JP2015154154A - 相補Ｇｏｌａｙ符号を用いた直交変復調方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直交変調方法において、簡易な構成のフィードバック系で、送信側のみならず受信側のＩＱインバランスを空間伝搬チャネルを含めて推定（補償）することが可能な直交変復調方法及び装置を提供する。
【解決手段】相補Ｇｏｌａｙ符号を信号Ａおよび信号Ｂに示すように、時間領域でＩチャネルおよびＱチャネルに交互に配置する。前記Ｉチャネル及びＱチャネル信号は、局部発振器１０５からの搬送波および、位相器１０６により９０°位相のずれた直交搬送波にて、直交変調される。前記搬送波および直交搬送波は、可変減衰器１３１および１３２に入力され、制御信号ＣＳ１およびＣＳ２により、交互に減衰され、混合部１３３にて信号加算され、単一化された信号ＭＸ２を得る。前記信号ＭＸ２は、ミキサ１２２に入力され、ＩＱインバランスを含まないフィードバック系を得る。
【選択図】図３

Description

本発明は、相補Golay符号の特性を利用し、広帯域伝送（例えば60ＧＨｚミリ波帯）における高速無線通信を可能にし、ハードウェア構造を簡易にかつ送受信におけるＩＱインバランスを著しく改善した直交変復調方法及び装置に関するものである。本発明は、特に１bit系列である相補Golay符号をＩＱ２チャネルを用いて交互に送信することで、時間軸方向に相補Golay符号を配置し、送信側のＩＱインバランス、空間伝搬チャネル及び受信側のＩＱインバランスが混合した一般化線形システムの入出力特性補償が可能な相補Golay符号を用いた直交変復調方法及び装置に関するものである。

近年、無線通信のデジタル高速化が進行している。デジタル無線通信では、従来のアナログ信号による変調に代わり、デジタル信号処理によりデータ信号を変調するデジタル変調が用いられる。デジタル変調方式の例として、QAM(Quadrature Amplitude Modulation)のように、デジタル制御部からのデジタル信号で、振幅を変更されたＩ信号及びＱ信号を発生する直交変調（ＩＱ変調）方式がある。このように２つのチャネル入力を有する場合、それぞれのチャネルは周波数変換器前段のＤ／Ａ変換器やＬＰＦ（ローパスフィルタ）での応答差があり、位相器部で設計した位相との誤差が存在し、これらの応答誤差をＩＱインバランスと称する。近年の無線通信では急増するトラフィックに対応するため、信号が広帯域化しており、周波数特性を有するＩＱインバランスの補償が必要とされている。

図１は直交変調（ＩＱ変調）方式の送信側直交変調器の一例を示しており、Ｉチャネル及びＱチャネルについて、デジタル信号ｘＩ[ｎ]及びｘＱ[ｎ]がそれぞれＤ／Ａ変換器１１及び１２でアナログ信号に変換されてミキサ２０に入力されるが、Ｄ／Ａ変換器１１及び１２の特性の相違、経路回路（フィルタ等）の特性の相違等によって、ブロック２１に示すようにＩチャネル及びＱチャネルで振幅インバランス（ε）を生じる。また、ミキサ２０内には搬送波（ｆ_ｃ１）を発生する局部発振器２２が備えられており、９０°位相差を付けた直交搬送波を出力する位相器２４等で位相インバランスθを生じる。乗算部２３，２５及び加算部２６でミキシングされ、振幅インバランス（ε）及び位相インバランスθを有する送信信号ＭＸ１は、高周波増幅器１３を経てアンテナ１４から送信される。

上述のように送信部の直交変調器にはＩＱ２チャネル入力があり、送信部には振幅（ε）や位相（θ）のインバランスがあり、ＩチャネルとＱチャネルの経路長の差異、回路の寄生容量、更に受信部の直交復調器で用いる９０°移相器の不完全性、Ａ／Ｄ変換器やＬＰＦ、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）の個体差などが原因となって、振幅や位相の更に大きなインバランスを生じる。その結果、ＩチャネルとＱチャネルの位相差が９０°ではなくなると共に、振幅（利得）にも誤差が生じて正常な復調が困難になる。

直交変調器への入力信号をｘ[ｎ]とすると、入力信号ｘ[ｎ]はＩチャネルの入力信号ｘ_Ｉ[ｎ]及びＱチャネルの入力信号ｘ_Ｑ[ｎ]の複素数で、下記数１のように表わされる。ただし、“ｎ”はｎ番目のサンプリングポイントを示す。
（数１）
ｘ[ｎ]＝ｘ_Ｉ[ｎ]＋ｊｘ_Ｑ[ｎ]
この数１に対して、振幅誤差ε、位相誤差θが存在すると、ＩＱインバランスを含む直交変調器の出力信号（送信信号）のモデル式は、下記数５となる。即ち、“★”を畳み込み関数とし、上付け“＊”を複素数とすると、図１より、
（数２）
ｙ[ｎ]＝ｈ_Ｉ[ｎ]★ｘ_Ｉ[ｎ]＋ｊ(１＋ε)ｈ_Ｑ[ｎ]ｅ^ｊθ★ｘＱ[ｎ]
と表わされ、
（数３）
ｘ_Ｉ[ｎ]＝（ｘ[ｎ]＋ｘ^＊[ｎ]）／２
ｘ_Ｑ[ｎ]＝（ｘ[ｎ]−ｘ^＊[ｎ]）／２
を上記数２に代入して変形すると、下記数４が得られる。
（数４）
ｇ_１[ｎ]＝（ｈ_Ｉ[ｎ]＋（１＋ε）ｈ_Ｑ[ｎ]ｅ^ｊθ）／２
ｇ_２[ｎ]＝（ｈ_Ｉ[ｎ]−（１＋ε）ｈ_Ｑ[ｎ]ｅ^ｊθ）／２

次に、上記数４を畳み込み処理すると下記数５となる。この数５が、ＩＱインバランスを含む直交変調器の出力信号のモデル式となる。
（数５）
ｙ_ＩＱ[ｎ]＝ｇ_１[ｎ]★ｘ[ｎ]＋ｇ_２[ｎ]★ｘ^＊[ｎ]

上記数５を用いることで周波数特性を有するＩＱインバランスをモデル化することができ、ＩＱインバランスを推定（補償）するための出発点となる。また、本モデル式は、ＩＱインバランスを含む直交変調器の出力信号を表わしている。

近年、特に信号広帯域化により周波数特性を有するＩＱインバランスの補償が必要とされ、送信系でＩＱインバランスを補償する場合、ＩＱインバランスにより歪んだ信号をデジタル信号処理部へとフィードバックする経路が必要となり、フィードバックする場合、ＲＦ(Radio Frequency)帯からＢＢ（Base Band）帯へとダイレクトコンバージョン方式でダウンコンバートすると、フィードバック系内でもＩＱインバランスを含んでしまい、本来補償したい送信部でのＩＱインバランスとは異なった値で補償してしまう問題がある。

このため、簡易なフィードバック系としてダイオードの非線形特性を利用した２乗検波による補償法、つまり包絡線検波方式を用いて、複素正弦波信号をフィードバック入力する方法での補償法が検討されている（非特許文献１）。図２は、この包絡線検波方式を図1に対応させて示しており、アンテナ１４からの送信信号ＭＸ１を検知してフィードバックし、ダイオードで成る検波器（半波整流回路）１５で包絡線検波し、検波信号をＬＰＦ１６でフィルタリングして後、Ａ／Ｄ変換器１７でデジタル信号にしている。

この包絡線検波方式は、フィードバック時にはＩＱインバランスを含まず、簡易に検波できる利点を有するが、ＩＱインバランスの利得誤差のみの補償となり、位相誤差の補償が難しい問題がある。また、周波数特性の補償が難しく、かつ実際の信号を送信している最中の補償を行うのが困難である。

ｆ_０を設定可能な周波数とし、ｆ_ｓをサンプリング周波数としたとき、下記数６及び数７を想定する。数７は、周波数特性がないものと仮定した場合を示している。複素正弦波を入力しているので、周波数ｆ_０におけるＩＱインバランスに対して、最適なＩＱインバランス推定と補償が可能となる。
（数６）
ｘ[ｎ]＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ_０ｎ／ｆ_ｓ）
（数７）
ｎ＝０の場合 ｈ_Ｉ[ｎ]＝ｈ_Ｑ[ｎ]＝１
ｎ≠０の場合 ｈ_Ｉ[ｎ]＝ｈ_Ｑ[ｎ]＝０

このときのフィードバック経路の出力信号は下記数１０となり、２乗部分は最小二乗法により推定する。即ち、数６及び数７を前記数５に代入して変形すると、下記数８が成立する。
（数８）
ｙ[ｎ]＝cos(２πｆ_０ｎ/ｆ_ｓ)−（１＋ε）sinθsin(２πｆ_０ｎ/ｆ_ｓ)
＋ｊ（１＋ε）cosθsin(２πｆ_０ｎ/ｆ_ｓ)
従って、下記数９に基づいてｙ_Ｉ[ｎ]^２＋ｙ_Ｑ[ｎ]^２を算出することにより、数１０が導かれる。
（数９）
ｙ_Ｉ[ｎ]＝cos(２πｆ_０ｎ/ｆ_ｓ)−（１＋ε）sinθsin(２πｆ_０ｎ/ｆ_ｓ)
ｙ_Ｑ[ｎ]＝（１＋ε）cosθsin(２πｆ_０ｎ/ｆ_ｓ)

また，マルチキャリア変調の送受信機双方において同期検波方式を用いて、各サブキャリアに対してGolay符号を割り当てる補償方法も検討されている（非特許文献２）。即ち、周波数方向にGolay符号と呼ばれる(1,-1)から成る１bit系列を配置して平均電力とピーク電力の比を抑えつつ、増幅器の負担を軽減し、相関器演算量を少なくしている。また、この補償方法では、補償のための演算をシフトレジスタにより実現できるため、演算量を削減することができる。

しかしながら、マルチキャリア伝送のＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調でサブキャリア毎に1bit系列を配置するため、データパケットのプリアンブル部を作る際にＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を利用する必要があり、また、シングルキャリア伝送への適用には追加のハードウェアが必要となるなどの課題がある。これは、Golay符号をフーリエ変換すると、その相関特性が崩れてしまうためである。また、シングルキャリア変調方式に対しては、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）やＩＦＦＴの演算を追加する必要があり、汎用的ではない問題がある。

水越裕也，鈴木博，須山聡，府川和彦，"包絡線検波器を用いた直交変調器のIQインバランス補償"，信学総大，B-5-90,Mar.2012. R.Rodriguez-Avila,G.Nunez-Vega,R.Parra-Michel,and A.Mendez-Vazquez,"Frequency-Selective Joint T x/Rx I/Q Imbalance Estimation Using Golay Complementary Sequences"IEEE Trans.Wireless Commun.,vol.12,May.2013.

無線通信信号の広帯域化に伴いトラフィックの急増が予想されると共に、直交変復調器を用いた通信の高品質化が要請され、周波数特性を有するＩＱインバランスの補償が必要とされている。送信系でＩＱインバランスを補償する場合には、ＩＱインバランスにより歪んだ信号をデジタル信号処理部（制御部）へフィードバックする経路が必要となるが、フィードバック系においてＩＱインバランスを補償する手段も簡易な方式であり、受信側の復調器でのＩＱインバランスを補償し、空間伝搬等をも考慮して精度良く信号を復調できるＩＱインバランスの補償手法の出現が強く要請されている。

本発明は上述のような事情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、簡易な構成のフィードバック系を用いてＩＱインバランスを確実に補償し、Golay符号の特長を利用して送受信双方向のＩＱインバランス、伝搬チャネルのＩＱインバランスを補償できると共に、大容量通信可能な相補Golay符号を用いた直交変復調方法及び装置を提供することにある。

本発明は、Ｉチャネル及びＱチャネルを用い、局部発振器からの搬送波及び９０°位相のずれた直交搬送波により変調して信号を送信する直交変調方法に関し、本発明の上記目的は、相補Golay符号を時間領域で前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルに交互に配置して送信すると共に、前記搬送波及び前記直交搬送波を交互に減衰させてフィードバックして単一化させ、フィードバック系にＩＱインバランスを含まずに同期検波することにより達成される。

また、本発明は、送信された信号を受信してＩチャネル及びＱチャネルに分波し、局部発振器からの同期波及び９０°位相のずれた位相波で復調する直交復調方法に関し、本発明の上記目的は、前記信号に相補Golay符号が配置されており、前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルは交互に相関検波を行うと共に、前記Ｑチャネルでは極性を入れ替えた前記相補Golay符号の相関検波を利用することにより達成される。

更に、本発明は、Ｉチャネル及びＱチャネルを用い、局部発振器からの搬送波及び９０°位相のずれた直交搬送波により変調して信号を送信する直交変調装置に関し、本発明の上記目的は、相補Golay符号を時間領域で配置し、かつ前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルに交互に配置した送信信号を形成する制御部と、ミキサを含み、前記送信信号を送信部で検知して前記制御部にフィードバックするフィードバック回路と、前記搬送波及び前記直交搬送波を交互に減衰させて前記ミキサに印加する切替部とを備え、前記搬送波及び前記直交搬送波を交互に減衰させて前記ミキサに印加させることにより前記フィードバック回路を単一化し、フィードバック系にＩＱインバランスを含まずに同期検波することにより達成される。

本発明は、送信された信号を受信してＩチャネル及びＱチャネルに分波し、局部発振器からの同期波及び９０°位相のずれた位相波で復調する直交復調装置に関し、本発明の上記目的は、相補Golay符号が配置された前記信号を前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルに交互に分波する分波器と、前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネル交互に相関検波を行う第１検波手段と、前記Ｑチャネルでは極性を入れ替えた前記相補Golay符号の相関検波を利用する第２検波手段とを具備することにより達成される。

本発明によれば、相補Golay符号をIチャネルのみを用いて送信するのではなく、ＩチャネルとＱチャネル双方を用いて交互に送信すると共に、時間軸方向に相補Golay符号を配置しているため、送受信双方のＩＱインバランスを空間伝搬を含んだ形で補償することができる。

本発明によれば、フィードバック系を用いると共に、可変減衰器を利用して、局部発振器の電力レベルに差を付けてミキサに入力し擬似的なスイッチとして機能させ、直交変調部の各チャネルの応答を単一のフィードバックチャネルで抽出する回路構成をとることにより、フィードバック系をチャネル分けしないため、フィードバック時のＩＱインバランスを回避することができる。

また、同期検波方式であるため、周波数特性を有する振幅誤差と位相誤差の双方を補償することが可能である。加えて、1bit系列であるGolay符号の送り方をＩＱチャネルの双方を用いて交互に送信することで時間軸方向に配置することができ、シングルキャリア伝送においても適用することが可能であり、送信側のみならず受信側のＩＱインバランスを空間伝搬チャネルを含めて推定（補償）することが可能となる。

ＩＱ変調器の一例を示すブロック構成図である。 包絡線検波方式による変調方式を適用したＩＱ変調器の一例を示すブロック構成図である。 本発明に係る変調器の一例を示すブロック構成図である。 本発明で使用する相補Golay符号の送り方を従来例と比較して示すパケット構造図である。 本発明の動作例を示すフローチャートである。 本発明に係る復調器の一例を示すブロック構成図である。 本発明で使用する補償システムの一例を示すブロック線図である。 本発明のシミュレーション実施のブロック構成図である． チャネルモデルの一例を示す図である。 本発明の効果を示す特性図である． 本発明の効果を示す特性図である．

送信系でＩＱインバランスを補償する場合、ＩＱインバランスにより歪んだ信号をデジタル信号処理部（コンピュータ等の制御部）へフィードバックして処理する必要がある。送信信号をフィードバックする場合に、ＲＦ帯からＢＢ帯へダイレクトコンバージョン方式でダウンコンバートすると、フィードバック系内でもＩＱインバランスを含んでしまい、本来補償したい送信部でのＩＱインバランスとは異なった値として補償してしまう。そのため、本発明では、フィードバック回路を、ＩＱインバランスを含まないような簡易な検波方式としている。また、受信側の復調器においてもＩＱインバランスが存在し、空間伝搬と混合された応答になるため、信号精度の高い復調のために、本発明では受信側においてもＩＱインバランスの補償を行っている。

本発明では、1bit系列である相補Golay符号の送り方をＩチャネルのみを用いて送るのではなく、ＩチャネルとＱチャネル双方を用いて交互に送信することで、時間軸方向にGolay符号を相補的に配置することができ、シングルキャリア伝送においても適用することが可能であり、送信側のみならず受信側のＩＱインバランスを、空間伝搬チャネルを含めて補償することが可能となる。

また、本発明では２つの可変減衰器を利用した切替部により、搬送波（cos信号）及び直交搬送波（sin信号）を擬似的に切り替えてフィードバック回路に入力している。可変減衰器の減衰率の制御により、局部発振器の電力レベル（電圧）に差を付けて搬送波（cos信号）及び直交搬送波（sin信号）を切り替えてミキサに入力し、直交変調部の各チャネルの応答を単一のフィードバックチャネルで抽出するようにしている。フィードバック経路でチャネルを分けないため、フィードバック時のＩＱインバランスを回避することができる。更に、本発明では同期検波方式により、周波数特性を有する振幅誤差及び位相誤差の双方を補償することが可能である。

以下に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する．
図３は、本発明に係るフィードバック回路付き相補Golay符号を用いた直交変調器の一例を示しており、Ｉチャネルからは（Ａ）に示すようなGolay符号を配置されたパケットＰＩ（デジタル信号）が入力され、Ｑチャネルからは（Ｂ）に示すようなGolay符号を配置されたパケットＰＱ（デジタル信号）が入力され、ＩチャネルではＤ／Ａ変換器１０１でアナログ信号に変換され、ＱチャネルではＤ／Ａ変換器１０２でアナログ信号に変換され、Golay符号を配置されたアナログ信号は変調器のミキサに交互に取り込まれる。ミキサ内には局部発振器１０５が設けられており、局部発振器１０５からの搬送波（cos信号）と、位相器１０６で９０°位相をずらされた直交搬送波（sin信号）とを用いてミキシングして、送信信号ＭＸ１として高周波増幅器１０８、アンテナ１０９を経て送信する。また、本発明では、送信信号ＭＸ１を検知して制御部１５０へフィードバックするフィードバック回路１２０を設けている。

フィードバック回路１２０は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１２１と、ミキサ１２２と、Ａ／Ｄ変換器１２３とで構成されており、Ａ／Ｄ変換器１２３でデジタル信号とされたフィードバック信号ＦＢＳは（Ｃ）に示されるようなパケット構造であり、制御部１５０に推定信号として入力される。ミキサ１２２は乗算部１２２Ａと、ＬＰＦ１２２Ｂとで構成されている。

また、本発明では変調器のミキサ（局部発振器１０５、位相器１０６）とフィードバック回路１２０との間に、制御部１５０で減衰率を制御される切替部１３０を具備している。本実施形態では便宜的に、局部発振器１０５の出力をcos信号、位相器１０６の出力をsin信号として説明する。切替部１３０は、局部発振器１０５からのcos信号を制御部１５０からの制御信号ＣＳ１で減衰率Ａ_１を可変される可変減衰器１３１と、位相器１０６からのsin信号を制御部１５０からの制御信号ＣＳ２で減衰率Ａ_２を可変される可変減衰器１３２と、減衰器１３１及び１３２の出力を混合（加算）して出力する混合部１３３とで構成されている。切替部１３０の切替出力ＭＸ２は、ミキサ１２２内の乗算部１２２Ａに入力される。

制御信号ＣＳ１及びＣＳ２で減衰率Ａ_１及びＡ_２をＡ_１＞＞Ａ_２又はＡ_２＞＞Ａ_１とすることによって、切替部１３０の出力ＭＸ２をcos信号又はsin信号とすることができる。つまり、切替部１３０は、局部発振器１０５における信号電力の相対的調整のために用いられている。例えばフィードバックされている送信信号（ＭＸ１）からＩ信号の方のみ抽出する場合には、cos信号には減衰電力０ｄＢでそのまま通過させ、一方のsin信号には減衰電力20〜40ｄＢほどで電力を減衰させておき、cos信号とsin信号に電力差を付けて、ミキサ１２２に入力されるsin信号レベルをcos信号に比べて無視できる程度にする。同様にして、Ｑ信号の方のみを抽出する場合には、逆にsin信号を減衰させずに、cos信号を減衰させる動作となる。

非特許文献２の変調方式では、図４（Ａ）に示すような逆フーリエ変換されたGolay符号がプリアンブル部分のＩＱチャネル双方に入っているパケット構造をしている。逆フーリエ変換されたGolay符号は、Golay符号の性質である下記数１１及び数１２の特性を有さないため、そのままでは時間領域で用いるのが困難である。このため、信号を受信した後、フーリエ変換して周波数方向へと持ち直すことでGolay符号の性質を利用するようにしている。従って、送信側にはＩＦＦＴ、受信側にはＦＦＴ処理が必須となる。

数１１は、Golay符号の相関特性としてサイドローブが完全に０になり(他の場合に相当)、互いの系列のタイミングが一致した時（ｌ＝０）のときのみ、ピークが表われるという良い相関特性を有しているという意味を持っている。上記数１１において、Ｎ＝Ｌとし、アダマール積によって相関を求めると、下記数１２が得られる。

数１１及び数１２は共にGolay符号の性質として知られているもので、非特許文献２では数１２を用いてＩＱインバランスの補償を行っている。

本発明では、図４（Ｂ）及び（Ｃ）に示すようにGolay符号を信号のプリアンブルで交互に送信する。送信する順番はGolay符号の相補性である数１１を用いることができればよいので、一例としてＧａ，ｊＧｂ，データ＃１１，＃１２，Ｇｂ，ｊＧａ，データ＃２１，＃２２の順に載せる。他の組み合わせも、Golay符号の相補性さえ利用できれば可能であり、例えばｊＧｂ，Ｇａ，データ＃１１,＃１２，ｊＧａ，Ｇｂ,データ＃２１,データ＃２２の場合も可能である。1bit系列である相補Golay符号の送り方を、Ｉチャネルのみを用いて送信するのではなく、ＩチャネルとＱチャネル双方を用いて交互に送信することで、時間軸方向に相補Golay符号を配置することができ、送信側のＩＱインバランス、空間伝搬チャネル、受信側のＩＱインバランスの混合された一般化線形システムの入出力特性補償が可能となる。時間軸方向に相補Golay符号を配置しているため、無線通信システム全般に対しての適用が可能であり、平均電力とピーク電力の比率が０ｄＢであるため、増幅器に負担をかけず、推定の際に増幅器における非線形歪みを回避することが可能である。また、Golay符号は(1,-1)で表わされる1bit系列であるため、ハードウェアへ簡易に実装可能である。

上述のような相補Golay符号の性質により、送受ＩＱインバランス、伝搬チャネルの重畳した周波数特性を補償できることは、下記数１３及び数１４で示される。数１３の各右式の“Ｆ”はフーリエ変換を示している。つまり、Γ[ｌ]及びΒ[ｌ]はそれぞれ、γ[ｎ]及びβ[ｎ]のフーリエ変換後の伝達関数を表わしている。

周波数領域でのGolay符号の配置を示す数１３において、Golay符号とのアダマール積を求めると、下記数１４となる。

なお、数１５の３行目において、数１２の関係式を利用することで、数１３から数１４を導くことができる。

上記数１４により、送受信ＩＱインバランス、伝搬チャネルの重畳した周波数特性を補償できることについては後述する。

このような構成において、本発明に係る直交変調器の動作例を図５のフローチャートを参照して説明する。直交変調器そのものはフィードバック回路１２０を含めてハードウェアで構成されるが、便宜的にフローチャートを用いて動作例を説明する。

先ず送信するためのパケットＰＩがＩチャネルに入力され（ステップＳ１）、次いでパケットＰＱがＱチャネルに入力される（ステップＳ２）。直交変調器では局部発振器１０５で搬送波が発振されて変調が行われ（ステップＳ３）、ミキサより送信する送信信号ＭＸ１が下記数１６に従って出力され、アンテナ１０９から送信されると共に（ステップＳ４）、送信信号ＭＸ１が検知されてフィードバック回路１２０にフィードバックされる（ステップＳ１０）。

変調器のミキサでは局部発振器１０５からのcos信号と、位相器１０６で９０°位相がずれたsin信号との直交信号が形成され、cos信号及びsin信号はそれぞれ切替部１３０内の可変減衰器１３１及び１３２に入力され、制御部１５０からの制御信号ＣＳ１及びＣＳ２に応じて減衰される（ステップＳ１２）。可変減衰器１３１及び１３２で減衰された信号は混合部１３３で混合され、下記数１７に示すような切替信号ＭＸ２として、フィードバック回路１２０内のミキサ１２２内の乗算部１２２Ａに入力される。
（数１７）
ＭＸ２：ｙ_ＬＯ＝Ａ_１cos（ω_ｃｔ）−Ａ_２sin（ω_ｃｔ＋θ）

また、フィードバックのために検知された送信信号ＭＸ１（数１６）は先ずＢＰＦ１２１でフィルタリングされてミキサ１２２内の乗算部１２２Ａに入力され、切替部１３０からの切替信号ＭＸ２（数１７）と乗算され、更にＬＰＦ１２２Ｂでフィルタリングされ（ステップＳ１３）、図３（Ｃ）で示されるパケット形態で、下記数１８に従ったフィードバック信号ＦＢＳがＡ／Ｄ変換器１２３でデジタル信号に変換され、制御部１５０に入力されて処理される（ステップＳ１４）。全てのパケットデータが送信されるまで、上記動作が繰り返される（ステップＳ１５）。

上記数１８において、Ａ_１＞＞Ａ_２の場合にはＡ_１に起因する式となり、Ａ_２＞＞Ａ_１の場合にはＡ_２に起因する式となる。

ここで、Golay符号送信時のフィードバック信号ＦＢＳのＩチャネルパケットは、下記数１９及び数２０で表わされる。いずれも、Ａ_１＞＞Ａ_２の場合とＡ_２＞＞Ａ_１の場合とで内容が相違する。

上記数１９及び数２０について、Golay符号と畳み込み処理を行うと下記数２１となり、数２１についてもＡ_１＞＞Ａ_２の場合とＡ_２＞＞Ａ_１の場合とで内容が相違する。

同様に、Golay符号送信時のフィードバック信号ＦＢＳのＱチャネルパケットは、下記数２２及び数２３で表わされる。いずれも、Ａ_１＞＞Ａ_２の場合とＡ_２＞＞Ａ_１の場合とで内容が相違する。

上記数２２及び数２３について、Golay符号と畳み込み処理を行うと下記数２４となり、数２４についてもＡ_１＞＞Ａ_２の場合とＡ_２＞＞Ａ_１の場合とで内容が相違する。

上記のことを纏めると、Ａ_１＞＞Ａ_２とＡ_２＞＞Ａ_１の切替条件で下記表１のようになる。

次に、復調側のＩＱインバランスの補償を説明する。

図６は直交復調器３０の一例を示しており、発信側のアンテナ１４から送信信号をアンテナ３１で受信し、ＢＰＦ３２を経て高周波増幅器３３で増幅して分波器３４に入力する。分波器３４で分波されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号はそれぞれ乗算部３６Ａ及び３６Ｂに入力され、局部発振器３５で発振された同期波及び位相器３６で９０°位相のずれた位相波で復調される。復調されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号はＬＰＦ３８Ａ及び３８Ｂを経てＡ／Ｄ変換器３９Ａ及び３９Ｂでデジタル信号に変換されて出力される。本発明による復調器の受信信号には、送受信のＩＱインバランスと伝搬チャネルが重畳した応答が含まれるが、受信信号のモデルは下記数２５で表わされる。

上記数２５の上側のｙ^（Ｒ）[ｎ]のｘ^（Ｔ）[ｎ]に対して、下側のｘ^（Ｔ）[ｎ]を代入して整理し、下記数２６で示されるγ[ｎ]、β[ｎ]を用いて簡素化すると、数２７が求められる。

一方、Golay符号を含む受信信号は、上記数２６にGolay符号を配置した下記数２８で表わされる。

上記数２８について、Golay符号との畳み込みを行うと下記数２９〜３１となり、便宜的にそれぞれを数式（１）〜（３）とする。

ここで、推定される応答は、下記数３２となる。
（数３２）
（１）＋（２）＝γ[ｎ]
（１）＋（３）＝β[ｎ]

上記数３２から得られた応答が推定値になる。このように本発明の復調器ではパケットの送り方を変更し、それに合わせる形の相関検出をすることで送信側の直交変調器、受信側の直交復調器のＩＱインバランス及び空間の伝搬チャネルが重畳した応答が推定可能となる。推定された応答を用いて、数３３のような伝達関数を有する図に示す補償システムを、送信系においてはＤ／Ａ変換器Cの前に配置し、受信系では等化器の部分に適用する。

検証例

図７は本発明のシミュレーションを実施するシステムの構成例（処理若しくは動作の流れ）を示しており、数５のモデルにより直交変調器はシミュレーションされ、復調器は数１７のモデルをそのまま用いている。

相補Golay符号を付されたメッセージデータ２０１はビットエラー演算３００に利用されると共に、変調２０２される。変調２０２されたデータはシリアル／パラレル変換２０３され、更に逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）２０４され、ＧＩ(Guard Interval)コードを付され（２０５）た後にパラレル／シリアル変換２０６される。

シリアル変換２０６された信号はＩＱインバランス補償２１０され、ＩＱインバランス２１１を含めて送信されると共に、フィードバック２１２され、ＩＱインバランス推定２１３を行ってＩＱインバランス補償２１０にフィードバックされる。

送信された信号はフェーディング２２０、熱雑音２２１の影響を受けて受信され、更に復調器でのＩＱインバランス２３０を含んで等化２３１及びチャネル推定２３２される。チャネル推定２３２の推定値はチャネル均一化２３１に入力され、チャネル均一化２３１の出力データからＧＩコードを除去２３３し、フーリエ変換（ＦＦＴ）して復調２３５する。

復調２３５されたデータが受信データ２４０であり、受信データ２４０はビットエラー演算３００に利用される。

多重化にＯＦＤＭを使用し、サブキャリア内の変調を16ＱＡＭ、ＦＦＴの点数を512、サブキャリアの数を352、パイロットサブキャリアを16、バンド幅を2.56ＧＨｚ、シンボル周期を225ｎｓ、ＧＩ長を25ｎｓ、プリアンブル長を２シンボル、データ長を10シンボルとする。また、変調側での振幅インバランスを1.2ｄＢ、位相インバランスを５°、ＩＱ応答モデルが[10]，[0.136 0.0039]、復調側での振幅インバランスを1.2ｄＢ、位相インバランスを５°、ＩＱ応答モデルが[10]，[0.136 0.0039]、チャネルモデルを修正Saleh-Valenzuelaモデルとしている。修正SVモデルのモデル式は下記数３４である。

また，本チャネルモデルの図は、図９に示される。
ここで，修正SVモデルのパラメータを下記表２のように設定する。このパラメータは机の上に受信機、天井に送信機を置いた時の環境を表わしている。

なお、ＩＱ応答モデルは、h_I=[1 0]，h_Q=[0.136 0.0039]で、直交変調器前のＩＱチャネルにおけるＬＰＦやＤ／Ａ変換を合わせた応答モデルを示している。また、チャネルモデルは空間伝搬応答のことを示しており、h_f[n]を指している。

図８はサブキャリア指標に対するＥＭＶ(エラーベクトル振幅)[ｄＢ]の特性を示しており、特性Ａは補償なしの場合であり、特性Ｂは従来の包絡線による補償の場合を示している。これに対し、本発明の特性Ｃから分かるように、特性改善が顕著である。

また、図９は送受信双方のＩＱインバランスと伝搬チャネル重畳時の補償特性を示しており、平均ＳＮＲ(Signal to Noise Ratio)[ｄＢ]に対するビットエラー率で示している。破線曲線が白色雑音の例であり、△印曲線が補償なしの例である。濃い○印曲線が従来の補償による特性であり、淡い○印曲線が本発明による特性である。

なお、本発明は上述の発明を実施するための形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成を採り得ることは勿論である。

１１，１２、１０１，１０２ Ｄ／Ａ変換器
１３、３３、１０８ 高周波増幅器
１４、３１、１０９ アンテナ
１５ 検波器（半波整流回路）
１６、３９Ａ、３９Ｂ、１２３ Ａ／Ｄ変換器
１７、３８Ａ、３８Ｂ ＬＰＦ
２０、１２２ ミキサ
２２、３５、１０５ 局部発振器
２４、３６、１０６ 位相器
３２、１２１ ＢＰＦ
３４ 分波器
１２０ フィードバック回路
１３０ 切替部
１３１、１３２ 可変減衰器
１５０ 制御部

Claims (7)

1. Ｉチャネル及びＱチャネルを用い、局部発振器からの搬送波及び９０°位相のずれた直交搬送波により変調して信号を送信する直交変調方法において、
   相補Golay符号を時間領域で前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルに交互に配置して送信すると共に、
   前記搬送波及び前記直交搬送波を交互に減衰させてフィードバックして単一化させ、フィードバック系にＩＱインバランスを含まずに同期検波するようにしたことを特徴とする相補Golay符号を用いた直交変調方法。
2. 前記搬送波がcos信号であり、前記直交搬送波がsin信号である請求項１に記載の相補Golay符号を用いた直交変調方法。
3. 送信された信号を受信してＩチャネル及びＱチャネルに分波し、局部発振器からの同期波及び９０°位相のずれた位相波で復調する直交復調方法において、
   前記信号に相補Golay符号が配置されており、前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルは交互に相関検波を行うと共に、前記Ｑチャネルでは極性を入れ替えた前記相補Golay符号の相関検波を利用することを特徴とする相補Golay符号を用いた直交復調方法。
4. 前記同期波がcos信号であり、前記位相波がsin信号である請求項３に記載の相補Golay符号を用いた直交復調方法。
5. Ｉチャネル及びＱチャネルを用い、局部発振器からの搬送波及び９０°位相のずれた直交搬送波により変調して信号を送信する直交変調装置において、
   相補Golay符号を時間領域で配置し、かつ前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルに交互に配置した送信信号を形成する制御部と、
   ミキサを含み、前記送信信号を送信部で検知して前記制御部にフィードバックするフィードバック回路と、
   前記搬送波及び前記直交搬送波を交互に減衰させて前記ミキサに印加する切替部と、
   を備え、前記搬送波及び前記直交搬送波を交互に減衰させて前記ミキサに印加させることにより前記フィードバック回路を単一化し、フィードバック系にＩＱインバランスを含まずに同期検波するようにしたことを特徴とする相補Golay符号を用いた直交変調装置。
6. 前記切替部が２つの可変減衰器で成り、前記各可変減衰器の減衰率が前記制御部によって制御される請求項５に記載の相補Golay符号を用いた直交変調装置。
7. 送信された信号を受信してＩチャネル及びＱチャネルに分波し、局部発振器からの同期波及び９０°位相のずれた位相波で復調する直交復調装置において、
   相補Golay符号が配置された前記信号を前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルに交互に分波する分波器と、
   前記Ｉチャネル及び前記Ｑチャネル交互に相関検波を行う第１検波手段と、
   前記Ｑチャネルでは極性を入れ替えた前記相補Golay符号の相関検波を利用する第２検波手段と、
   を具備したことを特徴とする相補Golay符号を用いた直交復調装置。