JP4998207B2

JP4998207B2 - 同相直交不整合を補償する通信装置及び方法

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Publication number: JP4998207B2
Application number: JP2007280148A
Authority: JP
Inventors: ラースヤンセンサンダー; 逸郎森田
Original assignee: KDDI R&D Laboratories Inc
Current assignee: KDDI R&D Laboratories Inc
Priority date: 2007-10-29
Filing date: 2007-10-29
Publication date: 2012-08-15
Anticipated expiration: 2027-10-29
Also published as: JP2009111576A

Description

本発明は、直交変復調を用いた有線又は無線通信システムに関し、より詳細には、受信側通信装置において、受信信号から同相信号と直交信号を分離し処理する回路の非対称性に起因する信号の劣化を補償する技術に関する。

直交変復調処理を利用する通信方法として、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変復調による通信方法がある。ＯＦＤＭ変復調技術は、送信データを複数のサブキャリアを用いて並列に伝送する方式であり、各サブキャリアのシンボルレートが比較的低くなるためシンボル間干渉に強く、デジタル地上波放送や、無線ＬＡＮ（ＬｏｃａｌＡｒｅａＮｅｔｗｏｒｋ）システムで既に使用されており、光通信システムへの適用についても検討されている（例えば、非特許文献１、参照。）。

ＯＦＤＭ通信システムにおいて、送信側通信装置は、通常、高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理により、各サブキャリアが送信するデータから、時間軸上の複素サンプル値を求め、その実部から同相ベースバンド信号を、その虚部から直交ベースバンド信号を生成する。同相ベースバンド信号及び直交ベースバンド信号は、ＩＱ多重とも呼ばれる直交変調処理により、１つのＯＦＤＭ信号にまとめられる。ここで、Ｉは同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）を、Ｑは直交（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）を意味している。具体的には、同相及び直交ベースバンド信号に、位相が互いにπ／２だけ異なる所定周波数の正弦波信号を乗じて周波数変換し、周波数変換後の信号を加算してＯＦＤＭ信号とする。

ＩＱ多重により生成されたＯＦＤＭ信号は、例えば、更に、無線周波数（ＲＦ：ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号に周波数変換されて、無線信号として送信され、或いは、光変調器を用いて連続光を変調することにより光信号として送信される。

また、受信側通信装置は、無線信号又は光信号を受信し、受信信号を、通常、中間周波数帯のＯＦＤＭ信号に変換してＩＱ分離とも呼ばれる直交復調処理を行う。具体的には、ＯＦＤＭ信号に、位相が互いにπ／２だけ異なる所定周波数の正弦波信号を乗じて同相及び直交ベースバンド信号をそれぞれ出力する。なお、正弦波信号の位相は、ＯＦＤＭ信号の位相に応じて制御される。

その後、同相及び直交ベースバンド信号はサンプリングされ、同相ベースバンド信号から得られるサンプル値を実部、直交ベースバンド信号から得られるサンプル値を虚部として、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行い、各サブキャリアが表すデータ値の判定を行う。

以上、直交変復調を用いた通信システムにおいては、同相信号と直交信号とをそれぞれ処理するパスが必要であるが、ＩＱ多重及び／又はＩＱ分離において乗ずる正弦波信号の位相差がπ／２ではない場合や、その振幅が一致していない場合、また、同相信号と直交信号とを処理するそれぞれのパスにおける増幅器の利得や減衰量等が一致していない場合には、同相直交不整合（ＩＱｍｉｓｍａｔｃｈ）効果により受信信号品質が劣化する。

このため、非特許文献２には、受信側通信装置にて同相直交不整合を補償する構成が提案されている。非特許文献２によると、送信側通信装置は、ＩＦＦＴ演算において、異符号同一周波数のサブキャリアの組の一方に所定値を入力し、他方、すなわち、所定値を入力するサブキャリアのミラーサブキャリアには値“０”を入力する。つまり、一方のサブキャリアでは既知のデータ値を送信し、そのミラーサブキャリアは使用しない。雑音の影響を無視すると、ミラーサブキャリアに現れる信号は、同相直交不整合によるものであるため、受信側通信装置は、ミラーサブキャリアをモニタし、ミラーサブキャリアの位置に現れる信号に基づき、補償すべき振幅量及び位相量を求めて同相及び／又は直交信号の補償を行う。

ＡｒｔｈｕｒＪａｍｅｓＬｏｗｅｒｙ、ｅｔａｌ．、"Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇｆｏｒｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｆｌｏｎｇ−ｈａｕｌｏｐｔｉｃａｌｓｙｓｔｅｍｓ"、２００６ＯｐｔｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙｏｆＡｍｅｒｉｃａ、ＯＰＴＩＣＳＥＸＰＲＥＳＳ２０７９、Ｖｏｌ．１４Ｎｏ．６、２００６年３月Ｈ．Ｓｈａｆｉｅｅｅｔａｌ．、"ＣａｌｉｂｒａｔｉｏｎｏｆＩＱＩｍｂａｌａｎｃｅｉｎＯＦＤＭＴｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ"、２００３ＩＥＥＥ、０−７８０３−７８０２−４／０３、ｐｐ．２０８１−２０８５

非特許文献２に記載の構成は、異符号同一周波数のサブキャリアの組を使用するものであり、情報伝送に使用できるサブキャリ数が低減する。また、種々の最適化がなされる情報伝送用の信号を利用するものであり、同相直交不整合量の検出に影響がでる可能性もある。

したがって、本発明は、従来技術より、使用できるサブキャリア数を低減させず、同相直交不整合量の検出を行う通信方法及び該方法用の通信装置を提供することを目的とする。また、情報伝送に使用される信号の最適化に対して影響を受けることなく、同相直交不整合量の検出を行う通信方法及び該方法用の通信装置を提供することも目的とする。

本発明における通信装置によれば、
直交変調により生成した信号と、所定振幅の基準信号とを含む信号を直交復調し、第１の信号及び第２の信号を出力する手段と、第１の信号に含まれる基準信号成分と、第２の信号に含まれる基準信号成分とに基づき、同相直交不整合量を検出する手段とを備えていることを特徴とする。

本発明の通信装置における他の実施形態によれば、
同相直交不整合量は、第１の信号に含まれる基準信号成分を実部、第２の信号に含まれる基準信号成分を虚部とする複素信号の振幅の変動を抑える位相量及び振幅量であることも好ましい。

また、本発明の通信装置における他の実施形態によれば、
直交変調は、同相信号及び直交信号を入力としたものであり、検出した同相直交不整合量に基づき第１の信号及び第２の信号から同相直交不整合を補償して同相信号及び直交信号を出力する手段を更に備えていることも好ましい。

本発明における通信方法によれば、
送信側通信装置において、直交変調により生成した直交変調信号と、所定振幅の基準信号とを含む信号に基づき生成された信号を送信するステップと、受信側通信装置において、直交変調信号と基準信号とを含む信号を直交復調し、第１の信号及び第２の信号を出力するステップと、受信側通信装置において、第１の信号に含まれる基準信号成分と、第２の信号に含まれる基準信号成分とに基づき、同相直交不整合量を検出するステップとを備えていることを特徴とする。

本発明の通信方法における他の実施形態によれば、
第１の信号に含まれる基準信号成分を実部、第２の信号に含まれる基準信号成分を虚部とする複素信号を、各推定位相量及び推定振幅量により変換し、所定期間内において、変換後の複素信号の絶対値を、前記所定期間内の絶対値の最大値で除した値の平均値を求め、求めた平均値を最大とする推定位相量及び推定振幅量を、同相直交不整合量とすることも好ましい。

また、本発明の通信方法における他の実施形態によれば、
送信側通信装置における直交変調信号と基準信号とを含む信号の生成は、同相信号及び／又は直交信号に所定の直流オフセットを加えるステップと、直流オフセットを加えた同相信号及び直交信号を直交変調するステップとを含んでいることも好ましい。

以上、所定振幅の基準信号を直交変調された信号に加えることで、同相直交不整合の補償を行う。本発明は、情報を有し種々の最適化がなされる直交変調された信号を同相直交不整量の検出には使用しないため従来技術より信頼性の高い補償を行うことができる。また、直交変調される信号の変調方法に制限はなく、かつ、直交変調される信号がＯＦＤＭであっても従来技術より使用できるサブキャリア数を低減させないという利点がある。

本発明を実施するための最良の実施形態、ここでは、ＯＦＤＭ変復調技術を用いた実施形態について、以下では図面を用いて詳細に説明する。

図１は、本発明による通信装置の送信側のブロック図である。図１によると、通信装置は、ＩＱ多重部１１と、基準信号生成部１２と、加算部１３とを備えている。ＩＱ多重部１１には、ＩＦＦＴ演算により生成された同相信号Ｉと、直交信号Ｑが入力される。ここで、同相信号Ｉは、ＩＦＦＴ演算により得られた複素サンプル値の実部に基づき生成された信号であり、直交信号Ｑは虚部に基づき生成された信号である。ＩＱ多重部１１は、同相信号Ｉと、直交信号Ｑとを直交変調、つまり、互いに位相がπ／２だけ異なる所定周波数の正弦波信号をそれぞれに乗じて周波数変換し、周波数変換後の同相信号Ｉ及び直交信号Ｑを加算する。以後、ＩＱ多重された信号を、その中心周波数によらずＯＦＤＭ信号３０として参照する。

基準信号生成部１２は、一定振幅の正弦波信号である基準信号５０を生成し、加算部１３は、ＯＦＤＭ信号３０と基準信号５０を加算する。基準信号５０の周波数は、ＯＦＤＭ信号３０とは周波数軸上で区別でき、妨害とならないもの、例えば、帯域外となるものを使用する。なお、基準信号５０は、ＯＦＤＭ信号３０と同期する必要はなく、ＯＦＤＭ信号３０とは無関係に生成することができる。図３（ａ）は、加算部１３が出力する電気信号の概略的なスペクトラムである。

また、ＯＦＤＭ信号３０内のサブキャリアの１つを使用しないこととし、このサブキャリアの位置を基準信号５０に割り当てることも可能である。例えば、ＩＦＦＴ演算の、基準信号５０に割り当てたサブキャリアに対応する入力に固定値を用いることで基準信号５０を加えることが可能であり、この場合には加算部１３は必要ない。好ましくは、ＯＦＤＭベースバンド信号の直流成分の位置を基準信号５０として使用する。この場合には、ＩＦＦＴ出力をアナログ変換することにより得られる同相及び／又は直交ベースバンド信号に直流オフセットを加えることで基準信号５０をＯＦＤＭ信号３０に加算することができ、この場合にも加算部１３を省略することができる。図３（ｂ）は、ＯＦＤＭベースバンド信号の直流成分の位置を基準信号５０として使用する場合の、周波数スペクトラムである。

なお、ＯＦＤＭ信号３０に対する基準信号５０の追加をＲＦ帯で行う等、基準信号５０を加算する方法は上述した形態に限定されない。また、周波数軸上で見て、ある周波数位置に一定電力の信号がＯＦＤＭ信号３０とは周波数軸上にて区別、分離できる形態にて存在すれば、その信号を基準信号５０として使用可能である。つまり、ある周波数に一定電力の周波数成分をもつ限り、正弦波を固定シンボルレートで位相変調した信号や、矩形波であっても基準信号５０として使用可能である。

ＯＦＤＭ信号３０と基準信号５０を含む信号は、その後、伝送媒体に応じた処理により無線信号や、光信号に変換されて伝送媒体に出力される。

図２は、本発明による通信装置の受信側のブロック図である。図２によると通信装置は、ＩＱ分離部２１と、基準信号抽出部２２と、検出部２３と、補償部２４とを備えている。ＩＱ分離部２１には、伝送媒体に送信された信号から変換されたＯＦＤＭ信号３０と基準信号５０を含む信号が入力される。

ＩＱ分離部２１は、直交復調を行うため、位相がそれぞれπ／２だけ異なる所定周波数の正弦波信号を、入力信号に乗じて、信号Ｉ´及び基準信号成分Ｘを含む第１の信号と、信号Ｑ´及び基準信号成分Ｙを含む第２の信号を出力する。なお、例えば、第１の信号を出力するための正弦波信号は、例えば、入力信号の搬送波に基づき位相を制御して生成し、第２の信号を出力するための正弦波信号は、第１の信号を出力するための正弦波信号の位相をπ／２だけシフトさせて生成する。

基準信号抽出部２２は、ＩＱ分離部２１が出力する各信号から、基準信号成分、より正確には送信側にて挿入した基準信号５０の固定電力を持つ周波数部分に対応する信号成分を抽出する。検出部２３は、抽出した基準信号成分に基づき同相直交不整合量の検出、つまり、同相信号を処理するパスと、直交信号を処理するパスに起因する信号劣化を補償するための位相及び利得の補償量を検出し、補償部２４は、検出した同相直交不整合量に基づきＩＱ分離部２１が出力する信号の補償を行う。

図４は、本発明の動作原理を説明する図である。基準信号５０は、一定振幅の正弦波信号であるため、複素平面上のある一点で表される。したがって、ＩＱ分離部２１が信号Ｉ´と共に出力する基準信号成分Ｘを実部、信号Ｑ´と共に出力する基準信号成分Ｙを虚部とする信号Ｚ＝Ｘ＋ｊＹは、複素平面上のある一点で表される信号となる。しかしながら、通常、受信信号をＯＦＤＭ信号３０に変換する処理、例えば、無線信号を受信した場合における周波数変換処理や、光信号におけるヘテロダイン検波処理等において使用する受信側通信装置の局発信号と、受信信号との周波数差のオフセットやその変動により、受信側通信装置において信号Ｚを観測すると、その位相が回転し、図４（ｂ）に示す様に、Ｚは、複素平面上において、所定半径の円上を移動する信号となる。

ここで、更に、同相直交不整合があると、利得差及び位相差により、信号Ｚは所定半径の円状を移動する信号ではなく、図４（ａ）に示す様に、例えば、楕円上を移動する信号となる。検出部２３は、この信号Ｚの軌跡から、信号Ｚを円に変換するために基準信号成分Ｘ及び／又は基準信号成分Ｙに対する振幅補償量と、位相補償量を決定し、補償部２４は、検出部２３の決定に基づき信号Ｉ´及び／又は信号Ｑ´の補償を行い、同相信号Ｉ及び直交信号Ｑを出力する。

つまり、変換後の信号Ｚの振幅変動を極力抑える同相直交不整合量を検出部２３は求める。例えば、検出部２３は、推定振幅補償量及び推定位相補償量による変換後の信号Ｚを、Ｚ´とし、所定期間内において、各Ｚ´の絶対値を、Ｚ´の絶対値の当該期間内における最大値で除した値の平均値を求める。各推定振幅補償量及び推定位相補償量に対して、この値を求め、この値を最大にする推定振幅補償量及び推定位相補償量を、補償部２４における信号補償処理に使用する同相直交不整合量とする。

以上、本発明によれば、ＯＦＤＭ信号３０の帯域外に基準信号５０を加えることで同相直交不整合の補償を行い、情報伝送に使用するＯＦＤＭ信号３０のサブキャリア数を減少させない。また、情報を搬送し伝送路の非線形効果等の影響を受けやすいＯＦＤＭ信号３０ではなく、無関係に挿入した基準信号５０により、同相直交不整合の補償を行うため、従来技術より信頼性の高い補償を行うことができる。また、ＯＦＤＭ信号３０のサブキャリアの位置を基準信号５０として使用する形態においても、従来技術より、情報伝送に使用するサブキャリア数を減少させないという利点がある。

また、ＯＦＤＭ変復調技術を用いた実施形態にて説明をしたが、当業者には明らかなように、本発明は、直交変調及び復調を行う総ての通信システムに適用可能である。即ち、ＩＱ多重部１１に入力される同相信号Ｉ及び直交信号Ｑは、ＯＦＤＭ変調技術により生成された信号に限定されない。

本発明による通信装置の送信側のブロック図である。本発明による通信装置の受信側のブロック図である。加算部が出力する電気信号の概略的な周波数スペクトラムである。本発明の動作原理を説明する図である。

符号の説明

１１ＩＱ多重部
１２基準信号生成部
１３加算部
２１ＩＱ分離部
２２基準信号抽出部
２３検出部
２４補償部
３０ＯＦＤＭ信号
５０基準信号

Claims

マルチキャリア信号の帯域外、マルチキャリア信号の直流成分の位置又はマルチキャリア信号のサブキャリアの１つに所定振幅の基準信号を割り当てる手段と、
直交変調により生成した信号と、前記基準信号とを含む信号に基づき生成された信号を送信する手段と、
を備える送信側通信装置と、
直交変調信号と基準信号とを含む信号を直交復調し、第１の信号及び第２の信号を出力する手段と、
第１の信号に含まれる基準信号成分を実部、第２の信号に含まれる基準信号成分を虚部とする複素信号を、各推定位相量及び推定振幅量により変換し、所定期間内において、変換後の複素信号の絶対値を、前記所定期間内の絶対値の最大値で除した値の平均値を求め、求めた平均値を最大とする推定位相量及び推定振幅量を、同相直交不整合量として検出する手段と、
を備える受信側通信装置と、
を備えている通信装置。
前記直交変調は、同相信号及び直交信号を入力としたものであり、
前記受信側通信装置は、検出した同相直交不整合量に基づき第１の信号及び第２の信号から同相直交不整合を補償して同相信号及び直交信号を出力する手段を更に備えている請求項１に記載の通信装置。
送信側通信装置において、マルチキャリア信号の帯域外、マルチキャリア信号の直流成分の位置又はマルチキャリア信号のサブキャリアの１つに所定振幅の基準信号を割り当てるステップと、
送信側通信装置において、直交変調により生成した直交変調信号と、前記基準信号とを含む信号に基づき生成された信号を送信するステップと、
受信側通信装置において、直交変調信号と基準信号とを含む信号を直交復調し、第１の信号及び第２の信号を出力するステップと、
受信側通信装置において、第１の信号に含まれる基準信号成分を実部、第２の信号に含まれる基準信号成分を虚部とする複素信号を、各推定位相量及び推定振幅量により変換し、所定期間内において、変換後の複素信号の絶対値を、前記所定期間内の絶対値の最大値で除した値の平均値を求め、求めた平均値を最大とする推定位相量及び推定振幅量を、同相直交不整合量として検出するステップと、
を備えている通信方法。
送信側通信装置における直交変調信号と基準信号とを含む信号の生成は、
同相信号及び／又は直交信号に所定の直流オフセットを加えるステップと、
直流オフセットを加えた同相信号及び直交信号を直交変調するステップと、
を含んでいる請求項３に記載の通信方法。