SE520466C2 - Metod och anordning vid en digital linjäriseringskoppling - Google Patents

Description

520 466 FF-arkítekturen genom att predistordera signalen till huvudeffektförstärkaren. Detta görs för att reducera distortionen i huvudförstärkaren före påläggandet av korrektionssignalerna i framåtmatningsslingan och alltså erhålla bättre verkningsgrad och mindre korrektion nödvändig i FF-slingan. Exempel på sådana patent är WO97/37427, WO99/23756, WO99/45640 samt WO99/45638, vilka visar en allmän ökning av analog komplexitet för att generera predistortionsignaler till huvudeffektförstärkaren i framåt- matningstillämpningen eller endast användning av predístortíons- linjårisering av en RF-förstärkare utan framåtmatningsslingan för mindre krävande tillämpningar. Med halvledarteknologin som förbättrar både DSP-, ADC- och DAC-tekniken har ansträngningar gjorts för att göra predistortionen inom den digitala domänen istället för i den analoga. Diverse patentet på digital predístortion har inlämnats. Till att börja med täckte de digitala predistortionspatenten förbättringar av enkla bärvågsförstärkare för linjär modulation. Referenser som kan nämnas här är de amerikanska patenten US-A-4 291 277, US-A-5 049 832. Tekniska artiklar som James Carver - IEEE Transactions on Vehicular technologi, Vol. 39 No. 4, Nov. 1990: " Amplifier Linearization using Digital Pre-distorter With fast adaption and Low Memory requirements" och Andrew S. Wright och Willem Durtler, IEEE Transactions on Vehicular technology, Vol. 41, No. 4, Nov. 1992: "Experimental Performance of an adaptive Digital Linearized Power Amplifier", ger god insikt i den föregående historien för utvecklingen av digital predistortion. I Figur 1 illustreras en digital predistorderarskiss som beskrivs av Carvers et al.

RF-flerbärvågseffektförstärkare (MCPA) ställer mycket höga krav på linjäritet för att undvika spektral återväxning som sprider RF-effekt in i regioner av spektrum som inte uppträder i ingångssignalen. Analogt med den kända analoga framåtmatningstekniken offentliggörs olika patent för digital predistortions- och postdístortionstillämpningar i till exempel patent- dokumenten WO97/3052l, WO98/51005, US-A-5 923 712 av Leyondecker samt WO98/ 12800. 520 466 Figur 2 visar en grundläggande skiss för en digital predistortíonstillämpning (DPD) applicerad på ett trådlöst system. DPD kan emellertid tillämpas på andra system som behöver digital linjärisering. De nämnda patenten har att göra med implementeringen av den så kallade realtidskretsen och då i mindre utsträckning med beräkningsrutinerna (algoritmerna) använda i DSP för uppdatering av uppslagstabeller och andra styrparametrar. En ändamålsenlig design måste ta om hand både hårdvara och mjukvara för enkelhet i den praktiska implementeringen.

Alla nämnda patent bygger på den grundläggande strukturen illustrerad i Figur 1 med några funktionella tillägg för att hantera och kompensera för mer än de grundläggande överföringsfunktionerna för förstärkning och fas, som en verklig fysisk anordning har. Den digitala modellen för den icke- linjära anordningen som en förstärkare (PA) måste inbegripa modeller vilka innehåller fler datadimensioner som tar med i beräkningen de så kallade "minneseffekterna". Genom integration av ingångssignalen över en viss tid görs en mätning av insignalens signalnivå för topp till medelvärde. Detta används sedan för att skapa tabeller som beskriver anordningens prestandaberoende inte endast avhängigt den aktuella insignalstyrkan.

Patentdokumentet WO98/ 12800 från Spectrian beskriver ett sätt som från uppmätta förstärkarprestanda genom användning av en så kallad "läckande integrator" får information om signalens löpande medelvårdesmagnitud och från detta skapar en funktion för att beskriva förstärkarens prestanda kombinerat i en tabell. Spektrianpatentet använde signalmagnituden som inmatníng till den ”läckande integratorn", vilket är grundmässigt fel eftersom patentkraven avser effektberoende. Den "läckande integratorn" skall arbeta med den kvadrerade magnituden som i stället representerar signaleffekten.

Det ovan nämnda patentet liksom US-A-S 949 283 och US-A-5 959 500 är olika implementeringar av hur man skapar tabeller från observationer av förstärkarens utsignal. Observationerna används för att skapa tabeller för predistorderade insignaler till förstärkaren för att förbättra distortionen vid förstärkarens utgång. Genom ökande komplexitet i predistorderarna ökas 520: 466 4 ofta uppslagstabellens (LUT) dimension drastiskt. Patenten har även att göra med scenarier med användning av de skapade uppslagstabellerna för att skapa signaler som skall användas som en postdistortion som subtraheras från huvudförstärkaren genom en annan förstärkarupp-konverterare vid huvudförstärkaren utgång. Detta ökar komplexitet i lösningarna.

Den föreliggande uppfinningen tillämpas endast på konstruktionen av de digitala delarna som är nödvändiga för att göra distortionsreducering för en icke-linjär anordning som en RF-effektförstärkare (PA) samt algorítmerna för att erhålla resultaten. Effektförstärkaren betraktas vara den icke-linjära anordningen i resten av denna skrift. Olika sammanfattningar och patent har beviljats för detta problem. Värt att nämna är följande. Resultaten uppnådda i dessa patent är att mycket stor multidimensionell minnesstorlek behövs och att algorítmerna för beräkning av de nödvändiga minnes- innehållen är oklara. Den tillgängliga distortionsreduceringen vid tillämp- ning av dessa patent är också okänd eftersom strukturen och algorítmerna kontaminerar olika PA-prestanda för en verklig anordning liksom fasfördröjning, effektberoende och förspänningsberoende i samma funktionsblock av implementerade digitala blockscheman. US-A-5 923 712 beskriver en metod med tabeller som innehåller extraherat åtskilliga viktningskoefficienter på som på något konstigt sätt kombinerar både effekt och magnitudsampel med olika fördröjningar för att avgöra något medel- prestanda. Resultatet kombineras med direkt invers predistortions- modellering. Figur 8 i US-A-S 923 712 visar hur komplex implementeringen blir för ett praktiskt fall om minnesprediktioner skall användas.

Multidimensionella tabeller implementeras alltså för prediktion av effektberoendet visat i andra patent.

Grunden för alla dessa patent är att de kompenserande förstärknings- beräkningarna som skall läggas i LUT (Look Up Table) görs genom en direkt invers division av den observerade RF-effektutmatningssignalen och en tidsfördröjd (justerad) insignal. Det finns en mängd specialkonstruerade algoritmer som behövs för att vara tillämpbara i varje speciellt patent för att 520 466 5 förbättra de grundläggande felen genom direkt invers beräkning och de speciella huvuddragen använda liksom signalbruskänslíghetsreduktion och algoritmkonvergens.

Alltså finns det fortfarande ett behov av ett effektivt förfarande för att tillhandahålla minimering av RF-effektförstärkardistortion (dvs. línjärisering eller predistortion). Därför utför den föreliggande uppfinningen inte direkta ínversa beräkningar som skisserats ovan och vilket kommer att förklaras i beskrivningen av den föreliggande nya proceduren.

SAMMANFATTNING AV UPPFINNINGEN Lösningen för att uppnå en funktionell digital krets för att tillhandahålla minimering av RF-effektförstärkardistortion (dvs. línjärisering eller predistortion) måste vara och är i denna uppfinning grundad på icke-linjära prestandaobservationer på verkliga anordningar och distortionens fysiska orsak kompenseras i tillämpningen. Detta betyder också att en modell för digitalt basband för en icke-linjär anordning extraheras och den digitala predistorderarkretsen deriveras att få den digitala anordningsmodellens ínversa funktionalitet. Modellen och den digitala predistorderarkretsen konstrueras på sådant sätt att funktionsblock kopplas i kaskad. Varje funktionsblock är konstruerat att hantera en viss typ av distortions- egenskaper och kan optimeras individuellt.

I en första utföringsforrn av uppfinningen resulterar ett icke-linjärt anordningsmodelleringsförfarande i en digital basbandsrepresentation av en anordning med kapaciteten att optimera modellgiltigheten för varje modellerat kännetecken för den använda icke-linjära anordningen. Modellen ger möjlighet att beskriva och utvärdera olika anordningsegenskaper. En noggrann karakterisering av AM till AM och AM till PM kan utvärderas.

Anordningens frekvensgensvar när exciterad med envelopp-modulerade signaler kan utvärderas. De termiska tidsgensvaren kan hittas. De utvärderade egenskaperna kan användas i en testprocedur i en 520 466 6 produktionsanläggning för att verifiera produktionskvalitet. Termiska anordningsmonteringsfel kan som ett exempel utvärderas.

I en andra utföringsform av uppfinningen byggs de digitala predistor- derarfunktionsblocken i enlighet med den föreliggande uppfinningen som den inversa funktionaliteten för den verkliga PA-anordningens prestanda grundat på verklig anordningskarakterisering. Den digitala funktionaliteten konstrueras som funktionsblock inriktade i kaskad för signalen att passera igenom. Blocken konstrueras på sådant sätt att olika funktionsblock kan vardera tilldelas olika prestandabeskrivningar för en verklig effektför- starkare. Beroende på prestandakrav kan funktionsblocken aktiveras eller avaktiveras. Algoritmerna för beräkning av blockparametrar grundas på modern signalbearbetningsteknik för DSP-tillämpning. Den grundläggande digitala kretslösningen är skalbar i funktioner. Detta betyder för moderata krav att en mindre del av blocken kan användas och en mindre del av algorítmerna beräknade i den digitala signalprocessorn (DSP). Multi- dimensionellt LUT-minne behövs inte i något funktionsblock.

Lösningen i enlighet med den föreliggande uppfinningen gör det även möjligt att korrigera för introducerade gruppfördröjningsfel inom signalbandbredden vilket lösningar för digital predistortionstillämpning enligt teknikens ståndpunkt inte är i stånd att korrigera för.

I enlighet med en tredje utföringsform av uppfinningen, för enkelhet i DSP- implementering och reducering av minnesbehov för program behövs endast några få grundläggande funktionsblock i den nya predistorderaren för beräkning av en icke-linjär digital anordningsmodells kännetecken. Dessa algoritmer används både för signaltidsinriktning, minneseffektsberäkningar och uppdateringsberäkningar för LUT-tabell.

I enlighet med ännu en fjärde utföringsform av uppfinningen, med nya moderna digitala bearbetningsalgoritmer tillämpade på den visade DPD- kretsen, kan det grundläggande digitala funktionsblocket som skisserats i 520 466 7 Figur 1, och enligt teknikens ståndpunkt betraktat som en "minneslös digital predistorderare", fås att fungera som en "digital predistorderare med minneskompensation".

Ett förfarande i enlighet med den föreliggande uppfinningen fastställs av det oberoende patentkravet 1 och de beroende kraven 2 - 7 samt fastställs en digital adaptiv basbandspredistorderarkrets i enlighet med uppfinningen genom det oberoende patentkravet 8 och ytterligare utföringsformer definieras genom de beroende kraven 8 - 16.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen tillsammans med ytterligare ändamål och fördelar med denna kan bäst förstås genom att hänvisa till följande beskrivning läst tillsammans med de medföljande ritningarna, i vilka: FIG. 1 illustrerar ett grundläggande predistorderarblock för AM till AM och AM till PM (Teknikens ståndpunkt), FIG. 2 illustrerar en digital predistortionstillämpning (Teknikens ständ- punkt), FIG. 3 är ett utvärderingsschema för PA-modellkarakterisering, FIG. 4a visar effektförstärkare med en spänningsmatningskrets, FIG. 4b visar en digital modellrepresentation med FlR-filter och arrange- mang för multiplicering av ingångssignalen med uppslagstabellen LUT för komplex förstärkning, FIG. 5a visar det grundläggande justeringsblocket för komplex förstärkning i den nya digitala predistorderaren, Fig. 5b FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG. öa 6c öd 7a 7b 7c 8a s2o;466 8 illustrerar att den nya digitala predistorderaren är en invers funktion av den deriverade digitala PA-modellen i Figur 4b, illustrerar ett uppmätt ingångssignalspektrum för den deriverade PA-modellens spektrumprestanda, visar spektrumprestanda för den deriverade PA-modellen utan tillämpad predistortion, visar spektrumprestanda för en predistorderare med direkt invers förstärkning enligt teknikens ståndpunkt erhållna efter 5 anpassningar av LUT, visar förbättrade spektrumprestanda för en predistorderare i enlighet med den föreliggande uppfinningen också efter 5 anpassningar av LUT, illustrerar magnitudförstärkningsdatabas och inverterad fasför- stärkningsdatabas för första anpassning av DPD-lösningar med direkt invers förstärkningsberäkning enligt tekniken ståndpunkt, illustrerar magnitudförstärkningsdatabas och inverterad fasför- stärkningsdatabas för femte anpassning av DPD-lösningar enligt teknikens ståndpunkt med direkt invers förstärkningsberäkning, visar innehållet i LUT-tabellen för magnitudförstärkning och fasförstärkning efter 5 anpassningar av direkt invers förstärk- ningsberäkning enligt teknikens ståndpunkt för DPD-lösningar, visar samma magnitud~ och fasförstärkningsdata plottade i samma skala som i Figur 7a för den första anpassningen för beräkning av prestanda för PA-modell + DPD i enlighet med den föreliggande uppfinningen, med användning av FIR-utjämningsalgorítmen i den digitala signalprocessorn beskriven tidigare i denna uppfinning, FIG. 8b FIG. 8c FIG. 9 FIG. 10 FIG. lla FIG llb FIG. llc FIG. 12 FIG. l3a 520 466 visa samma data efter den femte anpassningen i enlighet med den föreliggande uppfinningen varvid indikeras en remarkabel reduktion av dataarean för förstårkningsberäkningar och anpassning, visar tabellinnehållet för den inverterade amplitud- och fasförstärk- ningen matat in i predistorderarens LUT efter den femte anpassningen i enlighet med den föreliggande uppfinningen. illustrerar de nya föreslagna digitala modellfunktionsblocken för ytterligare reduktion av felvektorn mellan den digitala PA-modellen och uppmätta PA-prestanda, illustrerar den digitala modellens differentiella komplexa förstärk- ningsberoende funktionsblock, visar erhållna resultat från konsekutiva optímeringar av den första PA-modellens beroendeblock "Förstärkning / Fas", visar samma resultat när beroendeblocket "Differentialförstärk- ning" adderas till den digitala anordningsmodellen, och den differentiella förstärkningsmagnituden visar den differentiella förstärkningsfasen i radianer gentemot ingångssignal- magnitud, illustrerar en kurva över ingångssignalens differentiella effekt och modellmagnitudfel mot den uppmätta effektförstärkaren, korskorrelation av differentiell effekt mot magnitudfel för modellen och den faktiska anordningen, FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG.

FIG. 520 466 10 l3b visar korrigerade magnitudfel och de ursprungliga magnitudfelen mellan modellen och den uppmätta anordningen, 14 visar den digitala modellen med funktionsblock för effektberoende, 15a illustrerar jämförelse av den digitala modellens spektrumfel mot den faktiska anordningen med differentiell förstärkningskompen- sation tillagt i det grundläggande förstärknings-/fasberoende- blocket, 15b visar jämförelse av den digitala modellens spektrumfel gentemot den faktiska anordningen med ytterligare tillägg av blockkorrektion för effektberoendefunktionen, löa illustrerar de förbättrade digitala modellfunktionsblocken, 16b visar felspektrumprestanda mellan den digitala modellen och den uppmätta anordningen samt uppmätta PA-spektrumprestanda, 16e illustrerar flödesdiagrammet för modellberäkningar för resultatet visat i Figur 16b och de förbättrade digitala modellblocken är numeriskt betecknade "Block 1" till "Blockß" i enlighet med Figur 16a, löd illustrerar de detaljerade beräkningarna i "Block1" i Figur 16e, 16e illustrerar de detaljerade beräkningarna i "Block2" i Figur 16c, löf illustrerar de detaljerade beräkningarna i "Block3" i Figur 16e, l7a illustrerar ett grundläggande predistorderarsystem i enlighet med den föreliggande uppfinningen, szo les ll FIG. l7b visar flödesdiagrammet för användning av det grundläggande predistorderarsystemet, FIG. 18 visar blocket förstärkning/ fasvektormultiplíkator, FIG. 19 visar funktionsblocket för predistortion förstärkning/ fas, FIG. 20 visar predistortionsblocket för differentiell komplex förstärkning, FIG. 21 visar predistortionsblocken som behövs för DPD-tillämpning, och FIG. 22 illustrerar den digitala predistorderaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen tillämpad på en MCPA-tillämpning med kombination av DPD och framåtmatning.

DETALJERAD BESKRIVNING AV UPPFINNINGEN För att definiera en väl funktionerade digital predistorderare, måste prestanda för den icke-linjära anordningen benämnd (PA) vara kända. Därför måste PA-prestanda vara kända genom mätningar och en digital basbands- modell för PA beskriven som funktion av den digitala inmatningssignalen designerad genom sampel av den reella vektorn I och den imaginära vektorn Q. Modelkaraktärisering görs genom nerladdning av ett definierat område av tidssampel av ingångssignalen och ett lika område av sampel från de digitala mätningarna av en verklig effektförstärkare eller annan icke-linjär anordning. Signalfelen mellan den digitala modellen och de faktiska mätningarna av de verkliga anordningssignalerna uppskattas normalt som de prestanda som en digital predistortionstíllämpning kan uppnå, om den är konstruerad i enlighet med den modellerade anordningen.

För att förklara denna uppfinning för den allmänne fackmannen beskriver den första delen av uppfinningen i detalj härledningen av en kaskad av funktionsblock i PA-modellen lämpliga för digital basbandsrepresentation av en verklig PA, baserat på förståelsen av den fysiska orsaken för olika icke- 520É 466 12 linjär distortion, som uppkommer från en verklig krets. De tillämpade algoritmerna grundar sig på modern digital signalbearbetningsteknik och inte på internt uppfunna optimeringsrutiner för att få de digitala predistorderarna enligt teknikens ståndpunkt att fungera. Exemplen i denna härledning görs genom att Visa mätningar som använder en kommersiell testuppställníng och en kommersiell effektförstärkare kapabel av avlämna mer än 300 W toppeffekt.

Därefter utformas den föreslagna digitala predistortionskretsen som den inversa funktionen av PA-modellen med den fullständiga funktionaliteten tillämpad.

Prestandasimuleringar visas för ett minimum av predistorderarsimulering i enlighet med den fjärde utföringsformen av uppfinningen för att visa prestandaförbättringen, som den uppfinningsmässiga förbättringen möjlig- gör jämfört med digitala predistorderare enligt teknikens ståndpunkt nämnda i refererade patent baserade på direkt invers förstärknings- beräkning jämfört med algoritmerna använda i denna nya uppfinning.

Härledning av digital PA-modell Dístortionen i en PA kan betraktas uppstå ur olika faktorer och kan tilldelas olika fenomen.

I) AM till AM och AM till PM icke-linjäritet genom den använda anordningen, II) Linjära mínneseffekter som uppstår ur tids- och fasfördröjningar i de faktiska kretsanpassningsnäten och anordningens förspänningsmatning.

Detta kan betraktas som anordningens envelopp-gensvar.

III) Icke-linjära mínneseffekter för anordningen såsom beroende av ineffekt och temperatur samt insignalsberoende av ändringar i anordningens spänningar. 520 466 13 Den första typen av distortion hanteras normalt genom invers förstärkningskompensation som för en minneslös DPD beskrivet enligt teknikens ståndpunkt.

Den andra kategorin, den linjära minneseffekten tappas när predistorderare enligt tekniken ståndpunkt använder de direkt inversa förstärknings- beräkningarna genom att dividera insignalen med den uppmätta signalen.

Patenten enligt teknikens ståndpunkt visar olika sätt att försöka beskriva dessa fenomen. Ett sätt att hantera och beskriva den andra typen av fenomen kommer att visas i prestandautvärderingen beskriven nedan vid beskrivning av en sampelsimulering av prestandaskillnad för en PA + DPD mellan tidigare teknik och denna uppfinning i enlighet med den fjärde utföringsformen av uppfinningen.

Den tredje kategorin av minneseffekter är den svåraste att beskriva, men tillvägagångssättet i denna uppfinning ger möjligheter att karaktärisera detta uppträdande och tillämpa predistortionslösningar för signaleffektberoende samt ytterligare förbättringar som matningseffektklippning om nödvändigt.

Effektförstärkarmätteknik Fackmannen kommer att inse att det totala systemets prestanda vid digital predistortionstillämpning i hög grad förlitar sig på den faktiska konstruktionen av mätanordningen.

I Figur 2, som beskriver en typisk DPD-tillämpning, är mätanordningen ned- konverteraren och ADC:n. Det slutna slingsystemet erhållet genom användning av digital anpassning kommer även att kompensera för onoggrannheter i mätanordningen om mätanordningen är okalíbrerad.

Figur 3 är en skiss för mätningar avsedda för icke-linjär karaktärisering och digital modellutvärdering. Kommersiellt tillgängliga signalgeneratorer och vektorsignalanalysatorer kan användas. Signalgeneratorn skapar den modulerade testsignalen. Med denna testprocedur är samma mätfel 520 466 14 närvarande både i inmatningssignalen testad genom användning av "genomledning" och vid testande av prestanda för "effektförstärkaren och dämpsatsen" genom användning av samma stimulisignal från signal- generatorn. De komplexa signalerna samplas och lämnas till en datainsam- lingsenhet. Ut- och insignalerna exporteras sedan till en processor för analys och utvärdering av PA-modell. Den grundläggande strukturen illustrerad i Figur 2 kan även ändras till denna typ av mätsystem genom att introducera samma typ av omkopplare i skissen.

I den föreliggande uppfinningspresentationen görs mätningarna visade på en l-bärvägs WDCMA-signal som insignal, beroende på bandbredds- begränsning i kommersiella utrustningen. Flertalet förstärkare har emellertid testats. Utvärdering av mätningarna visade att förfarandet enligt uppfinningen var tillämpbar på alla uppmätta anordningarna. Det fanns skillnader visade både i prestanda av typ 2 och typ 3 för de testade anordningarna. Ju högre uteffektsförrnäga vid den testade anordningen, ju mer av insignalseffektberoende visades.

Förstärkningsmodell för PA-representationen Figurerna 4a och 4b är grund för utvärdering av modellrepresentationen i den föreliggande uppfinningen. I Figur 4a visas även förspänningsmatnings- kretsen för en anordning. Det finns även nägra avkopplingskondensatorer för förspänningsmatningsledningarna och det ñnns resistiva förluster i kablar och kretskortsledningar till anordningen. Detta betyder att anordningen inte drivs av en ideal spänningskälla, utan mera troligt av en spänningskälla med icke noll resistans vilken följs av ett lägpassfilter. Detta betyder att det finns viss fördröjning introducerad i anordningens ström när insignalen ändrar magnitud. Även anordningen själv har ett stegsvar som introducerar en fördröjning. Fastän en normal förstärkning mot frekvens- gensvarsmätning med en nätverksanalysator visar mycket flackt gensvar vid en anordning, kommer det icke-linjära anordningsgensvaret för en digitalt rnodulerad inmatningssignal med en envelopp-variation att bli bandbredds- begränsad. Den första uppenbara saken är då att beskriva de introducerade 520 466 15 fördröjningarna för en verklig PA-hårdvara genom att lägga ett lågpassfilter till den digitala basbandsmodellen av PA, vilket tar hand om de introducerade fasfördröjningarna. Lågpassfiltret implementeras som ett FIR- filter eller annan typ av digitalt filter. Endast några få koefficienter till detta filter behövs eftersom huvudsyftet är att beskriva en approximerad medel- fördröjning av PA-signalen. Denna fördröjning är den huvudsakliga bídragsgivaren för olika sidbandsnivåer vid höga sidan och låga sidan av utgångsdistortionen när man mäter en faktisk PA med en spektrum- analysator. Beroende på fördröjningen är distortionen på den högfrekventa sidan alltid högre än på den lågfrekventa sidan. Den nya PA-modellen för digitalt basband visas i Figur 4b. Denna modellrepresentation ger möjligheter att beskriva förspänningsmatningens lågpassinfluenser vid modellen och även andra fördröjningar.

FIR-filterberäkning för PA-modell För att karaktärisera filtret använt i modellen används utjämningsalgoritmer och metoder kända från digital mottagarteknologi. FIR-filtret hänvisas till som H0 i Figur 4b i denna beskrivning. Vid betraktande av Figur 4b, multipliceras insignalen med den komplexa LUT-tabellens förstärknings- viktresultat i en signal betecknad SiuGC, som används för jämförelse med den uppmätta utsignalen från PA. Filterkoefficienterna erhålls genom att lösa faltningsekvationen med tidsinriktade signaler med utsignalen från PA på tídssampelbasis.

Då löses ekvationerna för filterfaltningen SiLGC (59 H0 = Vom för koefficient- värdena för H O.

Normalt skrivs inmatningssignalen i den diskreta tidsfaltningen SÜLGC som en matris och H0 och Vom som vektorer, och FIR-koefficientvärden H0 löses genom matrismatematik. Den erhållna H0 FlR-filterförstärkningen vid nollfrekvens justeras till lika med 1 för att inte ändra magnetud- förstärkningen för modellen vilket påverkar absolutförstärkningsvärdena i LUT. När få koefñcienter används i HO-ñltret, det så kallade "utjämnings- 520 466 16 FIR-filtret", verkar matrisekvationen som en minsta kvadratapproximation för lösningen. F ilterkoefñcienterna definieras av fler ekvationer än nödvändigt. Utjämningen ger alltså som resultat brusundertryckning i signalerna. Den faktiska utjämningsfilteralgoritmen som används här är konstruerad på sådant sätt att ñltergruppfördröjningen centreras vid FIR- filtrets mittkoefficient och ett udda antal koefficienter används för att erhålla sampeltidsinriktning. Ett antal av 3 eller 5 koefficienter i filtret kommer normalt fungera mycket bra i en normal tillämpning, även om det inte finns någon begränsning i en praktisk implementering.

Då beräknas i processorn en faltning av inmatningssignalen SILGC med det härledda FlR-filtret och den resulterade signalen används för komplex förstärkningsberäkning genom att jämföra med den uppmätta utmatnings- signalen från PA. FIR-filtertillämpningen ger en noggrann viktníng för beräkning av en komplex förstärkningstabell LUT för karaktärisering av anordningen. Denna beräknade komplexa förstärkning LUT kan användas i en digital predistorderartillämpning om de inverterade förstärkningsvärdena för den komplexa förstärkningen påförs i ett LUT-minne. Implementeringen av en utjämnande FIR-filteralgoritm ger betydligt bättre resultat i viktníng av data för beräkning än direkt signalsamplingar och inversa förstärknings- implementeringar genom division av signaler enligt teknikens ståndpunkt beskrivna till exempel i patentskriften WO98/51047. Uppñnnarna insåg att det finns viss fördröjning associerad med en verklig icke-linjär anordning som en predistorderare måste kompensera för och försökte lägga till mer tidfördröjd sampling av signaler in i DPD-blockstrukturen. En linjär interpolationsapproximation använd enligt teknikens ståndpunkt genom sampling vid två gånger eller mer ger endast mindre förbättringar och resulterar normalt i multidimensionella LUT-tabellminnen, som ses i nämnda patent av Leyondecker et al.

Användning av den direkt inversa förstärkningsutvärderingen enligt teknikens ståndpunkt utan filterutjämning av signalerna använt för inversa komplexa förstärkningstabellberäkningar kommer att betyda att den digitala 520 466 17 anpassningen i uppdatering av LUT-tabellerna kommer att konvergera mot ett icke optimalt resultat. Resultatet är att utsignalen efter digital predistortion visar olika sidbandsundertryckningsnivå för distortionen i implementeringar enligt teknikens ståndpunkt. Tidigare teknik kan endast fungera på specialkonstruktioner av PA med mycket låga minneseffekter.

Användning av utjämningsfilter reducerar även bruset i data använda för beräkning av LUT-tabellvärden. Några tillkortakommanden i lösningar enligt teknikens ståndpunkt visas nedan i denna beskrivning.

Grundläggande digital predistorderare (DPD) för förstärknings- och fasdistortionsreduktion I detta kapitel kommer att förklaras algoritmerna och metoderna för tillämpning av den härledda digitala PA-modellen i Figur 4 använd på ett inverst sätt som en DPD. En exempelsimulering i slutet av detta kapitel kommer att visa skillnaderna mellan lösningar enligt teknikens ståndpunkt och lösningen visad i den föreliggande uppfinningen.

Tillämpningsbeskrivning I en sådan tillämpning som illustreras i Figur 5a för en enkel förstärknings/fasjusteringspredistorderare är i skissen skillnaden mot teknikens ståndpunkt visad i Figur l det introducerade ínversa FIR-filtret (H01) visat i Figur 5b. Figur 5 visar att den digitala predistorderaren är en invers funktion av den härledda digitala PA-modellen i Figur 4b. FlR-filtret (H01) i predistorderaren är det ínversa filtret av det tidigare nämnda HO- filtret som beskriver ett anordníngsgensvar på en envelopp-modulation.

Predistorderarförstärkningstabellen LUT har anordningens ínversa komplexa förstärkning. Det finns skillnader i tillvägagångssättet i denna uppfinning jämfört med teknikens ståndpunkt. Genom beräkning för varje iteration av den utjämnade komplexa förstärkningen för den fullständiga predistor- deraren och PA, samt sedan anpassa de inverterade komplexa förstärkningsvärdena till predistorderaren för varje anpassning erhålls förbättrade prestanda för en sådan enkel predistorderare. Huvudskillnaden 520 466 ¥?ï¥%E2@°“* 18 är användningen av denna H0-FIR-viktning av data för komplex förstärkningsberäkning.

Figur 5b visar den nya digitala predistorderaren framför den härledda digitala anordningsmodellen för förstärkning/fasbeskrivning av en faktisk anordning. Ur figuren observeras det att predistortionskretsen är konstruerad som den direkt inversa modellen av den digitala PA-modellen i enlighet med Figur 4b. Figur 5b kan användas i en simuleringsmiljö. Genom att avaktivera den inversa fllterkompensationen H01 har predistorderaren samma allmänna princip som i teknikens ståndpunkt illustrerat i Figur l. I motsatt till PA-modellutvärderingen, vilken justerar signalen Vin att likna signalen Vom och där Vin päförs PA-modellens inmatningsport, är proceduren att göra en invers PA-modellering genom justering av signalen Vm genom predistorderaren för att få signalen Vom att likna eller vara lika med signalen Vin. Vid beräkning av den totala förstärkningen för den kombinerade predistorderaren och PA-modellfiltret i DPD-beräkningarna, uppdateras den resulterade förstärkningen inverst in i predistorderarens LUT. En jämförelse med procedurer enligt teknikens ståndpunkt är då tillgänglig genom att avaktivera PA-modellñltret H0 i beräkningarna i simuleringen som H01- filtret och på detta sätt visa prestandaskillnaderna mellan den nya tekniken och tidigare teknik. Avaktiveringen av FIR-ñltret l-IO i förstärknings- beräkningarna är samma som att göra direkt invers modellering, dvs. ingen viktning av LUT tabellvärden görs före beräkningen. Denna utvärdering görs i ett senare kapitel och resultaten visas.

Beskrivning av tidsinriktningsalgoritmen För att kunna beräkna förstärkningstabeller etc. för en digital predistorderare som i Figur 5b, måste beräkningarna göras på samplade komplexa I /Q signalvektorer för in- och utmatning. Sígnalvektorerna laddas in i DSP och den exakta tidsfördröjningen mellan signalerna i sampeltíder beräknas med korskorrelation av de komplexa signalvektorerna, eller signalvektorernas magnitud som i beskrivningar enligt teknikens stånd- punkt, baserat på moderna signalbearbetníngsmetoder. Av noggrannhets- szo 466 :fy l9 skål måste även ytterligare tidsinriktning göras på undersampelbasis för att extrahera korrekta värden för uppdatering av LUT för förstärkning. Detta är mycket viktigt speciellt för att få predistorderare enligt teknikens ståndpunkt att fungera. Tidigare teknik använder ibland algoritmer baserade på undersampel av samplingstiden (D och justerar signalernas tidsinriktning till ett värde t + T/N, där N är ett heltalsvärde. För denna uppfinning används endast en fasjustering på en av signalerna.

Nytt signalfasiusteringsförfarande För korrekt funktion av en predistorderare måste den observerade signalen och de insignalernas I / Q-diagram justeras och inriktas till en högre noggrannhet än sampeltidsinriktníngen. Dettabetyder att det finns en :180 grader fasjustering som kan göras på de observerade signalerna, när den exakta tidinriktningen i sampeltider hittats. Denna procedur kan göras genom användning av komplex talmultiplikationskorrektion på varje sampel för en av signalerna. Denna uppfinning behöver för jämförelse endast en fasjustering på sampelbasis av de använda signalerna.

Det nya tillvägagångssättet i denna uppfinning är att återanvända FIR- filterutjämningsalgoritmen genom justering av den komplexa inmatningen och uppmätta signaler genom att göra l-koefñcients FIR-filterutjämning som använder insignalen som inmatning till algorilnieii och den uppmätta signalen som resultatvektor i algoritmen. Om detta 1-koefñcients ñltervärde är A+jB, kan den tidinriktade insignalen till DSP multipliceras med en komplex "fasvektor" beräknad som (A+jB)/abs(A+jB) för varje tidssampel av vektorn eller användning av det konjugerade "fasvektor"-värdet (A-jB)/abs(A- jB) för multiplicering av den uppmätta signalen beroende på tillämpningen.

På detta sätt som förklarat i det tidigare kapitlet är fördelen att felet mellan signalerna vid nollfrekvens kommer att vara minsta kvadratapproxi- mationen. Metoderna enligt teknikens ståndpunkt måste lita på ytterligare undersampeloptimering av tidsskillnaderna mellan signalerna. Detta 520 466 20 problem tas i denna uppfinning om hand genom användandet av tekniken med 1-koefficients FIK-filtrering beskriven tidigare.

Matrisalgoritm för beräkning av LUT-minne Ett sätt att beräkna LUT-minnesvärdena är genom användning av en matris för beräkningarna. Beräkningarna av LUT enligt teknikens ståndpunkt visas som ett exempel.

Värden för varje sampel av inmatníngen och de uppmätta signalerna utvärderas för invers förstärkning. Insignalens magnitud (Rin) sorteras i digitala 'Bin'-storlekar R¿n(Bin). Normalt är 'bid-storleken l/ 127 eller 1/ 255 av den maximalt tillåtna insignalsamplituden. Detta motsvarar (27)-l och (28)- 1, vilket är praktiskt när DSP-processorn räknar med basen 2.

Den första kolumnen i matrisen kommer att innehålla värden för insignalens magnitud uttryckt i 'Bin'-storlekar R¿n/Bin(t)] och innehåller sä många rader som den samplade signalstorleken i tidssampel.

Den andra kolumnen innehåller motsvarande tidssampelmagnitud för invers förstärkning för den observerade samplade anordningssignalen definierat som nedan.

Den tredje kolumen av matrisen kommer att innehålla motsvarande fas för den observerade samplade anordningssignalen. Detta kommer att ge en matris lämplig för beräkning av LUT-tabeller.

Den ínverterade komplexa förstärkningen beräknas enligt teknikens ståndpunkt som: Inv_CG(T(t))=l/'in(t+11)/ Vøudt) för vart och ett av de tidsínriktade samplen. 11 är antalet sampel- klocktidsfördröjningar använt för optimal korskorrelationsutvärdering.

Ytterligare tidsínriktning kan även användas för signalen l/Én(t+r1) och utförs även normalt på undersampelbasis. 520 466šf?ï?f??o“^ 21 Efter detta sorteras matrisen på storleksvärden i kolumn l, dvs. inmatningsmagnituden uttryckt som 'bin'-värden i ökande ordning. Detta betyder att raderna i matrisen ändras. Efter detta extraheras en undermatris motsvarade varje 'bín' av Rin utryckt som 'bin'-värdet för insignalmagnituden.

Medelvärdet för magnitud och fas för motsvarande Inv_CG(R(Bin)) beräknas sedan. För varje beräkning gjord uppdateras predistorderarens LUT i enlighet med: Mag[Inu_CG(New)]=Mag[Inv_CG(Old)] +a*(Mag[Inv_CG(Calc)]-1)) Phase[Inv_CG{New)]=Phase[Inz/_CG(Old)] +ß*(Phase[Inv_CG(Calc)]) Där a och ß är predistorerarens anpassningsäterkopplingsfaktorvärden för uppdatering av LUT för varje beräkning eller anpassning. Anpassnings- äterkopplingsfaktorvärdena är normalt i området 0 till <1. Värden större än 1 kan orsaka "svängningar".

Det skall även nämnas att algoritmen för att avlägsna tomma 'Bin', dvs undermatriser som inte innehåller nägra värden från beräkningarna, skall användas och tabellvärdena blir jämnare om beräkningen använder någon typ av utjämning eller regression av det slutligt beräknade LUT -resultatet för invers komplex förstärkning.

Det grundläggande problemet med predistortion är att förutsäga prestanda för en icke-linjär anordning och kompensera för detta. Detta görs alltid på sådant sätt att medelprestanda beräknas. Därför beräknas medelvärdena i den digitala sígnalprocessorn (DSP).

Beskrivning av den nva uppdateringsalgoritmen för LUT Den digitala predistortionstillämpningen (DPD) i Figur 5a baseras pä PA- modellen. Predistorderaren skall vara inversen av funktionen för PA- modellen, varvid inversen av HO-ñltret är belägen före predistorderarens komplexa förstärkningsblock drivet av innehållet i predistorderarens LUT- 520 466a@2:fíf: *“ 22 minne. Användningen av det ínversa HO-filtret är endast för frekvensberoende- och faskorrektion av utmatningssignalen för att eliminera gruppfördröjningsrester i den linjäriserade utsignalen från den predistor- derade anordningen. Detta är inte möjligt med patenten enligt teknikens ståndpunkt. Om gruppfördröjningskompensation används skall filtret ge motsatt fasfördröjning jämfört med det beräknade HO-filtret för PA-modellen.

Det ínversa HÛ-filtret måste användas i ytterligare utvidgningar av den nya uppfunna predistorderarblocken beskrivna senare i denna uppfinnings- beskrivning. I en enkel DPD-tillämpning som i Figur 1 används PA- modellens HO endast virtuellt i DSP-beräkningar för att erhålla en korrekt konvergens för predistorderarens LUT-minne. Ändringen av algoritmer för den nya uppfinningen kommer att förklaras nedan. För beräkning av förstärkningstabellen LUT för DPD, används först faltningen av signalen Sin med det beräknade HO-filtret genom att lösa Sin é? H0 = Vann. Filtermagnitudförstärkningen för H0 vid nollfrekvens justeras lika med 1. Den resulterande signalen från faltningen av Sin och förstärknings- normaliserat HO betecknas SfnHO. Efter att denna signal tidsjusterats igen med den uppmätta PA-signalen beroende på den introducerade digitala FIR- ñlterfördröjningen i sampel av samplingstiden (fl).

Magnituden av denna signal (SinHO) sorteras i magnitud-'bins' Rin[Bin(t)] och det komplexa förstärkningsuttrycket för PA och predistorderaren beräknas.

En felvektor EV beräknas som EV=V.nn-Sírz.H0 för varje sampel. Von; är uppmätta prestanda för den kombinerade digitala predistorderaren, upp- konverteraren, PA och ned-konverteraren i Figur 1. Som nämnt tidigare måste ned-konverterare och ADC vara mycket noggranna i en verklig konstruktion.

Modifieringen och härledningen av förstärkningsuttrycket görs som nedan för varje tidssampel.: (Kom ihåg att DC-förstärkningen för SinH0 är den samma som för Sin). 520 4ee§ß:f:v;3t<~ 23 V0u;(t)=S,-,1H 0(t)+E l/(t) Det komplexa förstärkningsuttrycket kan skrivas som en vektor v0uJSinH0=1 + där raderna motsvaras av samplingstiden t.

Arrangerande av detta uttryck för enkelhet i DSP-implementeringen ger den komplexa förstärkningen nedan genom multiplicering av både nämnaren och täljaren med insignalens konjugatvärde (ihågkommande att en komplex vektor multiplicerad med sitt konjugerade värde är magnítuden i kvadrat): För varje tidssampel av signalerna utvärderas följande uttryck: CG=1 +[ EV*SmH0{konjugatj //[ mag(S¿nH0) j? där mag(S¿nH0)=R,-n. Eftersom Rinflf) i kvadrat är insignalseffekten kan den komplexa förstärkningen även göras beroende av insignalseffekten. Men i denna uppfinning används och visas insignalsmagnituden.

Resultatet från utvärderingen läggs i en rad i en matris som har en rad för varje sampeltidsögonblick för signalerna. En matrisrad kommer att innefatta följande kolumninnehåll.

Rinfßinfifl, mag[CG(t)] och phase/CGM] samt innehålla lika många rader som det totala antalet sampel använt i DSP av signalerna Sin och VM efter tidsjustering och FIK-filtrering.

Samma matrisalgoritmberäkningar används för att lösa tidigare beskrivna inversa LUT-tabeller för komplex förstärkning enligt teknikens ståndpunkt.

Uppdatering görs av kombinationen [DPD och PA-förstärkning] som ger den ackumulerade och anpassade tabellen för komplex förstärkning som föreligger virtuellt i DSP som en funktion av ínsígnalsmagnítudvärdena i 520 466 24 'Bins'. Sedan inverteras den uppdaterade magnitudförstärkningstabellen PA_DPD genom 1/X-division. Fasförstärkningstabellen för PA multipliceras med en faktor -1. De nya inverterade tabellvärdena insatta som nya värden i predistorderarens LUT kommer alltså vara den inverterade komplexa förstärkningen.

LUT-innehåll: Inu__ CG(Bin)= 1 / CG(Bin) Anpassningen görs på följande sätt. När predistorderaren initieras fylls den virtuella PA-förstärkningstabellen belägen i DSP med komplexa värden i enlighet med en magnitudförstärkning ”1” och en fasförstärkning "0" och preclistorderaren kommer ha samma värden som start i LUT. Det omvända HO-filtret fylls med nollor för alla koeffícientvärden utom för míttkoefficienten som laddas med ett enhetsvärde. För denna simulering vid jämförelse med teknikens ståndpunkt uppdateras inte detta inversa HO-ñlter. Detta betyder att detta inversa HO-filter är avaktiverat i Figur 5b. Men HO-filtermetoden används i DSP-beräkningarna för att för denna nya uppfinning erhålla dessa förbättrade prestanda.

Varje DSP-beräkning ger ny korrektion (anpassning) adderad till PA- modellens komplexa förstärkningstabell virtuellt belägen i DSP i enlighet med: Mag(GC(bin))=Mag(GC(bin))_oZd +a*[(Mag(GC(bin)_beräknadfï) Fas(GC(bin))=Fas(GC(bin))_old +a*{Fas(GC(bin)_beräknad) Den virtuella tabellen läses då och den inversa komplexa förstärkningen beräknas och laddas som tidigare in i den digitala predistorderarens LUT- minne i enlighet med anpassningsprocedurerna.

Det nya sättet att beräkna den komplexa förstärkningstabellen och de använda algoritmerna ger möjligheter att förbättra den minneslösa DPD- tillämpningen enlig teknikens ståndpunkt till ett DPD-system som täcker 520 466 -: -~ 25 minneseffekter som uppstår genom tids- och fasfördröjningar i den faktiska icke-linjära anordningen beroende på förfarandet med FIR-filterutjämnings- algoritmen som används för viktning av frekvensgensvaret på data för LUT- beräkningarna.

Högre värden på återkopplingsfaktorerna a och ß för predistorderar- anpassning kan användas och fortfarande kan en god konvergens erhållas med denna nya DPD-tillämpning. Detta tillåter snabbare konvergens för predistorderaren.

Prestandautvärdering för denna nya förstärknings/ fas- predistortion tillämpad i en DPD-lösning Verifiering av de nya algoritmerna beskrivna i denna uppfinning görs genom simulering. Målsättningen har varit att jämföra den grundläggande teknikens ståndpunkt med direkt inversa förstärkningsberäkningsalgoritmer i enlighet med ett block enligt Figur 1, med algoritmerna tillämpade för den nya digitala predistorderaren enligt Figur 5 diskuterad i samband med den föreliggande uppfinningen, tillämpat på en förstärkare som inte uppför sig som en "ideal" förstärkare utan tids- och fasfördröjningar i gensvaret på envelopp-modulation.

En grundläggande simulering av prestanda för digital predistortion gjordes.

För simuleringen användes den digitala effektförstärkarmodellen enligt Figur 4, som den aktiva anordningen i simuleringen härledd ur PA-modellarbetet.

Den digitala PA-modellen för basband som användes härleddes ur mätningar. Modellen implementerades med FlR-filter för att erhålla en modell med minneseffekter som uppstår genom tidsfördröjningar och frekvensgensvar från envelopp-modulering.

Simuleríngsresultat.

Figur 6b visar spektrumprestanda för den härledda PA-modellen med ingen predistortion pålagd och användning av insignalen visad i Figur 6a.

Signalerna har filtrerats till approximativt 30 kHz upplösningsbandbredd i 520 466 26 spektrumpresentationen. Förstärkaren har på grund av minneseffekterna osymmetrískt distortionsspektrum.

Figur 6c visar spektrumprestanda efter fem uppdateringar av LUT genom användning av inställningar enligt direkt inversa förstärkningsberäkningar i enlighet med teknikens ståndpunkt.

Figur 6d ger förbättrade spektrumprestanda också efter fem uppdateringar av LUT baserat på den nya predistorderaren i enlighet med den föreliggande uppfinningen där FIR-filterviktningsalgoritmen användes för förstärknings- beräkningarna. För både teknikens ståndpunkt och det nya förfarandet var förbättring inte märkbar efter fem uppdateringar.

I Figur 7a visas magnituden och fasen för den inversa förstärkningen som används för att erhålla medelberäkningen för predistorderare enligt teknikens ståndpunkt för den initiala första anpassningsberäkníngen för denna typ älv predistorderare.

Figur 7b visar samma data efter den femte anpassningen i enlighet med teknikens ståndpunkt. Endast en mindre tendens till krympning av databasarean under anpassning observeras.

Vidare visar Figur 7c innehållet i LUT-tabellen efter fem anpassningar enligt teknikens ståndpunkt. LUT-tabellen innehåller fortfarande en mängd rippel i procedurerna enligt teknikens ståndpunkt och detta är förklaringen till alla de underliga matematiska algoritmerna patenterade i tillämningar enligt teknikens ståndpunkt för att reducera LUT-värdesrippel som normalt skylls på brusiga indata.

Figur 8a visar samma magnitud- och fasförstärkningsdata plottade i samma skala som i Figur 7 för den första anpassningen för beräkning av prestanda för PA-modellen + DPD med användning av FIR-utjämningsalgoritmen beskrivet tidigare för den digitala signalprocessorn i denna uppfinning. 520 466 2.4.? 'i I 27 Figur 8b visar samma data efter fem anpassningar för denna uppfinning. En remarkabel reduktion av dataarean för förstärkningsberäkningar och anpassning ses.

Figur 8c visar det inverterade förstärkningstabellinnehållet inlagt i predistorderarens LUT efter fem anpassningar.

Figurerna 6, 7 och 8 visar de förbättrade prestanda för en enkel DPD- utformning genom tillämpning av algoritmerna visade i denna uppfinning.

FIR-filterutjämningsalgoritmen löser många problem liksom brusunder- tryckning och hjälper till att reducera dataspridning vid beräkning av medelvärdena använda i predistorderarens uppslagstabellminne. Inget brus adderades till de visade grundläggande simuleringarna.

Resultaten är i enlighet med den fjärde utföringsformen av denna uppfinning. Den grundläggande slutsatsen från simuleringen var att predistorderare enligt teknikens ståndpunkt baserade på beräkning av invers förstärkning inte är i stånd att konvergera till en optimerad lösning.

Lösningar enligt teknikens ståndpunkt är inte istånd att erhålla lika sidbandsnivåer av distortionen för en verklig PA med tidsfördröjning i det faktiska gensvaret eftersom ingen hänsyn kan tas till den faktiska anordningens frekvensgensvar. Patent enligt teknikens ståndpunkt nämnda i denna beskrivning försöker förbättra det grundläggande problemet med direkta inversa förstärkningsberäkningar genom implementering av egna uppfunna tillägg och approximationer till den grundläggande DPD- utformningen baserat pä Figur 1.

Det kommer att visas senare i denna uppfinning att tillämpningen av det inversa H01-f1ltret i predistortionsblocket "förstärkning/fas", som minimerar gruppfördröjningsskillnader mellan insignalen och anordningens utsignal, kommer att ge möjligheter att undersöka orsaken och justera mera av den kvarvarande distortionen, vilket en komplex förstärkningstabell LUT för ett DPD-block inte kan hantera. 520 466§~ï=§ïï;°=_.f* :jjf:jj§jv:":fï@. t' 28 Beskrivning av PA-modellen med tillagt funktionsberoendeblock Den härledda PA-modellen visad i Figur 4b kan förbättras för att hantera mer än den första och den delvis andra typen av distortion. Detta är möjligt eftersom det nya modellförfarandet reducerar felvektorn mellan modellen och den uppmätta anordningen så mer detaljerade prestandaskillnader mellan modellen och den faktiska anordningen uppdagas efter varje steg. Detta är inte möjligt när endast distortionsreduktion erhålls utan felvektor- minimering som enligt teknikens ståndpunkt. Funktionsförbättringen görs genom kaskadanslutningar av ytterligare digitala funktionsblock för PA- modellen.

Figur 9 visar de nya föreslagna digitala modellfunktionsblocken för ytterligare reduktion av felvektorn mellan den digitala PA-modellen och uppmätta prestanda för PA. Figuren visar det redan beskrivna "beroende blocket förstärkning/fas" följt av det "differentiella beroendeb1ocket" och "effektberoendeblocket". Tillvägagångssättet är att kompensera för vilka som helst systematiska kvarvarande fel och komma ihåg att funktionsblocken skall vara relaterade till den verkliga anordningens fysiska orsak för de systematiska felen. Funktionsblocken i den digitala modellen i denna uppfinning har tillgängligheten optimerad för modellprestanda på ett konsekutivt och anpassat sätt.

Det differentiella komplexa förstärkningsberoendeblocket Vi betraktande av Figur 4a finns det en tidskonstant (t) visat i effektförstärkarsymbolen som representerar den inre tillslagsfördröjningen för insignalsändring vilken antas vara mycket mindre än samplingstiden använd i predistorderaren eller klocktiden för mätsamplingen. Påverkan av detta uppträdande beskrivs genom att titta på den modellerade PA-signalens och den mätta signalens första tidsderivata. Den grundläggande iden är att återanvända algoritmerna från det första blocket och konstruera en tabell "differentiell komplex förstärkning" beroende på derivatan mot tid för insignalen och beräkna en differentiell förstärkningsinverkan i 520 466H 29 funktionsblocket hänvisat till som beroendeblocket "differentiell komplex förstärkning" (-dCG).

Härledning av det differentiella komplexa förstärkningsberoendeblocket Den matematiska behandlingen för blockkonstruktionen för "differentiell komplex förstärkning" presenteras nedan. Den modellerade signalen efter blocket "förstärkning/fasförstärkning" ger den medelvärdesbildade prestandakaraktäristiken för det första förstärkningsblocket i PA-modellen och betecknas här som Vfwgfl). Men uppmätta signalen betecknas Voudt).

Dessa signaler kan även skrivas som en funktion av den första derivatan mot tid (sampel med sampeltid T).

Vout(t+ T)= Vout(t)+d Vout(t+T) (l) där dVout(t+T) = V0uf(t+T) - Voutfif) och alla är komplexa tal Vavg(ï+T}=V Målsättningen för den digitala PA-modellen är att ha så små fel som möjligt.

Därför är kravet på de ovanstående ekvationerna att V0uf(t+T) är lika medVav9(t+T). lnsåttande av detta i de ovanstående ekvationerna och lösning för dV0u;(t+T) ger: dV0u;(t+T) = dVavg(t+T) - .[V0u;(t) - Vavg(t)] (3) En ny medelvärdesfelvektor EVaUg efter förstärknings- och fasblocket identifieras och definieras som: EVavgfl) = -/V<>ur(f) - Vavgíü/ (4) Lösning för det differentiella komplexa förstärkningsuttrycket definierat som: = dVout(t+T)/dVavg(t+T) 520 466 30 ger: dccmr) = 1 - Evavgflydvaugfvwr) (s) Från ekvation (4) inses det även att EVaUgfl) har ett motsvarande värde Vaugfl) och även associerat en magnitud R för insignalen Vavg/t) till detta block.

Därför har de differentiella komplexa förstärkningsvärdena dCG(t+T) ett beroende av den föregående sampelinmatningssignalmagnituden .(R(t)). Ett liknande digitalt funktionsblock som för det första förstärkningsblocket i den digitala PA-modellen kan konstrueras. Det är också möjligt att konstruera ett funktionsblock beroende av dVav9(t+T).

Utmatningssignalen efter detta block modifieras på följande sätt: VdG(t+T) = Vavgfi) + VaUg(t+T)*dCG[RBin(t)] (6) Där dCG(RBin) är det differentiella komplexa förstärkningsvärdet beräknat ur ekvation (5) på samma sätt som beskrivet för det första beroendeblocket "Förstärkning och fasförstärkning" och insatt i ett LUT-minne för differentiell komplex förstärkning. Anpassning av det differentiella komplexa förstärkningsblocket LUT kan göras som i tidigare block och en prestanda- mätning kan utvärderas genom att jämföra maximalt anpassningsvärde mot en föreliggande gräns.

Figur 10 visar den digitala funktionen för beroendeblocket "differentiell komplex förstärkning" där fördröjningarna (DO, Dl, D2) i sampeltider T således konstruerats för tidsinriktning inom funktionsblocket för att uppfylla ekvation (6). Samma förstärkningsmatrisberäkningsrutiner kan tillämpas på detta block liksom det tidigare blocket förstärkning/ fas för att beräkna en LUT för differentiell förstärkning beroende av inmatningssignalamplituden (R) till blocket.

Figur lla visar de erhållna resultaten från konsekutiva optimeringar av den första PA-modellens beroendeblock "förstärkning/fas". 520 466 31 Figur llb visar då samma resultat när beroendeblocket "differentiell förstärkning" adderas till den digitala anordningsmodellen. Båda kurvorna i Figurerna lla och llb visar uppmätt PA-utmatningsspektrum och felvektorspektrum, mellan anordningen och modellerade prestanda.

Figur llc visar databasen för beräkning och optimering av LUT-tabellen för differentiell förstärkning dCG(RBin) för anordníngen.

Resultatet från modelleríngen visar att den dífferentiella förstärknings- modelleríngen tar hand om de små förstärknings-/fasfelen inom signalbandbredden och vidare reducerar felspektrum mellan modellen och den uppmätta anordníngen.

Effektberoendeblocket PA-modellen härledd så långt har rester av distortion kvar. En undersökning av den kvarvarande felvektorn visar magnitudfel men väsentligen mycket låga fasskift. Magnitudfelen betraktas vara influensen associerad med inmatningseffekten till PA. För att undersöka detta utvärderas de återstående signalamplitudfelen mellan den uppmätta PA-magnituden (RouuMeasured) och PA-modellen (R_Model) för ytterligare undersökningar.

Rmfif) = ROuLMeasuredfl) ~ R_Model(t), magnitudfelvektorn mot tid.

Plottning av vektorn Rfe; mot samplíngstid ”t” och [R__Model(t)]2, som är effekten P(t) i den modellerade PA-signalen, visar att det finns några minneseffekter som uppstår från insignalseffekten till PA forfarande kvar att modellera.

Tillvägagångssättet och tanken i denna uppfinning är skild från metoder enligt teknikens ståndpunkt. Den grundläggande iden är att titta på vad som hittills har gjorts i PA-modelleringsfunktionsblocken. Den "genomsnittliga" PA-modellen härleds från en inmatningssignal. Denna insignal har även en medeleffekt mot tid. Därför måste då prestanda för effektberoende inbyggt í 520 466 32 modellen bero på effektnivåerna där medeleffekten motsvarar inmatnings- signalens medeleffekt. En modell som mest korrekt beskriver effektberoendet för den verkliga effektförstärkaren måste då baseras på "differensen från signalens medeleffekt som används för modelleringsarbetet".

Inmatningssignalens medeleffekt till detta effektblock beräknas och betecknas PM. En ny differenseffektvektor konstrueras som: dP(t) = P/r) - PM Figur 12 visar den differentiella effekten dP(t) (streckad kurva) plottad tillsammans med de återstående amplitudfelen Refifl) (heldragen kurva) mellan den digitala modellen och den faktiska PA-mätningen för att få en överblick hur beroendena ser ut. Ur figuren dras en slutsats att det finns viss korrelation några få sampel efter kurvan dP(t) gentemot Reflfl).

För att få en närmare titt på beroendet av den differentiella effekten dP(t) mot de återstående magnitudfelen Rerffif) görs en korskorrelationsutvärdering, som är vanlig i signalbearbetningsteori.

Figur 13a visar hur korskorrelationsresultatet plottats som en funktion av olika sampeltidsdifferenser i tidssampel (T) mellan de använda signalerna.

Genom att betrakta Figur l3a drar fackmannen slutsatsen att korskorrelationsresultatet grundmässigt visar det kombinerade pulssvaret från kombinerade lågpassfilter med olika tidskonstanter, förstärkning och bandbredd. I en PA-modellkompensationsblockfunktion som syftar till att uppnå låga distortionssidband, anses det högsta gensvaret som också har mesta bandbredden (kort impulsgensvar) som det bästa arbetet med att undertrycka distortíonen utanför bärvågen från effektpåverkan.

Korrektionslösningen för det nästa blocket är då att addera filtrerad differentiell effektpåverkanskorrektion till magnituden av den så långt modellerade signalen. "Effektfiltret" kan konstrueras med symmetriska 520 466šf?¿ff3j»~e 33 koefficienter ur korskorrelationsutvärderingen som att ha korskorrelations- värdena från noll korskorrelation upp till det maximala värdet som definierar den mittre FIR-filterkoefficienten för impulsgensvaret. När hälften av impulsgensvaret väljs erhålls resten av gensvaret genom spegling av koefficientvårdena från mitten till änden av FIR-filtret. Antalet koefficienter sätts då att vara ett udda tal och FIR-filtret är symmetriskt kring mittkoefficienten. Detta reducerar de numeriska beräkningarna i effektkorrektionsblocket som skall definieras.

Ett annat enklare tillvägagångssätt i simuleringen är att konstruera filtret som ett standard signalbearbetningsfönsterfunktionsñlter. Korskorrelationen utvärderas i tidsgensvar från den först positivt gående nollgenomgången till maxvärdet som ovan. Antalet koefficienter bestäms som 2 gånger + 1 av tidsdifferensen i sampel. En "Hanning"-fönsterfunktion används för FIR- filtret för differentiell effekt i denna uppfinningsbeskrivning. Andra vanliga fönsterfunktionsfilter eller lågpass FIR-filter kan också användas. En filter- funktion med fler koefficienter och osymmetriska koefñcientvärden med liknande korskorrelationsutvärderingsresultaten kan också användas, men detta kommer att betyda ett filter som innehåller fler koefficienter och som introducerar mer bearbetningsresurser.

För utvärdering av alla parametrarna som skall konstrueras i detta effektkorrektionsblock, används en faltning av differentialeffektvektorn dP(t) med det valda FIR-filtret för differentiell effekt för att erhålla en differentiellt löpande medeleffektsvektor som det nya resultatet betecknat dPmaflf). Denna nya vektor korskorreleras åter mot vektorn Reflfif) för att definiera optimal tidsfördröjning td i tidssampel för att göra effektpåverkanskorrektion i modellen. Förstärkningsfaktorn GP för FlR-filtret för optimal kompensation beräknas genom återanvändning av DSP-rutinen för l-koefficients FIR- utjämning, använd tidigare i denna uppfinningsbeskrivning, åter igen på signalerna resulterande i dPma(t+td)*GP lika med Rev/t) enligt förfarandet med minsta kvadratoptimering. Det erhållna faktorvärdet GP är den optimalt 520 466 lffïffff 34 löpande medelvärdesdifferenseffektkorrelationen mot magnitudfelsignalen Refffl). Effektkorrektionen på den digitala modellsignalen görs som Sin_Model_Power_Correct(t) = S¿,1_Model*[1 - GP*dPma(t+td)/(R¿n(t)+ 6)] där ö är ett litet tal för att förhindra "overfloW" i beräkningarna.

I uttrycket konverteras det undersökta effektberoendet för magnitudfel till ett förstärkningsuttryck som påverkar signalens magnitud för att beskriva effektberoendet. Detta är möjligt eftersom de tidigare blockutvärderingarna resulterar i ett fel huvudsakligen i magnitud men inte i fas mellan signalerna.

Figur l3b visar den effektkorrigerade magnitudfelvektorn (1) och magnitudfelvektorn utan effektkorrektion jämförd mot anordningens mätta signal (2) plottad mot inmatningssignalmagnitud Rm till effektberoende- blocket jämfört med anordningens uppmätta signal.

Figur 14 visar det härledda effektberoende blockets digitala kontur. De visade tidsfördröjningarna justeras i enlighet med den digitala implementeringen så att uttrycket S,~n_Model_Power_Correctionfl) uppfylls.

Blocken erhållna så långt i den digitala modellen visades i Figur 9.

Ytterligare förfining av modellen är tillgänglig på användarens önskemål.

Denna modell fungerar mycket bra eftersom varje individuell funktion har tillgängligheten att optimera prestanda för varje individuellt kännetecken för en verklig anordning så länge kännetecknet är baserat på något fysiskt beroende som kan beskrivas.

När fel mellan den digitala basbandsmodellen och uppmätta prestanda för PA reduceras för varje implementering av ett funktionsblock finns det också möjligheter att tillämpa metoderna beskrivna ovan för att erhålla även ytterligare reduktion av modellfelen. Anordningar som uppvisar fel beroende 520 466 35 på inmatningssignalmagnituden kan som ett exempel utvärderas på samma sätt som för effektberoende genom att tillhandahålla differentíell magnitudkorrelation mot återstående fel mellan modellen och den uppmätta anordningen.

Figur 15 visar den erhållna spektrumförbättringen av felvektorn mellan modellerade prestanda jämfört med uppmätta PA-prestanda. Förbättringen i den digitala modellen med differentíell effektpredistortionskorrektion tillämpad mot den icke effektkorrigerade modellen visas.

Figur l5a visar jämförelse av den digitala modellens spektrumfel gentemot den faktiska anordningen med beroendekorrektíon, varvid resultatmodellens resultat efter differentíell komplex förstärkningsberoende modell från Figur ll upprepas.

I Figur 15b visas resultaten efter effektberoendemodellkorrektioner. Båda figurerna visar spektrumprestanda för den mätta PA-anordningen och motsvarande felvektorspektrum gentemot den digitalt modellerade anordningen.

De resulterande felvektorerna betraktas normalt vara resultat av hur väl predistortion kan tillämpas och hur den fungerar på den faktiska anordningen. Den erhållna felvektorn för den effektkorrigerade modellen skall jämföras med använt inmatningssignalspektrum visat i Figur lla för en enkel digital modell för AM till AM och AM till PM.

Genom att jämföra Figur 15 med tidigare ñgurer med spektrum och plottar över fel för den härledda digitala modellen är slutsatsen att varje block bidrar till modellens noggrannhet som förväntat när den baseras på fysiskt beroende för en anordning.

Figur 15 visar hur långt modellarbetet kan utföras med relativt dålig mätutrustning baserad på en l2-bítars ADC och DAC inbyggd i den 520 466 36 kommersiella utrustningen. Denna PA-modell kan också användas för simuleringsändamål i en predistorderarmiljö för optimering av system- prestanda för predistorderaren och implementering, vilket görs i denna uppfinning. Inget beaktande av introducerade fel i samplingsklocksyn- kronisering mellan de kommersiella instrumenten görs till exempel. Bruset från ned-konverteraren och den lokala oscillatorn som finns i testutrust- ningen föreligger också i modellberäkningarna presenterade i denna uppfinningspresentation.

Förbättrad modellering av den digitala PA-modellen Vid betraktande av Figur l3b ses en krökning i det effektkorrigerade magnítudfelet som återstår. Felen följer inte nollinjens mitt på y-axeln. Detta betyder att det finns några förstärkningsfel som kvarstår i modellen gjord så långt. För att inkludera detta i den digitala modellen görs ett omarrangemang av modellblocken visade i Figur 9. Effektkorrigeringen görs före blocket för komplex förstärkning/ fas. Detta betyder att LUT för förstärkning som läser i detta block kommer att korrigeras för effektpåverkan innan signalmagnituden väljs som adress för förstärkningens LUT. Korrektionen görs med samma formler som för postkorrektion beskriven tidigare. Med detta förfarande behövs inte multidimensionellt LUT- minne.

Figur l6a visar omarrangeringen av de digitala anordningsmodellblocken med effektkorrektionsberoendeblocket använt som det första blocket i anordningens digitala modellblock. Genom utvärdering av en anordning som beräknar en modell avaktiveras först korrektionsblocket och de två följande blocken utvärderas för bästa överensstämmelse för modellen. Sedan Litvärcleras effektberoendeblockdatabasen som behövs och data laddas med samma värden som för postkorrektionen till prekorrektionsblocket och förstärknings-/fasblocket och det komplexa förstärkningsblocket utvärderas igen. 520 466 37 Figur 16 visar spektrumprestanda erhållna med denna modellutvärdering.

En förbättring ses av den digitala modellnoggrannheten mot uppmätta PA- prestanda genom jämförelse av plottarna mot Figur 15b. Skillnaden i felvektorspektrum på den höga och låga sidan av signalen orsakas av förenklingen av effektberoende FIR som använt ett Hanning-fönsterfilter, där tidfördröjningen inte kan korrigeras exakt mot fördröjningen av effektberoendet utan att göra fler översamplade signaler. Detta betyder att mätuppställningen skall ha högre samplingshastighet. Förbättring av resultatet kan göras genom användning istället av korskorrelations- funktionsvärden som FIR-approximationen för effekt beskriven tidigare.

Jämförelse med insignalsspektrum i Figur 6a visar att modelleringsfel kommer mycket nära den uppmätta inmatningssignalens spektrumgränser.

De återstående felen är även högst inom inmatningssignalens bandbredd eftersom effektberoendekorrektionen valdes att fungera huvudsakligen för sidbandsundertryckningsfel. Det skall även nämnas att möjligheten att utföra en mindre noggrann effektberoendeutvärdering är möjlig genom att avaktivera differentialförstärkningsblocksutvärderingarna. Figurerna 16c till l6f illustrerar de principiella flödesdiagrammen för de digitala modell- beräkningarna i enlighet med Figur löa.

Dêigital predistorderare baserad på icke-linjär anordningsmodellering Med de föregående kapitlen som beskriver den digitala PA-modellen i minnet är härledningen av den nya digitala predistorderaren uppenbar i enlighet med en första utföringsform av denna uppfinning. I avdelningen på sidorna 17 till 25 visades tillämpningen av den inversa komplexa förstärknings- modellen för PA fungera som en mycket effektiv digital predistorderare för eliminering av komplex förstärkningsdistortion. Genom tillämpning av samma koncept för alla block för den härledda PA-modellen föreslås en ny digital predistortionskrets.

Figur 17 visar den föreslagna digitala predistortionskretsen. Uppfinningen beskriver fyra grundläggande block betecknade 1, 2, 3 och 4. 520 466 38 Det första funktionsblocket 1 är hårdvaruimplementeringen av predistor- deraren. Det är den digitala realtidskretsen med alla funktionsblock 101 till 106 visade.

Det andra blocket 2 är den digitala signalprocessorn använd för att uppdatera de olika parametrarna och uppslagstabellerna använda i predistorderaren. Det olika mjukvarublocken 201 till 206 visas.

Det tredje blocket 3 visat är styrordet använt för att styra systemet, vilket innehåller data åtkomliga för alla andra block visade i bilden för läsning och skrivning. Det kan placeras i det digitala HW-blocket 1, men visas som ett separat block för tydlighetens skull.

Det fjärde blocket 4 är den externa systemkontrollen för att övervaka systemets aktuella status och uppdatera denna. Den externa kontrollen kan besluta om det finns en kalibreringsprocedur som skall göras eller en operation där några av blocken i den grundläggande predistorderaren avaktiveras eller inte genom överskrivning av innehållet i styrordet 3. Det kan användas för SW-uppdateringar, signalnerladdning etc. från DSP 2.

Grundläggande kalibrering och initialisering För kalibreringsändamål skall användas en känd signal med approximativt samma effekt som avsett i tillämpningen med det högsta effektfallet. En grundläggande kalibreringskörning av systemet utförs för att fylla tabellerna och parametrarna med normaldata i enlighet med den aktiva anordningen använd. Medeleffekten och toppeffekten i insignalen använd för effekt- korrektionsutvärderingen skall vara i området för den avsedda användningen av systemet för att underlätta kalibreringen och tillämpningen efteråt.

Vid kalibrering och initialisering av systemet används en grundläggande rutin. De digitala realtidskretsblocken för effektberoende 102 och det differentiella förstärkningsblocket 104 avaktiveras. Detta betyder att 520 466 39 signalen går igenom dessa block opäverkad. FIR-blocket EV 102 laddas med nollor för alla koefñcientvärden utom den mittre koefficienten, vilket laddas med värdet "1". Detta beskrivs i detalj i beskrivningarna av de individuella blocken senare i denna skrift.

Predistortionsblocket förstärkning/ fas 105 laddas med LUT-tabeller motsvarande en förstärkning 1 och en fasvinkel noll. FIR-filter laddas med mittkoefficient lika med ett och resten av koefficienterna nollas. Yttre DSP och predistorderarstyrblocket 4 initierar ett digitalt ord 5 att läsas av den digitala predistorderaren 1 som säger till kretsen att starta och att använda kalibreringsdata lagrade i minnena inuti blocket 1. Parameterblocket för varje funktion har som ett exempel tre minnespositioner -0, 1 och 2. Den första är för initialiseringen och betecknas "O"-blocket. DSP som övervakar styrordet 3 börjar ladda ner signaler S1 och VM från minnet i 106 och börjar bearbeta data. När DSP 2 har gjort beräkningar i enlighet med mjukvaru- blocken 202 och 203 och är klar för uppdatering, läser den styrordet 5 som definierar databasanvändníngen och beslutar var uppdaterade data skall läggas. Om styrordet har ett värde "O" för denna position laddar DSP de nya data in i en minnesposition betecknad "1". När laddningen är klar skriver DSP över värdet "O" i styrordets 3 databaspekare med ett värde "l" som talar om för den digitala realtidskretsen l att den skall börja använda den nya databasen. Om DSP redan läser ett värde "l" i det digitala styrordet, beslutar DSP att lägga de nya uppdateringarna i en position "2" och motsvarande ändra styrordets databaspekare. Om DSP läser ett värde "2" för minnesposition växlar den tillbaka och lägger nya data i position "1" och uppdaterar databaspekaren för styrordet 5.

Justering av tid, fas och förstärkning Ett definierat antal sampel från insignalen S1 och utsignalen VM laddas ner till DSP. DSP-rutinen 201 beräknar tidsdifferensen i sampel och den korrekta fasvektorn som skall användas som korrektion av LUT för förstärkningstabellen och lagrar den för senare uppdatering. DSP lagrar tidskillnadsfördröjningen (ts) för att reducera beräkningstiden för ytterligare 520 466 40 uppdateringar senare. DSP kan också göra en korrektion av förstärkningen av insignalen i block 101. Om alltför hög nivå på insignalen pålåggs systemet rapporterar DSP till styrordet 3 vilket rapporterar vidare till den externa kontrollen 4 som kan justera några yttre signaldämpare. Styrordet 3 kan också ha möjligheten att göra externa ändringar själv med tillagt gränssnitt och DSP-funktion. Beräkningen av tidsstyrnings- och faskorrektionen görs på samma sätt som beskrivet i avdelningen på sidorna 17 - 25. Styrblocket 3 kan laddas med en faktor för "förstärkningsavbackning" att användas i systemet för att hantera den analoga anordningens förstärkningsändring mot temperatur och lägga en lämplig marginal till insignalen så att signalnivåerna innanför systemet aldrig överskrider maximalt tillåtet värde. Fasdifferensen mellan signalerna VM och S1 kan inkorporeras i de inversa FIR-ñlterkoefficientvärdena genom multiplicering av varje komplex med korrektionsfasvärdet för en första anpassning. Det inversa FlR-filtret inkorporerat i 105 kommer att anpassa och korrigera för den långsamma driften i upp-konverteraren och drift i PA- gruppfördröjning och frekvensgensvar.

Förstårkningsinställningen skall göras på sådant sätt att predistorderaren 1 har tillgängligheten att justera tabellerna inom insignalsområdet så att långsam anpassning av distorderaren kan göras beroende på den använda icke-linjära anordningens omgivningstemperaturändring. Någon typ av digital signalförstärkningsavbackning används och justeras i AGA-blocket 101. Omgivningstemperaturen anses korrigeras genom anpassningen av predistorderaren. Justeringen av förstärkningsavbackning kan också anpassas för kalibrerad överföringsdrifter i hårvarans uppbyggnad - upp- konverterare och ned-konverterare - i icke-linjär PA. ' Predistortionsblock förstärkning / fas Uppdateringen av förstärkningstabellerna LUT och FlR-filtrets koefficientminne för förstärknings- och fasutjämningsblocket 105 beräknas i DSP-blocket 203 i enlighet med beskrivningen ovan. Varje beräkning innebär en uppdatering av LUT- och FIR-minnena använda i 520 466 41 predistorderaren 105. Ett mätt på prestanda beskrivet i senare kapitel rapporteras till predistorderarkontrollen 3, som uppdaterar de aktiverande funktionerna i det digitala styrordet 5 för att operera systemet med fler funktioner tillämpade. När alla funktioner för utjämníngsblocken för förstärkning/ fas har anpassats till en viss prestandamätfaktor, går DSP i enlighet med styrordsläsningen vidare för att beräkna nästa block i enlighet med inställningarna i styrordet 3.

Predistortionsblocket för differentiell förstärkning Procedurerna för att beräkna detta block 204 och uppdatering av den digitala delen 104 kan göras på två olika sätt beroende pä DSP-processorns beräkníngskapacítet.

Först kan det beräknas genom samma procedur som för differentiell förstärkning i enlighet med magnitud- och fasdatabasen visad i Figur llc.

Uppdateringen görs då som inversa komplexa förstärkningsvärden in i LUT.

Ett andra snabbare sätt men mindre exakt än det första tillvägagångssättet är att använda linjär regression av data lagda i LUT-tabellerna. Tillämpning av denna procedur är beroende på den icke-linjära anordningens prestanda.

När DSP har gjort beräkningen uppdaterar den de respektive minnes- positionerna i 1 och skriver respektive uppdatering till styrordet 5.

Anpassning av predistortionsblocket för differentiell förstärkning görs på samma sätt som för det komplexa blocket för förstärkning/ fas före fortsätt- ning till nästa block.

Utvärderingsblocket för effektkorrektion Systemet gär vidare för att beräkna det differentiella effektberoendet i enlighet med DSP-blocket 205. Det finns två valmöjligheter för att göra detta och procedurerna. 520 466 42 Det första förfarandet är att det görs automatiskt. DSP beräknar alla procedurerna genom lämplig programmering av DSP. DSP kan styras för att göra en uppdatering av effektberoendet periodiskt efteråt om omgivnings- temperaturen kommer att påverka dessa prestanda. Detta skisserades i avdelningen "Effektberoendeblocket" som börjar på sidan 31. Hur ofta beroendeanpassningen måste göras är oklart eftersom det inte finns några data tillgängliga. Erfarenheten genom att tillämpa DPD-lösningen i enlighet med den föreliggande uppfinningen kommer att ge mer insikt i denna fråga i framtiden. Anpassning av FIR-effektförstärkningsfaktor kommer troligast vara den mest lämpliga.

Det andra förfarandet är att DSP- och predistorderarstyrningen läser styrordet och laddar lämpliga signaler S2 och VM till den externa kontrollen där FlR-filtret för effektberoende utvärderas i en annan processor, som styrs med ett mänskligt gränssnitt som gör beräkningarna och utvärderingarna.

Detta är möjligt om effektberoendet för en anordning inte förväntas ändra sig och då kan det utvärderas endast en gäng. Det kommer troligen att bli ett fel i den faktiska anordningen om temperarutberoendet börjar ändra sig i den tillämpade icke-linjära anordningen. Genom att göra effektberoendet utanför systemet, sparas en massa minnespositioner för program i DSP-blocket 205 i Figur 16.

Efter att utvärderingen av det differentiella effektberoendet är gjord, laddas nya data för FIR-filtret, fördröjningen och viktningen i enlighet med tidigare kapitel in i minnet för predistortionsblocket 103 för effektberoende och styrordet 3 uppdateras så att predistorderaren 1 börjar använda denna funktion.

Om en lämplig justering av medeleffektsvärdet PM för det differentiella effektkorrektionsblocket och tidsfördröjningen görs, är resultatet symmetrisk sidbandsundertryckning i predistorderaren. 520 466 43 Tillämpning av EV FIR I några tillämpningar av den förslagna DPD-kretsen, mäste felvektorn mellan insignalen och utsignalen eliminera en mycket låg nivå av fel mellan den digitala insignalen och den mätta utsignalen och ta i beräkningen upp- konverterarfrekvenskaraktäristik som påverkan från blocken 103 och 104.

FIR-ñltren i predistortionsblocket för förstärkning/ fas kommer att anpassas till en insignal som är modifierad med effekt och differentiell förstärkning tillämpad. Användning av EV_FIR 102 tillämpas för att korrigera gruppfördröjningen och frekvensgensvaret mot den sanna insignalen till systemet. Beräkningarna är de samma som för de senare beskrivna inversa beräkningarna av HO använda i blocket 105 men med insignalen S1 använd i stället för SQ-signalen tillsammans med den uppmätta signalen VMi Figur l7a.

För bredare frekvenstäckning av prestanda för EV-FIR än den avsedda inmatningssignalbandbredden kan signalen S1 i detta fall vara en bredare frekvenssignal men med mindre effektnivä till PA och som alltså minskar distortionen från den aktiva anordningen, vilket kan påverka beräkningen och resultaten från koefficientutvärderingarna för EV_FIR. Ännu bättre är att använda en fasmodulerad signal med ingen föreliggande amplitud- modulation.

Användning av systemet Efter att kalibreringen är gjord är systemet färdigt för användning.

Inställningen av det sista styrordet 3 definierar databasen för driften av de individuella blocken. Kalibreringsdata har lagrats i icke-destruktiva minnes- media. Systemet laddar data in i DSP 2 och predistorderaren 1 och börjar arbeta. DSP beräknar och uppdaterar de tre grundläggande blocken 101, 103 och 104 i enlighet med styrordets 5 inställning redan beskriven. De initiella DSP styrutvärderingsparametrarna övervakas av DSP- och predistorderarstyrningen som kontrollerar de övervakade parametrarnas giltighet och lägger en alarm till den externa kontrollen 3 om giltighetsgränser överskrids. Eftersom prestanda för predistorderarens 520 466 44 beroende bygger på alla DPD funktioner tillämpade kan multipelblock- anpassning orsaka variationer i spektrumgensvaret för DPD-tillämpningen istället för att förfina spektrum för varje anpassning. Korrektionsblocket för predistorderarens förstärkning/ fas skall ha högsta prioritet för anpassning för varje DSP-utvärdering, medan de andra funktionsblocken kan uppdateras när predistortionsblocket för förstärkning/ fas överensstämmer med prestandagränsen satt.

Grundläggande utformning av predistorderarblocken En exempelskiss av de fyra förslagna predistortionsblocken görs i detta kapitel. Grundläggande för alla block är att de har den inversa korrektionen tillämpad som jämfört med PA-modellblocken beskrivna i denna skrift.

Skillnaden mellan denna skiss av det nya predistortionsförslaget är att den introducerade gruppfördröjningen för predistorderarna enligt teknikens ståndpunkt kommer att elimineras, vilket ger mycket små felvektorer som kommer upp från DPD-systemet använt i den mottagna signalen hanterad i en mottagare för ett trådlöst system.

För den andra utföringsformen skall det även noteras att det föreslagna digitala predistorderarsysternet kan modifieras och användas som del av MCPA-systemet som använder en framåtrnatningsslinga. Algoritmbeskriv- ningen i denna uppfinning definieras på ett sätt som opererar på felvektorer i funktionsblocken. Därför är det möjligt att erhålla feleliminering i en tillämpning med framåtmatningsslinga adderad till den grundläggande digitala predistorderartillämpningen skisserad i Figur 22. Samma algoritmer kan användas på ett system som mäter felvektorn i en elimineringspunkt i ett FF~system. Den nya uppfunna predistorderaren gör också gruppfördröjningseliminering och reducerar följaktligen felsignalen som skall användas i en andra felförstärkarslinga i en framåtmatningslösning.

Fasvektormultiplikator Multiplikatorn i Figur 18 är ett komplext tal A+jB med magnituden lika med "1", som multipliceras med vart och ett av de komplexa insignalssamplen för 520 466 45 att tillhandahålla en faskorrigerad utsignal. Denna fasvektor används för att göra en perfekt passning i rotation av I/Q-diagrammen för de använda signalerna VM och S2 i Figur 17. Det komplexa talet använt i minnet tillhandahålls från DSP 2 i Figur 17 . LUT-tabellerna i 105 i Figur 16 kan uppdateras med den inversa komplexa förstärkningen multiplicerad med fasvektorjusteringen och alltså minska hårdvarubehovet. Inget externt fasvektorblock behövs då. Den adaptiva uppdateringen av fasvektorn görs genom att ta det sista fasvektorvärdet och multiplicera detta med det nya beräknade värdet funnet genom l-koefficients FIR-filterutjämningstekniken beskriven tidigare för anordningsmodelleríng.

Predistortionsblock för förstärknings / fasutiämning Förstärknings- och fasutjämningsblocket för den slutliga lösningen i Figur 19 är ändrad något jämfört med Figur 5a, Det tidigare nämnda inversa FIR- filtret är delat i två filter HC1 och HC2, som används för grov- och ñn korrektionsjustering av tids- och fasprestandautjämning eller eliminering av gruppfördröjning. För den första optimeringen eller anpassningen körd laddas filtren, som har lika udda antal koefficienter, med koefficientvärden noll med undantag för mittkoefñcienten som laddas med För de första initiella körningarna görs inte uppdateringen. När anpassningen har reducerat distortionen så ett mer linjärt gensvar erhålls kommer den grundläggande linjära FIR-filteralgoritmen ge exakt gensvar för gruppfördröjningselimineringsändamål med användning av FlR-filtren HC1 och HC2.

Optimeríngen och adaptionen av predistorderarens inversa förstärkning och fas fortsätter tills en mått erhålls på prestanda för använt H0 i algoritmerna beskrivna tidigare. Normalt kan prestanda för predistorderaren mätas genom utvärdering felvektorns effekt, men en mycket mer effektiv utvärdering beskrivs här. Mätningen av optimeringsprocessen görs genom utvärdering av förbättringen av FIR-filtreringen och inte på förstärkníngstabellerna på följande beskrivna sätt. När de beräknade koefficientvärdena HO stabiliserats i anpassningen betyder det att predistorderaren fungerar korrekt. 520 466 46 Filterkoefficientvärdena H0 för PA-modellens algoritm från tidigare och föreliggande anpassning för beräkningar av komplex förstärkning mäts.

Magnituden för den kvadrerade summan av differenskoefñcientvektorn kommer erhållas. Denna mätning här benämnd ”HC1_Cancel” jämförs med ett gränsvärde ”HC1_Cancel_Limit” i DSP. Så snart som "HCLCancel" är mindre än gränsen börjar DSP uppdatera koefficienterna för FIR-filtret HC1 och använder det sista filtret HC1 som ovan gav gränstillfredsställelse. De följande FIR-filteranpassningarna av predístorderarens 2 block 105 i Figur 17 kommer att göras genom uppdateringar av det andra finavstämda FIR- filtret HC2. Båda filtren med komplexa värden magnitudjusteras för att ha en förstärkning lika med "1" vid nollfrekvens för att inte påverka de använda förstärkningstabellerna.

Det inversa HO-filtret är konstruerat genom FIR-filterutjämning beskriven tidigare, vilket vänder signalerna S2 och VM i Figur 17 i algoritmen beskriven för anordningsmodellering diskuterad i avsnittet "Förstärknings- modell för PA-representationen" på sidan 14 och framåt.

De två FIR-filtren HC1 och HC2 är lämpligt , eftersom användning av endast det första FlR-filtret HC1 kan ge svängningar i anpassningen när tidfördröjningarna för den faktiska anordningen överskrider den faktiska tidssamplingen med någon bråkdel av klocktiden. Filtret HC1 bevarar den korrekta tidssamplingsfasjusteringen så att det andra FIR-filtret HC2 centreras i gensvar för FIR-koefficienten. Det andra FIR-filtret HC2 förfinar predistortionsresultatet och anpassar för de långsamma ändringarna i systemet.

När FIR-filtret HC1 används kommer följande adaptioner anpassa värdena för filtret HC2 på följande sätt. Från det tidigare FIR-ñltret HC2 beräknas en komplex FFT. Det nya FIR-filtrets HC2 komplexa FFT beräknas också. Detta går mycket fort när endast ett fåtal koefficienter används. Dessa två FFT- resultat multipliceras och en invers komplex FFT görs av resultatet. Detta 520 466@*1:f:f:e+“ 47 nya FIR-filter lagras som en uppdatering i systemet för filtret HC2. Antalet koefficienter för filtret HC2 bevaras genom detta förfarande. Direkt faltning av det tidigare och sista FIR-filtret HC2 kommer att öka antalet koefficienter.

De två filtren i kaskad kommer att ge ett platt frekvensgensvar för system- gensvaret, vilket eliminerar det icke-linjära gensvaret som upp-konverterare.

För reduktion av antalet komplexa koefficienter i predistorderaren kan de två filtren HC1 och HC2 beräknas i DSP genom faltning för att tillhandahålla uppdatering av ett enda filter HCmt som fortfarande har det önskade frekvensgensvaret för optimal felelimination.

Varje adaption eller beräkning i DSP kommer att ge uppdaterad LUT och fílterkoefficienter i predistorderaren. Uppdatering av predistorderarens styrord 5 i Figur 16 görs också.

Det finns också möjligheter att använda ett FIR-kompensationsfilter HCm i tillämpningen och uppdatera detta ñlter på samma sätt som beskrivet för filtret HC2.

Den grundläggande skillnaden för den nya predistorderaren visad i denna skrift jämfört med predistorderare enligt teknikens ståndpunkt är att filtren för gruppfördröjningselimination i detta block, filtren HC1 och HC2, mäste implementeras för att vara i stånd att göra ytterligare DPD-funktions- blocksutvärderingar. De andra predistortionsfunktionsegenskaperna kommer att utvärderas genom undersökningar av felvektorer och utan gruppfördröjningseliminering är det inte möjligt att upplösa noggranna mätningar för dessa egenskaper. De adderade predistortionsfunktionerna som "Beräkning av differentiell förstärkningspredistortion" 203 och "Beräkning av effektpredistortion" 205 i Figur 17 kommer att behöva den låga nivån av gruppfördröjning och magnitudfel för att tillhandahålla de korrekta tillämpningarna av funktionsblocken 104 och 103. 520 466 48 Predistortionsblocket för differentiell förstärkning Efter förstärknings- och utjämningsblocket 105 i Figur 16 görs beräkningar och predistorderarsystemet har gått så långt i adaptionen att FIR-filter HC2 används, beräknas den differentiella förstärkningskorrektionen 104.

Uppdatering görs till en krets i enlighet med Figur 20. Utformningen av detta block är väsentligen densamma som i Figur 10, men den inversa differentiella komplexa förstärkningen används i tabellen. Den inversa differentiella komplexa förstärkningen för LUT kan beräknas direkt eller genom användning av förstärkningsuttrycket härlett för det digitala modellarbetet. Som beskrivet tidigare görs adaption tills en prestanda- mättgräns för anpassning nås.

Predistortionsblocket för effektbcroende Effektpredistortionsblocket är det samma som i Figur 14 och har samma utformning som för PA-modellens predistortion och skall tillämpa följande formel.

S¿nl_P0wer_Correct(t)=S¿n(t)*[1 + dPCOnU(t+Td)*GP/(R¿n(t) + 5)] Där GP är effektförstärkning för FIR-filtret. Tecknet för faktorn GP kommer automatiskt vara det korrekta beroende på l-koefñcientsutjämnings- processen använd för att finna GP-värdet beskrivet i tidigare stycke på sidan 33. ”dPCOnU” är faltningen av skillnadseffekten dP(t)-PM i insignalen med det valda FIR-filtret för effekt i enlighet med avdelningen "Effektberoendeblocket" pä sidan 31. T d är effektfiltreringsgensvarsfördröjningen i tidsenheter. De visade fördröjningarna i Figur 14 justeras i enlighet med den faktiska digitala implementeringen för att uppfylla formeln ovan. Aktiveringen och avaktivcringcn av denna effektfunktion kan göras genom nollning av förstärkningsfaktorn GP eller FIR-filtrets effektkoefñcient som ett exempel.

Medeleffektvärdet för beräkning av den differentiella effekten kan ytterligare optimeras beroende på den använda aktiva anordningen. Några anmärkningar mäste nämnas om användning av denna funktion för att erhålla bästa prestanda. Om ett felaktigt fördröjningsvärde ”td” används 520 466 49 kommer distortionsspektrum att bli skiftat i frekvens. När ett symmetriskt spektrumresultat erhålls för systemet är effektjusteringstidsfördröjningen td optimal. När lägsta spektrumprestanda erhålls justeras medeleffektvärdet PM till ett optimalt värde för anordníngen som används. Finjustering av PM- värdet kan behövas när medeleffekten i en insignal inte är samma som medeleffekten från en icke-linjär anordning. När FIR-filtret för effekt är fastställt kommer ytterligare adaption att vara för FIR-filtrets effekt- förstärkningsvärde.

Normalt använda predidtortionsblock Figur 21 visar de nödvändiga funktionsblocken för predistorderaren i enlighet med en tillämpning som i Figur 2. Huvudskillnaden är den att blocket 102 EV-FIR i Figur 17 utelämnas och därför behöver inte signalen ”S1 " överföras till DSP för sígnalbearbetníng.

Utvidgad användning av ny DPD enligt uppfinningen Figur 22 visar en principtillämpning av den digitala predistortionskretsen beskriven igenom det föreliggande offentliggörandet för en kombinerad DPD och MCPA med framåtmatningsslinga. Funktionsblocken för predistor- deraren skall då ha utformningen i Figur 17 inkluderande EV_FIR 101. Det adderade blocket EV_FIR i Figur 17 minimerar felet mellan den sanna insignalen S1 och utsignalen. Predistorderarens FIR-filter HC1 och HC2 minimerar mellan den modifierade insignalen och den inmatade predistortionssignalen som innehåller differentiell förstärknings- predistortion.

Fördelen med denna lösning är att denna DPD i föreliggande uppfinning är konstruerad för att minimera felet. I en elimineringspunkt i en FF- konstruktion måste felet minimeras för en effektiv konstruktion. Den föreliggande DPD-lösningen reducerar signalnivåer till feleffektförstärkaren och därför effektförbrukningen för MCPA genom att lägre effekt- utmatningsfelförstärkare kan användas. Denna kombinerade DPD- och FF- slingetillämpning kan användas för MCPA-tillämpningar som ställer mycket 520 466 50 höga krav på distortíonsreducering. Framåtmatningsslingan reducerar distortionsfelen ytterligare.

I Figur 22 tillhandahåller en komplex basbandsgenerator 1 en digital insignal Vin till en digital predistorderare 2 vilken styrs av en DSP 3. lnsignalen matas också till en DAC och referensupp-konverterare 4.

Referensupp-konverteraren används för att tillhandahålla en ren signal utan distortion till en signalelimineringspunkt 5 i ett utförande av en FF MCPA.

Elimineringspunkten skall endast innehålla kvarvarande distortion från effektförstärkaren 7. DPD 2 driver en DAC och upp-konverterare 6 som tillhandahåller en signal till en huvudeffektförstärkare 7 som reducerar distortionen. Utsignalen från MPA 7 samplas och tillhandahålls till elimineringspunkten 5. Utsignalen efter elimineringspunkten samplas till en mätmottagare 8 som mäter felen mellan den önskade signalen och signalen MPA 7. Denna signal kommer att innehålla den resterande distortionen från MPA som måste minimeras. Denna signal tillhandahålls i digitalt format till DSP 3. Felsignalen läggs också genom en feleffektförstärkare 9 och påläggs med en korrekt antifas tillhandahållen av fördröjningsjusteringen 10 för tidsfördröjningen EPA 9 till utmatningen av MCPA vilken eliminerar feleffektförstärkarens introducerade fördröjning. Framåtmatningsslingan eliminerar då kvarvarande distortíonsfel som föreligger efter DPD-justering av utsignalen från MPA 7. Denna tillämning är tillgänglig för DPD i denna uppfinning. DPD i denna uppfinning fungerar på felvektorskillnaden som beräknar signalen EV = VPA - Vini beräkningarna för predistorderaren och algoritmen beskriven tidigare i denna skrift. I tillämpningen enligt Figur 22, är signalen EV känd och signalen Vin är också känd. Därför kan signalen Vom beräknas och samma förfarande som i denna uppñnning kan alltså användas för en tillämpning som illustrerats i Figur 22. DPD justerar signalen VPA i Figur 22 tills felen minimeras jämförda med signalen Vin vid referenspunkten. Eventuella fel introducerade i referensupp-konverterar- kedjan kommer att kvarstå. DPD kommer att justera upp-konverterar- frekvensgensvaret att vara det samma som för referensupp-konverteraren vid minimerande av felen vid elimineringspunkten. 520 4663WI=*§:;»*~ 51 Tillämpningen i Figur 22 ritas i en förenklad form endast för att illustrera principen. Referenskedjan 4 använder normalt ett frekvensöversättnings- block med numeriskt styrd oscillator NCO i referenskedjan för att tillhandahålla inmatningsbasbandssignalen inom det användbara video- frekvensorädet för använd DAC. De använda upp- och ned-konverterarna kommer att göra frekvensinriktning så signalerna vid RF-frekvenser är de samma genom användning av olika lokala oscíllatorinställningar i upp- och nedkonverterarna.

Claims (16)

520 466 52 PATENTKRAV

1. Förfarande för en komplex adaptive digital icke-linjär anord- ningsmodell för basband, kännetecknat av stegen bearbetning av en inmatad komplex digital I / Q-signal för basband via olika digitala funktionsblock i en kaskadkoppling, varvid varje använt block i den digitala icke-linjära anordningsmodellen på ett konsekutivt sätt minimerar fel mellan den icke-linjära anordningsmodellen och faktiskt uppmätta anordningsprestanda, tidinriktning på sampeltidsbasis av en uppmätt icke-linjär komplex signal för anordningen och en inmatad komplex digital I/ Q-signal för basband, justering av den uppmätta icke-linjära komplexa anordningssignalen och den inmatade komplexa digitala I / Q-signalen för basband för en bästa fasinriktning genom att multiplicera en av signalerna med ett fasjuste- ringsvärde funnet genom utjämningsteknik, varvid den digitala icke-linjära anordningsmodellen består av ett AM-till-AM och AM-till_PM uppslagstabell- minne för förstärkning, varjämte uppslagstabellminnet för förstärkning läses av en ögonblicklig amplitud eller effekt för den inmatade komplexa I / Q- signalen för basband och detta värde tillhandahålls till en komplex multiplikator, vilken multiplicerar varje inmatat signalsampel med en komplex förstärkningskorrektion i enlighet med en uppmätt anordningskarakteristik, och bearbetning av den multiplicerade komplexa digitala I/ Q-signalen för basband genom ett digitalt filter som beskriver impulssvaret på en envelopp- modulation liknande det faktiska frekvenssvaret för anordningen, varjämte det digitala filtret erhållits vid signalbearbetningsutjämningsteknik genom jämförelse av den inmatade komplexa förstärkningskorrigerade signalen med den uppmätta anordningssignalen, varvid förstärkningen för det digitala filtret normalíseras för att ha en amplitudförstärkning lika med ett vid nollfrekvens, samt beräkning av nya komplexa förstärkningsvärden för anpassning genom jämförelse av den uppmätta digitala icke-linjära anordningssignalen 520 466 * l' 53 med den bearbetade digitala inmatningssignalen efter det digitala filtret och den komplexa uppslagstabellen, samt den komplexa uppslagstabellen och det digitala filtret optimeras på ett adaptivt sätt till en viss skillnadsgräns uppnås mellan digitala filterimpulssvarsvärden eller komplexa förstärknings- värden mellan olika anpassningar.

2. Förfarande enligt krav 1, kännetecknat av det ytterligare steget implementering av en bästa minsta kvadratfasjustering funnen genom en utjämningsteknik med l-koefñcients FIR-filter mellan den digitala inmatningssignalen och den uppmätta digitala icke-linjära anordnings- signalen.

3. Förfarande enligt krav 1, kännetecknat av det ytterligare steget Bearbetning av den förstärkningskorrigerade digitala I /Q-signalen för basband genom ett digitalt komplext N-koefficients FIR-filter, vilket beskriver impulsgensvaret för det faktiska icke-linjära anordningsfrekvensgensvaret på en envelopp-modulation tillhandahållen i den inmatade komplexa I/ Q- signalen för basband, varjämte det komplexa N-koefficients FIR-filtret erhålls genom signalbearbetningsutjämningsteknik genom jämförelse av en komplex förstärkníngsjusterad icke-linjär anordningsmodellsignal mot den uppmätta anordningssignalen, varvid det komplexa FIR-ñltret normaliseras att ha en amplitudförstärkning lika med ett vid nollfrekvens.

4. Förfarande enligt något av kraven krav 1, 2 eller 3 kännetecknat av det ytterligare steget utvärdering av den digitala icke-linjära anordningsmodellen med ett differentiellt förstärkningsberoendeblock bestående av ett uppslagstabell- minne för komplex differentiell förstärkning adresserat av magnituden eller effekten för inmatningsbasbandssignalen till detta block, därmed tillhandahållande en differentiell förstärkningskorrektion adderad till den inmatade komplexa I/Q-signalen för basband vid tidigare sampeltid som resulterade utmatningssignal. 520 466 §:_f§_'_'f=i_f'fëfIf:_ *i ” 54

5. Förfarande enligt krav 4, kännetecknat av det ytterligare steget utvärdering av den digitala icke-linjära anordningsmodellen mot uppmätta anordningskarakteristiker för ett ögonblickligt effektberoende för dess inmatningssignal genom utvärdering av ögonblicklig skillnadseffekt ur medeleffekt för dess inmatningssignal jämförd med återstående magnitudfel mellan den digitala icke-linjära anordningsmodellen och uppmätta anordningskarakteristiker, varvid utvärderingen görs genom korskorrelation och korskorrelationsresultatet utvärderas för att finna ett impulsgensvar motsvarande uppmätt anordningsberoende av faktisk inmatningseffekt i en ímatningsstimulisignal och ett digitalt filter med verkliga impulsgensvars- värden som konstruerats från korskorrelationsresultatet, varjämte insignalen till det digitala filtret är skillnadseffekt ur medeleffekt för en inkommande signal till detta funktionsblock och förstärkningen för det digitala filtret utvärderas genom utjämningsteknik mellan filtrerad differentiell effektsignal och återstående magnitudfel för att finna en tidstyrningsdifferens för resulterande signal, och görs en magnitudkorrektionsfaktor till den inkommande signalen som en multiplikation av varje sampel med "l" adderad med förstärknings- och tidskorrigerad effektberoende digital filterfaltning dividerad med magnituden för den inkommande signalen.

6. Förfarande enligt krav 5, kännetecknat av det ytterligare steget omarrangering av den digitala icke-linjära anordningsmodellen så att ett effektberoendeblock placeras framför ett funktionsblock AM-till-AM och AM-till-PM och ett differentiellt komplext förstärkningsblock är placerat som ett sista icke-linjärt anordningsmodellfunktionsblock, varvid på detta sätt modellen kommer att förbättras och uppslagstabeller för komplex förstärkning för den digitala basbandsmodellen erhåller effektberoende inkorporerat och inget multidimensionellt uppslagstabellminne kommer att behövas. 520 466 šfïïj 55

7. Förfarande enligt krav 6, kännetecknat av det ytterligare steget med den digitala icke-linjära anordningsmodellrepresentationen med kapacitet att optimera modellgiltighet för varje modellerad karakteristik för en använd icke-linjär anordning, och användande den digitala icke-linjära anordningsmodellen för basband kan i tillämpningar för anordningskarakterisering och övervakning av tillverkningskvalitet för termisk anordningsmonteringskarakteristik och förspänníngsnätspridning genom utvärdering av det digitala gensvaret på en inkommande signal.

8. Komplex adaptiv digital predistorderarkrets för basband som tillhandahåller signaldistortionsundertryckning av sidband och även minneseffektkompensation av gensvarsberoende för en icke-linjär anordnings insignal-envelopp, kännetecknad av I att den digitala predistorderarkretsen består av ett uppslagstabell- minne för invers komplex förstärkning, varvid den komplexa uppslags- tabellen läses genom en ögonblicklig amplitud eller effekt för en insignal, varjämte detta värde tillhandahålls en komplex multiplikator vilken multiplicerar ett insignalsampel med en invers komplex förstärknings- korrektion och matar en distorderad signal tillhandahållen till en icke-linjär anordning genom tillgänglig upp-konverterare och DAC, att en utsignal från den icke-linjära anordningen samplas genom en mätmottagare som tillhandahåller en digital basbandsutsignal att jämföras med insignalen, att insignalen och den digitala basbandsutsignalen tidsinriktas på sampelbasis för signalutvärdering i en digital signalbearbetning, att komplexa I / Q-signaler vidare fasinriktas i den digitala signalbearbetningen genom fasmultiplikation och inriktning av komplex insignal, att värden anpassade till ett uppslagstabellminne för invers komplex förstärkning kommer att utvärderas genom beräkning av en komplex förstärkning för en kombinerad digital predistorderare och den icke-linjära 520 466 i 56 anordningen som vidare innefattar tillgänglig upp-konverterare och DAC, samt att en virtuell komplex förstärkníngstabell placerad i ett digital signalbearbetningsminne uppdateras adaptivt genom användning av ett adaptivt virtuellt digitalt filter även i den digitala signalbearbetningen för korrekt viktning av utvärderingarna av den komplexa förstärkningen och inversen av den virtuella komplexa förstärkningstabellen laddas in i uppslagstabellen för invers komplex förstärkning i den digitala predistorderarkretsen för varje adaption, att ett prestandamått på den digitala predistorderarkretsen utvärderas antingen genom jämförelse av skillnad i impulsgensvarsvärden för det adaptiva virtuella digitala filtret i DSP för varje adaption eller en skillnad i komplexa förstärkningsvärden.

9. Komplex adaptiv digital predistorderarkrets för basband i enlighet med krav 8 som i sin insignalsbandbredd tillhandahåller en ytterligare felvektorreduktion mellan en digital insignal jämförd med den digitala predistorderarkretsen och en icke-linjär anordningsutsignal uppmätt med en mätmottagare, kännetecknad av att en komplex fasmultiplikator är insatt i den digitala predistortionskretsen, vilken multiplicerar komplexa insignalsvärden med ett fasvärde för fasinriktning av signalerna, att ett digitalt ñlter är insatt framför en invers förstärkníngskompensationsfunktion i den digitala predistortionskretsen, varvid det digitala filtret som väljs har inverst frekvensgensvar för det adaptiva virtuella digitala filtret som används för komplex förstärknings- tabellutvärdering vilken ger adderad frekvensgensvarskompensation för det icke-linjära systemet, att digital hårdvara kommer att reduceras genom inkorporering av fasmultiplíkatorn i det använda digitala filtret genom multiplicering av komplexa impulsgensvarsvärden med fasvärdet, och att inversa förstärkningstabellvärden tillhandahålls och det digitala filtrets impulsgensvarsvärden uppdateras adaptívt genom utvärdering av 520 466 57 insignalen framför fasmultiplikatorn och det digitala filtret med uppmätt utsignal.

10. Komplex adaptiv digital predistorderarkrets för basband i enlighet med krav 9 som i sin insignalsbandbredd tillhandahåller ytterligare felvektorreduktion mellan den digitala insignalen jämfört med den digitala predistorderarkretsen och icke-linära anordningens utsignal uppmätt med mätmottagaren och även tillhandahållande ytterligare distortionsnivå- reduktion utanför signalbandbredden, kännetecknad av att ett inverst komplext differentiellt förstärkningskorrektionsblock är insatt i den digitala predistortionskretsen framför fasmultiplikatorn, det digitala filtret och det inversa komplexa förstärkningsblocket, och består av ett uppslagstabellminne för komplex differentiell förstärkning adresserat genom magnituden eller effekten för den inmatade basbandssignalen till detta block, varvid det selekterade värdet från uppslagstabellen för invers differentiell förstärkning tillhandahålls en komplex multiplikator som multiplicerar en insignalsdifferensvektor för nästa sampel och därmed tillhandahåller en invers differentiell förstärkningskorrektion adderad till den inmatade komplexa digitala I/Q-signalen för basband vid föregående sampeltid som en resulterade utsignal, och att ett uppslagstabellminne för invers differentiell förstärkning anpassas för inversen av komplexa differentialförstärkningsvärden erhållna genom utvärdering av den uppmätta signalen för en kombinerad digital predistortionskrets, tillgängliga upp-konverterare och DAC, och den icke- linjära anordningen med insignalen vid den inversa komplexa förstärkningstabellen när apparaten har anpassats till en aktuell uppmätt prestandanivå för förstårkningsfaskompensationsblocket, varvid det inversa differentiella komplexa förstärkningsblocket beräknats och anpassats på samma sätt som vid förstärkningsfaskompensationsblocket.

11. ll. Komplex adaptiv digital predistorderare för basband i enlighet med krav 10 som ger ytterligare reduktion i distortion och felvektor mellan insignal och den uppmätta utsignalen efter den digitala predistortions- 520 466 fifllggjj. 58 kretsen, tillgängliga upp-konverterare och DAC samt den digitala icke-linjära anordningen, kännetecknad av att ett korrektionsblock för effektberoende insätts som ett första funktionsblock i den digitala predistortionskretsen, varvid värden som skall läggas i parametervärdesminnen för ett första funktionsblock i den digitala icke-linjära anordningsmodellen för ineffektberoendekorrektion för den digitala predistorderarlösningen erhålls genom en effektberoendefunktion som korrigerats med ett digitalt effektfilter, vilket är konstruerat med impulsgensvar selekterat från en korskorrelationsutvärdering mellan en differentiell inmatningseffekt ur en medeleffekt för insignalen och de återstående magnitudfelen mellan insignalen och den predistorderade icke- linjära anordningens digitala mätning, har sina korskorrelationsvärden från noll korrelationstidspassning upp till ett maximalt satt värde på impulsgensvar som definierar ett valt digitalt filter, varvid förstärkningen för det digitala effektfiltret justerats genom ett utjämningsförfarande mellan en faltningskorrektion för effektberoende och återstående magnitudfel mellan insignalen och den predistorderade icke-linjära anordningens digitala mätning, och en korrekt tidstyrning av faltningen för effektberoende vidare utvärderas genom korskorrelation, samt en effektkorrektion är gjord som en amplitudförstärkningskorrek- tionsfaktor på den inkommande digitala signalen och en uppdaterings- hastighet för detta funktionsblock gjord i enlighet med behovet av omgivningstemperaturberoende för den använda icke-linjära anordningen och använd genom anpassning av det digitala effektfiltrets förstärkning.

12. Komplex adaptiv digital predistorderare för basband i enlighet med krav 10 som ger ytterligare reduktion i distortion och felvektor mellan insignal och den uppmätta utsignalen efter den digitala predistortions- kretsen, tillgängliga upp-konverterare och DAC samt den digitala icke-linjära anordningen, kännetecknad av att ett funktionsblock för effektberoendekorrektion är insatt som ett funktionsblock i den digitala predistortionskretsen, 520 59 för att erhålla värden att lägga in i parametervärdesminnen för ett första funktionsblock utvärderas den digitala icke-linjära anordnings- modellen med ett FIR-filter för effekt konstruerat med symmetriska koefñcienter från korskorrelationsutvärderingen med korskorrelationsvärden från noll korskorrelationstiming upp till ett maximalt värde som definierar ett FIR-filters mittkoefñcientvärde för ett impulsgensvar, varvid när hälften av impulsgensvaret valts erhålls resten av gensvaret genom spegling av koefficientvärdena från mitten till änden av FIR-filtret, varjämte antalet koefficienter då sätts att vara ett udda tal och FIR-ñltret blir symmetriskt runt mittkoefficienten, vilket reducerar numeriska beräkningar i effektkorrektionsfunktionsblocket som skall definieras, varvid parametervärden för ett funktionsblock för effektberoende- korrektion är i den digitala predistortionskretsen, som skall läggs i minnen för ett första funktionsblock i den digitala icke-linjära anordningsmodellen, utvärderas med ett FIR-filter för effekt konstruerat med koefficienter selekterade från en korskorrelationsutvärdering mellan en inmatad differentiell effekt och återstående magnitudfel mellan insignalen och den predistorderade icke-linjära anordningens digitala mätning, samt ett FIR-ñlter för effektberoende har korskorrelationsrelaterade värden från noll korskorrelationstiming upp till ett maximalt värde som definierar ett PIR-filters mittkoefficientvärde som definierar hälften av FIR-ñltrets impulsgensvar för effektberoende, varvid en andra halva av impulsgensvaren väljs genom spegling av koefficientvärdena runt mittkoefñcienten, varvid antalet koefficienter då sätts till ett udda antal för att därigenom reducera numeriska digitala faltningsberäkningar i ett effektkorrektionsblock som skall definieras och förstärkningen vid FIR-ñltret för effektberoende justeras med l-koefficients FIR-utjämning mellan faltningen för differentiellt effektberoende och FIR-filtret för effektberoende samt återstående magnitudfel mellan insignalen och predistorderad icke-linjär digital anordningsmätning, varvid en korrekt tidsstyrning för faltningen av effektberoende vidare beräknas genom korsvis elimínering och effektkorrektion görs som en amplitudförstärkningskorrektionsfaktor på inkommande digitala signal, samt en uppdateringshastighet för detta block 520 466 60 gjorts i enlighet med behovet för omgivande temperaturberoende för den använda icke-linjära anordningen och används genom anpassning av förstärkning vid FIR-filtret för effektberoende.

13. Komplex adaptiv digital predistorderare för basband i enlighet med krav ll tillämpad på en apparat med en krets innefattande en adderad framåtmatningsslinga, kännetecknad av att ett huvudförstärkarsignalsampel för upp-konverterare tillhandahålls till en elimineringspunkt för att jämföras med en digitalt fördröjd och fasjusterad insignal tillhandahållen med en referensupp-konverterare, varvid en resulterande signal efter elimineringspunkten som innehåller återstående fel från huvudeffektförstärkaren för predistortionen läggs till en felförstärkare, varvid den förstärkta felsignalen adderas i motfas till en fördröjd huvudeffektförstärkarsignal för att ytterligare reducera utmatnings- distortion från apparaten, en mätmottagare för den digitala predistortionskretsen och felelimnineringen är arrangerad för att uppmäta en signal efter eliminerings- punkten, digitala predistortionsberäkningar modifieras för att jämföra en tídsinriktad insignal modifierad genom fas- och effektberoendefunktioner med samma signal adderad med elimineringspunktsignalen, ett extra digitalt filterblock för felkompensation är placerat framför den digitala predistortionskretsen för ytterligare vektorreduktion efter elimineringspunkten i stället för att jämföra den tidinriktade signalen med den uppmätta signalen adderad med den tidinriktade insignalen. och tidsfördröjning i sampel arrangeras för bästa prestation för apparaten genom introduktion av lämpliga digitala tidfördröjningsblock i upp- konverterare för predistortions- och referenssignaler.

14. Komplex adaptiv digital predistorderare för basband i enlighet med krav 8, kännetecknad av att fasmultiplikationsvärden erhålls genom 1- koefficients FIR-utjämningsförfaranden. 520 466 61

15. Komplex adaptiv digital predistorderare för basband i enlighet med krav 9, kännetecknad av att fasvärdet för fasinriktningen av signalerna erhålls genom utjämningsförfarande med l-koefficients FIR-filter som använder tidssampelinriktade uppmätta inmatningssignaler utvärderade endast en gång.

16. Komplex adaptiv digital predistorderare för basband i enlighet med krav 9, kännetecknad av att det digitala frekvensgensvarskompenserande filtret är ett inverst N -koefficients FIR-filter till ett virtuellt N -koefficients FIR- filter erhållet genom utjämningsteknik.