CN103534937A - 放大器电路和无线通信设备 - Google Patents

Abstract

根据本发明，能够在没有提供用于检测正交调制误差的反馈环的情形下补偿正交调制误差。放大器电路包括：正交调制器（33）；放大器（2），其对已正交调制的信号进行放大；失真补偿部（4），其基于第一补偿系数来补偿将在放大器中导致的失真；正交调制误差补偿部（9），其补偿正交调制误差；更新部（10b），其更新用于补偿正交调制误差的第二补偿系数；误差估计部（10a），其估计正交调制误差的误差；以及预测部，其计算第二补偿系数更新之后的放大器的输出的预测值。基于所估计的误差更新第二补偿系数。基于所估计的误差和放大器输出来计算预测值。失真补偿部（4）基于预测值来计算第一补偿系数。

Description

放大器电路和无线通信设备

技术领域

本发明涉及放大器电路和无线通信装置。

背景技术

当通过使用诸如高功率放大器（下文称为“HPA”）等的放大器放大功率时，由于该放大器的非线性失真特性使得不能获得期望的输入输出特性。

尤其是将被放大的无线信号的频率高时，为了通过校正其非线性特性而将该放大器线性化，在被转换成无线电信号之前，低频率的复IQ基带信号需要经受如专利文献1中所描述的预失真。

失真补偿处理部通过使用数字信号处理来产生用于消除放大器的非线性失真的预失真信号。

从失真补偿处理部输出的信号通过正交调制器正交调制，随后由HPA放大。

如果在正交调制器中发生调制误差，则在用于消除HPA的非线性失真的信号中发生由于该调制误差导致的失真。因此，用于消除HPA的非线性失真的信号未如所预期地到达HPA，并且该HPA的非线性失真的补偿特性恶化。

专利文献2公开了一种补偿这种正交调制误差的技术的示例。

引用列表

[专利文献]

专利文献1：日本特开专利公布No.2009-194432

专利文献2：日本特开专利公布No.2002-77285

发明内容

要由本发明解决的问题

专利文献2公开了一种用于自动地补偿正交调制误差的技术。在专利文献2中公开的该技术需要用于检测正交调制误差的额外反馈回路，这使得硬件复杂并且导致高成本。

因此，本发明的一个目标是在没有提供用于检测正交调制误差的额外反馈回路的情形下，实现正交调制误差的补偿。

（1）本发明的放大器电路包括：正交调制器，其正交调制IQ基带信号；放大器，其对已正交调制的信号进行放大；失真补偿部，其基于第一补偿系数补偿将在放大器中引起的失真；正交调制误差补偿部，其对从失真补偿部输出的IQ基带信号补偿正交调制误差；更新部，其更新用于正交调制误差补偿部中的补偿的第二补偿系数；误差估计部，其估计在IQ基带信号中的误差，该误差由从正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号被正交调制器正交调制而导致；以及预测部，其在第二补偿系数更新之后计算放大器的输出的预测值。更新部基于由估计部估计的该误差来更新第二补偿系数。误差估计部基于由失真补偿部补偿之前的IQ基带信号和通过放大器的输出的正交解调获得的IQ基带信号来估计该误差。预测部基于由估计部估计的该误差，以及通过在基于由估计部估计的该误差更新第二补偿系数之前对放大器的输出的正交解调获得的IQ基带信号，来计算预测值。失真补偿部基于该预测值来计算第一补偿系数。

（2）误差估计部可以估计由从正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号被DA转换并且由正交调制器正交调制而引起的误差。

（3）由误差估计部估计的误差可以包括：DC偏移和/或载波泄漏，其在从DA转换器至正交调制器的路径中发生，DA转换器执行从正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号的DA转换；以及，IQ增益失衡和/或正交偏差，其在从DA转换器至正交调制器的路径中发生，DA转换器执行从正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号的DA转换。

（4）本发明的另一方面是一种包括根据上述（1）至（3）中的任何一项的放大器电路的无线通信设备。

（5）本发明的另一方面是一种用于通过使用放大器电路补偿信号的方法，该放大器电路包括：正交调制器，其正交调制IQ基带信号；放大器，其对已正交调制的信号进行放大；失真补偿部，其基于第一补偿系数补偿将在放大器中引起的失真；以及正交调制误差补偿部，其对从失真补偿部输出的IQ基带信号补偿正交调制误差。

该方法包括下述步骤：基于在由失真补偿部补偿之前的IQ基带信号和通过对放大器的输出的正交解调获得的IQ基带信号，来估计IQ基带信号中的误差，该误差由从正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号被正交调制器正交调制而引起；基于在估计步骤中估计的误差来更新在正交调制误差补偿部中使用的第二补偿系数；基于在估计步骤中估计的该误差以及在基于估计步骤中估计的该误差更新第二补偿系数之前对放大器的输出的正交解调获得的IQ基带信号，来计算在第二补偿系数更新之后对放大器的输出的预测值；以及基于该预测值来计算第一补偿系数。

（6）在上文（5）中，优选地，大约同时地来由失真补偿部和正交调制误差补偿部分别开始使用所计算的新的第一补偿系数和所更新的新的第二补偿系数。

附图说明

图1是示出根据实施例的放大器电路的框图。

图2是示出失真补偿部、IQ偏移/失衡补偿部、和计算部的框图。

图3是示出正交调制误差失真的图。

图4是示出放大器的非线性失真的图。

图5是示出放大器的正交调制误差失真和非线性失真彼此叠加的状态的图。

图6是示出在从DAC至正交调制器的路径中产生的误差的图。

图7示出DAC和正交调制器的等效模型。

图8示出DAC和正交调制器的等效模型，以及用于在该等效模型中校正正交调制误差的IQ偏移/失衡补偿部的模型。

图9是示出计算第一补偿系数和第二补偿系数的处理的流程图。

图10是示出根据比较示例的失真补偿部、IQ偏移/失衡补偿部、以及计算部的框图。

具体实施方式

在下文，将参考附图描述本发明的优选实施例。

[1.放大器电路的整体配置]

图1示出根据实施例的放大器电路1。放大器电路1包括在诸如无线基站设备的无线通信设备中，并且用于传输信号的放大。放大器电路1可以用于所接收信号的放大。

图1中示出的放大器电路1包括高功率放大器（HPA）2、可变电源3、失真补偿部4、IQ偏移/失衡补偿部9、正交调制器33、以及计算部10。

放大器2用作放大输入信号，并且包括向其输入信号的信号输入端口2a和从其输出信号的信号输出端口2b。放大器2进一步包括电源电压（漏极电压）V[n]被供应到的电源端口2c。

本发明的放大器电路1采用包络跟踪方法。因此，可变电源3根据信号x[n](=x_I[n]+i×x_Q[n])的包络信号，使被供应到放大器2的电源端口2c的电源电压V[n]变化。即，放大器2和可变电源3构成放大器200，放大器200执行包络跟踪操作（在下文称为ET放大器）。由于供应到放大器2的电源电压根据信号x[n]的包络而变化，实现了放大器2的高效操作。放大器电路1不一定需要采用包络跟踪方法。

此处，*[n]指示在采样间隔是T(秒)的情况下，在时间n×T处采样的数字复基带IQ信号。此外，*(t)指示在时间t处的模拟信号。

可变电源3不限于改变电源电压（漏极电压）V[n]的可变电源，而是也可以是改变电源电流（漏极电流）的可变电源。在下文，将可变电源3描述为改变电源电压的可变电源。然而，在下文描述中即使当“电源电压”替换为“电源电流”时，也维持功能等价。

为了将信号x[n]的包络信号供应到可变电源3，放大器电路1包括用于信号x[n]的功率检测部5，以及功率到电压转换部6。

功率检测部5检测和输出信号x[n]（IQ基带信号x_I[n]和x_Q[n]）的功率值（包络信号）。功率到电压转换部6具有将由功率检测部5检测的功率转换成将要供应到放大器2的电源电压值的功能。功率到电压转换部6将被转换的电源电压值（包络电压值）输出到可变电源3。可变电源3根据被转换的电源电压值（包络电压值）动态地改变将要供应到放大器2的电源端口2c的电压V[n]。

在失真补偿部4和功率到电压转换部6的前级分别设置定时调整部31a和31b。定时调整部31a和31b执行定时调整，以便在通过不同路径之后，该放大器电路的输入(x_I[n]和x_Q[n])同时到达该放大器的输出。

如图2中所示，失真补偿4包括失真补偿处理部4a和估计部4b，失真补偿处理部4a对信号x[n]执行预失真处理，估计部4b估计补偿ET放大器200的失真的补偿系数（第一补偿系数）。失真补偿处理部4a通过使用第一补偿系数来执行失真补偿处理。

将本发明的估计部4b配置成估计与ET放大器200相反的特性的逆失真特性估计部4b。

失真补偿处理部4a通过使用由估计部4b估计的第一补偿系数，来对信号x[n]执行失真补偿处理，并且输出失真补偿信号u’[n](=u’_I[n]+i×u’_Q[n])。由于已经利用与ET放大器200的失真特性相反的特性来补偿的信号被给予到具有失真特性的ET放大器200侧，所以能够去除该放大器输出的失真。

逆失真特性估计部4b基于从下文描述的预测部10c输出的放大器输出的预测值，通过执行估计逆特性的计算处理，来获得第一补偿系数。

IQ偏移/失衡补偿部9设置在失真补偿4（失真补偿处理部4a）的输出侧上。IQ偏移/失衡补偿部（正交调制误差补偿部）9使从失真补偿部4输出的IQ基带信号经受补偿正交调制器33的IQ偏移/失衡的处理。如图2中所示，IQ偏移/失衡补偿部9包括IQ偏移/失衡补偿处理部（正交调制误差补偿处理部）9a，以及IQ偏移/失衡补偿系数存储部（正交调制误差补偿系数存储部）9b。

IQ偏移/失衡补偿处理部9a通过使用存储在IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b中的IQ偏移/失衡补偿系数（第二补偿系数），使失真补偿信号u’[n]经受补偿IQ偏移/失衡的处理，并且输出被补偿的信号u[n](=u_I[n]+i×u_Q[n])。

通过随后描述的IQ偏移/失衡补偿系数更新部10b来更新存储在IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b中的IQ偏移/失衡补偿系数（第二补偿系数）。在从未更新第二补偿系数的情形下，将诸如零值的初始值设定在IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b中。

又参考图1，用于将数字信号u[n]转换（DA转换）成模拟信号u(t)的DA转换器（DAC）32a和32b设置在IQ偏移/失衡补偿部9的输出侧上。通过由正交调制器33正交调制由DAC32获得的模拟IQ基带信号。

由频率转换部34上转换被正交调制的信号。将上转换信号提供到一个或多个驱动放大器35a和35b，并且放大。来自驱动放大器35a和35b的输出被提供到构成ET放大器200的放大器2。

放大器2的输出信号y(t)由耦合器36检测，并且经由可变衰减器(1/G)37提供到频率转换部38。频率转换部38下转换该信号。经由滤波器（低通滤波器或带通滤波器）39，将频率转换信号提供到AD转换器（ADC）40。ADC40将模拟信号y(t)转换到数字信号y[n](=G×(y_I[n]+i×y_Q[n]))，并且将其输出提供到信号处理部41。信号处理部41执行诸如数字正交解调的信号处理，并且将数字IQ基带信号y_I[n]和y_Q[n]提供到计算部10。

如图2中所示，计算部10包括误差估计部10a、IQ偏移/失衡补偿系数更新部（正交调制误差补偿系数更新部）10b以及预测部10c。

误差估计部10a估计误差，该误差由从IQ偏移/失衡补偿部9（补偿处理部9a）输出的信号u_I[n]和u_Q[n]在正交调制器33中被正交调制而引起。误差估计部10a基于信号x_I[n]和x_Q[n]以及信号y_I[n]和y_Q[n]来估计该误差。

IQ偏移/失衡补偿系数更新部10b更新在IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b中存储的第二补偿系数。IQ偏移/失衡补偿系数更新部10b通过使用由误差估计部10a估计的误差，来更新存储在IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b中的第二补偿系数。将在下文描述更新第二补偿系数的方式。

在基于该误差更新第二补偿系数之后，预测部10c计算放大器2的输出的预测值P_I[n]和P_Q[n]。预测部10c基于用于更新第二补偿系数的误差和在基于该误差更新第二补偿系数之前的放大器2的输出y_I[n]和y_Q[n]，来计算该预测值。将在下文描述计算预测值的方式。

将在下文描述附图中示出的这些信号的名称。

x[n]是通过失真补偿部4经受失真补偿之前的信号，x_I[n]是x[n]的实部（I-信道），并且x_Q[n]是x[n]的虚部（Q信道）。即，满足x[n]=x_I[n]+i×x_Q[n]。

u’[n]是通过失真补偿部4经受失真补偿之后的信号，u_I’[n]是u’[n]的实部（I-信道），并且u_Q’[n]是u’[n]的虚部（Q信道）。即，满足u’[n]=u_I’[n]+i×u_Q’[n]。

u”[n]是通过失真补偿部4经受失真补偿之后的u’[n]的复本信号，u_I”[n]是u”[n]的实部（I-信道），并且u_Q”[n]是u”[n]的虚部（Q-信道）。即，满足u”[n]=u_I”[n]+i×u_Q”[n]。

u[n]是通过IQ偏移/失衡补偿部9的经受IQ偏移/失衡补偿之后的信号，u_I[n]是u[n]的实部（I-信道），并且u_Q[n]是u[n]的虚部（Q-信道）。即，满足u[n]=u_I[n]+i×u_Q[n]。

y[n]是放大器2的输出信号，y_I[n]是y[n]的实部（I-信道），并且y_Q[n]是y[n]的虚部（Q-信道）。即，满足y[n]=G×(y_I[n]+i×y_Q[n])。

P[n]是放大器2的输出信号的预测值，P_I[n]是P[n]的实部（I-信道），并且P_Q[n]是P[n]虚部（Q-信道）。即，满足P[n]=P_I[n]+i×P_Q[n]。

[2.由于正交调制误差导致的失真，以及放大器的非线性失真]

图3示出在正交调制器33中由于正交调制误差（IQ偏移/失衡）导致信号失真。图3示出除了正常信号（主信号）x[n]的分量之外的本地泄漏（local leakage）和映像分量（image component），其作为由于正交调制误差导致的信号失真。本地泄漏由正交调制器33中的IQ DC偏移的偏差和/或载波的泄漏导致。映像分量由正交调制器的偏差和/或IQ增益失衡导致。

IQ偏移/失衡补偿部（正交调制误差补偿部）9用于去除作为由于正交调制误差导致的信号失真的本地泄漏和映像分量。

另一方面，图4示出了由放大器2的非线性特性引起的失真。图4示出除了正常信号（主信号）x[n]的分量之外的三阶失真和五阶失真。

失真补偿部4用于去除由放大器2的非线性特性引起的失真，诸如三阶失真和五阶失真。

如图5中所示，虽然没有失真的正常信号被给予放大器电路1中的DAC32a和32b，但是该信号通过DAC32a和32b、正交调制器33、和频率转换部34，从而在正交调制的主信号中发生本地泄漏和映像分量。随后，具有本地泄漏和映像分量的信号（正交调制的主信号；调制信号）通过放大器2，从而该放大器2的非线性失真额外地重叠。

在图5中，为了便于理解，分开地示出正交调制器33的正交调制误差失真和放大器2的非线性失真。然而实际上，正交调制误差和放大器2的非线性失真中功率较小的一个被功率较大的另一失真遮掩，并且因此不能被观察。

因此，仅观察放大器2的输出不能区分失真信号是由正交调制器33还是由放大器2引起。

然而，在本发明的放大器电路1中，即使在存在两种不同的失真的情形下，也能够在没有分开这两种失真的情形下执行正交调制器33的补偿和放大器2的补偿。

[3.用于补偿的计算处理]

[3.1QMC（正交调制器校正）的概要]

图6示出在从DAC32a和32b至正交调制器33的路径中发生的误差（正交调制误差）。在DAC32a和32b中，在I和Q分量之间发生增益差和偏移差。此外，在DAC32a和32b和正交调制器33之间的布线中，在I和Q分量之间发生布线延迟差。此外，在正交调制器33中，可能发生从振荡器至IF_out(t)的馈通和正交调制器33中的正交偏差。

图7示出发生上述误差的DAC32a和32b和正交调制器33的等效模型。所有这些信号被认为是模拟信号。

假定正交调制器33的输出是IF_out(t)，从图7中，IF_out(t)如在以下等式中1表达为：

[等式1]

$\begin{array}{c}{\mathrm{IF}}_{\mathrm{out}}\left(t\right)=(g_I\·u_I\left(t\right)+l_I)\×\sin (\mathrm{\ω}(t-\mathrm{\τ})+\mathrm{\α})+(g_Q\·u_Q\left(t\right)+l_Q)\×\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{2})\\ =(g_I\·u_I\left(t\right)+l_I)\·\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})\×\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ +\{-(g_I\·u_I\left(t\right)+l_I)\·\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})+g_Q\·u_Q\left(t\right)+l_Q\}\×\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{2})\end{array}$

当以下等式2替代等式1时，

[等式2]

${\mathrm{IF}}_{\mathrm{out}}\left(t\right)u_{I\_\mathrm{out}}\left(t\right)\×\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)+u_{Q\_\mathrm{out}}\left(t\right)\×\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{\mathrm{\π}}{2})$

从上述两个等式得出以下等式3：

[等式3]

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{I\_\mathrm{out}}\left(t\right)=g_I\·\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})\×u_I\left(t\right)+l_I\·\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})\\ u_{Q\_\mathrm{out}}\left(t\right)=-g_I\·\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})\×u_I\left(t\right)+g_Q\·u_Q\left(t\right)+(l_Q-l_I\·\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ}))\end{array}\right.$

$\left(\begin{array}{c}{u}_{I\_\mathrm{out}}\left(t\right)\\ u_{Q\_\mathrm{out}}\left(t\right)\end{array}\right)=\begin{array}{}\end{array}\left(\begin{array}{cc}{g}_I\·\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})& 0\\ -g_I\·\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})& g_Q\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_I\left(t\right)\\ u_Q\left(t\right)\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{l}_I\·\cos (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})\\ l_Q-l_I\·\sin (\mathrm{\α}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{\τ})\end{array}\right)$

图8示出基于上述等式的等效模型（DAC32a和32b以及正交调制器33），以及用于校正该等效模型中的正交调制误差的IQ偏移/失衡补偿部9的模型。

根据在图8中的IQ偏移/失衡补偿部9的模型中示出的符号R₁₁、R₂₁、R₂₂、dcOffsetRe和dcOffsetIm的定义，IQ偏移/失衡补偿部9能够通过以下等式表达：

[等式4]

$\left(\begin{array}{c}{u}_I\left(t\right)\\ u_Q\left(t\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{R}_{11}& 0\\ R_{21}& R_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u^{,}}_I\left(t\right)\\ {u^{,}}_Q\left(y\right)\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\mathrm{dcOffsetRe}\\ \mathrm{dcOffsetIm}\end{array}\right)$

R₁₁、R₂₁、R₂₂、dcOffsetRe和dcOffsetIm的每一个是用于IQ偏移/失衡补偿部9中的补偿的第二补偿系数（IQ偏移/失衡补偿系数）。IQ偏移/失衡补偿系数存储部（正交调制误差补偿系数存储部）9b存储这些第二补偿系数，并且IQ偏移/失衡补偿系数更新部（正交调制误差补偿系数更新部）10b更新这些第二补偿系数。

第二补偿系数的每个通过更新多次收敛到适当值（最佳值）。因此，在收敛之前的第二补偿系数包含相对于该最佳值的误差（残差）。

[3.2DPD（数字预失真；数字失真补偿）的概要]

如图2中所示，根据本发明的失真补偿部4的逆失真特性估计部4b，估计通过失真补偿部4经受失真补偿之后的信号u’[n]的复本信号u”[n]。

在逆失真特性估计部4b中，对来自放大器2的输出的预测值P[n]基于由逆失真特性估计部4b当前持有的放大器逆模型（由第一补偿系数指示的模型）来经受失真补偿，从而获得通过该失真补偿部4经受失真补偿之后的信号u’[n]的复本信号u”[n]。

随后，逆失真特性估计部4b获得在通过失真补偿部4经受失真补偿之后的信号u’[n]和其复本信号u”[n]之间的误差，并且优化该逆模型（第一补偿系数），以便将该误差最小化。因此获得的逆模型（第一补偿系数）被复制到失真补偿处理部4a，并且用于失真补偿处理部4a中的失真补偿处理。第一补偿系数通过多次估计而收敛到适当值（最佳值）。

由失真补偿部4失真补偿的方法不限于上文所描述的方法。

[3.3第一补偿系数和第二补偿系数的计算]

图9是示出计算第一补偿系数和第二补偿系数的处理的流程图。图9的流程图示出通过信号处理部41、计算部10和逆失真特性估计部4b执行的处理。信号处理部41执行图9中的步骤S1和S2，并且计算部10执行图9中的步骤S3至S8。

图9中示出的处理通过包括在放大器电路1中的、执行计算机程序的计算机（未示出）执行。该计算机程序存储在包括在放大器电路1中的存储介质（存储器）（未示出）中。

首先，作为预处理，执行放大器输出的获取（步骤S1）、正交解调（步骤S2）等。在步骤S1中，信号处理部41获取从ADC40输出的放大器输出信号y[n]。在步骤S2中，信号处理部41对所获取的放大器输出信号y[n]执行正交解调，并且输出IQ信号y_I[n]和y_Q[n]。从信号处理部41输出的IQ信号y_I[n]和y_Q[n]被提供到计算部10。

在接收作为放大器输出的IQ信号y_I[n]和y_Q[n]时，计算部10从IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b获取当前应用的第二补偿系数R₁₁、R₁₂、R₂₁、R₂₂、dcOffsetRe和dcOffsetIm（步骤S3）。

已经由计算部10获得的放大器输出y_I[n]和y_Q[n]是当通过使用由计算部10获得的第二补偿系数而通过IQ偏移/失衡补偿部9经受IQ偏移/失衡补偿的IQ信号u_I[n]和u_Q[n]经过正交调制器33和放大器2时所获得的信号。

随后，计算部10执行QMC_LLR(QMC_Local Leak Rejection)处理（步骤S4）。QMC_LLR处理包括计算第二补偿系数（dcOffsetRe、dcOffsetIm）的处理以及其他处理，该第二补偿系数（dcOffsetRe、dcOffsetIm）用于通过去除在从DAC32a和32b至正交调制器33的路径中发生的DC偏移和载波泄漏来消除图3中示出的本地泄漏。QMC_LLR处理包括误差估计处理（步骤S4-1）、第二补偿系数更新处理（步骤S4-2）、以及预测值计算处理（步骤S4-3）。

在误差估计处理（步骤S4-1）中，计算部10中的误差估计部10a估计本地泄漏作为IQ偏移/失衡。

如果第二补偿系数是最佳值，则通过IQ偏移/失衡补偿部9彻底地消除由正交调制器33导致的正交调制误差失真（IQ偏移/失衡），并且该IQ偏移/失衡变成零。

然而，在第二补偿系数收敛到最佳值之前，即使IQ偏移/失衡补偿部9执行补偿处理，因为第二补偿系数不适当，剩余一定量的IQ偏移/失衡（正交调制误差）未被补偿。

所以，在步骤S4-1的误差估计处理中，为了使得第二补偿系数接近最佳值，估计IQ偏移/失衡的本地泄漏量（第一误差）。通过将经受补偿之前的IQ信号x_I[n]和x_Q[n]（经受失真补偿之前的信号）和作为实际放大器输出的IQ信号y_I[n]和y_Q[n]比较，可以计算本地泄漏。

如果本地泄漏被包含在放大器输出中，则在经受补偿之前的IQ信号x_I[n]和x_Q[n]（经受失真补偿之前的信号）的星座上的零点和在作为放大器输出的IQ信号y_I[n]和y_Q[n]的星座上的零点彼此偏离。在本发明中，该特性用于本地泄漏量的计算。

在下文，将描述用于计算当前本地泄漏量（第一误差）的实际算法的示例。

[等式5]

上述算法中操作符的使用基于诸如C编程语言的一般编程语言的操作符的使用（在下文同样适用）。

上述算法中的变量的含义如下（在下文同样适用）。

LocalLeak_re:dcOffsetRe（本地泄漏量的实部（复数））

LocalLeak_im:dcOffsetIm（本地泄漏量的虚部（复数））

Refsig_re:x_I[n]

Refsig_im:x_Q[n]

Rxsig_re:y_I[n]

Rxsig_im:y_Q[n]

DATALEN：数据数

在上述算法中，为了简单，在经受补偿之前的IQ信号x_I[n],x_Q[n]（经受失真补偿之间的信号）和作为实际放大器输出的IQ信号y_I[n],y_Q[n]之间的差的平均值被认为是零点的偏差量。

在上述算法中，前两行与将本地泄漏量初始化为零的处理相对应。

随后的四行与计算x_I[n],x_Q[n]和y_I[n],y_Q[n]之间差的总和的计算相对应。

最后两行与通过将计算出的总数除以数据数（DATALEN）来计算x_I[n],x_Q[n]和y_I[n],y_Q[n]之间差的平均值的计算相对应。

执行上述算法之后的LocalLeak_re和LocalLeak_im指示分别包括在放大器输出y_I[n]和y_Q[n]中的当前本地泄漏量。

当已经使用当前应用的第二补偿系数经受IQ偏移/失衡补偿的信号通过正交调制器33等时，获得该放大器输出。因此，上述算法中计算的当前本地泄漏量LocalLeak_re和LocalLeak_im不对应于由于正交调制器33导致的实际发生的本地泄漏总量，而是对应于由于不是最佳值的第二补偿系数而导致的、作为误差的本地泄漏的量。

在第二补偿系数更新处理中（步骤S4-2），IQ偏移/失衡补偿系数更新部10b通过使用在步骤S4-1中获得的本地泄漏量（第一误差），来更新作为用于消除本地泄漏的第二补偿系数的dcOffsetRe和dcOffsetIm。

在本发明中，与该本地泄漏相关的第二补偿系数dcOffsetRe和dcOffsetIm每个被计算为重复计算的多个本地泄漏量（第一误差）的累积值（整数值）。

因此，在第二补偿系数更新处理中（步骤S4-2），用于消除当前计算的本地泄漏量的值（典型地，通过将本地泄漏量的符号反相获得的值），被加到当前在IQ偏移/失衡补偿部9中使用的dcOffsetRe和dcOffsetIm。因此，获得dcOffsetRe和dcOffsetIm的更新值。然而，即使在已经完成步骤S4-2中的计算之后，dcOffsetRe和dcOffsetIm的更新值也仅存储在IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b中，而不被传送到IQ偏移/失衡补偿处理部9a。即，在该时间点处，dcOffsetRe和dcOffsetIm的更新值还没有在IQ偏移/失衡补偿处理部9a中使用。

在步骤S4-2的第二补偿系数更新处理中使用的更新等式如下。

[等式6]

QMCCOeffI[2]·=LocalLeak_re;

QMCCoeffQ[2]·=LocalLeak_im;

上述更新等式中变量的含义。

QMCCoeffI[2]:dcOffsetRe

QMCCoeffQ[2]:dcOffsetIm

在上述更新等式中，LocalLeak_re和LocalLeak_im被分别加到QMCCoeffI[2]和QMCCoeffQ[2]。由于QMCCoeffI[2]和QMCCoeffQ[2]每个是用于消除本地泄漏的值，所以加上其符号被更改为负号的每个更新等式的右侧的值。

在预测值计算处理中（步骤S4-3），为了计算第一补偿系数，执行用于预测放大器2的输出的预测值P_I[n]和P_Q[n]的计算（预测值计算的前半）。在与步骤S4-3对应的时间点，第二补偿系数（dcOffsetRe,dcOffsetIm）的更新结果不反映在IQ偏移/失衡补偿部9侧，并且还未获得更新第二补偿系数（dcOffsetRe, dcOffsetIm）之后的放大器输出y_I[n]和y_Q[n]。

因此，在预测值计算处理（步骤S4-3）中，计算基于该误差更新第二补偿系数（dcOffsetRe,dcOffsetIm）之后的放大器输出的预测值P_I[n]和P_Q[n]，并且该预测值用于第一补偿系数的计算。

具体而言，在预测值计算处理中（步骤S4-3），执行从作为放大器输出的IQ信号y_I[n]和y_Q[n]减去将本地泄漏量的计算。用于该计算的等式如下。在步骤S4-3中获得的预测值是预测值计算中间的那些（临时预测值），但是不是最终预测值。最终预测值在随后描述的步骤S5-3中获得。

[等式7]

上述等式中变量的含义表示如下。

P_re:P_I[n]

P_im:P_Q[n]

接下来，计算部10执行QMC_IR (QMC_image Rejection)处理（步骤S5）。QMC_IR处理包括计算第二补偿系数（R₁₁、R₂₁、R₂₂）的处理以及其他处理，该第二补偿系数（R₁₁、R₂₁、R₂₂）用于通过去除在从DAC32a和32b至正交调制器33的路径中发生的IQ增益失衡和正交偏差来消除图3中示出的映像分量。QMC_IR处理包括误差估计处理（步骤S5-1）、第二补偿系数更新处理（步骤S5-2）、以及预测值计算处理（步骤S5-3）。

在步骤S5-1的误差估计处理中，为了使得第二补偿系数接近最佳值，估计IQ偏移/失衡的IQ增益失衡和正交偏差（第二误差）。

关于IQ增益失衡和正交偏差，经受补偿之前的IQ信号Refsig_re(x_I)和Refsig_im(x_Q[n])和放大器输出IQ信号Rxsig_re(y_I)和Rxsig_im(y_Q[n])表达如下。

[等式8]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Rxsig}\_\mathrm{re}\left[n\right]\\ \mathrm{Rxsig}\_\mathrm{im}\left[n\right]\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{Rtmp}}_{11}& 0\\ {\mathrm{Rtmp}}_{21}& {\mathrm{Rtmp}}_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Refsig}\_\mathrm{re}\left[n\right]\\ \mathrm{Refsig}\_\mathrm{im}\left[n\right]\end{array}\right)$

随后，估计上述等式中的R_tmp11、R_tmp21和R_tmp22，以满足以下关系：

[等式9]

Rtmp₁₁·Rtmp₂₂＝1

因此，补偿IQ增益失衡和正交偏差是可能的。

首先，通过由最小二乘法（正规方程组）求解以下等式，可以计算正交偏差R_tmp21和R_tmp22。

[等式10]

Rxsig_im[n]＝Rtmp₂₁·Refsig_re[n]+Rtmp₂₂·Refsig_im[n]

用于计算R_tmp21和R_tmp22的算法（最小二乘法）的示例如下。

[等式11]

$\begin{array}{c}{\mathrm{Rtmp}}_{21}=-\frac{\left(X2X2\right)\×X1Y-X1X2\×X2Y}{{\left(X1X2\right)}^2-X1X1\×X2X2};\\ {\mathrm{Rtmp}}_{22}=-\frac{\left(X1X1\right)\×X2Y-X1X2\×X1Y}{{\left(X1X2\right)}^2-X1X1\×X2X2};\end{array}$

此时，计算IQ增益失衡R_I和R_Q。R_I是I信号的平均增益，并且R_Q是Q信号的平均增益。由于相同包络电压被应用到一对I和Q信号所通过的放大器2，所以在放大器2中发生的I和Q信号的平均增益应该相同。

将IQ增益失衡R_I和R_Q计算如下。满足R_I=R_tmp11。

[等式12]

$\begin{array}{c}{R}_I=\sqrt{\frac{\mathrm{RefPowerI}}{\mathrm{RxPowerI}}};\\ R_Q=\sqrt{\frac{\mathrm{RefPowerQ}}{\mathrm{RxPowerQ}}};\end{array}$

随后，通过R_Q将先前计算的正交偏差R_tmp21和R_tmp22归一化如下。

[等式13]

$\begin{array}{c}{\mathrm{Norm}}_Q=\frac{R_Q}{\sqrt{{\mathrm{Rtmp}}_{21}\×{\mathrm{Rtmp}}_{21}+{\mathrm{Rtmp}}_{22}\×{\mathrm{Rtmp}}_{22}}};\\ {\mathrm{Rtmp}}_{21}={\mathrm{Norm}}_Q\×{\mathrm{Rtmp}}_{21};\\ {\mathrm{Rtmp}}_{22}={\mathrm{Norm}}_Q\×{\mathrm{Rtmp}}_{22};\end{array}$

在步骤S5-2的第二补偿系数更新处理中，IQ偏移/失衡补偿系数更新部10b通过使用在步骤S5-1中获得的R_tmp21、R_tmp22和R_I，来更新用于消除映像分量的第二补偿系数R₁₁、R₂₁和R₂₂。

在下文示出在步骤S5-2的第二补偿系数更新处理中使用的更新等式。NormR是在用于正交调制器的校正的补偿矩阵范数维持为1的情况下用于归一化的变量。

[等式14]

$\begin{array}{c}\mathrm{NormR}=(R_I\×\mathrm{QMCCoeffI}[0\left]\right)\×({\mathrm{Rtmp}}_{22}\×\mathrm{QMCCoeffQ}[1\left]\right);\\ \mathrm{QMCCoeffI}\left[0\right]=\frac{R_I\×\mathrm{QMCCoeffI}\left[0\right]}{\mathrm{NormR}};\\ \mathrm{QMCCoeffI}\left[1\right]=\frac{-{\mathrm{Rtmp}}_{21}\×\mathrm{\α}\×\mathrm{QMCCoeffI}\left[0\right]+{\mathrm{Rtmp}}_{22}\×\mathrm{QMCCoeffI}\left[1\right]}{\mathrm{NormR}};\\ \mathrm{QMCCoeffQ}\left[1\right]=\frac{{\mathrm{Rtmp}}_{22}\×\mathrm{QMCCoeffQ}\left[1\right]}{\mathrm{NormR}};\end{array}$

其中，α是调整参数，并且满足0<α≤1。

上述更新等式中变量的含义如下。

QMCCoeffI[0]:R₁₁

QMCCoeffI[1]:R₂₁

QMCCoeffQ[1]:R₂₂

在步骤S5-3的预测值计算处理中，为了计算第一补偿系数，执行用于预测放大器2的输出的预测值P_I[n]和P_Q[n]的计算（预测值计算后半）。

此处，在步骤S5-1中获得的R_tmp21、R_tmp22和R_I被加到步骤S4-3中获得的临时预测值，以获得最终预测值P_I[n]和P_Q[n]。用于该目的的等式示出如下。

Norm_R也是用于归一化的变量，如NormR。在下文等式中，基于归一化的R_tmp21、R_tmp22和R_I获得最终预测值P_I[n]和P_Q[n]。

[等式15]

$\begin{array}{c}\mathrm{Norm}\_R=R_I\&times;{\mathrm{Rtmp}}_{22};\\ R_I=\frac{R_I}{\mathrm{Norm}\_R};\\ {\mathrm{Rtmp}}_{21}=\frac{{\mathrm{Rtmp}}_{21}}{\mathrm{Norm}\_R};{\mathrm{Rtmp}}_{22}=\frac{{\mathrm{Rtmp}}_{22}}{\mathrm{Norm}\_R};\end{array}$

随后，逆失真特性估计部4b通过使用在步骤S5-3中获得的预测值P_I[n]和P_Q[n]，来估计第一补偿系数（步骤S6）。在逆失真特性估计部4b中，通过不使用放大器2的实际输出y_I[n]和y_Q[n]，而是使用更新第二补偿系数之后对放大器输出的预测值P_I[n]和P_Q[n]，来计算第一补偿系数。

因此，由逆失真特性估计部4b估计的第一补偿系数变成更新第二补偿系数之后的适当值。

在步骤S6中计算的第一补偿系数和在步骤S4-2和S5-2中更新的第二补偿系数R₁₁、R₁₂、R₂₁、R₂₂、dcOffsetRe和dcOffsetIm，大约同时地被分别传送到失真补偿处理部4a和IQ偏移/失衡补偿处理部9a（步骤S7，S8）。因此，大约同时地，第一补偿系数和第二补偿系数分别开始用于失真补偿处理部4a和IQ偏移/失衡补偿处理部9a中的补偿。通过在大约同时开始使用新的第一补偿系数和新的第二补偿系数，避免旧的和新的补偿系数的混合，从而实现适当的补偿。虽然按顺序执行图9中的步骤S7和S8，但是这些步骤可以连续地执行，因此可以被认为是基本同时执行。

此外，更新的第二补偿系数被存储在IQ偏移/失衡补偿系数存储部9b中。

图10是示出图2中未设置的预测部10c的情形的框图。在图10的情形下，逆失真特性估计部4b通过使用放大器2的输出y_I[n]和y_Q[n]，来计算第一补偿系数。

虽然失真补偿部4主要用作用于放大器2的失真补偿器，但是就其原理而言，失真补偿部4补偿在失真补偿部4的后级（朝向放大器2）设置的所有电路元件的非线性特征。在本实施例的放大器电路1中，在失真补偿部4的后级设置IQ偏移/失衡补偿部9。因此，由IQ偏移/失衡补偿部9使用的第二补偿系数中的变化大大地影响失真补偿部4中的补偿的适当性。

由于放大器2的输出y_I[n]和y_Q[n]还未经受第二补偿系数的更新，如果逆失真特性估计部4b通过使用如图10中示出的放大器2的输出y_I[n]和y_Q[n]来计算第一补偿系数，则第一补偿系数在更新第二补偿系数“之前”的时刻补偿“在失真补偿部4后级处的电路元件的非线性特性”。

然而，由于大约同时地开始使用第一补偿系数和第二补偿系数，当使用第一补偿系数时，有必要在更新第二补偿系数“之后”的时刻补偿“在失真补偿部4后级处的电路元件的非线性特性”。

如上所述，在图10的情形下，由于将由失真补偿部4补偿的非线性特性不同于实际线性特性，尽管重复第一补偿系数的估计，也难以使得第一补偿系数收敛，这可能导致补偿性能恶化。

与上文对比，如图2中所示，当失真特性估计部4b通过使用在第二补偿系数更新之后的放大器输出的预测值P_I[n]和P_Q[n]来估计第一补偿系数时，将通过失真补偿部4补偿的非线性特性基本上与实际非线性特性相同，因此，失真补偿处理部4能够有效地执行适当补偿。

误差估计部10a通过在第一补偿系数更新之前使用放大器2的输出y_I[n]和y_Q[n]来计算误差，并且IQ偏移/失衡补偿系数更新部10b通过使用该误差来更新第二补偿系数。然而，依照误差估计和第二补偿系数更新的原理，非线性失真的存在不影响用于误差估计和第二补偿系数更新的计算，因此不导致问题。

顺便说，当将由放大器2的非线性特性引起的失真与由正交调制器33中的正交调制误差（IQ偏移/失衡）引起的信号的失真相比较时，前者大于后者。因此，在图9中示出的计算重复的最初阶段，正交调制器33中的正交调制误差失真被放大器输出中的放大器2的非线性失真遮掩。

因此，即使通过图9中示出的计算执行第二补偿系数的更新，这些系数也几乎不能从初始值更新（误差基本为零），因此，仅更新第一补偿系数的状态持续。

随着第一补偿系数逐渐地收敛至最佳值，放大器2的非线性失真被减少，并且在放大器输出中开始可观察到已经遮掩的正交调制误差失真（参考图5）。因此，正交调制误差失真被补偿。

如上所述，在本发明的放大器电路1中，比正交调制误差和放大器2的非线性误差中的一个大的另一个被补偿，并且通过用于补偿的重复计算来逐渐地补偿两个失真。

[4.附加说明]

上述实施例在各个方面被认为示出而非限制。本发明的范围由随附权利要求而不是通过上文含义指示，因此属于这些权利要求的等同含义和范围内的所有更改旨在包含于其中。

参考符号的描述

1     放大器电路

2     放大器

2a    信号输入端口

2b    信号输出端口

2c    电源端口

3     可变电源

4     失真补偿部

4a    补偿处理部

4b    逆失真特性估计部

5     功率检测部

6     功率到电压转换部

9     IQ偏移/失衡补偿部（正交调制误差补偿部）

9a    IQ偏移/失衡补偿处理部（正交调制误差补偿处理部）

9b    IQ偏移/失衡补偿系数存储部（正交调制误差补偿系数存储部）

10    计算部

10a   误差估计部

10b   IQ偏移/失衡补偿系数更新部（正交调制误差补偿系数更新部）

10c   预测部

31a,31b    定时调整部

33    正交调制器

34    频率转换部

35a,35b    驱动放大器

36    耦合器

37    可变衰减器

38    频率转换部

39    滤波器

41    信号处理部

200   ET放大器

Claims (6)

1.一种放大器电路，包括：

正交调制器，所述正交调制器用于对IQ基带信号进行正交调制；

放大器，所述放大器用于对已正交调制的信号进行放大；

失真补偿部，所述失真补偿部用于基于第一补偿系数来补偿将在所述放大器中引起的失真；

正交调制误差补偿部，所述正交调制误差补偿部对从所述失真补偿部输出的IQ基带信号来补偿正交调制误差；

更新部，所述更新部对于用于在所述正交调制误差补偿部中的补偿的第二补偿系数进行更新；

误差估计部，所述误差估计部用于对在所述IQ基带信号中的误差进行估计，该误差是通过由所述正交调制器来对从所述正交调制误差补偿部所输出的IQ基带信号进行正交调制而引起的；以及

预测部，所述预测部对于在所述第二补偿系数的更新之后的所述放大器的输出的预测值进行计算，

其中，

所述更新部基于由所述误差估计部所估计的所述误差，来更新所述第二补偿系数，

所述误差估计部基于通过所述失真补偿部补偿之前的IQ基带信号、和通过对所述放大器的输出进行正交解调而获得的IQ基带信号，来估计所述误差，

所述预测部基于由所述误差估计部估计的所述误差、和在基于由所述误差估计部所估计的所述误差来对所述第二补偿系数进行更新之前通过对所述放大器的输出进行正交解调而获得的IQ基带信号，来计算所述预测值，并且

所述失真补偿部基于所述预测值，来计算所述第一补偿系数。

2.根据权利要求1所述的放大器电路，其中，

所述误差估计部对于通过对由从所述正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号进行DA转换以及通过所述正交调制器进行正交调制而引起的误差进行估计。

3.根据权利要求1或2所述的放大器电路，其中，

通过所述误差估计部估计的所述误差包括：

DC偏移和/或载波泄漏，所述DC偏移和/或载波泄漏发生在从DA转换器至所述正交调制器的路径中，所述DA转换器用于对于从所述正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号进行DA转换；以及

IQ增益失衡和/或正交偏差，所述IQ增益失衡和/或正交偏差发生在从所述DA转换器至所述正交调制器的路径中，所述DA转换器用于对于从所述正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号进行DA转换。

4.一种包括根据权利要求1所述的放大器电路的无线通信设备。

5.一种通过使用放大器电路来对信号进行补偿的方法，

所述放大器电路包括：

正交调制器，所述正交调制器用于对IQ基带信号进行正交调制；

放大器，所述放大器用于对已正交调制的信号进行放大；

失真补偿部，所述失真补偿部用于基于第一补偿系数来补偿将在所述放大器中引起的失真；以及

正交调制误差补偿部，所述正交调制误差补偿部对从所述失真补偿部输出的IQ基带信号来补偿正交调制误差，并且

所述方法包括下述各步骤：

基于在通过所述失真补偿部进行补偿之前的IQ基带信号、和通过对所述放大器的输出进行正交解调而获得的IQ基带信号，来对在IQ基带信号中的误差进行估计，该误差是通过所述正交调制器来对从所述正交调制误差补偿部输出的IQ基带信号进行正交调制而引起的；

基于在估计步骤中估计的所述误差，来对用于在所述正交调制误差补偿部中的补偿的第二补偿系数进行更新；

基于在估计步骤中估计的所述误差、和在基于在估计步骤中估计的所述误差来对所述第二补偿系数更新之前通过对所述放大器的输出进行正交解调而获得的IQ基带信号，来对在所述第二补偿系数更新之后的所述放大器的输出的预测值进行计算；以及

基于所述预测值来计算所述第一补偿系数。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，

大约同时地，来分别由所述失真补偿部和所述正交调制误差补偿部开始使用所计算的新的第一补偿系数和已更新的新的第二补偿系数。

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