CN101022267B - 失真补偿装置和方法 - Google Patents

失真补偿装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101022267B
CN101022267B CN2007100043454A CN200710004345A CN101022267B CN 101022267 B CN101022267 B CN 101022267B CN 2007100043454 A CN2007100043454 A CN 2007100043454A CN 200710004345 A CN200710004345 A CN 200710004345A CN 101022267 B CN101022267 B CN 101022267B
Authority
CN
China
Prior art keywords
distortion
parameter
amount
amplifier
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2007100043454A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101022267A (zh
Inventor
车古英治
舟生康人
大庭健
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of CN101022267A publication Critical patent/CN101022267A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101022267B publication Critical patent/CN101022267B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3294—Acting on the real and imaginary components of the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/321—Use of a microprocessor in an amplifier circuit or its control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3233—Adaptive predistortion using lookup table, e.g. memory, RAM, ROM, LUT, to generate the predistortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

本发明提供了失真补偿装置和方法。该失真补偿装置基于放大器(18)的输入信号和输出信号之间的差自适应地更新放大器(18)的失真补偿系数，该装置包括：失真量检测器(291)，检测放大器(18)的输出信号的失真量；参数保持器(14和/或23)，在其中保持有所设置的参数；参数校正器(292)，按使由所述检测器(291)检测到的失真量被改进的方式来校正所述参数；和失真量校正器(295)，根据检测误差，以使由检测器(291)检测到的失真量减少偏移量的方式，对所述失真量进行校正。此方案使得可以精确地设置与差检测有关的参数，所述差检测是更新该失真补偿装置的失真补偿系数的因素。

Description

失真补偿装置和方法
技术领域
本发明涉及失真补偿装置和失真补偿方法。本发明具体涉及一种适合用于预失真放大器的技术，该技术通过基于输入信号和输出信号之间的差自适应地更新针对输入到放大器的输入信号的失真补偿系数，来补偿该放大器的非线性。
背景技术
图7是示出了以前的数字预失真(DPD)放大器的重要部分的结构的框图。图7的DPD放大器包括：查找表(LUT：失真补偿表)110；地址产生器111；LMS演算器(失真补偿演算单元)112；乘法器113；均衡滤波器(复数滤波器)114；数字/模拟(D/A)转换器115；正交调制单元(QMOD)116；本机振荡器117；放大器118；方向性耦合器(directional coupler)119；混合器(乘法器)120；本机振荡器121；模拟/数字(A/D)转换器122；1/M时钟(CLK)单位延迟电路123；时钟(CLK)单位延迟电路124；减法器125；FFT(快速傅立叶变换)演算器126；积分器127；总线128；以及CPU 129。
在具有这种结构的DPD放大器中，由I信号和Q信号组成的复数信号X(I，Q)被输入作为输入信号(数字信号)。乘法器113将该复数信号X(I，Q)乘以由失真补偿表110给出的失真补偿系数，从而进行失真补偿，然后复数信号X(I，Q)被输入到均衡滤波器114。在该示例中，上面的复数信号X(I，Q)还被输入到地址产生器111和时钟(CLK)单位延迟电路124作为基准信号，该地址产生器111产生用于失真补偿表110的索引地址。
均衡滤波器114控制其内部参数(滤波系数)，从而如图8示意性示出那样地对输入信号X(I，Q)的频率特性进行逆特性滤波，以使基准信号X(I，Q)的相位和放大器118输出的反馈信号Y(I，Q)的相位(基准信号X(I，Q)和反馈信号Y(I，Q)都被输入到LMS演算器112)没有频率分量。结果，补偿了模拟电路的线性倾斜频率特性。在此示例中，在图8中，输入信号X(I，Q)是包括四个载波C1、C2、C3和C4的多载波信号。图8示出了上述滤波能够补偿载波C1至C4的功率值的频率偏差。
利用该方案，在基准信号X(I，Q)和反馈信号Y(I，Q)之间，各载波信号分量(C1、C2、C3和C4)在频率轴上的相位关系变得恒定，从而提高了DPD运算能力。在此示例中，虽然图7没有示出，但均衡滤波器114通过总线128连接到CPU 129，由CPU 129控制上述滤波系数。
其频率特性如上所述地由均衡滤波器114进行了补偿的信号被D/A转换器115转换成模拟信号，然后被正交调制单元116基于本机振荡器117的输出进行调制(正交调制)，然后被输入到放大器118作为射频(RF)频带信号。输入信号被放大器118放大到所需功率值(发送功率值)，然后被输出。
输出信号的一部分被方向性耦合器119分离并被反馈给混合器120，混合器120将分离出的信号乘以本机振荡器121的输出，从而对该信号进行解调(正交检测)。解调出的信号被输出为IF频带信号，然后被A/D转换器122转换为数字信号(复数信号)Y(I，Q)。之后，该信号被输入到1/M时钟(CLK)单位延迟电路123、FFT演算器126和积分器127。
如图9中示意性示出的，例如，1/M时钟单位延迟电路(数字滤波器)123延迟反馈信号Y(I，Q)，以使上面的反馈信号Y(I，Q)和基准信号X(I，Q)在相同的定时输入到减法器125。为此目的，1/M时钟单位延迟电路123能够通过控制其内部参数[从0到(M-1)延迟滤波器抽头(tap)的滤波器(抽头)系数，M是任意的数]以1/M时钟的精度来延迟反馈信号Y(I，Q)。1/M时钟单位延迟电路123将反馈信号Y(I，Q)以1/M为单位延迟了期望时间Δt，并将经延迟的信号Y输入到减法器125。基准信号X(I，Q)被时钟单位延迟电路124以时钟单位延迟，然后被输入到减法器125。
即，为了实现减法器125对同一时间的信号的比较，这些延迟电路123和124分别将在时间关系上偏离的基准信号X(I(t-n)，Q(t-n))和反馈信号Y(I(t-Δt)，Q(t-Δt))延迟，以使这两个信号以良好的精度在时间轴上匹配。此时，由数字滤波器123延迟了延迟量Δt(精细调节)，延迟量Δt小于时钟频率。在此实例中，该数字滤波器123还通过总线128连接到CPU 129，CPU 129控制数字滤波器123的内部参数(滤波系数)，从而控制延迟量。
然后，减法器125对同一时间的信号X(I，Q)和Y(I，Q)(它们的输入定时由于以上延迟调节而匹配)执行减法处理，从而检测误差信号。基于该误差信号，失真补偿演算器112使用例如LMS算法来更新失真补偿表110中的失真补偿系数。
如上所述，DPD放大器基于基准信号X(I，Q)和反馈信号Y(I，Q)之间的差(误差)，自适应地更新在输入信号X(I，Q)的失真补偿(乘法器113)中使用的失真补偿系数，并且对放大器118的非线性失真进行补偿，从而提高放大效率。
这里，由CPU 129自适应地校正均衡滤波器114和数字滤波器123的内部参数(滤波系数)。即，FFT演算器126对反馈信号Y(I，Q)执行FFT处理，从而进行频率分析。根据该结果(FFT结果数据)，CPU 129获得在3GPP标准下与ACLR(相邻信道漏泄比)5MHz载波分离等同的数据。
例如，在获得图11所示的数据(频率对功率值的数据)作为FFT结果数据的情况下，CPU 129获得由框100指示的测量点(监控范围)的数据，该测量点的中心频率与由框200指示的功率值获得点的中心频率沿中心方向隔开5MHz。在此示例中，在图11中，功率值获得点200指示由积分器127通过积分运算而获得的功率值的范围；C1、C2、C3和C4指定已经描述的载波信号分量。
如图10中示意性示出的，在上述测量点100处获得的数据之中，CPU129将高频数据和低频数据进行比较，并将较差的数据(在监控范围内具有较大失真劣化量的数据)视为失真数据。CPU 129获得失真数据，同时改变上述参数，并校正这些参数，从而改进失真数据。这里，利用图7所示的结构，通过改变参数不仅改变了失真量，而且通过更新失真补偿表110中的失真补偿系数还可以使失真量的差变得明确。
在此示例中，积分器127对反馈信号Y(I，Q)进行积分，并通过总线128将功率值(在图11中的功率值获得点200处获得的功率值)通知给CPU 129，从而使CPU 129可以检测到异常发送功率并输出警报。
下面的专利文献1和2提出了上面的DPD技术的其他以前的示例。
在专利文献1中公开的技术涉及一种失真补偿装置。当基准信号X(I，Q)或反馈信号Y(I，Q)的信号电平改变为“0”时，或者当由于某些原因(诸如装置故障)从而这些信号仅包含噪声分量时，该装置暂停更新失真补偿表。这是因为在这种情况下该失真补偿装置的各种功能不能正确运转。采用该方案，即使上面的基准信号X(I，Q)或反馈信号Y(I，Q)的信号电平为“0”或者仅具有噪声分量，也可以确保失真补偿的正确操作。
专利文献2的技术涉及一种失真补偿系统。在该技术中，比较发送信号和反馈信号的振幅和相位。演算估计放大器的失真，使上面的发送信号经受预失真处理。在该失真补偿系统中，在失真补偿演算中设置有演算控制装置，该装置产生发送系统和反馈系统的频率特性的逆特性。该演算控制装置校正发送系统和反馈系统的频率特性。利用该方案，可以消除取决于系统的频率特性的信号劣化，并且可以根据正交放大器和检测器的正交误差，精确地执行失真补偿处理。此外，即使在发送期间也可以减少会引起失真补偿劣化的接收(Rx)偏移和正交误差。
[专利文献1]国际专利申请公开册第WO 03/103166号
[专利文献2]日本专利申请公报第H 10-327209号
然而，在以前的技术中，当输出功率(电功率)太低以致没有产生放大器118的失真时，仅可检测等于或小于其中FFT演算器126可分析的范围的失真。因此，无法检测由于参数改变而引起的失真值的改变，从而无法进行精确的参数校正(设置)。此外，在上面的FFT结果数据的测量点100处的误差分量(参见图11中的标号300)引起失真值获得结果的误差。结果，每次进行参数更新时，参数值会偏离最佳参数值。在这种状态下，如果输出功率例如由于载波数量的改变而急剧增加，则会突然引起大的失真。
发明内容
考虑到以上问题，本发明的目的是使得可以精确地设置与差的检测有关的参数，该差是对失真补偿装置的均衡滤波器和延迟电路(数字滤波器)等的失真补偿系数进行更新的要素。
为了实现以上目的，根据本发明，提供了一种失真补偿装置，其通过基于放大器的输入信号和输出信号之间的差自适应地更新针对输入到所述放大器的输入信号的失真补偿系数，来补偿所述放大器的非线性，所述装置包括：失真量检测装置，检测所述放大器的输出信号的失真量；参数保持装置，在其中保持有所设置的参数，所述参数保持装置能够根据设置在其中的所述参数来改变所述差；参数校正装置，按使由所述失真量检测装置检测到的所述失真量被改进的方式来校正在所述参数保持装置中保持的所述参数；和失真量校正装置，根据检测误差，以使由所述失真量检测装置检测到的失真量减少一偏移量的方式，对所述失真量进行校正。
作为一优选特征，所述参数保持装置包括均衡器，所述均衡器根据设置在其中的参数补偿输入到所述放大器的输入信号的频率特性。
作为另一优选特征，所述参数保持装置包括定时调节单元，所述定时调节单元根据设置在其中的参数调节用于检测所述差的对所述输入信号和所述输出信号进行比较的比较定时。
作为又一优选特征，所述失真补偿装置还包括如下的装置，该装置通过自适应地对所述偏移量进行更新而实现根据当前发送状态的最佳偏移量。
作为一般特征，提供了一种失真补偿方法，用于通过基于放大器的输入信号和输出信号之间的差自适应地更新针对输入到所述放大器的输入信号的失真补偿系数来补偿所述放大器的非线性，所述方法包括：(a)检测所述放大器的输出信号的失真量；(b)校正保持在参数保持装置中的参数，所述参数保持装置能够根据设置在其中的所述参数按使在所述步骤(a)中检测到的所述失真量被改进的方式来改变所述差；以及(c)根据检测误差，以使在所述步骤(a)中检测到的失真量减少偏移量的方式，对所述失真量进行校正。
根据上述的本发明，从失真基准数据中减去与误差分量等价的偏移值。这使得可以可靠地防止：由于失真测量误差的影响而引起错误设置使参数离开最佳值。
通过结合附图阅读下面的详细描述，本发明的其他目的和另外的特征将会明显。
附图说明
图1是示出了根据本发明第一实施例的数字预失真(DPD)放大器(失真补偿装置)的重要部分的结构的框图；
图2是描述图1所示的CPU的操作(失真校正执行判断)的流程图；
图3是描述图1所示的CPU的操作(ACLR型失真校正)的流程图；
图4是描述图1所示的CPU的操作(失真偏移校正)的流程图；
图5是描述图4所示的失真偏移校正的效果的示意图；
图6是描述图1所示的CPU的操作(失真校正执行判断的变型例)的流程图；
图7是示出了以前的数字预失真(DPD)放大器的重要部分的结构的框图；
图8是描述图7所示的均衡滤波器的功能的示意图；
图9是描述图7所示的延迟电路的功能的图；
图10是描述图7所示的CPU获取失真数据的示意图；以及
图11是示出了由图7所示的FFT演算器获得的演算结果(FFT结果数据)的示例的图。
具体实施方式
[A]第一实施例：
图1是示出了根据本发明第一实施例的数字预失真放大器(失真补偿装置)的重要部分的结构的框图。图1的DPD放大器也包括：查找表(LUT：失真补偿表)10；地址产生器11；LMS演算器(失真补偿演算单元)12；乘法器13；均衡滤波器(复数滤波器)14；数字/模拟(D/A)转换器15；正交调制单元(QMOD)16；本机振荡器17；放大器18；方向性耦合器19；混合器(乘法器)20；本机振荡器21；模拟/数字(A/D)转换器22；1/M时钟(CLK)单位延迟电路23；时钟(CLK)单位延迟电路24；减法器25；FFT演算器26；积分器27；总线28；以及CPU 29。在此示例中，DPD放大器例如可应用于基站装置的发射器系统。此外，假设输入信号(即，发送信号)是多载波信号。
这里，失真补偿表10存储失真补偿系数，这些系数用于预先补偿当放大器18放大数字信号的输入信号(复数信号)X(I，Q)(在下文中也简称为X)时会引起的失真。这些系数是例如针对输入信号X的功率值而分立地存储的。由地址产生器11基于输入信号X的功率值而产生和指定的地址的失真补偿系数被提供给乘法器13。根据由失真补偿演算器12获得的演算结果，自适应地更新失真补偿系数。
地址产生器11接收作为基准信号的输入信号X，并根据该输入信号的功率值来产生失真补偿表10的索引地址。失真补偿演算器12基于由减法器25获得的基准信号X和反馈信号(复数信号；在下面详述)Y(I，Q)(在下文中也简称为Y)之间的差(误差信号)，自适应地更新失真补偿表10中的失真补偿系数。
乘法器(失真补偿单元)13将输入信号X乘以来自失真补偿表10的失真补偿系数，从而预先补偿在放大器18放大输入信号X时会引起的失真。均衡滤波器(复数滤波器)14是其中保持有设定的参数的参数保持装置。均衡滤波器14(其例如由数字滤波器形成)可以根据其中设定的参数[滤波(抽头)系数]来改变由减法器25检测到的差。如已参照图8所描述的，均衡滤波器14的上述内部参数被控制为使均衡滤波器14对输入信号X的频率特性进行逆特性滤波，以补偿模拟电路的线性倾斜频率特性(各载波信号分量的频率偏差)，从而使各载波信号分量的相位关系恒定。
在此示例中，均衡滤波器14例如具有几十个抽头系数，并且能够补偿在待放大的信号频带(例如，几十MHz宽)中会发生的几dB的线性倾斜特性。此外，均衡滤波器14通过总线28连接到CPU 29(这在图1中未示出)，并且上述参数处于CPU 29的控制下。
D/A转换器15将均衡滤波器14的输出信号转换为模拟信号。正交调制单元16利用来自本机振荡器17的频率信号对该模拟信号进行调制(正交调制)。放大器18放大通过上面的调制而获得的调制信号以使该调制信号具有期望的发送功率值。
方向性耦合器19将放大器18的一部分输出分离出来，以将其反馈给混合器20。混合器20将来自方向性耦合器19的反馈信号乘以来自本机振荡器21的频率信号，从而对该反馈信号进行解调(正交检测)以产生IF频带的解调信号。A/D转换器22将调制信号转换为数字信号，从而获得反馈信号Y(I，Q)，Y(I，Q)是复数数字信号。
1/M时钟单位延迟电路23是数字滤波器电路(M是任意值，并且备有0到(M-1)的延迟滤波抽头)，1/M时钟单位延迟电路23能够以1/M时钟的精度延迟反馈信号Y，以使反馈信号Y的输入定时与基准信号X的输入定时相匹配。1/M时钟单位延迟电路23以1/M时钟单位的精度将反馈信号Y延迟所需时间Δt，并将经延迟的信号输入到减法器25。时钟单位延迟电路24(其例如由一个或更多个触发器(FF)形成)以时钟单位延迟基准信号X，并将延迟信号输入到减法器25。
即，如已参照图9所描述的，为了实现由减法器25对同一时间的信号进行比较，延迟电路23和24用作延迟调节单元(对减法器25处的比较定时进行调节的定时调节单元)，其分别延迟其间具有时延的基准信号X(I(t-n)，Q(t-n))和反馈信号Y(I(t-Δt)，Q(t-Δt))，以使得这两个信号在时间轴上以良好的精度彼此匹配。此时，通过控制1/M时钟单位延迟电路23的内部参数[滤波(抽头)系数]，延迟了Δt的延迟(精细调节)，该Δt的延迟小于时钟频率。
换言之，1/M时钟单位延迟电路(数字滤波器)23也是能够根据其中设置的参数而改变由减法器25检测到的差的参数保持装置。在此示例中，数字滤波器23也通过总线28连接到混合器CPU 29，该CPU 29控制1/M时钟单位延迟电路23的内部参数(滤波系数)，从而控制1/M时钟单位延迟电路23的延迟量。
减法器(差检测单元)25对输入定时通过上述延迟调节而匹配的同一时间的基准信号X和反馈信号Y执行减法处理，从而检测到其间的差(误差信号)。基于该差，失真补偿演算器12例如使用LMS算法来更新失真补偿表10中的失真补偿系数。
FFT演算器26通过总线28接收来自CPU 29的FFT执行指令，并对反馈信号Y执行FFT处理以进行频率分析。CPU 29可通过总线28获得分析结果(FFT结果数据；例如参见图11)。积分器(功率监控装置)27对反馈信号Y积分指定时段，从而检测(监控)到功率值(例如，在图11中的功率值获得点200处的功率值)，CPU 29可通过总线28获得该检测结果。
此外，CPU 29从由FFT演算器26获得的FFT结果数据中获取与3GPP标准下的ACLR 5MHz载波分离相对应的数据。CPU 29将失真劣化量大的数据视为失真数据，并且在改变上述参数的同时获得失真数据，并校正该参数从而改进失真数据。
即，本示例的CPU 29实现了以下功能：(i)作为失真量检测装置291的功能，失真量检测装置291用于检测放大器18的输出信号的失真量；以及(ii)作为参数校正装置292的功能，参数校正装置292用于校正均衡滤波器14和1/M时钟单位延迟电路23的参数，从而改进这样检测到的失真量。
更具体地说，如图11所示，CPU 29获得由框100指示的测量点(监控范围)的数据，所述测量点的中心频率与由框200指示的功率值获得点的中心频率在中心方向上相距5MHz。将所获得的频率较高的数据与所获得的频率较低的数据进行比较。如已参照图10所描述的，较差的数据(监控范围内具有较大失真劣化量的数据)被视为失真数据，CPU 29在改变上述参数的同时获得该失真数据，并校正该失真数据从而改进该失真数据。这里，在本实施例中，同样，失真量不是仅通过改变参数而被显著改变的，通过更新失真补偿表10中的失真补偿系数，使失真量的差变得明确。
此外，本实施例的CPU 29还执行以下功能：
(1)判断功能293，获取由积分器27获得的功率值，并评价该功率值是否大于包含的指定阈值；
(2)参数校正控制功能294，(i)当上面的判断得出肯定结果时，照常校正上面的参数；(ii)当上面的判断得出否定结果时，暂停参数校正；
(3)失真数据(失真量)校正功能295，根据误差分量(测量误差)对在上述测量点100处获得的失真数据(失真基准数据)进行校正(减偏移)，从而将失真数据变小偏移量那么多。
在此示例中，上述功率值(发送功率值)的阈值主要是根据FFT演算器26的分析能力进行设置的，并且被存储在CPU 29可适当访问的存储器等中。
即，本实施例的DPD放大器(失真补偿装置)在发送功率值小于指定功率值时(这表明了这样的状态：仅发生了小于FFT演算器26可分析的范围的失真)暂停参数校正。此外，本实施例的DPD放大器根据其误差分量来校正通过FFT处理而获得的失真基准数据，从而使得可以防止因失真值的测量误差而设置异常的参数值。
现在，将在下面详细描述本实施例的具有上述结构的失真补偿装置的操作。
(A1)整个装置的基本操作：
首先，乘法器13将输入信号X乘以由失真补偿表10提供的失真补偿系数，从而补偿其失真。在失真补偿之后，将输入信号X输入到均衡滤波器14。如已描述的，由CPU 29控制均衡滤波器14的内部参数(滤波系数)，均衡滤波器14以输入信号X的频率特性的逆特性进行滤波，从而补偿模拟电路的线性倾斜频率特性。
对其执行了上面的补偿后的信号被D/A转换器15转换为模拟信号，并被正交调制单元16基于本机振荡器17的输出进行调制(正交调制)，然后被输入到放大器18作为射频(RF)频带的信号。之后，放大器18将该信号放大到期望的功率值(发送功率值)，然后将该信号输出。
输出信号的一部分被方向性耦合器19分离出来并反馈给混合器20，混合器20将该分离出的信号乘以本机振荡器21的输出，从而对该信号进行解调(正交检测)。经解调的信号被输出为IF频带的信号，并被A/D转换器22转换为数字信号(复数信号)Y，然后被输入到1/M时钟单位延迟电路23、FFT演算器26和积分器27。
1/M时钟单位延迟电路(数字滤波器)23以1/M时钟为单位将反馈信号Y延迟期望的时间Δt，以使反馈信号Y和基准信号X到减法器25的输入定时彼此匹配。基准信号X被时钟单位延迟电路以时钟为单位延迟，然后被输入到减法器25。
减法器25对输入定时通过上述延迟调制而匹配的同一时间的基准信号X和反馈信号Y执行减法处理，从而检测到误差信号。基于该误差信号，失真补偿演算器12例如使用LMS算法来更新失真补偿表10中的失真补偿系数。
如迄今所描述的，根据本实施例的DPD放大器，同样基于基准信号X和反馈信号Y之间的差(误差)而自适应地更新在对输入信号X的失真补偿(乘法器13)中使用的系数，由此补偿了放大器18的非线性失真，从而提高了放大效率。
(A2)CPU 29的操作(第一部分)
这里，由CPU 29自适应地校正均衡滤波器14和1/M时钟单位延迟电路23的内部参数(滤波系数)。本示例的CPU 29例如按照图2至图4的流程图进行操作。
即，如图2所示，CPU 29通过总线28获得通过由积分器27进行积分而获得的针对指定时段(例如，100ms的部分)的积分值(功率值)(步骤S1)，并评价该功率值是否大于所含的指定阈值(功率监控步骤；步骤S2)。反馈信号Y的功率值越大，则积分值越大。结果，如果积分值大于所含的阈值，则CPU 29执行如图3所示的ACLR型失真校正处理。
即，CPU 29通过总线28将FFT执行指令给予FFT演算器26，从而激活FFT演算器26，并使FFT演算器26对反馈信号Y执行FFT处理。CPU 29获得FFT处理的结果(FFT结果数据)，然后如上所述地从该FFT结果数据中获得失真数据(失真量检测步骤；步骤S31和S32)。
然后，CPU 29使用所获得的失真数据作为基准失真数据，执行失真偏移校正处理(步骤S32)。更具体地说，如图4所示，例如，CPU 29计算偏移值(步骤S321)。然后CPU 29从上述失真基准数据(也称为失真基准值)中减去该偏移值，以执行校正(从而使失真基准数据变小)(失真量校正步骤；步骤S322)。
这里，作为偏移值计算方法的具体示例，存在以下的方法(a)至(c)。
(a)通过误差学习的偏移值计算：
FFT演算器26在ACLR型校正执行时间以外的时间被激活，来执行FFT演算。基于作为执行几次到几十次FFT演算的结果而获得的结果数据，获得测量误差。将这样获得的测量误差用作偏移值。
(b)利用线性等式的偏移值计算：
如下面的等式(1)所示，计算与由积分器27测得的功率值(积分值)相对应的偏移值。当使用固定的偏移值时，当功率值小时，偏移值看起来相对较大。对测得的功率值进行的校正使得误差分量值对功率值的功率值比恒定。
偏移量＝功率积分值×α+β...(1)
(c)根据位宽限制的偏移值计算：
预先确定有效位宽，将其他值判定为误差值。在失真基准值的位转换之后，从最低位减去固定值(例如1)，由此获得具有恒定功率值比的偏移值。例如，假设失真基准值为3FFF(十六进制)并且有效位宽为7，则获得3F00(十六进制)。此外，从最低位减去“1”，获得3E00(十六进制)，这是进行了偏移校正之后的失真基准值。
即，在上面的(b)和(c)的情况下，偏移量是根据功率监控结果的变量(功率值比恒定)。
自适应地执行上面的偏移值计算方法(a)至(c)以更新偏移值，从而使得可以获得当前发送状态下的最佳偏移值。
作为如上所述的失真基准数据校正(减偏移)的结果，如图5中示意性示出的，例如，可以防止如下现象的发生：由于因为测量误差而使失真基准数据显得小于实际获得的数据，所以看起来改进了失真，但是失真实际上劣化了。因此，可以可靠地防止由测量误差的影响而导致各参数的异常设置。在此示例中，即使偏移校正前的失真基准值是相当低的值，如图5所示，因为在减去偏移值之后失真基准值的范围具有下限，并且失真基准值无法落在该下限之下，所以可以防止参数的错误设置。
这里，不需要一定执行上述对失真基准数据的偏移校正处理(图4的步骤S321和S322)，可以选择性地执行该处理。
接着，如图3所示，CPU 29以指定的更新步长等更新(改变)上述参数，从而更新失真补偿表10中的失真补偿系数(参数校正步骤：步骤S33和S34)。在更新了失真补偿系数之后，CPU 29以与上面相似的方式获得失真数据(更新后的失真数据)(步骤S35)。
随后，CPU 29评价上面更新后的失真数据是否等于或小于在更新失真补偿系数(参数)之前获得的更新前的失真数据(步骤S36)。如果更新后的失真数据超过更新前的失真数据，则这意味着上面的更新增加(劣化)了失真量。因此，CPU 29恢复更新前的参数(从步骤S36的“否”路径到达步骤S37)。相反，如果上面的更新后的失真数据等于或小于更新前的失真数据，则这意味着改进或保持了失真量。CPU 29因而保持更新后的参数值，然后使处理结束(步骤S36的“是”路径)。CPU 29以指定时间间隔激活并执行上面的ACLR型失真校正处理。
另一方面，如果由积分器27获得的功率值小于上述阈值，则即使在应该激活ACLR型失真补偿处理的定时处，CPU 29也结束处理而不激活上面的处理(FFT演算器26)(图2的步骤S2的“否”路径)。利用该方案，上面的参数校正被暂停(参数校正控制步骤)，并且在参数校正被暂停(参数校正控制步骤)、发送功率值小于指定功率值、并且仅发生小于可由FFT演算器26分析的范围的失真的状态下，可以防止由于失真数据的测量误差而设置异常参数值。
(A3)CPU 29的操作(第二部分)
即使采用不包括积分器27的结构，CPU 29也可对由FFT演算器26获得的FFT结果数据进行积分，从而实现与已参照图2所描述的阈值判断等同的判断。
即，如图6所示，CPU 29激活FFT演算器26以使其对反馈信号Y执行FFT处理(步骤S5)，获得处理结果(FFT结果数据)，并对例如图11的功率值获得点200的范围(包含载波信号分量C1、C2、C3和C4)的数据进行积分，从而获得功率值(步骤S6)。
然后，CPU 29对这样获得的功率值和上述阈值进行比较，以评价所获得的功率值是否大于内含的阈值(步骤S7)。如果评价结果为肯定，则CPU 29执行图3的步骤S32的过程以及随后的过程，从而执行ACLR型失真校正处理(步骤S7的“是”路径)。如果评价结果为否定，则CPU 29不执行步骤S32及随后的处理，并结束处理(步骤S7的“否”路径)。
如迄今所描述的，根据本发明，在改变参数(失真补偿系数)前获得发送功率值。如果发送功率值太低以致没有产生失真，则暂停参数校正操作，或者从失真基准数据中减去与误差分量相对应的偏移值，由此可以防止由于测量误差的影响而设置异常参数。
此外，本发明绝对不应限于上述实施例，在不脱离本发明的主旨的情况下，可以提出各种改变或变型。
例如，在上面的示例中，在发送功率监控下暂停参数校正，并且还执行失真数据偏移校正处理。然而，可以仅执行以上步骤之一来防止由于测量误差的影响而设置了异常参数。
此外，上面的参数校正暂停处理是通过直接监控发送功率值而执行的。然而，还可监控发送功率值的变化因素，诸如发送载波的数量。在此情况下，当载波的数量等于或大于阈值时，应该暂停参数校正。
如迄今所描述的，根据本发明，可以在用于对放大器的非线性进行补偿的失真补偿装置中防止由于失真测量误差的影响而设置异常参数。因此，本技术在采用放大器的通信技术领域(诸如移动通信技术领域)中十分有用。
本申请基于并在此要求于2006年2月14日在日本提交的第2006-36799号日本申请的优先权，通过引用将其全部内容合并于此。

Claims (8)

1.一种失真补偿装置，其通过基于放大器(18)的输入信号和输出信号之间的差针对输入到所述放大器(18)的输入信号自适应地更新失真补偿系数，来补偿所述放大器(18)的非线性，所述装置包括：
失真量检测装置(291)，检测所述放大器(18)的输出信号的失真量；
参数保持装置(14和/或23)，在其中保持有所设置的参数，所述参数保持装置能够根据设置在其中的所述参数来改变所述差；
参数校正装置(292)，按使由所述失真量检测装置(291)检测到的所述失真量被减少的方式来校正在所述参数保持装置(14和/或23)中保持的所述参数；
误差检测单元(25)，其根据所述放大器(18)的输入信号和输出信号之间的差来检测误差；和
失真量校正装置(295)，其根据所述误差检测单元(25)所检测的误差，以使由所述失真量检测装置(291)检测到的失真量减少一偏移量的方式，对所述失真量进行校正。
2.根据权利要求1所述的失真补偿装置，其中，所述参数保持装置(14和/或23)包括均衡器，所述均衡器根据设置在其中的参数对输入到所述放大器(18)的输入信号的频率特性进行补偿。
3.根据权利要求1或2所述的失真补偿装置，其中，所述参数保持装置(14和/或23)包括定时调节单元，所述定时调节单元根据设置在其中的参数调节比较定时，在该比较定时，对所述输入信号和所述输出信号进行比较以检测所述差。
4.根据权利要求3所述的失真补偿装置，其中，基于由所述失真量检测装置(291)多次获得的所述失真量而获得所述偏移量。
5.根据权利要求3所述的失真补偿装置，其中，所述偏移量是根据由功率监控装置获得的监控结果的可变量，所述功率监控装置监控所述放大器(18)的所述输出信号的功率值或者所述功率值的变化要素。
6.根据权利要求3所述的失真补偿装置，其中，所述偏移量是根据由所述失真量检测装置(291)检测到的失真量的可变量。
7.根据权利要求3所述的失真补偿装置，所述失真补偿装置还包括偏移值计算装置(29)，其通过自适应地对所述偏移量进行更新而实现根据当前发送状态的最佳偏移量。
8.一种失真补偿方法，用于通过基于放大器(18)的输入信号和输出信号之间的差针对输入到所述放大器(18)的输入信号自适应地更新失真补偿系数来补偿所述放大器(18)的非线性，所述方法包括：
(a)检测所述放大器(18)的输出信号的失真量；
(b)校正保持在参数保持装置(14和/或23)中的参数，所述参数保持装置能够根据设置在其中的所述参数按使在所述步骤(a)中检测到的所述失真量被改进的方式来改变所述差；
(c)根据所述放大器(18)的输入信号和输出信号之间的差来检测误差；以及
(d)根据在所述步骤(c)中所检测的误差，以使在所述步骤(a)中检测到的失真量减少一偏移量的方式，对所述失真量进行校正。
CN2007100043454A 2006-02-14 2007-01-23 失真补偿装置和方法 Expired - Fee Related CN101022267B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006036799A JP4617265B2 (ja) 2006-02-14 2006-02-14 歪補償装置及び歪補償方法
JP2006036799 2006-02-14
JP2006-036799 2006-02-14

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101022267A CN101022267A (zh) 2007-08-22
CN101022267B true CN101022267B (zh) 2010-05-19

Family

ID=37808166

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2007100043454A Expired - Fee Related CN101022267B (zh) 2006-02-14 2007-01-23 失真补偿装置和方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7443923B2 (zh)
EP (1) EP1819040B1 (zh)
JP (1) JP4617265B2 (zh)
KR (1) KR100864558B1 (zh)
CN (1) CN101022267B (zh)
DE (1) DE602006005038D1 (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4863729B2 (ja) * 2006-02-14 2012-01-25 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
US7627293B2 (en) * 2006-12-28 2009-12-01 Alcatel-Lucent Usa Inc. Strategic predistortion function selection
JP4926890B2 (ja) 2007-08-28 2012-05-09 矢崎総業株式会社 同軸ケーブルの端末処理構造
US8160514B2 (en) * 2008-07-25 2012-04-17 Qualcomm, Incorporated Transmission noise cancellation
WO2010073483A1 (ja) * 2008-12-22 2010-07-01 株式会社日立国際電気 歪補償増幅器
RU2011131073A (ru) * 2008-12-27 2013-02-10 Сумитомо Электрик Индастриз, Лтд. Схема компенсации искажений и базовая радиостанция
CN101765187B (zh) * 2009-12-30 2012-05-02 北京北方烽火科技有限公司 一种数字预失真方法及系统
JP4951074B2 (ja) * 2010-02-26 2012-06-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータとその歪補償制御方法
JP5375683B2 (ja) 2010-03-10 2013-12-25 富士通株式会社 通信装置および電力補正方法
JP2014518495A (ja) * 2011-07-11 2014-07-28 ロックスター コンソーティアム ユーエス エルピー 非標準フィードバックを使用した増幅器線形化
JP5751420B2 (ja) * 2011-08-11 2015-07-22 富士通株式会社 歪補償装置、歪補償方法及び無線送信機
JP6094071B2 (ja) * 2012-07-02 2017-03-15 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
JP2016213712A (ja) * 2015-05-11 2016-12-15 富士通株式会社 無線通信装置及び周波数誤差測定方法
JP6551115B2 (ja) * 2015-09-30 2019-07-31 富士通株式会社 無線装置
US10637694B1 (en) * 2018-12-21 2020-04-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Reduction and/or mitigation of spatial emissions in multi-antenna wireless communication systems for advanced networks

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1340911A (zh) * 2000-06-16 2002-03-20 索尼株式会社 失真补偿的方法和装置
CN1347195A (zh) * 2000-09-29 2002-05-01 索尼株式会社 失真补偿装置和失真补偿方法

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3156439B2 (ja) * 1993-04-20 2001-04-16 三菱電機株式会社 歪補償回路
JP3710253B2 (ja) 1997-05-26 2005-10-26 富士通株式会社 歪補償システム
US6473133B1 (en) * 1999-05-14 2002-10-29 Harris Corporation Broadcast transmission system with correction for distortion caused by amplifying and signal conditioning components at a different rate
JP4183364B2 (ja) * 1999-12-28 2008-11-19 富士通株式会社 歪補償装置
US6741662B1 (en) * 2000-04-17 2004-05-25 Intel Corporation Transmitter linearization using fast predistortion
US6304140B1 (en) * 2000-06-12 2001-10-16 Motorola, Inc. Digital predistortion for amplifiers
WO2002087097A1 (fr) * 2001-04-18 2002-10-31 Fujitsu Limited Dispositif de correction de distorsion
TWI233108B (en) * 2001-09-12 2005-05-21 Tdk Corp Reproducing method and reproducing device for multi-level optical recording medium
JP3876408B2 (ja) * 2001-10-31 2007-01-31 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
JP2003188656A (ja) * 2001-12-21 2003-07-04 Nec Corp 歪補償回路
US6728121B2 (en) * 2002-05-31 2004-04-27 Green Power Technologies Ltd. Method and apparatus for active power factor correction with minimum input current distortion
DE60234724D1 (de) 2002-05-31 2010-01-21 Fujitsu Ltd Verzerrungskompensator
US7212584B2 (en) * 2002-08-05 2007-05-01 Hitachi Kokusai Electric Inc. Distortion compensator
JP2005197870A (ja) * 2004-01-05 2005-07-21 Fujitsu Ltd 歪補償型電力増幅器
JP4505238B2 (ja) * 2004-02-25 2010-07-21 株式会社日立国際電気 歪補償回路
JP4574471B2 (ja) * 2004-09-17 2010-11-04 株式会社日立国際電気 歪補償直交変調器及び無線送信機

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1340911A (zh) * 2000-06-16 2002-03-20 索尼株式会社 失真补偿的方法和装置
CN1347195A (zh) * 2000-09-29 2002-05-01 索尼株式会社 失真补偿装置和失真补偿方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP1819040A1 (en) 2007-08-15
US20070200625A1 (en) 2007-08-30
KR100864558B1 (ko) 2008-10-20
EP1819040B1 (en) 2009-01-28
US7443923B2 (en) 2008-10-28
JP2007221245A (ja) 2007-08-30
CN101022267A (zh) 2007-08-22
DE602006005038D1 (de) 2009-03-19
JP4617265B2 (ja) 2011-01-19
KR20070082019A (ko) 2007-08-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101022267B (zh) 失真补偿装置和方法
CN101022276A (zh) 失真补偿装置和方法
EP2575310B1 (en) Method and device for digital baseband predistortion
EP1382115B1 (en) Automatic optimization of linearity for envelope feedback rf amplifier linearization
US9344041B2 (en) Polar amplification transmitter distortion reduction
CN102143108A (zh) 一种改进的自适应预失真技术
CN103534937A (zh) 放大器电路和无线通信设备
EP3066752B1 (en) Reduced power amplifier load impact for open loop envelope tracking
SE520466C2 (sv) Metod och anordning vid en digital linjäriseringskoppling
SE520728C2 (sv) Förfarande för icke-linjär modellering
CN101107797A (zh) 确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和系统
WO2020005362A1 (en) Envelope detector-based feedback for radio frequency (rf) transmitters
CN104243375A (zh) 补偿同相正交失衡的方法与装置
CN101841305B (zh) 功率放大装置和功率放大方法
US8514019B2 (en) Distortion compensation amplifier
JP4755937B2 (ja) 歪補償装置及び歪補償方法
WO2009106827A2 (en) Reducing the distortion of applied modulation
CN109496397B (zh) 一种信号校正方法以及信号校正系统
EP2001127B1 (en) System and method for linearizing microwave transmitters
JPH09153828A (ja) マルチキャリア共通増幅器
JP2004336291A (ja) 非線形歪補償装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20100519

Termination date: 20190123