WO2010073990A1 - 光送信器及び光ｏｆｄｍ通信システム - Google Patents

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WO2010073990A1
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signal
unit
optical
distortion
inverse fft
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PCT/JP2009/071139
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慎也 佐々木
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株式会社日立製作所
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    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmitter and an optical OFDM communication system, and more particularly to an optical transmitter of an optical communication system using a multicarrier, and more specifically, an optical OFDM (Orthogonal Frequency Division) using a direct detection reception method.
  • the present invention relates to an optical transmitter and an optical OFDM communication system that reduce the influence of intersubcarrier interference in a (Multiplexing, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) communication system.
  • An optical communication system that has been put into practical use so far employs a binary modulation / demodulation technique using light intensity. Specifically, digital information “0” and “1” are converted to on / off of light intensity on the transmitting side and transmitted to the optical fiber, and the light propagated in the optical fiber is photoelectrically converted on the receiving side. The original information is restored.
  • the communication capacity required for optical communication systems has increased dramatically.
  • the demand for higher communication capacity has been met by increasing the speed at which light is turned on and off, that is, the modulation speed.
  • the technique of increasing the modulation speed to realize a large capacity generally has the following problems.
  • the transmittable distance limited by the chromatic dispersion of the optical fiber is shortened.
  • the transmission distance limited by chromatic dispersion is shortened by the square of the bit rate. That is, when the bit rate is doubled, the transmission distance limited by chromatic dispersion becomes 1/4.
  • the modulation speed is increased, there is a problem that the transmission distance limited by the polarization dispersion of the optical fiber is shortened.
  • the transmission distance limited by the polarization dispersion is halved. Specifically, the influence of chromatic dispersion is shown.
  • the transmission distance limited by chromatic dispersion is 60 km, but when the system has a bit rate of 40 Gbps, the distance is approximately It becomes as short as 4km. Further, in the case of the next-generation 100 Gbps system, the transmission distance limited by chromatic dispersion is 0.6 km, and a trunk optical communication system with a transmission distance of about 500 km cannot be realized as it is.
  • a special optical fiber called a dispersion compensating fiber having negative chromatic dispersion is installed in a repeater or transmitter / receiver to cancel the chromatic dispersion of the transmission line. Yes.
  • This special fiber is expensive and requires a sophisticated design of how much dispersion compensation fiber is installed at each site (the length of the dispersion compensation fiber). Both of these increase the price of optical communication systems. Yes.
  • An optical OFDM communication system is a communication system to which OFDM technology is applied using light as a carrier.
  • OFDM technology as described above, a large number of subcarriers are used, and for each subcarrier, a modulation scheme such as 4-QAM, 8-PSK, or 16-QAM can be applied. Therefore, one symbol time is much longer than the reciprocal of the bit rate.
  • the transmission distance limited by the above-mentioned chromatic dispersion and polarization dispersion is sufficiently longer than the transmission distance assumed in an optical communication system (for example, 500 km in a domestic trunk line system), and the above-mentioned dispersion compensation fiber is not required. It becomes.
  • a low-cost optical communication system can be realized.
  • an optical communication system with a bit rate of 10 Gbps is realized by optical OFDM technology. If the number of subcarriers is 10 and the modulation of each subcarrier is 4-QAM, the 1-symbol rate is 500 MBaud.
  • a domestic trunk line system with a transmission distance of 500 km can be realized without using an expensive dispersion compensating fiber, and a low-cost optical communication system can be constructed.
  • the optical OFDM communication system can be classified into two types according to the optical signal reception method. One is a direct detection reception system, and the other is a coherent reception system.
  • the present invention relates to an optical OFDM communication system using a direct detection reception system.
  • Fig. 3 shows the configuration of this system.
  • data to be originally communicated is input to the transmitter 1 from the input terminal 9, it is converted into a baseband OFDM signal by the transmission signal processing unit 100 inside the transmitter 1, and this signal is amplified by the driver amplifier 2 and amplified by the optical modulator 4.
  • an optical OFDM signal is generated by being placed on the light that is a carrier.
  • This optical OFDM signal reaches the receiver 6 through the optical fiber 5 serving as a transmission path.
  • the optical OFDM signal is directly detected and received by the photodiode 7 and converted into an electric signal.
  • This electric signal is ideally the above-described baseband OFDM signal, which is amplified by the preamplifier 6 and demodulated into data to be originally communicated by the reception signal processing unit 200 and output from the output terminal 10.
  • FIG. 5 is a functional configuration diagram of the transmission signal processing unit 100
  • FIG. 6 is a functional configuration diagram of the reception signal processing unit 200.
  • Data to be communicated is first converted into 2N parallel data by the serial-parallel converter 110.
  • N is the number of subcarriers that carry data.
  • the subcarrier modulation is 4-QAM
  • the subcarrier modulation is 16-QAM
  • the number is 4N. That is, the serial data is converted into parallel data of “number of bits per symbol ⁇ number of subcarriers”.
  • the subcarrier modulation unit 120 modulates N subcarriers using the parallel data.
  • the modulated subcarrier is converted into time-axis data by the inverse FFT unit 130 and converted into serial data by the parallel-serial conversion unit 140.
  • the serial data is cyclically inserted by the cyclic prefix insertion unit 150, passes through the D / A conversion unit 160, and is sent to the driver amplifier as an analog signal.
  • the received electrical signal amplified by the preamplifier is converted into a digital signal by the A / D conversion unit 210, the cyclic prefix is deleted by the cyclic prefix deletion unit 220, and the serial-parallel conversion unit 230 Converted to N parallel data.
  • These parallel data are separated into N subcarrier signals by the FFT unit 240, the data on each subcarrier is demodulated by the subcarrier demodulating unit 250, and converted into serial data by the parallel-serial converting unit 260. Is done.
  • the spectrum of the optical OFDM signal propagating through the optical fiber 5 uses a single sideband modulation method in order to avoid the influence of chromatic dispersion of the optical fiber.
  • the optical spectrum of the optical OFDM signal in this case is shown in FIG.
  • Subcarrier signals are arranged on the high frequency side of the optical carrier (subcarriers may be arranged on the low frequency side).
  • the optical spectrum of this optical OFDM signal has a plurality of subcarrier signals arranged at equal intervals with an inverse ⁇ of the symbol time Ts.
  • the signal band B occupied by the optical OFDM signal is approximately N ⁇ ⁇ where N is the number of subcarriers.
  • the beat signal (beat signal) between the subcarriers is generated by the direct detection performed by the photodiode, that is, photoelectric conversion, which interferes with the subcarrier signal to be originally received, and the received signal.
  • reception sensitivity is deteriorated.
  • FIGS. 10A and 10B respectively show a schematic diagram of a spectrum of a baseband OFDM signal generated by this method and a schematic diagram of a spectrum of a received electrical signal generated when this signal is directly detected and received.
  • a guard band is provided by separating a subcarrier signal carrying a signal to be originally communicated from a direct current by a signal band B only. This is converted into an optical OFDM signal and transmitted for direct detection.
  • inter-subcarrier interference occurs between the direct current and the signal band B, and has a frequency different from that of the subcarrier carrying the data originally intended to communicate, and does not cause interference.
  • the second method is a guard band method shown in Non-Patent Document 2.
  • the guard band is provided in the spectrum of the baseband OFDM signal in the same manner as in the first method, but in this method, the bias point of the optical modulator 4 is used as a so-called transmission characteristic in which no optical carrier is generated. Is set to the zero point (transmittance null), and a frequency band component with a baseband (for example, -fc) is used as a carrier, a guard band is set from this carrier by the signal bandwidth B, and a signal is placed on the higher frequency side. Arrange subcarriers.
  • FIGS. 10B and FIG. 11B A schematic diagram of the spectrum of a specific baseband OFDM signal and the spectrum of an electric signal when this signal is optically transmitted and directly received are shown in FIGS.
  • the difference between this method and the first method described above is that the spectrum of the baseband OFDM signal is shifted by ⁇ fc. Therefore, the spectrum of the electrical signal directly received by detection is the same (see FIG. 10B and FIG. 11B).
  • the third method is also shown in Non-Patent Document 2.
  • a signal in which the guard bands of the first and second methods are arranged between subcarriers carrying signals is used. Specific frequency arrangements are shown in FIGS. 12 (a) and 12 (b).
  • the interval between the subcarriers carrying the signal is set to 2 ⁇ ⁇ .
  • An electric signal spectrum generated by converting this signal into an optical OFDM signal, transmitting it, and directly detecting and receiving it is shown in FIG.
  • Inter-subcarrier interference (ICI) occurs between subcarrier components on which the signal is carried, and does not interfere with the signal.
  • Non-Patent Document 3 The fourth method is shown in Non-Patent Document 3, and the spectrum of the optical OFDM signal remains as in FIG.
  • the receiver performs normal signal processing to demodulate subcarriers, then uses the demodulated data to generate distortion components of intersubcarrier interference by signal processing, and subtracts them from the received signal This is a technique for reducing the influence of inter-subcarrier interference.
  • the band of the transmission signal is expanded to twice the band B that the signal originally has by using the guard band.
  • this optical OFDM transmission technique is applied to a wavelength division multiplexing transmission system, there is a problem that the total transmission capacity that can be sent by one optical fiber is halved.
  • the fourth method since the distortion component due to the inter-subcarrier interference is extracted from the demodulated signal, the distortion component is extracted using the wrong demodulated signal due to noise. There is a problem that the component cannot be extracted.
  • the present invention has been made in view of the above points, and in an optical OFDM communication system using a direct detection reception method, received signal distortion due to inter-subcarrier interference is not affected by noise in a transmission path or a receiver.
  • One of the objects is to provide an optical transmitter and an optical OFDM communication system that can reduce the reception sensitivity degradation.
  • Another object of the present invention is to perform communication while maintaining the original spectral bandwidth B of the optical OFDM signal.
  • the present invention aims to double the transmission capacity that can be communicated by one optical fiber to that of an optical OFDM communication system that uses a conventional guard band when a wavelength division multiplexing communication system is constructed using this technology.
  • the present invention does not depend on individual differences in characteristics of devices used in an optical OFDM communication system, such as photodiodes, optical modulators, driver amplifiers, preamplifiers, characteristic changes due to environmental changes such as temperature, and changes over time.
  • One of the objects is to reduce the influence of inter-subcarrier interference generated by photoelectric conversion.
  • a transmission signal processing unit generates a distortion component of inter-subcarrier interference generated at the time of photoelectric conversion, and subtracts this from a subcarrier signal carrying data to be transmitted, and transmits the subcarrier signal.
  • the optical spectrum of the optical OFDM signal of the present invention is the same as that shown in FIG. 8, and the one-sided spectrum of the baseband OFDM signal is shown in FIG. The means for solving the problem will be described more specifically below.
  • a transmission signal processing unit in the transmitter is provided with a distortion generation circuit (distortion generation unit), and a subcarrier signal modulated with data is used as an input signal of this circuit.
  • the distortion generator uses this input signal to generate a baseband OFDM signal by inverse FFT operation, takes the square of the absolute value of this signal to perform the same operation as photoelectric conversion, and returns it to the subcarrier signal by FFT operation . Since this signal includes inter-subcarrier interference generated by photoelectric conversion, distortion components generated by inter-sub-carrier interference can be taken out when taking a difference from the input signal, that is, a signal to be communicated.
  • the output of the distortion generator is the distortion component of each subcarrier.
  • a signal obtained by subtracting this from a subcarrier signal modulated with data to be originally communicated is defined as a transmission signal.
  • the transmission signal is transmitted in a distorted state, but when photoelectric conversion is performed by the photodiode of the receiver, the inter-subcarrier interference of the electric signal generated as a result is not subjected to the above signal processing.
  • c 0 represents the optical carrier amplitude
  • c k represents the modulation component (eg, 4-QAM) of each subcarrier
  • ⁇ represents the subcarrier frequency difference
  • f 0 represents the optical carrier frequency.
  • the photocurrent can be expressed by the following equation (2).
  • R is a proportional constant including the quantum efficiency of the photodiode and the optical coupling efficiency between the optical fiber and the photodiode, and * represents a complex conjugate.
  • ⁇ k is given by the following equation.
  • Equation (2) in the photocurrent directly detected and received, an extra component of ⁇ k is generated in addition to the original signal ck to be communicated.
  • this extra component is the sum of beat signals between carriers.
  • This is a distortion component generated by direct detection reception.
  • the distortion component ⁇ k is generated by a distortion generation circuit inside the transmitter, and is subtracted from the information signal ck that is originally desired to be transmitted, so that the distortion component is kept small.
  • a signal V (t) converted into a serial signal after modulating each subcarrier in the transmitter can be expressed by the following equation.
  • the following equation is obtained.
  • a distortion component ⁇ 1 is generated as a component of the frequency ⁇ in addition to c 1 .
  • the distortion component ⁇ 1 is It is. From this, it can be seen that the distortion equation (3) due to the inter-carrier interference generated by the direct detection reception obtained by the equation (3) is generated.
  • This distortion component ⁇ 1 is subtracted from the signal c 1 that is originally intended to be sent as information.
  • the subtraction signal of the distortion and d 1. Since signal c 2 is not distorted, d 2 c 2 .
  • Optical OFDM communication is performed using the distorted signals (d 1 , d 2 ).
  • the optical OFDM signal in this case is expressed by the following equation. That is, It is.
  • the photocurrent obtained by directly detecting and receiving this is Here, as the component of the frequency ⁇ , when using the equations (6) and (7), Thus, the distortion component ⁇ 1 is certainly gone.
  • 2 >>
  • the distortion component cancellation by the predistortion of the present invention does not depend on R in equation (2).
  • the present invention operates independently of the characteristics of the direct receiver, such as the quantum efficiency of the photodiode and the optical coupling efficiency between the optical fiber and the photodiode. It is also apparent from the above description of the principle that it does not depend on characteristics such as the operating point of the transmitter device, for example, the modulator, and the drive amplitude.
  • An optical transmitter maps and modulates digital data into a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, transmits the optical data as an optical signal through an optical fiber
  • the optical transmitter in an optical OFDM communication system in which an optical receiver photoelectrically converts an optical signal propagated through the optical fiber by a photodiode and directly detects and receives it, and demodulates each subcarrier signal to reproduce the original digital data
  • a modulator that maps and modulates digital data onto a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and outputs a modulated subcarrier signal
  • a distortion generation unit that performs an inverse FFT operation on the subcarrier signal to generate a baseband OFDM signal, squares an absolute value of the baseband OFDM signal, and generates a distortion component due to intersubcarrier interference
  • a subtraction unit that obtains a transmission signal by subtracting the distortion component generated by the distortion generation unit from the subcarrier signal output from the modulation unit;
  • a baseband OFDM signal is generated by performing an inverse FFT operation on the transmission signal obtained by the subtracting unit, an absolute value of the baseband OFDM signal is squared, and the transmission signal
  • a second distortion generation unit that generates a second distortion component due to intersubcarrier interference
  • a third subtraction unit that obtains a transmission signal by subtracting the second distortion component generated by the second distortion generation unit from the output of the subtraction unit
  • the inverse FFT unit performs an inverse FFT operation on the transmission signal from which the distortion component and the second distortion component have been subtracted to convert it into a time-axis signal.
  • An optical transmitter maps and modulates digital data into a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, transmits the optical data as an optical signal through an optical fiber
  • the optical transmitter in an optical OFDM communication system in which an optical receiver photoelectrically converts an optical signal propagated through the optical fiber by a photodiode and directly detects and receives it, and demodulates each subcarrier signal to reproduce the original digital data
  • a modulator that maps and modulates digital data onto a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and outputs a modulated subcarrier signal
  • a predistortion unit for generating a transmission signal obtained by subtracting distortion components due to intersubcarrier interference
  • An inverse FFT unit that performs an inverse FFT operation on the transmission signal to generate a baseband OFDM signal
  • a transmitter that transmits an optical signal based on the baseband OFDM signal generated by the inverse FFT unit to the optical receiver via the optical fiber;
  • a first switch in an
  • An optical transmitter that maps and modulates digital data into a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and transmits the optical data via an optical fiber;
  • An optical receiver that directly detects and receives an optical signal propagated through the optical fiber by photoelectric conversion with a photodiode, and demodulates each subcarrier signal to reproduce the original digital data;
  • the optical transmitter is A modulator that maps and modulates digital data onto a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and outputs a modulated subcarrier signal;
  • a distortion generation unit that performs an inverse FFT operation on the subcarrier signal to generate a baseband OFDM signal, squares an absolute value of the baseband OFDM signal, and generates a distortion component due to intersubcarrier interference;
  • a subtraction unit that obtains a transmission signal by subtracting the distortion component generated by the distortion generation unit from the subcarrier signal output from the modulation unit;
  • An inverse FFT unit that performs an inverse
  • a baseband OFDM signal is generated by performing an inverse FFT operation on the transmission signal obtained by the subtracting unit, an absolute value of the baseband OFDM signal is squared, and a second distortion caused by inter-subcarrier interference of the transmission signal.
  • a second distortion generator for generating a component;
  • a third subtraction unit that obtains a transmission signal by subtracting the second distortion component generated by the second distortion generation unit from the output of the subtraction unit;
  • the inverse FFT unit performs an inverse FFT operation on the transmission signal from which the distortion component and the second distortion component have been subtracted to convert it into a time-axis signal.
  • An optical transmitter that maps and modulates digital data into a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and transmits the optical data via an optical fiber;
  • An optical receiver that directly detects and receives an optical signal propagated through the optical fiber by photoelectric conversion with a photodiode, and demodulates each subcarrier signal to reproduce the original digital data;
  • the optical transmitter is A modulator that maps and modulates digital data onto a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and outputs a modulated subcarrier signal;
  • a predistortion unit for generating a transmission signal obtained by subtracting distortion components due to intersubcarrier interference;
  • An inverse FFT unit that performs an inverse FFT operation on the transmission signal to generate a baseband OFDM signal;
  • a transmitter that transmits an optical signal based on the baseband OFDM signal generated by the inverse FFT unit to the optical receiver via the optical fiber;
  • a first switch that selects either the output of the modul
  • optical signal that can reduce distortion of a received signal due to inter-subcarrier interference without being affected by noise in a transmission path or a receiver, and can reduce reception sensitivity deterioration.
  • a transmitter and an optical OFDM communication system can be provided.
  • communication can be performed with the spectral bandwidth of the optical OFDM signal as it is, the original signal bandwidth B. For this reason, when a wavelength division multiplexing communication system is constructed using this technology, the transmission capacity that can be communicated with one optical fiber can be doubled that of an optical OFDM communication system that uses a conventional guard band.
  • the device used in the optical OFDM communication system for example, the individual difference of the characteristics of the photodiode, the optical modulator, the driver amplifier, the preamplifier, etc., the characteristic change due to the environmental change such as temperature, and the time-dependent change can be avoided.
  • This has the effect of reducing the influence of inter-subcarrier interference generated by photoelectric conversion, and is widely applicable in general.
  • the functional block diagram of the distortion generation part of the transmission signal processing part inside the transmitter which shows 1st Embodiment. 1 is a configuration diagram of an optical OFDM communication system using an optical modulator.
  • the schematic diagram of the optical spectrum of an optical OFDM signal The schematic diagram of the spectrum of a baseband OFDM signal.
  • FIG. 3 is a signal point distribution diagram of transmission / reception signals on the IQ plane (in the case of the first embodiment).
  • the signal point distribution map of the transmission / reception signal on the IQ plane in the case of the second embodiment).
  • subcarrier modulation is assumed to be 4-QAM, but this embodiment is not limited to this, and can be applied to any subcarrier modulation scheme.
  • the number of subcarriers is N (N is an integer).
  • FIG. 3 shows a configuration diagram of an optical OFDM communication system.
  • the optical OFDM communication system includes, for example, a transmitter (optical transmitter) 1, an optical fiber 5, and a receiver (optical receiver) 6.
  • the transmitter 1 includes, for example, a transmission signal processing unit 100, a driver amplifier 2, a laser 3, and an optical modulator 4.
  • the transmitter 1 may include an input terminal 9.
  • the receiver 6 includes, for example, a photodiode 7, a preamplifier 8, and a reception signal processing unit 200.
  • the receiver 6 may include an output terminal 10.
  • the transmitter 1 and the receiver 6 are connected via an optical fiber 5.
  • the transmitter 1 may include a direct modulation semiconductor laser 20 and an optical filter 30 as shown in FIG. 4 instead of the laser 3 and the optical modulator 4, for example.
  • the driver amplifier 2, the laser 3, and the optical modulator 4 may be referred to as a transmission unit.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a transmission signal processing unit 100 according to the first embodiment.
  • the transmission signal processing unit 100 includes, for example, a serial-parallel conversion unit (S / P) 110, a subcarrier modulation unit 120, an inverse FFT unit (inverse Fourier transform unit) 130, and a parallel-serial conversion unit (P / S). ) 140, a cyclic prefix insertion unit (CPI) 150, a digital-analog conversion unit (D / A conversion unit) 160, a distortion generation unit 170, and a subtraction unit 300.
  • Data to be originally communicated is converted into 2N parallel data by the serial-parallel converter 110.
  • the subcarrier modulation unit 120 modulates N subcarriers using the parallel data.
  • the input signal is converted to time-axis data by the inverse FFT unit 130 and converted to serial data by the parallel-serial conversion unit 140.
  • the serial data is inserted with a cyclic prefix by the cyclic prefix insertion unit 150, passes through the D / A conversion unit 160, and is sent to the drive amplifier 2 as an analog signal.
  • This signal is amplified by the driver amplifier 2 shown in FIG. 3, and is then output from the transmitter 1 to the optical fiber 5 as an optical OFDM signal using the laser light from the laser 3 as a carrier by the optical modulator 4.
  • the optical OFDM signal enters the receiver 6 through the optical fiber 5 serving as a transmission path.
  • this electric signal is amplified by the preamplifier 8, demodulated by the reception signal processing unit 200, and taken out from the output terminal 10 as serial data.
  • the configuration of received signal processing section 200 is the same as the configuration shown in FIG. 6, for example, and a normal OFDM signal processing configuration can be used.
  • FIG. 2 shows a configuration diagram of the distortion generation unit 170 of the present embodiment.
  • the distortion generation unit 170 includes, for example, an inverse FFT unit 171, a parallel-serial conversion unit (P / S) 172, a square calculation unit 173, a serial-parallel conversion unit (S / P) 174, and an FFT unit (Fourier).
  • the input signal is converted into a time-axis signal by the inverse FFT unit 171 and converted into serial data by the parallel-serial conversion unit 172.
  • This is basically the baseband OFDM signal itself.
  • a received electric signal including inter-subcarrier interference can be generated by taking an absolute value of this signal and performing a square calculation with a square calculation unit 173 having the same effect as the photoelectric conversion of the photodiode.
  • the absolute value is taken because the baseband OFDM signal is generally a complex number.
  • This signal is converted into parallel data by the serial-parallel converter 174, and this signal is decomposed into subcarriers by the FFT unit 175.
  • the result of evaluating the effect of this embodiment by simulation is shown below.
  • the simulation was performed using the following parameters. That is, the number of subcarriers was 128, the modulation of each subcarrier was 4-QAM, the number of symbols was 256, and two independent PN15-stage pseudo-random signals were used.
  • the magnitude of distortion due to inter-subcarrier interference was evaluated by EVM (Error Vector Magnitude).
  • EVM Error Vector Magnitude
  • FIG. 15 summarizes the simulation results.
  • FIG. 15 represents the signal point arrangement of the subcarriers of the transmission / reception signal on the IQ plane.
  • the signal point arrangement of the transmission signal in this case represents the signal point arrangement of the data to be originally communicated, and when this appears as the signal point arrangement of the received signal, the ideal communication without any distortion can be realized. is there.
  • the signal point arrangement when this signal is received by the direct detection reception method is displayed in FIG. 15 as a reception signal when there is no distortion generator. From this table, it can be seen that signal points are spread and distributed on the IQ plane due to intersubcarrier interference caused by photoelectric conversion in direct detection. The EVM of this received signal was calculated to be 17.6%.
  • the signal point arrangement of the transmission signal is a signal (d k ) after subtracting the distortion generated by the distortion generator, and is very different from the signal point arrangement of the signal to be originally communicated.
  • the signal point constellation of a signal obtained by receiving this signal with a receiver of the direct detection reception system has a small signal point spread as shown in the received signal with the distortion generation unit in FIG.
  • the EVM was actually calculated, it decreased to 6.6%, and the effect of the present embodiment could be confirmed quantitatively.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the transmission signal processing unit 100 of the transmitter 1 according to the second embodiment.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the overall configuration of the system is the same as that of the first embodiment.
  • the transmission signal processing unit 100 further includes a distortion generation unit 170 ′ and a subtraction unit 310.
  • the distortion generator 170 used in the first embodiment is used twice (distortion generators 170 and 170 ′ in FIG. 7).
  • the distortion generators 170 and 170 ′ can use the same configuration. This generates a residual distortion of inter-subcarrier interference (corresponding to the term
  • the generated distortion component is further subtracted from the output signal of the subtracting unit 300 by the subtracting unit 310, and the signal is transmitted as an optical OFDM signal.
  • the receiver has the same configuration as the conventional optical OFDM communication receiver 6 shown in FIG. As can be seen from the signal point arrangement of the received signal with the distortion generator in FIG. 15, residual distortion may remain even if the distortion generator 170 is used. Therefore, the residual distortion is further generated by the distortion generation unit 170 ′ and subtracted from the output signal of the subtraction unit 300 to further reduce the residual distortion at the time of reception.
  • FIG. 16 shows the result of verifying the effect of the present embodiment by simulation.
  • the column without the distortion generator is the signal point arrangement on the IQ plane of the transmission signal and the reception signal when the conventional optical OFDM communication system is used, which is the distortion generation of FIG. 15 of the first embodiment. It is the same as the case of no part.
  • the signal point arrangement of the transmission signal and the reception signal when this embodiment is used is shown in a column with two distortion generation units.
  • the distortion due to the interference between the sub-carriers is clearly reduced, and the EVM value can be reduced from 17.6% to 3.8%.
  • the EVM is 6.6% in the system using one distortion generation unit, but is 3 in the system using two distortion generation units. It has improved to 8%. Therefore, the effect of this embodiment has been verified.
  • the present embodiment has a feature that distortion due to inter-subcarrier interference can be further reduced than in the first embodiment.
  • the distortion generator 170 is used twice. However, the distortion generator 170 may be used as many times as the distortion component is small.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of a transmission signal processing unit according to the third embodiment.
  • the transmission signal processing unit 100 according to the third embodiment includes, for example, a serial-parallel conversion unit (S / P) 110, a subcarrier modulation unit 120, an inverse FFT unit 130, and a parallel-serial conversion unit (P / P).
  • S) 140 a serial-parallel conversion unit (S / P) 110, a subcarrier modulation unit 120, an inverse FFT unit 130, and a parallel-serial conversion unit (P / P).
  • S) 140 a serial-parallel conversion unit (S / P) 110, a subcarrier modulation unit 120, an inverse FFT unit 130, and a parallel-serial conversion unit (P / P).
  • S) 140 a serial-parallel conversion unit (S / P) 110, a subcarrier modulation unit 120, an inverse FFT unit 130, and a parallel-serial conversion unit (P
  • FIG. 14 is a configuration diagram of the predistortion unit 180 in the present embodiment.
  • the predistortion unit 180 includes, for example, a distortion generation unit 170 and a subtraction unit 320.
  • the transmission signal processing unit 100 inside the transmitter 1 converts data to be originally communicated into parallel data by the serial-parallel conversion unit 110, and the subcarrier modulation unit 120 modulates the subcarrier with these parallel data.
  • Each modulated subcarrier signal passes through the 2: 1 switch 181 and is input to the predistortion unit 180.
  • the predistortion unit 180 divides the input signal into two and inputs one to the distortion generation unit 170.
  • the distortion generation unit 170 has the same configuration as that shown in FIG.
  • the predistortion unit 180 subtracts the distortion component ⁇ k, which is the output signal of the distortion generation unit 170, from the input signal divided into two by the subtraction unit 320 and outputs the result.
  • the output signal of the predistortion unit 180 passes through the 2: 1 switch 182, is guided to the inverse FFT unit 130, is converted into time axis data by the inverse FFT unit 130, and is output as serial data by the parallel-serial conversion unit 140. Is done.
  • a cyclic prefix is added to this signal by the CPI unit 150, and this digital data is converted to an analog signal by the D / A unit 160 and sent to the driver amplifier. From this point on, data restoration from the optical receiver is the same as in the other embodiments.
  • the residual distortion can be reduced by using the predistortion unit 180 a plurality of times.
  • a case where the predistortion unit 180 is used twice will be described.
  • each step is as follows. First, there is a step of guiding each symbol to the distortion generation unit 180.
  • the 2: 1 switch 181 is set to guide the modulation unit output to the input of the predistortion unit 180 by the control signal from the switch control unit 190.
  • the predistortion unit 180 subtracts the distortion component ( ⁇ k) generated by photoelectric conversion from the signal (ck) to be originally communicated.
  • a signal (ck ⁇ k) is output.
  • the 1: 2 switch 182 guides this signal (ck ⁇ k) to the 2: 1 switch 181 by the control signal from the switch control unit 190, and the 2: 1 switch 181 inputs this signal to the predistortion unit 180. Is set to lead again.
  • the predistortion unit 180 calculates a distortion component generated by photoelectric conversion using the input signal (ck ⁇ k), and outputs a signal obtained by subtracting it.
  • the signal that has passed through the predistortion unit 180 in this way passes through the 1: 2 switch 182 controlled by the control signal from the switch control unit 190 in the next step, and is guided to the inverse FFT unit 130 and the subsequent steps. .
  • the signal subtracted by the distortion by the predistortion unit 180 is transmitted twice.
  • the distortion is generated three times or more, and a plurality of distortion components ⁇ 1k, ⁇ 2k,... Are sequentially subtracted from the subcarrier signal output from the modulation unit 120.
  • the timing of each step is determined by the SW control unit 190 by generating a distortion component by a predetermined number of times distortion generating unit 170 and subtracting by the subtracting unit 320 in accordance with the symbol clock (or an integral multiple thereof). It can be controlled to repeat.
  • This embodiment has a feature that the configuration of the signal processing unit is simpler than that of the second embodiment, and the circuit scale does not increase even when the distortion generation unit is used a plurality of times.
  • the present invention can be used, for example, in an optical OFDM communication system that performs photoelectric conversion and direct detection on the receiving side.

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Abstract

　光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、信号帯域を広げずに光電変換で発生するサブキャリア間干渉による受信信号歪を低減する。　送信器内部の送信信号処理部１００に歪発生回路（歪生成部）１７０を設ける。この回路の入力信号としてサブキャリア信号を用いる。歪生成部１７０は、入力信号を用いて逆ＦＦＴ演算によってベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、この信号の絶対値の二乗をとり、ＦＦＴ演算によってサブキャリア信号に戻す。この信号にはサブキャリア間干渉も含まれるので、入力信号との差をとるとサブキャリア間干渉によって発生する歪成分がとりだせる。この歪成分を本来通信すべきデータで変調されたサブキャリア信号から引き算した信号を送信信号とする。送信信号は、受信器で光電変換される。このとき発生するサブキャリア間干渉は、上記処理を施さない場合と比較して小さくなる。

Description

光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システム
　本発明は、光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムに係り、特に、マルチキャリアを用いた光通信システムの光送信器に関し、より具体的には、直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、直交周波数分割多重）通信システムにおいてサブキャリア間干渉の影響を低減する光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムに関する。
　今まで実用化されてきた光通信システムは、光の強度を用いた２値の変復調技術を適用している。具体的には、送信側でディジタル情報の「０」と「１」を光の強度のオン－オフに変換して光ファイバに送信し、光ファイバ中を伝播した光は受信側で光電変換されてもとの情報を復元している。近年、インターネットの爆発的普及に伴い、光通信システムに要求される通信容量は飛躍的に伸びている。通信容量の大容量化の要請に対して今までは、光のオン－オフする速度、つまり変調速度を上昇させることで対応してきた。しかしながら、この変調速度を上昇させて大容量化を実現するという手法では一般に、次に述べるような課題がある。
　変調速度を上昇させると、光ファイバの波長分散によって制限される伝送可能な距離は短くなる、という課題がある。一般に波長分散によって制限される伝送距離はビットレートの二乗で短くなる。つまり、ビットレートが２倍になると、波長分散によって制限される伝送距離は１／４になる。同様に変調速度を上昇させると、光ファイバの偏波分散によって制限される伝送可能な距離が短くなる、という課題もある。一般にビットレートが２倍になると、偏波分散によって制限される伝送距離は１／２になる。波長分散の影響を具体的に示すと、ビットレートが１０Ｇｂｐｓで通常分散ファイバを用いると波長分散で制限される伝送距離は６０ｋｍであるが、ビットレートが４０Ｇｂｐｓのシステムになると、其の距離はおよそ４ｋｍと短くなる。さらに次世代の１００Ｇｂｐｓシステムの場合は波長分散によって制限される伝送距離は０．６ｋｍとなり、このままでは、伝送距離が５００ｋｍ程度の幹線光通信システムを実現することはできない。超高速な幹線光通信システムを構築するために現在は、伝送路の波長分散を打ち消すために負の波長分散を持ったいわゆる分散補償ファイバという特殊な光ファイバを中継器や送受信機に設置している。この特殊ファイバは高価であり、またその分散補償ファイバを各サイトにどれだけ（分散補償ファイバの長さ）設置するかという高度な設計が必要になり、これら両者が光通信システムの価格を押し上げている。
　そこで最近、通信容量を増加させる光変復調方式として、ＯＦＤＭ技術を用いた光通信システムの研究が脚光を浴びている。ＯＦＤＭ技術は、１シンボル時間内で直交する、つまり１シンボル時間の逆数の整数倍の周波数を持つ、多数の正弦波（これをサブキャリアと呼ぶ）のそれぞれの振幅と位相を所定の値に設定することによって情報を乗せ（変調し）、これらのサブキャリアを束ねた信号でキャリアを変調し送信する技術である。このＯＦＤＭ技術は、電話局と家庭の間で通信するＶＤＳＬ（Ｖｅｒｙ　ｈｉｇｈ　ｂｉｔ　ｒａｔｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　Ｌｉｎｅ）システムや、家庭内での電力線通信システム、さらには地上波ディジタルＴＶシステムで用いられ、実用化されている。さらには次世代の携帯電話システムでも用いられる予定である。
　光ＯＦＤＭ通信システムは、光をキャリアとしてＯＦＤＭ技術を適用した通信システムである。ＯＦＤＭ技術では、前述のように多数のサブキャリアを用いており、さらにおのおののサブキャリアの変調方式は、例えば、４－ＱＡＭ、８－ＰＳＫ、あるいは１６－ＱＡＭなど多値変調方式が適用可能なため、１シンボル時間がビットレートの逆数より非常に長くなる。その結果として前述の波長分散や偏波分散によって制限される伝送距離が、光通信システムで想定される伝送距離（例えば、国内の幹線システムでは５００ｋｍ）より十分長くなり、前述の分散補償ファイバが不要となる。その結果、低コスト光通信システムが実現できる可能性がある。具体的な数値例を示すと、例えば１０Ｇｂｐｓのビットレートの光通信システムを光ＯＦＤＭ技術で実現する場合を考える。サブキャリア数を１０本、各サブキャリアの変調を４－ＱＡＭとすると、１シンボル速度は、５００ＭＢａｕｄとなる。この場合の波長分散によって制限される伝送距離は１０Ｇｂｐｓの光通信システムを従来のオン－オフ変調するＯＯＫ（Ｏｎ－Ｏｆｆ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式の（１０／０．５）２＝４００倍、つまり２４０００ｋｍとなり、高価な分散補償ファイバを用いずに伝送距離５００ｋｍの国内幹線システムを実現でき、低コスト光通信システムを構築できる。
　さて、光ＯＦＤＭ通信システムは光信号の受信方式によって２通りに分類できる。一つは直接検波受信方式であり、他はコヒーレント受信方式である。本発明は直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ通信システムに関するものである。
　このシステムの構成図を図３に示す。本来通信すべきデータが送信器１に入力端子９より入力すると、送信器１の内部の送信信号処理部１００でベースバンドＯＦＤＭ信号に変換され、この信号はドライバアンプ２で増幅され光変調器４でキャリアである光に乗せられて光ＯＦＤＭ信号が生成される。この光ＯＦＤＭ信号は伝送路である光ファイバ５を通って受信器６に到達する。光ＯＦＤＭ信号はフォトダイオード７で直接検波受信されて電気信号に変換される。この電気信号は理想的には前述のベースバンドＯＦＤＭ信号であり、この信号はプリアンプ６で増幅されて受信信号処理部２００で本来通信すべきデータに復調されて出力端子１０より出力される。
　送信信号処理部１００の機能構成図を図５に、受信信号処理部２００の機能構成図を図６に示す。通信すべきデータは、まずシリアル－パラレル変換部１１０で２Ｎ個のパラレルデータに変換される。ここでＮはデータを乗せるサブキャリアの本数である。サブキャリアの変調が４－ＱＡＭの場合は２Ｎ個のパラレルデータであるが、これが例えば１６－ＱＡＭの場合は４Ｎ個となる。つまりシリアルデータは、「１シンボル辺りのビット数×サブキャリアの本数」個のパラレルデータに変換する。サブキャリア変調部１２０は、このパラレルデータを用いてＮ本のサブキャリアに変調をかける。この変調されたサブキャリアは逆ＦＦＴ部１３０で時間軸のデータに変換され、パラレル－シリアル変換部１４０でシリアルデータに変換される。このシリアルデータはサイクリックプリフィックス挿入部１５０でサイクリックプリフィックスが挿入され、Ｄ／Ａ変換部１６０を通過してアナログ信号としてドライバアンプへ信号を送出する。
　受信信号処理部２００では、プリアンプで増幅された受信電気信号をＡ／Ｄ変換部２１０でディジタル信号に変換し、サイクリックプリフィックス削除部２２０でサイクリックプリフィックスが削除され、シリアルーパラレル変換部２３０でＮ本のパラレルデータに変換される。これらのパラレルデータはＦＦＴ部２４０においてＮ本のサブキャリア信号に分離され、サブキャリア復調部２５０にて各サブキャリアに乗っているデータが復調され、パラレル－シリアル変換部２６０にてシリアルデータに変換される。
　光ファイバ５を伝播する光ＯＦＤＭ信号のスペクトルは、光ファイバの波長分散の影響を避けるため、単一側帯波変調方式を用いる。この場合の光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルを図８に示す。光のキャリアの高周波側にサブキャリア信号が並んでいる（低周波側にサブキャリアを配置しても良い）。この光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルは、間隔が１シンボル時間Ｔｓの逆数Δで等間隔に並んだ複数のサブキャリア信号を有する。光ＯＦＤＭ信号が占める信号帯域Ｂはサブキャリアの本数をＮとするとおよそＮ×Δとなる。この信号を直接検波受信する場合、サブキャリア間のビート信号（うなり信号）がフォトダイオードで行われる直接検波、つまり光電変換によって発生し、これが本来受信しようとするサブキャリア信号に干渉し、受信信号を歪ませ、その結果受信感度劣化を起こす。
　この課題（以下ではサブキャアリア間干渉（ＩＣＩ）による感度劣化）は、今までに例えば、以下の４つの解決手法が示されている。
　第一の手法は、例えば非特許文献１に示されているガードバンド方式である。この方式で生成したベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルの模式図とこの信号を直接検波受信した場合に発生する受信電気信号のスペクトルの模式図を、それぞれ図１０（ａ）と（ｂ）に示す。この方式では、本来通信する信号が乗せられたサブキャリア信号を信号帯域Ｂだけ、直流から離しガードバンドを設ける。これを光ＯＦＤＭ信号に変換して送信し、直接検波する。この場合、サブキャリア間干渉（ＩＣＩ）は直流から信号帯域Ｂの間に発生し、本来通信しようとしていたデータが乗っているサブキャリアとは周波数が異なり干渉を起こさない。
　第二の手法は、非特許文献２に示されているガードバンド方式である。この方式では、ベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルにガードバンドを持たせるのは、第一の手法と同じであるが、本手法では、光変調器４のバイアス点を、光キャリアが発生しないいわゆる透過特性のゼロ点（トランスミッタンスヌル）に設定し、キャリアとしてベースバンドのある周波数（例えば－ｆｃ）成分を用い、このキャリアから信号帯域幅Ｂだけガードバンドを設定し、それより高周波側に信号が乗ったサブキャリアを配置する。具体的なベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルの模式図とこの信号を光伝送し、直接受信した場合の電気信号のスペクトルを図１１の（ａ）と（ｂ）にそれぞれ示す。本手法と上述の第一の手法の違いは、ベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルが－ｆｃずれている点である。したがって、直接検波受信した電気信号のスペクトルは同じになる（図１０（ｂ）と図１１（ｂ）を参照）。
　第三の手法は同じく非特許文献２に示されている。この解決手段では、第一、第二の手法のガードバンドを信号の乗ったサブキャリアの間に配置した信号を用いる。具体的な周波数配置を図１２（ａ）と（ｂ）に示す。送信側のベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトル（ａ）では、信号の乗ったサブキャリアの間隔を２×Δに空ける。この信号を光ＯＦＤＭ信号に変換して送信し直接検波受信して発生する電気信号スペクトルは図１２（ｂ）となる。サブキャリア間干渉（ＩＣＩ）は信号が乗ったサブキャリア成分の間に発生し、信号と干渉は起こさない。
　第四の手法は、非特許文献３に示されており、光ＯＦＤＭ信号のスペクトルは図８のままである。受信器では、通常の信号処理を行ってサブキャリアの復調を行った後、この復調後のデータを用いて信号処理によってサブキャリア間干渉の歪成分を生成し、これを受信した信号から引き算することによってサブキャリア間干渉の影響を低減する手法である。
Ａ．Ｊ．Ｌｏｗｅｒｙ、Ｌ．Ｄｕ、ａｎｄ　Ｊ．Ａｒｍｓｔｒｏｎｇ、「Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　ｆｏｒ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｉｎ　Ｌｏｎｇ　Ｈａｕｌ　ＷＤＭ　Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＯＦＣ２００６、Ｐｏｓｔｄｅａｄｌｉｎｅ　Ｐａｐｅｒｓ、ＰＤＰ３９、２００６ Ｗ．Ｐｅｎｇ、Ｘ．Ｗｕ、ａｎｄ　Ｖ．Ｒ．Ａｒｂａｂ、ｅｔ　ａｌ、「Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔｌｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　ａｎｄ　Ｄｉｒｅｃｔｌｙ　Ｄｅｔｅｃｔｅｄ　Ｏｐｔｉｃａｌ　ＯＦＤＭ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　Ｕｓｉｎｇ　ａｎ　ＲＦ－Ｔｏｎｅ　Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ」、ＯＦＣ２００８、ＯＭＵ２、２００８ Ｗ．Ｐｅｎｇ、Ｘ．Ｗｕ、Ｖ．Ｒ．Ａｒｂａｂ、ｅｔ　ａｌ、「Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　３４０ｋｍ　ＳＳＭＦ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｕｓｉｎｇ　ａ　Ｖｉｒｔｕａｌ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｓｉｄｅｂａｎｄ　ＯＦＤＭ　Ｓｉｇｎａｌ　ｔｈａｔ　Ｅｍｐｌｏｙｓ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ　ａｎｄ　Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」、ＯＦＣ２００８、ＯＭＵ１、２００８
　しかしながら、上記第一から第三の手法では、ガードバンドを使うことによって送信信号の帯域が、本来信号が持っている帯域Ｂの２倍に広がっている。これによって、この光ＯＦＤＭ伝送技術を波長多重伝送システムに適用した場合、一本の光ファイバで送ることができる総伝送容量は半分になってしまう、という課題がある。また上記第四の手法では、受信信号を復調した信号からサブキャリア間干渉による歪成分を抽出しているため、雑音によって誤った復調信号を使用して歪成分を抽出しており、正確な歪成分の抽出ができない、という課題がある。
　本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、伝送路や受信器での雑音に影響されずサブキャリア間干渉による受信信号の歪を小さくでき、受信感度劣化を低減できる光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムを提供することを目的のひとつとする。本発明は、また、光ＯＦＤＭ信号のスペクトル帯域幅を本来の元の信号帯域幅Ｂのままで通信することを目的のひとつとする。さらに、本発明は、この技術を用いて波長多重通信システムを構築した場合、１本の光ファイバで通信できる伝送容量は従来のガードバンドを用いる光ＯＦＤＭ通信システムの２倍にすることを目的のひとつとする。また、本発明は、光ＯＦＤＭ通信システムに用いられるデバイス、例えばフォトダイオード、光変調器、ドライバアンプ、プリアンプなどの特性の個体差、温度など環境の変化による特性変化、経時変化に依存せずに、光電変換によって発生するサブキャリア間干渉の影響を低減することを目的のひとつとする。
　本発明では、送信信号処理部で光電変換時に発生するサブキャリア間干渉の歪成分を生成し、これを通信すべきデータが乗ったサブキャリア信号から引き算して送信する。本発明の光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルは図８と同様であり、ベースバンドＯＦＤＭ信号の片側スペクトルを図９に示す。以下に課題を解決するための手段をより具体的に記述する。
　送信器内部の送信信号処理部に歪発生回路（歪生成部）を設け、この回路の入力信号としては、データで変調されたサブキャリア信号を用いる。歪生成部では、この入力信号を用いて逆ＦＦＴ演算によってベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、光電変換と同じ動作をさせるためにこの信号の絶対値の二乗をとり、ＦＦＴ演算によってサブキャリア信号に戻す。この信号には光電変換で生成されるサブキャリア間干渉も含まれるので、入力信号、つまり通信すべき信号との差をとるとサブキャアリア間干渉によって発生する歪成分がとりだせる。歪生成部の出力は各サブキャリアの歪成分である。これを本来通信すべきデータで変調されたサブキャリア信号から引き算した信号を送信信号とする。このとき、送信信号は歪んだ状態で送信されることになるが、受信器のフォトダイオードで光電変換されると、その結果発生する電気信号のサブキャリア間干渉は、上記信号処理を施さない場合と比較すると小さくなる。
　本発明に関わる歪の発生メカニズム及び歪の除去について数式を用いて以下に説明する。図８の光ＯＦＤＭ信号の電界は次式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、ｃ０は光のキャリア振幅を、ｃｋは各サブキャリアの変調成分（例えば４－ＱＡＭ）を、Δはサブキャリアの周波数差を、ｆ０は光のキャリア周波数を表す。
　この信号を直接検波受信するとその光電流は次式（２）で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、Ｒはフォトダイオードの量子効率や光ファイバとフォトダイオードとの光学的結合効率を含む比例常数であり、＊は複素共役を表す。またδｋは次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（２）から分かるように、直接検波受信した光電流には、通信したい本来の信号ｃｋのほかに、δｋという余分な成分が発生する。式（３）を見るとこの余分な成分は、キャリア間のビート信号の和となっているのが分かる。これが直接検波受信によって生成される歪成分である。
　本発明は、例えばこの歪成分δｋを送信器内部の歪生成回路で発生させ、本来送りたい情報信号ｃｋから引き算して送ることによってこの歪成分を小さく抑えるものである。
　見通しをよくするため、サブキャリアの数（Ｎ）を２本に絞って本発明の動作原理を以下で説明する。送信器の内部で各サブキャリアに変調を掛けたあとシリアル信号に変換した信号Ｖ（ｔ）は次式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 これを二乗検波すると次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 この式で周波数Δの成分はｃ１以外に歪成分δ１が生成されている。ここで歪成分δ１は
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 である。これを見ると式（３）で求めた直接検波受信で発生するキャリア間干渉による歪式（３）が生成されているのが分かる。
　この歪成分δ１を本来情報として送りたい信号ｃ１から引き算する。この歪を引き算した信号をｄ１とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 なお、信号ｃ２は歪を受けないので、ｄ２＝ｃ２である。
この歪んだ信号（ｄ１、ｄ２）を用いて光ＯＦＤＭ通信を行う。この場合の光ＯＦＤＭ信号は次式で表される。すなわち、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 である。これを直接検波受信して得られる光電流は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 ここで周波数Δの成分は式（６）と（７）を用いると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 となり、歪成分δ１が確かに消えている。一般に｜ｃ０｜２＞＞｜ｃ２｜２であり、上式はほぼｃ１と等しい。これが、本発明の原理である。
　なお、式（１０）の右辺の小さな成分｜ｃ２｜２／｜ｃ０｜２は、サブキャリア数が大きくなると無視できなくなる。そのため、この送信側での歪発生を複数回行い、本来の送信信号から歪を複数回差し引いて送信することによってこの小さな歪成分も更にキャンセルするようにできる。これも本発明の一部である。また、スイッチを用いて歪の生成を繰り返す回数を制御するようにしてもよい。
　式（１０）を見ても分かる様に、本発明のプリディストーションによる歪成分のキャンセルは、式（２）のＲに依存しない。つまり、本発明は、直接受信器の特性、例えばフォトダイオードの量子効率や光ファイバとフォトダイオードの光学的結合効率などに依存せずに動作する。また、送信器のデバイス、例えば変調器の動作点、駆動振幅などの特性に依存しないのも、上記原理説明から明白である。
　本発明の第１の解決手段によると、
　光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
　光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
　該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
　前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
　歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
　前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
を備えた前記光送信器が提供される。
　また、上述の光送信器において、前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
　前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
をさらに備え、
　前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する。
　本発明の第２の解決手段によると、
　光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
　光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
　サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
　該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
　前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
　前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
　前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
　前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
を備え、
　前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する前記光送信器が提供される。
　本発明の第３の解決手段によると、
　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
　該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器と
を備え、
　前記光送信器は、
　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
　該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
　前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
　歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
　前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
を有する光ＯＦＤＭ通信システムが提供される。
　また、例えば、上述の光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、
　前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
　前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
をさらに備え、
　前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する。
　本発明の第４の解決手段によると、
　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
　該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器とを備え、
　前記光送信器は、
　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
　サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
　該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
　前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
　前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
　前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
　前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
を備え、
　前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する光ＯＦＤＭ通信システムが提供される。
　本発明によると、直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、伝送路や受信器での雑音に影響されずサブキャリア間干渉による受信信号の歪を小さくでき、受信感度劣化を低減できる光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムを提供することができる。また、本発明によると、光ＯＦＤＭ信号のスペクトル帯域幅が本来の元の信号帯域幅Ｂのままで通信ができる。このため、この技術を用いて波長多重通信システムを構築した場合、１本の光ファイバで通信できる伝送容量は従来のガードバンドを用いる光ＯＦＤＭ通信システムの２倍にできる。さらに本発明によると、光ＯＦＤＭ通信システムに用いられるデバイス、例えばフォトダイオード、光変調器、ドライバアンプ、プリアンプなどの特性の個体差、温度など環境の変化による特性変化、経時変化に依存せずに、光電変換によって発生するサブキャリア間干渉の影響を低減できる効果があり、広く一般的に適用可能である。
第１の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部の機能ブロック図。 第１の実施形態を示す送信器内部の送信信号処理部の歪発生部の機能ブロック図。 光変調器を用いた光ＯＦＤＭ通信システムの構成図。 レーザの直接変調を用いた光ＯＦＤＭ通信システムの構成図。 従来の光ＯＦＤＭ通信システムにおける送信信号処理部の機能ブロック図。 従来の光ＯＦＤＭ通信システムにおける受信信号処理部の機能ブロック図。 第２の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部の機能ブロック図。 光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルの模式図。 ベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルの模式図。 サブキャリア間干渉を避けた第一の手法のベースバンドＯＦＤＭ信号の送信、受信スペクトルの模式図。 サブキャリア間干渉を避けた第二の手法のベースバンドＯＦＤＭ信号の送信、受信スペクトルの模式図。 サブキャリア間干渉を避けた第三の手法のベースバンドＯＦＤＭ信号の送信、受信スペクトルの模式図。 第３の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部の機能ブロック図。 第３の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部のプリディストーション部の機能ブロック図。 Ｉ－Ｑ平面上での送受信信号の信号点分布図（第１の実施の形態の場合）。 Ｉ－Ｑ平面上での送受信信号の信号点分布図（第２の実施の形態の場合）。
　以下、本実施の形態を図１－図４、図７、図８、図１３－図１６に基づいて説明する。
１．第１の実施の形態
　図１等を参照して第１の実施の形態を説明する。ここでは説明のためサブキャリアの変調は４－ＱＡＭと仮定するが、本実施の形態はこれに制限されるものではなく、任意のサブキャリア変調方式に対して適用可能である。またサブキャリアの本数はＮ本（Ｎは整数）とする。
　図３に、光ＯＦＤＭ通信システムの構成図を示す。
　光ＯＦＤＭ通信システムは、例えば、送信器（光送信器）１と、光ファイバ５と、受信器（光受信器）６とを備える。送信器１は、例えば、送信信号処理部１００と、ドライバアンプ２と、レーザ３と、光変調器４とを有する。送信器１は、入力端子９を備えてもよい。受信器６は、例えば、フォトダイオード７と、プリアンプ８と、受信信号処理部２００とを有する。受信器６は、出力端子１０を備えてもよい。送信器１と受信器６は、光ファイバ５を介して接続される。なお、送信器１は、例えば、レーザ３及び光変調器４に変えて図４に示すように直接変調用半導体レーザ２０及び光フィルタ３０を備えてもよい。なお、本実施の形態において、ドライバアンプ２、レーザ３及び光変調器４を送信部と称することがある。
　図１は、第１の実施の形態における送信信号処理部１００の構成図を示す。
　送信信号処理部１００は、例えば、シリアル－パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１０と、サブキャリア変調部１２０と、逆ＦＦＴ部（逆フーリエ変換部）１３０と、パラレル－シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４０と、サイクリックプリフィックス挿入部（ＣＰＩ）１５０と、ディジタル－アナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）１６０と、歪生成部１７０と、減算部３００とを備える。
　本来通信すべきデータは、シリアル－パラレル変換部１１０で２Ｎ個のパラレルデータに変換される。サブキャリア変調部１２０は、このパラレルデータを用いてＮ本のサブキャリアに変調をかける。この変調されたサブキャリア（ｃｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）は３分割され、そのうち２つは歪生成部１７０の入力信号となる。残りは、減算部３００で歪生成部１７０の出力信号（δｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）が引き算され、その結果（ｄｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）が逆ＦＦＴ部１３０に入力される。入力された信号は、逆ＦＦＴ部１３０で時間軸のデータに変換され、パラレルーシリアル変換部１４０でシリアルデータに変換される。このシリアルデータはサイクリックプリフィックス挿入部１５０でサイクリックプリフィックスが挿入され、Ｄ／Ａ変換部１６０を通過してアナログ信号としてドライブアンプ２へ送出される。
　この信号は図３のドライバアンプ２で増幅された後、光変調器４によってレーザ３からのレーザ光をキャリアとする光ＯＦＤＭ信号となって送信器１から光ファイバ５に出射される。光ＯＦＤＭ信号は伝送路である光ファイバ５を通って受信器６に入射する。ここでフォトダイオード７の光電変換作用によって電気信号に変換され、この電気信号はプリアンプ８で増幅された後、受信信号処理部２００で復調されシリアルデータとして出力端子１０から取り出される。受信信号処理部２００の構成は例えば図６に示される構成と同様であり、通常のＯＦＤＭ信号処理構成を用いることができる。
　図２に本実施の形態の歪生成部１７０の構成図を示す。
　歪生成部１７０は、例えば、逆ＦＦＴ部１７１と、パラレルーシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１７２と、二乗演算部１７３と、シリアル－パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１７４と、ＦＦＴ部（フーリエ変換部）１７５と、減算部１７６とを備える。
　図１のサブキャアリア変調部１２０の出力信号（ｃｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）の一部は、この歪生成部１７０に入力する。入力した信号は逆ＦＦＴ部１７１で時間軸の信号に変換され、パラレルーシリアル変換部１７２でシリアルデータに変換される。これは基本的にベースバンドＯＦＤＭ信号そのものである。次にこの信号をフォトダイオードの光電変換と同じ作用をする二乗演算部１７３で絶対値をとり二乗演算することによってサブキャリア間干渉を含んだ受信電気信号を生成することができる。なお、絶対値をとるのはベースバンドＯＦＤＭ信号は一般には複素数のためである。この信号をシリアル－パラレル変換部１７４によってパラレルデータに変換し、これをＦＦＴ部１７５でサブキャリアに分解する。このＦＦＴ部１７５の出力は光電変換で発生するサブキャアリア間干渉による歪成分を含んだ信号（ｃｋ＋δｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）となっているので、本来通信すべきデータで変調されたサブキャリア信号（ｃｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）、すなわち歪生成回路１７０の入力信号を減算部１７６で引き算することによって歪成分（δｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）を出力できる。
　本実施の形態の効果をシミュレーションで評価した結果を次に示す。シミュレーションでは次のパラメータを用いて実施した。すなわち、サブキャリア本数は１２８本、各サブキャリアの変調は４－ＱＡＭ、シンボル数は２５６、データは独立な２系列のＰＮ１５段擬似ランダム信号を用いた。サブキャリア間干渉による歪の大きさをＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ　Ｖｅｃｔｏｒ　Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）で評価した。本シミュレーションには伝送路での雑音や受信器内部の雑音を入れていないのでＥＶＭは純粋にサブキャリア間干渉による受信信号の歪が表現されている。したがって、ＥＶＭが小さいほど、サブキャリア間干渉は小さく、受信感度が良くなる。
　図１５にシミュレーション結果をまとめて示す。
　図１５はＩ－Ｑ平面における送受信信号のサブキャリアの信号点配置を表している。歪生成部なしの場合は、本実施の形態を適用しない通常の光ＯＦＤＭ通信の場合の信号点配置を表している。この場合の送信信号の信号点配置は、本来通信すべきデータの信号点配置を表しており、これが受信信号の信号点配置として現れる場合がまったく歪の無い理想的な通信が実現できた場合である。この信号を直接検波受信方式で受信した場合の信号点配置が、歪生成部なしの場合の受信信号として図１５に表示されている。この表から直接検波における光電変換によるサブキャリア間干渉によって信号点がＩ－Ｑ平面上に拡散して分布するのが分かる。この受信信号のＥＶＭを計算すると１７．６％となった。
　次に本実施の形態の場合のシミュレーション結果を示す。これが図１５の歪生成部ありのコラムに示されている。送信信号の信号点配置は歪生成部で生成した歪を引き算された後の信号（ｄｋ）であり本来通信すべき信号の信号点配置とは非常に異なる。ところがこの信号を直接検波受信方式の受信器で受信した信号の信号点配置は図１５の歪生成部ありの受信信号に表すように信号点の拡散が小さくなっている。実際ＥＶＭを計算すると６．６％に減少しており、本実施の形態の効果を定量的に確認できた。
　本実施の形態では、例えば、サブキャリア間干渉による歪をディジタル信号処理で生成できるという特長がある。
２．第２の実施の形態
　第２の実施の形態を図７等を参照して説明する。図７は第２の実施の形態における送信器１の送信信号処理部１００の構成図を示す。第１の実施の形態と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。なお、システムの全体構成は第１の実施の形態と同様である。
　本実施の形態における送信信号処理部１００は、歪生成部１７０’と減算部３１０とをさらに備える。本実施の形態では、第１の実施の形態で用いた歪生成部１７０を２回用いている（図７の歪生成部１７０と１７０’）。歪生成部１７０と１７０’は同様の構成を用いることができる。これは、歪生成部１７０を使って取りきれなかったサブキャリア間干渉の残留歪（上述の式（１０）の右辺の｜ｃ２｜２／｜ｃ０｜２の項に相当）を歪生成部１７０’によってさらに生成して、生成された歪成分を減算部３００の出力信号から減算部３１０でさらに引き算して其の信号を光ＯＦＤＭ信号として送信している。受信器は図３に示した従来の光ＯＦＤＭ通信用の受信器６と同じ構成である。図１５の歪生成部ありの受信信号の信号点配置を見ても分かるように、歪生成部１７０を使っても残留歪が残る場合がある。そこで、この残留歪を更に歪生成部１７０’で生成して減算部３００の出力信号から引き算して受信時の残留歪もさらに小さくする。
　図１６に、シミュレーションによって本実施の形態の効果を検証した結果を示す。歪生成部なしのコラムは従来の光ＯＦＤＭ通信システムを用いた場合の送信信号ならびに受信信号のＩ－Ｑ平面での信号点配置であり、これは第１の実施の形態の図１５の歪生成部なしの場合と同じである。本実施の形態を用いた場合の送信信号と受信信号の信号点配置を２個の歪生成部ありのコラムに示した。この図からわかる様にサブキャアリア間干渉による歪は明らかに低減しており、ＥＶＭの値は１７．６％から３．８％に低減できている。さらに図１５に示す第１の実施の形態の結果と比較するとＥＶＭは１個の歪生成部を使ったシステムでは６．６％であるが、２個の歪生成部を使ったシステムでは３．８％に改善している。よって本実施の形態の効果が検証できた。
　本実施の形態では、サブキャリア間干渉による歪を第１の実施の形態よりさらに低減できるという特長がある。なお、本実施の形態では歪生成部１７０を２回用いているが、歪成分が小さくなる限り何度用いても良い。
３．第３の実施の形態
　第３の実施の形態を図１３と図１４等を参照して説明する。システムの全体構成は第１の実施の形態と同様である。第１の実施の形態と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。
　図１３は、第３の実施の形態の送信信号処理部の構成図である。
　第３の実施の形態の送信信号処理部１００は、例えば、シリアル－パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１０と、サブキャリア変調部１２０と、逆ＦＦＴ部１３０と、パラレル－シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４０と、サイクリックプリフィックス挿入部（ＣＰＩ）１５０と、ディジタル－アナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）１６０と、プリディストーション部１８０と、サブキャリアに対応した２：１スイッチ（第一のスイッチ）１８１及び１：２スイッチ（第二のスイッチ）１８２と、スイッチ制御部１９０とを備える。
　図１４は、本実施の形態におけるプリディストーション部１８０の構成図である。
　プリディストーション部１８０は、例えば、歪生成部１７０と、減算部３２０とを備える。
　送信器１の内部の送信信号処理部１００では、本来通信するデータをシリアル－パラレル変換部１１０によってパラレルデータに変換し、サブキャリア変調部１２０では、サブキャリアをこれらのパラレルデータで変調する。変調された各サブキャリア信号は、２：１スイッチ１８１を通過してプリディストーション部１８０に入力する。プリディストーション部１８０は、その入力信号を２分割し一方を歪生成部１７０に入力させる。歪生成部１７０は図２と同じ構成をしており、その入力信号から歪成分δｋを生成して出力する。プリディストーション部１８０は先ほど２分割したその入力信号から、歪生成部１７０の出力信号である歪成分δｋを減算部３２０で引き算し、出力する。プリディストーション部１８０の出力信号は、２：１スイッチ１８２を通過して逆ＦＦＴ部１３０に導かれ、逆ＦＦＴ部１３０によって時間軸のデータに変換され、パラレル－シリアル変換部１４０でシリアルデータとして出力される。この信号にＣＰＩ部１５０でサイクリックプリフィクスが付加されこのディジタルデータはＤ／Ａ部１６０でアナログ信号に変換されてドライバアンプに送られる。これ以降光受信器からのデータの復元までは他の実施の形態と同じである。
　本実施の形態では、プリディストーション部１８０を複数回使って残留歪を小さくすることができる。プリディストーション部１８０を２回使う場合を説明する。この場合各ステップは次のようになる。まず各シンボルを歪生成部１８０に導くステップがある。このときは、スイッチ制御部１９０からの制御信号によって２：１スイッチ１８１は変調部出力をプリディストーション部１８０の入力に導くように設定される。２：１スイッチ１８１が変調部１２０の出力（ｃｋ）をプリディストーション部１８０に導くと、プリディストーション部１８０からは本来通信したい信号（ｃｋ）から光電変換で発生する歪成分（δｋ）を差引いた信号（ｃｋ－δｋ）が出力される。次のステップではスイッチ制御部１９０からの制御信号によって１：２スイッチ１８２はこの信号（ｃｋ－δｋ）を２：１スイッチ１８１に導き、２：１スイッチ１８１はこの信号をプリディストーション部１８０の入力に再度導くように設定される。プリディストーション部１８０はこの入力信号（ｃｋ－δｋ）を用いて光電変換で発生する歪成分を計算しそれを差引いた信号を出力する。このようにして２度プリディストーション部１８０を通過した信号は、次のステップでスイッチ制御部１９０からの制御信号によって制御された１：２スイッチ１８２を通過して、逆ＦＦＴ部１３０以降に導かれる。したがってこれで２回プリディストーション部１８０によって歪を引き算された信号が送信される。３回以上歪を生成する場合も同様であり、変調部１２０から出力されたサブキャリア信号から、複数の歪成分δ１ｋ、δ２ｋ・・を順次差し引く。
　なお、この各ステップのタイミングは、ＳＷ制御部１９０により、シンボルクロック（あるいはその整数倍）に合わせて、予め定められた回数歪生成部１７０による歪成分の生成と、減算部３２０による差し引きとを繰り返すように制御されることができる。
　本実施の形態では、第２の実施の形態と比較して信号処理部の構成がシンプルになっており、また歪生成部を複数回使う場合でも回路規模は増大しない、という特長がある。
　本発明は、例えば、受信側で光電変換、直接検波する光ＯＦＤＭ通信システムに利用可能である。

Claims (11)

  1. 　光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
    　光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
    　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
    　該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
    　前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
    　歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
    　前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
    を備えた前記光送信器。
  2. 　前記歪生成部は、
    　前記変調部からのサブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を求める第２の逆ＦＦＴ部と、
    　該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算する二乗演算部と、
    　前記二乗演算部での演算結果をＦＦＴ演算してサブキャリア毎の信号に変換するＦＦＴ部と、
    　前記ＦＦＴ部で変換された信号から、前記変調部からのサブキャリア信号を差し引いて歪信号を求める第２の減算部と
    を有する請求項１に記載の光送信器。
  3. 　前記歪生成部は、
    　前記第２の逆ＦＦＴ部で変換されたベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアル信号に変換して前記二乗演算部に出力するパラレル－シリアル変換部と、
    　前記二乗演算部での演算結果をパラレル信号に変換して前記ＦＦＴ演算部に出力するシリアル－パラレル変換部と
    をさらに有する請求項２に記載の光送信器。
  4. 　前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
    　前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
    をさらに備え、
    　前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する請求項１に記載の光送信器。
  5. 　光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
    　光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
    　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
    　サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
    　該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
    　前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
    　前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
    　前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
    　前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
    を備え、
    　前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する前記光送信器。
  6. 　前記スイッチ制御部は、シンボル時間に基づき、
    　はじめに前記第一のスイッチを、前記変調部からの信号が前記プリディストーション部に導かれるように設定し、
    　次に、前記プリディストーション部を通過した信号が前記第二のスイッチと第一のスイッチによって予め定められた回数だけ前記プリディストーション部を通過するように設定し、
    　さらに、予め定められた回数だけ前記プリディストーション部を通過した信号が、前記逆ＦＦＴ部に導かれるように前記第二のスイッチを設定する、請求項５に記載の光送信器。
  7. 　前記プリディストーション部は、その入力信号からその歪成分を差し引いた信号を出力し、再度この出力信号が前記プリディストーション部に入力されることによって、歪成分を差し引いた信号から第二の歪成分をさらに差し引き、
    　前記スイッチ制御部は、前記第二のスイッチを切り替えて、第二の歪成分が差し引かれた該プリディストーション部の出力を前記ＦＦＴ部に導く請求項５に記載の光送信器。
  8. 　前記プリディストーション部は、その入力信号に基づき前記歪生成部で出力される歪成分をその入力信号から減算部で差し引いて出力することを特徴とする、請求項５に記載の光送信器。
  9. 　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
    　該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器と
    を備え、
    　前記光送信器は、
    　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
    　該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
    　前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
    　歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
    　前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
    を有する光ＯＦＤＭ通信システム。
  10. 　前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
    　前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
    をさらに備え、
    　前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する請求項９に記載の光ＯＦＤＭ通信システム。
  11. 　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
    　該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器とを備え、
    　前記光送信器は、
    　ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
    　サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
    　該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
    　前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
    　前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
    　前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
    　前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
    を備え、
    　前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する光ＯＦＤＭ通信システム。
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