist, (a) ein Eingangssignal zu empfangen; und (b) Vorverzerrung auf das Eingangssignal anzuwenden, um ein vorverzerrtes Signal zu erzeugen derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gegeben wird, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, die vorverzerrung Störemissionen im verstärkten Signal abschwächt, wobei: die Vorverzerrung unter Verwendung eines Inversen eines Modells des Verstärkers generiert wird; und das Modell ein FI-Modell der frequenzunabhängigen Eigenschaften des Verstärkers in Kombination mit einem FD-Modell der frequenzabhängigen Eigenschaften des Verstärkers aufweist.
(7) Vorrichtung zum Vorverzerren eines Signals zwecks Verstärkung, die aufweist: (a) ein oder mehr Elemente mit einer Übertragungsfunktion hoher Ordnung, die konfiguriert sind, jeweils eine Übertragungsfunktion unterschiedlicher Ordnung größer als eins auf ein entsprechendes Verzerrungsprodukt als Eingangssignal anzuwenden; (b) einen Summierknoten, der konfiguriert ist, das Eingangssignal und das Ausgangssignal jedes Elements mit einer Übertragungsfunktion hoher Ordnung aufzusummieren; (c) ein Element mit invertierter Übertragungsfunktion, das konfiguriert ist, eine invertierte Übertragungsfunktion 1. Ordnung auf das Ausgangssignal des Summierknotens anzuwenden; und (d) ein invertiertes FI-Element, das konfiguriert ist, den frequenzunabhängigen (FI) Übertragungsfaktor des verstärkers zu invertieren, um ein vorverzerrtes Signal zu generieren derart, dass, wenn das vorverzerrte Signal an einen Verstärker gelegt wird, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, Störemissionen im verstärkten Signal abgeschwächt werden.
(Bspw. 9) Erfindung nach Anspruch 25, bei der: das unter dem einen oder den mehr Elementen mit Übertragungsfunktion hoher Ordnung ein sich ein Element mit einer Übertragungsfunktion 2. Ordnung befindet, das aufweist: (A) eine erste Komponente, die konfiguriert ist, ein Maß des Eingangssignal zu erzeugen; (B) einen ersten Multiplizierer, der konfiguriert ist, das Eingangssignal mit dem Maß des Eingangssignals zu multiplizieren und so ein Verzerrungsprodukt 2. Ordnung zu erzeugen; und (C) ein erstes Filter, das konfiguriert ist, eine Übertragungsfunktion 2. Ordnung auf das Verzerrungsprodukt 2. Ordnung anzuwenden; wobei das Element mit invertierter Übertragungsfunktion 1. Ordnung ein zweites Filter aufweist, das konfiguriert ist, die invertierte Übertragungsfunktion 1. Ordnung auf die Summe des Eingangssignals und der Ausgangssignale des einen bzw. der mehr Elemente mit Übertragungsfunktionen hoher Ordnung anzuwenden; und das invertierte FI-Element aufweist: (A) eine zweite Komponente, die konfiguriert ist, ein Maß des Ausgangssignals des zweiten Filters zu erzeugen; (B) eine Aufsuchtabelle, die konfiguriert ist, um basierend auf dem Maß des Ausgangssignals des zweiten Filters eine oder mehr Vorverzerrungskomponenten zu gewinnen; und (C) einen zweiten Multiplizierer, der konfiguriert ist, das Ausgangssignal des zweiten Filters mit der einen bzw. den mehr Vorverzerrungskomponenten zu multiplizieren, um das vorverzerrte Signal zu erzeugen.
Erfindung nach Anspruch 26, bei der: die erste Komponente konfiguriert ist, ein Maß der Amplitude oder der Leistung des Eingangssignals zu generieren; und das erste Filter ein Filter mit finiter Impulsantwort (FIR-Filter) ist.
Erfindung nach Anspruch 27, bei der das zweite Filter ein FIR-Filter entsprechend der Inversen einer Übertragungsfunktion 1. Ordnung ist.
Erfindung nach Anspruch 27, bei der: die invertierte Übertragungsfunktion 1. Ordnung einen Basisband-/HF-Umsetzer vor dem zweiten Filter aufweist; das zweite Filter ein HF-Filter entsprechend der Inversen einer Übertragungsfunktion 1. Ordnung ist; und der zweite Multiplizierer ein Vektormodulator ist.
Verfahren zum Generieren eines Modells eines Verstärkers, das ein FI-Modell frquenzunabhängiger Eigenschaften des Verstärkers in Kombination mit einem FD-Modell frequenzabhängiger Eigenschaften des Verstärkers aufweist, wobei das Modell durch Schätzen einer Vielzahl von Übertragungsfunktionen für das FD-Modell in einer der zunehmenden Ordnung der Übertragungsfunktionen entsprechenden Folge geschätzt wird.
Erfindung nach Anspruch 30, bei der das Modell generiert wird durch: (1) Abschätzen des FI-Modells basierend auf einer Abschätzung des frequenzunabhängigen Übertragungsfaktors des Verstärkers; (2) Abschätzen einer Übertragungsfunktion 1. Ordnung für das FD-Modell unter Verwendung des geschätzten FI-Modells; und (3) Abschätzen einer Übertragungsfunktion 2. Ordnung für das FD-Modell unter Verwendung des geschätzten FI-Modells und der geschätzten Übertragungsfunktion 1. Ordnung.
Erfindung nach Anspruch 31, bei der: man das FI-Modell abschätzt, indem man eine vom Übertragungsfaktor des Verstärkers abhängige Kostenfunktion minimiert; die Übertragungsfunktion 1. Ordnung abschätzt, indem man eine vom geschätzten FI-Modell abhängige Kostenfunktion minimiert; und die Übertragungsfunktion 2. Ordnung abschätzt, indem man eine Kostenfunktion minimiert, die vom geschätzten FI-Modell und der geschätzten Übertragungsfunktion 1. Ordnung abhängt.
Erfindung nach Anspruch 31, bei der das Modell weiterhin generiert wird, indem man eine oder mehr Übertragungsfunktionen höherer als 2. Ordnung für das FD-Modell abschätzt, wobei eine Übertragungsfunktion n-ter Ordnung unter Verwendung des geschätzten FI-Modells und aller geschätzten Übertragungsfunktionen niedrigerer als der n-ten Ordnung abgeschätzt wird.
Erfindung nach Anspruch 30 weiterhin mit dem Schritt, dass man das Modell adaptiv aktualisiert.
Erfindung nach Anspruch 34, bei der man das Modell adaptiv aktualisiert, indem man eine Vielzahl von Übertragungsfunktionen in einer der zunehmenden Ordnung der Übertragungsfunktionen entsprechenden Folge adaptiv aktualisiert.
Verfahren zum adaptiven Aktualisieren eines Vorverzerrers, der konfiguriert ist zum Vorverzerren eines Eingangssignals zum Anlegen an einen Verstärker, der konfiguriert ist zum Erzeugen eines verstärkten Signals, wobei der Vorverzerrer mindestens eine Aufsuchtabelle (LUT) aufweist und die mindestens eine Aufsuchtabelle adaptiv aktualisiert wird, indem man eine Abweichung zwischen dem Eingangssignal und einem auf dem verstärkten Signal basierenden Rückkopplungssignal minimiert.
Erfindung nach Anspruch 36, bei der man die mindestens eine Aufsuchtabelle aktualisiert, indem man ein rekursives Schätzverfahren auf sie anwendet.
Erfindung nach Anspruch 37, bei der das rekursive Schätzverfahren auf einer nichtlinearen Abschätzung des geringsten Fehlerquadrats beruht.