JPWO2010073990A1 - 光送信器及び光ｏｆｄｍ通信システム - Google Patents

Abstract

光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、信号帯域を広げずに光電変換で発生するサブキャリア間干渉による受信信号歪を低減する。送信器内部の送信信号処理部１００に歪発生回路（歪生成部）１７０を設ける。この回路の入力信号としてサブキャリア信号を用いる。歪生成部１７０は、入力信号を用いて逆ＦＦＴ演算によってベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、この信号の絶対値の二乗をとり、ＦＦＴ演算によってサブキャリア信号に戻す。この信号にはサブキャリア間干渉も含まれるので、入力信号との差をとるとサブキャリア間干渉によって発生する歪成分がとりだせる。この歪成分を本来通信すべきデータで変調されたサブキャリア信号から引き算した信号を送信信号とする。送信信号は、受信器で光電変換される。このとき発生するサブキャリア間干渉は、上記処理を施さない場合と比較して小さくなる。

Description

本発明は、光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムに係り、特に、マルチキャリアを用いた光通信システムの光送信器に関し、より具体的には、直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、直交周波数分割多重）通信システムにおいてサブキャリア間干渉の影響を低減する光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムに関する。

今まで実用化されてきた光通信システムは、光の強度を用いた２値の変復調技術を適用している。具体的には、送信側でディジタル情報の「０」と「１」を光の強度のオン−オフに変換して光ファイバに送信し、光ファイバ中を伝播した光は受信側で光電変換されてもとの情報を復元している。近年、インターネットの爆発的普及に伴い、光通信システムに要求される通信容量は飛躍的に伸びている。通信容量の大容量化の要請に対して今までは、光のオン−オフする速度、つまり変調速度を上昇させることで対応してきた。しかしながら、この変調速度を上昇させて大容量化を実現するという手法では一般に、次に述べるような課題がある。

変調速度を上昇させると、光ファイバの波長分散によって制限される伝送可能な距離は短くなる、という課題がある。一般に波長分散によって制限される伝送距離はビットレートの二乗で短くなる。つまり、ビットレートが２倍になると、波長分散によって制限される伝送距離は１／４になる。同様に変調速度を上昇させると、光ファイバの偏波分散によって制限される伝送可能な距離が短くなる、という課題もある。一般にビットレートが２倍になると、偏波分散によって制限される伝送距離は１／２になる。波長分散の影響を具体的に示すと、ビットレートが１０Ｇｂｐｓで通常分散ファイバを用いると波長分散で制限される伝送距離は６０ｋｍであるが、ビットレートが４０Ｇｂｐｓのシステムになると、其の距離はおよそ４ｋｍと短くなる。さらに次世代の１００Ｇｂｐｓシステムの場合は波長分散によって制限される伝送距離は０．６ｋｍとなり、このままでは、伝送距離が５００ｋｍ程度の幹線光通信システムを実現することはできない。超高速な幹線光通信システムを構築するために現在は、伝送路の波長分散を打ち消すために負の波長分散を持ったいわゆる分散補償ファイバという特殊な光ファイバを中継器や送受信機に設置している。この特殊ファイバは高価であり、またその分散補償ファイバを各サイトにどれだけ（分散補償ファイバの長さ）設置するかという高度な設計が必要になり、これら両者が光通信システムの価格を押し上げている。

そこで最近、通信容量を増加させる光変復調方式として、ＯＦＤＭ技術を用いた光通信システムの研究が脚光を浴びている。ＯＦＤＭ技術は、１シンボル時間内で直交する、つまり１シンボル時間の逆数の整数倍の周波数を持つ、多数の正弦波（これをサブキャリアと呼ぶ）のそれぞれの振幅と位相を所定の値に設定することによって情報を乗せ（変調し）、これらのサブキャリアを束ねた信号でキャリアを変調し送信する技術である。このＯＦＤＭ技術は、電話局と家庭の間で通信するＶＤＳＬ（Ｖｅｒｙ ｈｉｇｈ ｂｉｔ ｒａｔｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）システムや、家庭内での電力線通信システム、さらには地上波ディジタルＴＶシステムで用いられ、実用化されている。さらには次世代の携帯電話システムでも用いられる予定である。

光ＯＦＤＭ通信システムは、光をキャリアとしてＯＦＤＭ技術を適用した通信システムである。ＯＦＤＭ技術では、前述のように多数のサブキャリアを用いており、さらにおのおののサブキャリアの変調方式は、例えば、４−ＱＡＭ、８−ＰＳＫ、あるいは１６−ＱＡＭなど多値変調方式が適用可能なため、１シンボル時間がビットレートの逆数より非常に長くなる。その結果として前述の波長分散や偏波分散によって制限される伝送距離が、光通信システムで想定される伝送距離（例えば、国内の幹線システムでは５００ｋｍ）より十分長くなり、前述の分散補償ファイバが不要となる。その結果、低コスト光通信システムが実現できる可能性がある。具体的な数値例を示すと、例えば１０Ｇｂｐｓのビットレートの光通信システムを光ＯＦＤＭ技術で実現する場合を考える。サブキャリア数を１０本、各サブキャリアの変調を４−ＱＡＭとすると、１シンボル速度は、５００ＭＢａｕｄとなる。この場合の波長分散によって制限される伝送距離は１０Ｇｂｐｓの光通信システムを従来のオン−オフ変調するＯＯＫ（Ｏｎ−Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）方式の（１０／０．５）^２＝４００倍、つまり２４０００ｋｍとなり、高価な分散補償ファイバを用いずに伝送距離５００ｋｍの国内幹線システムを実現でき、低コスト光通信システムを構築できる。

さて、光ＯＦＤＭ通信システムは光信号の受信方式によって２通りに分類できる。一つは直接検波受信方式であり、他はコヒーレント受信方式である。本発明は直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ通信システムに関するものである。

このシステムの構成図を図３に示す。本来通信すべきデータが送信器１に入力端子９より入力すると、送信器１の内部の送信信号処理部１００でベースバンドＯＦＤＭ信号に変換され、この信号はドライバアンプ２で増幅され光変調器４でキャリアである光に乗せられて光ＯＦＤＭ信号が生成される。この光ＯＦＤＭ信号は伝送路である光ファイバ５を通って受信器６に到達する。光ＯＦＤＭ信号はフォトダイオード７で直接検波受信されて電気信号に変換される。この電気信号は理想的には前述のベースバンドＯＦＤＭ信号であり、この信号はプリアンプ６で増幅されて受信信号処理部２００で本来通信すべきデータに復調されて出力端子１０より出力される。

送信信号処理部１００の機能構成図を図５に、受信信号処理部２００の機能構成図を図６に示す。通信すべきデータは、まずシリアル−パラレル変換部１１０で２Ｎ個のパラレルデータに変換される。ここでＮはデータを乗せるサブキャリアの本数である。サブキャリアの変調が４−ＱＡＭの場合は２Ｎ個のパラレルデータであるが、これが例えば１６−ＱＡＭの場合は４Ｎ個となる。つまりシリアルデータは、「１シンボル辺りのビット数×サブキャリアの本数」個のパラレルデータに変換する。サブキャリア変調部１２０は、このパラレルデータを用いてＮ本のサブキャリアに変調をかける。この変調されたサブキャリアは逆ＦＦＴ部１３０で時間軸のデータに変換され、パラレル−シリアル変換部１４０でシリアルデータに変換される。このシリアルデータはサイクリックプリフィックス挿入部１５０でサイクリックプリフィックスが挿入され、Ｄ／Ａ変換部１６０を通過してアナログ信号としてドライバアンプへ信号を送出する。

受信信号処理部２００では、プリアンプで増幅された受信電気信号をＡ／Ｄ変換部２１０でディジタル信号に変換し、サイクリックプリフィックス削除部２２０でサイクリックプリフィックスが削除され、シリアルーパラレル変換部２３０でＮ本のパラレルデータに変換される。これらのパラレルデータはＦＦＴ部２４０においてＮ本のサブキャリア信号に分離され、サブキャリア復調部２５０にて各サブキャリアに乗っているデータが復調され、パラレル−シリアル変換部２６０にてシリアルデータに変換される。

光ファイバ５を伝播する光ＯＦＤＭ信号のスペクトルは、光ファイバの波長分散の影響を避けるため、単一側帯波変調方式を用いる。この場合の光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルを図８に示す。光のキャリアの高周波側にサブキャリア信号が並んでいる（低周波側にサブキャリアを配置しても良い）。この光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルは、間隔が１シンボル時間Ｔｓの逆数Δで等間隔に並んだ複数のサブキャリア信号を有する。光ＯＦＤＭ信号が占める信号帯域Ｂはサブキャリアの本数をＮとするとおよそＮ×Δとなる。この信号を直接検波受信する場合、サブキャリア間のビート信号（うなり信号）がフォトダイオードで行われる直接検波、つまり光電変換によって発生し、これが本来受信しようとするサブキャリア信号に干渉し、受信信号を歪ませ、その結果受信感度劣化を起こす。

この課題（以下ではサブキャアリア間干渉（ＩＣＩ）による感度劣化）は、今までに例えば、以下の４つの解決手法が示されている。
第一の手法は、例えば非特許文献１に示されているガードバンド方式である。この方式で生成したベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルの模式図とこの信号を直接検波受信した場合に発生する受信電気信号のスペクトルの模式図を、それぞれ図１０（ａ）と（ｂ）に示す。この方式では、本来通信する信号が乗せられたサブキャリア信号を信号帯域Ｂだけ、直流から離しガードバンドを設ける。これを光ＯＦＤＭ信号に変換して送信し、直接検波する。この場合、サブキャリア間干渉（ＩＣＩ）は直流から信号帯域Ｂの間に発生し、本来通信しようとしていたデータが乗っているサブキャリアとは周波数が異なり干渉を起こさない。

第二の手法は、非特許文献２に示されているガードバンド方式である。この方式では、ベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルにガードバンドを持たせるのは、第一の手法と同じであるが、本手法では、光変調器４のバイアス点を、光キャリアが発生しないいわゆる透過特性のゼロ点（トランスミッタンスヌル）に設定し、キャリアとしてベースバンドのある周波数（例えば−ｆｃ）成分を用い、このキャリアから信号帯域幅Ｂだけガードバンドを設定し、それより高周波側に信号が乗ったサブキャリアを配置する。具体的なベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルの模式図とこの信号を光伝送し、直接受信した場合の電気信号のスペクトルを図１１の（ａ）と（ｂ）にそれぞれ示す。本手法と上述の第一の手法の違いは、ベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルが−ｆｃずれている点である。したがって、直接検波受信した電気信号のスペクトルは同じになる（図１０（ｂ）と図１１（ｂ）を参照）。

第三の手法は同じく非特許文献２に示されている。この解決手段では、第一、第二の手法のガードバンドを信号の乗ったサブキャリアの間に配置した信号を用いる。具体的な周波数配置を図１２（ａ）と（ｂ）に示す。送信側のベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトル（ａ）では、信号の乗ったサブキャリアの間隔を２×Δに空ける。この信号を光ＯＦＤＭ信号に変換して送信し直接検波受信して発生する電気信号スペクトルは図１２（ｂ）となる。サブキャリア間干渉（ＩＣＩ）は信号が乗ったサブキャリア成分の間に発生し、信号と干渉は起こさない。

第四の手法は、非特許文献３に示されており、光ＯＦＤＭ信号のスペクトルは図８のままである。受信器では、通常の信号処理を行ってサブキャリアの復調を行った後、この復調後のデータを用いて信号処理によってサブキャリア間干渉の歪成分を生成し、これを受信した信号から引き算することによってサブキャリア間干渉の影響を低減する手法である。
Ａ．Ｊ．Ｌｏｗｅｒｙ、Ｌ．Ｄｕ、ａｎｄ Ｊ．Ａｒｍｓｔｒｏｎｇ、「Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｆｏｒ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｉｎ Ｌｏｎｇ Ｈａｕｌ ＷＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＯＦＣ２００６、Ｐｏｓｔｄｅａｄｌｉｎｅ Ｐａｐｅｒｓ、ＰＤＰ３９、２００６ Ｗ．Ｐｅｎｇ、Ｘ．Ｗｕ、ａｎｄ Ｖ．Ｒ．Ａｒｂａｂ、ｅｔ ａｌ、「Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ ａ Ｃｏｈｅｒｅｎｔｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ａｎｄ Ｄｉｒｅｃｔｌｙ Ｄｅｔｅｃｔｅｄ Ｏｐｔｉｃａｌ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｕｓｉｎｇ ａｎ ＲＦ−Ｔｏｎｅ Ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ」、ＯＦＣ２００８、ＯＭＵ２、２００８ Ｗ．Ｐｅｎｇ、Ｘ．Ｗｕ、Ｖ．Ｒ．Ａｒｂａｂ、ｅｔ ａｌ、「Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ ３４０ｋｍ ＳＳＭＦ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｖｉｒｔｕａｌ Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ ＯＦＤＭ Ｓｉｇｎａｌ ｔｈａｔ Ｅｍｐｌｏｙｓ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ ａｎｄ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」、ＯＦＣ２００８、ＯＭＵ１、２００８

しかしながら、上記第一から第三の手法では、ガードバンドを使うことによって送信信号の帯域が、本来信号が持っている帯域Ｂの２倍に広がっている。これによって、この光ＯＦＤＭ伝送技術を波長多重伝送システムに適用した場合、一本の光ファイバで送ることができる総伝送容量は半分になってしまう、という課題がある。また上記第四の手法では、受信信号を復調した信号からサブキャリア間干渉による歪成分を抽出しているため、雑音によって誤った復調信号を使用して歪成分を抽出しており、正確な歪成分の抽出ができない、という課題がある。

本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、伝送路や受信器での雑音に影響されずサブキャリア間干渉による受信信号の歪を小さくでき、受信感度劣化を低減できる光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムを提供することを目的のひとつとする。本発明は、また、光ＯＦＤＭ信号のスペクトル帯域幅を本来の元の信号帯域幅Ｂのままで通信することを目的のひとつとする。さらに、本発明は、この技術を用いて波長多重通信システムを構築した場合、１本の光ファイバで通信できる伝送容量は従来のガードバンドを用いる光ＯＦＤＭ通信システムの２倍にすることを目的のひとつとする。また、本発明は、光ＯＦＤＭ通信システムに用いられるデバイス、例えばフォトダイオード、光変調器、ドライバアンプ、プリアンプなどの特性の個体差、温度など環境の変化による特性変化、経時変化に依存せずに、光電変換によって発生するサブキャリア間干渉の影響を低減することを目的のひとつとする。

本発明では、送信信号処理部で光電変換時に発生するサブキャリア間干渉の歪成分を生成し、これを通信すべきデータが乗ったサブキャリア信号から引き算して送信する。本発明の光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルは図８と同様であり、ベースバンドＯＦＤＭ信号の片側スペクトルを図９に示す。以下に課題を解決するための手段をより具体的に記述する。

送信器内部の送信信号処理部に歪発生回路（歪生成部）を設け、この回路の入力信号としては、データで変調されたサブキャリア信号を用いる。歪生成部では、この入力信号を用いて逆ＦＦＴ演算によってベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、光電変換と同じ動作をさせるためにこの信号の絶対値の二乗をとり、ＦＦＴ演算によってサブキャリア信号に戻す。この信号には光電変換で生成されるサブキャリア間干渉も含まれるので、入力信号、つまり通信すべき信号との差をとるとサブキャアリア間干渉によって発生する歪成分がとりだせる。歪生成部の出力は各サブキャリアの歪成分である。これを本来通信すべきデータで変調されたサブキャリア信号から引き算した信号を送信信号とする。このとき、送信信号は歪んだ状態で送信されることになるが、受信器のフォトダイオードで光電変換されると、その結果発生する電気信号のサブキャリア間干渉は、上記信号処理を施さない場合と比較すると小さくなる。

本発明に関わる歪の発生メカニズム及び歪の除去について数式を用いて以下に説明する。図８の光ＯＦＤＭ信号の電界は次式で表せる。

ここで、ｃ_０は光のキャリア振幅を、ｃ_ｋは各サブキャリアの変調成分（例えば４−ＱＡＭ）を、Δはサブキャリアの周波数差を、ｆ_０は光のキャリア周波数を表す。

この信号を直接検波受信するとその光電流は次式（２）で表せる。

ここで、Ｒはフォトダイオードの量子効率や光ファイバとフォトダイオードとの光学的結合効率を含む比例常数であり、^＊は複素共役を表す。またδ_ｋは次式で与えられる。

式（２）から分かるように、直接検波受信した光電流には、通信したい本来の信号ｃ_ｋのほかに、δ_ｋという余分な成分が発生する。式（３）を見るとこの余分な成分は、キャリア間のビート信号の和となっているのが分かる。これが直接検波受信によって生成される歪成分である。
本発明は、例えばこの歪成分δ_ｋを送信器内部の歪生成回路で発生させ、本来送りたい情報信号ｃ_ｋから引き算して送ることによってこの歪成分を小さく抑えるものである。

見通しをよくするため、サブキャリアの数（Ｎ）を２本に絞って本発明の動作原理を以下で説明する。送信器の内部で各サブキャリアに変調を掛けたあとシリアル信号に変換した信号Ｖ（ｔ）は次式で表せる。

これを二乗検波すると次式となる。

この式で周波数Δの成分はｃ_１以外に歪成分δ_１が生成されている。ここで歪成分δ_１は

である。これを見ると式（３）で求めた直接検波受信で発生するキャリア間干渉による歪式（３）が生成されているのが分かる。

この歪成分δ_１を本来情報として送りたい信号ｃ_１から引き算する。この歪を引き算した信号をｄ_１とする。

なお、信号ｃ_２は歪を受けないので、ｄ_２＝ｃ_２である。
この歪んだ信号（ｄ_１、ｄ_２）を用いて光ＯＦＤＭ通信を行う。この場合の光ＯＦＤＭ信号は次式で表される。すなわち、

である。これを直接検波受信して得られる光電流は、

ここで周波数Δの成分は式（６）と（７）を用いると、

となり、歪成分δ_１が確かに消えている。一般に｜ｃ_０｜^２＞＞｜ｃ_２｜^２であり、上式はほぼｃ_１と等しい。これが、本発明の原理である。

なお、式（１０）の右辺の小さな成分｜ｃ_２｜^２／｜ｃ_０｜^２は、サブキャリア数が大きくなると無視できなくなる。そのため、この送信側での歪発生を複数回行い、本来の送信信号から歪を複数回差し引いて送信することによってこの小さな歪成分も更にキャンセルするようにできる。これも本発明の一部である。また、スイッチを用いて歪の生成を繰り返す回数を制御するようにしてもよい。

式（１０）を見ても分かる様に、本発明のプリディストーションによる歪成分のキャンセルは、式（２）のＲに依存しない。つまり、本発明は、直接受信器の特性、例えばフォトダイオードの量子効率や光ファイバとフォトダイオードの光学的結合効率などに依存せずに動作する。また、送信器のデバイス、例えば変調器の動作点、駆動振幅などの特性に依存しないのも、上記原理説明から明白である。

本発明の第１の解決手段によると、
光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
を備えた前記光送信器が提供される。

また、上述の光送信器において、前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
をさらに備え、
前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する。

本発明の第２の解決手段によると、
光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
を備え、
前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する前記光送信器が提供される。

本発明の第３の解決手段によると、
ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器と
を備え、
前記光送信器は、
ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
を有する光ＯＦＤＭ通信システムが提供される。

また、例えば、上述の光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、
前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
をさらに備え、
前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する。

本発明の第４の解決手段によると、
ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器とを備え、
前記光送信器は、
ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
を備え、
前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する光ＯＦＤＭ通信システムが提供される。

本発明によると、直接検波受信方式を用いた光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、伝送路や受信器での雑音に影響されずサブキャリア間干渉による受信信号の歪を小さくでき、受信感度劣化を低減できる光送信器及び光ＯＦＤＭ通信システムを提供することができる。また、本発明によると、光ＯＦＤＭ信号のスペクトル帯域幅が本来の元の信号帯域幅Ｂのままで通信ができる。このため、この技術を用いて波長多重通信システムを構築した場合、１本の光ファイバで通信できる伝送容量は従来のガードバンドを用いる光ＯＦＤＭ通信システムの２倍にできる。さらに本発明によると、光ＯＦＤＭ通信システムに用いられるデバイス、例えばフォトダイオード、光変調器、ドライバアンプ、プリアンプなどの特性の個体差、温度など環境の変化による特性変化、経時変化に依存せずに、光電変換によって発生するサブキャリア間干渉の影響を低減できる効果があり、広く一般的に適用可能である。

第１の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部の機能ブロック図。 第１の実施形態を示す送信器内部の送信信号処理部の歪発生部の機能ブロック図。 光変調器を用いた光ＯＦＤＭ通信システムの構成図。 レーザの直接変調を用いた光ＯＦＤＭ通信システムの構成図。 従来の光ＯＦＤＭ通信システムにおける送信信号処理部の機能ブロック図。 従来の光ＯＦＤＭ通信システムにおける受信信号処理部の機能ブロック図。 第２の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部の機能ブロック図。 光ＯＦＤＭ信号の光スペクトルの模式図。 ベースバンドＯＦＤＭ信号のスペクトルの模式図。 サブキャリア間干渉を避けた第一の手法のベースバンドＯＦＤＭ信号の送信、受信スペクトルの模式図。 サブキャリア間干渉を避けた第二の手法のベースバンドＯＦＤＭ信号の送信、受信スペクトルの模式図。 サブキャリア間干渉を避けた第三の手法のベースバンドＯＦＤＭ信号の送信、受信スペクトルの模式図。 第３の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部の機能ブロック図。 第３の実施の形態を示す送信器内部の送信信号処理部のプリディストーション部の機能ブロック図。 Ｉ−Ｑ平面上での送受信信号の信号点分布図（第１の実施の形態の場合）。 Ｉ−Ｑ平面上での送受信信号の信号点分布図（第２の実施の形態の場合）。

以下、本実施の形態を図１−図４、図７、図８、図１３−図１６に基づいて説明する。
１．第１の実施の形態
図１等を参照して第１の実施の形態を説明する。ここでは説明のためサブキャリアの変調は４−ＱＡＭと仮定するが、本実施の形態はこれに制限されるものではなく、任意のサブキャリア変調方式に対して適用可能である。またサブキャリアの本数はＮ本（Ｎは整数）とする。

図３に、光ＯＦＤＭ通信システムの構成図を示す。
光ＯＦＤＭ通信システムは、例えば、送信器（光送信器）１と、光ファイバ５と、受信器（光受信器）６とを備える。送信器１は、例えば、送信信号処理部１００と、ドライバアンプ２と、レーザ３と、光変調器４とを有する。送信器１は、入力端子９を備えてもよい。受信器６は、例えば、フォトダイオード７と、プリアンプ８と、受信信号処理部２００とを有する。受信器６は、出力端子１０を備えてもよい。送信器１と受信器６は、光ファイバ５を介して接続される。なお、送信器１は、例えば、レーザ３及び光変調器４に変えて図４に示すように直接変調用半導体レーザ２０及び光フィルタ３０を備えてもよい。なお、本実施の形態において、ドライバアンプ２、レーザ３及び光変調器４を送信部と称することがある。

図１は、第１の実施の形態における送信信号処理部１００の構成図を示す。
送信信号処理部１００は、例えば、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１０と、サブキャリア変調部１２０と、逆ＦＦＴ部（逆フーリエ変換部）１３０と、パラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４０と、サイクリックプリフィックス挿入部（ＣＰＩ）１５０と、ディジタル−アナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）１６０と、歪生成部１７０と、減算部３００とを備える。
本来通信すべきデータは、シリアル−パラレル変換部１１０で２Ｎ個のパラレルデータに変換される。サブキャリア変調部１２０は、このパラレルデータを用いてＮ本のサブキャリアに変調をかける。この変調されたサブキャリア（ｃ_ｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）は３分割され、そのうち２つは歪生成部１７０の入力信号となる。残りは、減算部３００で歪生成部１７０の出力信号（δ_ｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）が引き算され、その結果（ｄ_ｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）が逆ＦＦＴ部１３０に入力される。入力された信号は、逆ＦＦＴ部１３０で時間軸のデータに変換され、パラレルーシリアル変換部１４０でシリアルデータに変換される。このシリアルデータはサイクリックプリフィックス挿入部１５０でサイクリックプリフィックスが挿入され、Ｄ／Ａ変換部１６０を通過してアナログ信号としてドライブアンプ２へ送出される。

この信号は図３のドライバアンプ２で増幅された後、光変調器４によってレーザ３からのレーザ光をキャリアとする光ＯＦＤＭ信号となって送信器１から光ファイバ５に出射される。光ＯＦＤＭ信号は伝送路である光ファイバ５を通って受信器６に入射する。ここでフォトダイオード７の光電変換作用によって電気信号に変換され、この電気信号はプリアンプ８で増幅された後、受信信号処理部２００で復調されシリアルデータとして出力端子１０から取り出される。受信信号処理部２００の構成は例えば図６に示される構成と同様であり、通常のＯＦＤＭ信号処理構成を用いることができる。

図２に本実施の形態の歪生成部１７０の構成図を示す。
歪生成部１７０は、例えば、逆ＦＦＴ部１７１と、パラレルーシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１７２と、二乗演算部１７３と、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１７４と、ＦＦＴ部（フーリエ変換部）１７５と、減算部１７６とを備える。

図１のサブキャアリア変調部１２０の出力信号（ｃ_ｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）の一部は、この歪生成部１７０に入力する。入力した信号は逆ＦＦＴ部１７１で時間軸の信号に変換され、パラレルーシリアル変換部１７２でシリアルデータに変換される。これは基本的にベースバンドＯＦＤＭ信号そのものである。次にこの信号をフォトダイオードの光電変換と同じ作用をする二乗演算部１７３で絶対値をとり二乗演算することによってサブキャリア間干渉を含んだ受信電気信号を生成することができる。なお、絶対値をとるのはベースバンドＯＦＤＭ信号は一般には複素数のためである。この信号をシリアル−パラレル変換部１７４によってパラレルデータに変換し、これをＦＦＴ部１７５でサブキャリアに分解する。このＦＦＴ部１７５の出力は光電変換で発生するサブキャアリア間干渉による歪成分を含んだ信号（ｃ_ｋ＋δ_ｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）となっているので、本来通信すべきデータで変調されたサブキャリア信号（ｃ_ｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）、すなわち歪生成回路１７０の入力信号を減算部１７６で引き算することによって歪成分（δ_ｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）を出力できる。

本実施の形態の効果をシミュレーションで評価した結果を次に示す。シミュレーションでは次のパラメータを用いて実施した。すなわち、サブキャリア本数は１２８本、各サブキャリアの変調は４−ＱＡＭ、シンボル数は２５６、データは独立な２系列のＰＮ１５段擬似ランダム信号を用いた。サブキャリア間干渉による歪の大きさをＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）で評価した。本シミュレーションには伝送路での雑音や受信器内部の雑音を入れていないのでＥＶＭは純粋にサブキャリア間干渉による受信信号の歪が表現されている。したがって、ＥＶＭが小さいほど、サブキャリア間干渉は小さく、受信感度が良くなる。

図１５にシミュレーション結果をまとめて示す。
図１５はＩ−Ｑ平面における送受信信号のサブキャリアの信号点配置を表している。歪生成部なしの場合は、本実施の形態を適用しない通常の光ＯＦＤＭ通信の場合の信号点配置を表している。この場合の送信信号の信号点配置は、本来通信すべきデータの信号点配置を表しており、これが受信信号の信号点配置として現れる場合がまったく歪の無い理想的な通信が実現できた場合である。この信号を直接検波受信方式で受信した場合の信号点配置が、歪生成部なしの場合の受信信号として図１５に表示されている。この表から直接検波における光電変換によるサブキャリア間干渉によって信号点がＩ−Ｑ平面上に拡散して分布するのが分かる。この受信信号のＥＶＭを計算すると１７．６％となった。

次に本実施の形態の場合のシミュレーション結果を示す。これが図１５の歪生成部ありのコラムに示されている。送信信号の信号点配置は歪生成部で生成した歪を引き算された後の信号（ｄ_ｋ）であり本来通信すべき信号の信号点配置とは非常に異なる。ところがこの信号を直接検波受信方式の受信器で受信した信号の信号点配置は図１５の歪生成部ありの受信信号に表すように信号点の拡散が小さくなっている。実際ＥＶＭを計算すると６．６％に減少しており、本実施の形態の効果を定量的に確認できた。
本実施の形態では、例えば、サブキャリア間干渉による歪をディジタル信号処理で生成できるという特長がある。

２．第２の実施の形態
第２の実施の形態を図７等を参照して説明する。図７は第２の実施の形態における送信器１の送信信号処理部１００の構成図を示す。第１の実施の形態と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。なお、システムの全体構成は第１の実施の形態と同様である。

本実施の形態における送信信号処理部１００は、歪生成部１７０’と減算部３１０とをさらに備える。本実施の形態では、第１の実施の形態で用いた歪生成部１７０を２回用いている（図７の歪生成部１７０と１７０’）。歪生成部１７０と１７０’は同様の構成を用いることができる。これは、歪生成部１７０を使って取りきれなかったサブキャリア間干渉の残留歪（上述の式（１０）の右辺の｜ｃ_２｜^２／｜ｃ_０｜^２の項に相当）を歪生成部１７０’によってさらに生成して、生成された歪成分を減算部３００の出力信号から減算部３１０でさらに引き算して其の信号を光ＯＦＤＭ信号として送信している。受信器は図３に示した従来の光ＯＦＤＭ通信用の受信器６と同じ構成である。図１５の歪生成部ありの受信信号の信号点配置を見ても分かるように、歪生成部１７０を使っても残留歪が残る場合がある。そこで、この残留歪を更に歪生成部１７０’で生成して減算部３００の出力信号から引き算して受信時の残留歪もさらに小さくする。

図１６に、シミュレーションによって本実施の形態の効果を検証した結果を示す。歪生成部なしのコラムは従来の光ＯＦＤＭ通信システムを用いた場合の送信信号ならびに受信信号のＩ−Ｑ平面での信号点配置であり、これは第１の実施の形態の図１５の歪生成部なしの場合と同じである。本実施の形態を用いた場合の送信信号と受信信号の信号点配置を２個の歪生成部ありのコラムに示した。この図からわかる様にサブキャアリア間干渉による歪は明らかに低減しており、ＥＶＭの値は１７．６％から３．８％に低減できている。さらに図１５に示す第１の実施の形態の結果と比較するとＥＶＭは１個の歪生成部を使ったシステムでは６．６％であるが、２個の歪生成部を使ったシステムでは３．８％に改善している。よって本実施の形態の効果が検証できた。

本実施の形態では、サブキャリア間干渉による歪を第１の実施の形態よりさらに低減できるという特長がある。なお、本実施の形態では歪生成部１７０を２回用いているが、歪成分が小さくなる限り何度用いても良い。

３．第３の実施の形態
第３の実施の形態を図１３と図１４等を参照して説明する。システムの全体構成は第１の実施の形態と同様である。第１の実施の形態と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。

図１３は、第３の実施の形態の送信信号処理部の構成図である。
第３の実施の形態の送信信号処理部１００は、例えば、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１０と、サブキャリア変調部１２０と、逆ＦＦＴ部１３０と、パラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４０と、サイクリックプリフィックス挿入部（ＣＰＩ）１５０と、ディジタル−アナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）１６０と、プリディストーション部１８０と、サブキャリアに対応した２：１スイッチ（第一のスイッチ）１８１及び１：２スイッチ（第二のスイッチ）１８２と、スイッチ制御部１９０とを備える。

図１４は、本実施の形態におけるプリディストーション部１８０の構成図である。
プリディストーション部１８０は、例えば、歪生成部１７０と、減算部３２０とを備える。
送信器１の内部の送信信号処理部１００では、本来通信するデータをシリアル−パラレル変換部１１０によってパラレルデータに変換し、サブキャリア変調部１２０では、サブキャリアをこれらのパラレルデータで変調する。変調された各サブキャリア信号は、２：１スイッチ１８１を通過してプリディストーション部１８０に入力する。プリディストーション部１８０は、その入力信号を２分割し一方を歪生成部１７０に入力させる。歪生成部１７０は図２と同じ構成をしており、その入力信号から歪成分δｋを生成して出力する。プリディストーション部１８０は先ほど２分割したその入力信号から、歪生成部１７０の出力信号である歪成分δｋを減算部３２０で引き算し、出力する。プリディストーション部１８０の出力信号は、２：１スイッチ１８２を通過して逆ＦＦＴ部１３０に導かれ、逆ＦＦＴ部１３０によって時間軸のデータに変換され、パラレル−シリアル変換部１４０でシリアルデータとして出力される。この信号にＣＰＩ部１５０でサイクリックプリフィクスが付加されこのディジタルデータはＤ／Ａ部１６０でアナログ信号に変換されてドライバアンプに送られる。これ以降光受信器からのデータの復元までは他の実施の形態と同じである。

本実施の形態では、プリディストーション部１８０を複数回使って残留歪を小さくすることができる。プリディストーション部１８０を２回使う場合を説明する。この場合各ステップは次のようになる。まず各シンボルを歪生成部１８０に導くステップがある。このときは、スイッチ制御部１９０からの制御信号によって２：１スイッチ１８１は変調部出力をプリディストーション部１８０の入力に導くように設定される。２：１スイッチ１８１が変調部１２０の出力（ｃｋ）をプリディストーション部１８０に導くと、プリディストーション部１８０からは本来通信したい信号（ｃｋ）から光電変換で発生する歪成分（δｋ）を差引いた信号（ｃｋ−δｋ）が出力される。次のステップではスイッチ制御部１９０からの制御信号によって１：２スイッチ１８２はこの信号（ｃｋ−δｋ）を２：１スイッチ１８１に導き、２：１スイッチ１８１はこの信号をプリディストーション部１８０の入力に再度導くように設定される。プリディストーション部１８０はこの入力信号（ｃｋ−δｋ）を用いて光電変換で発生する歪成分を計算しそれを差引いた信号を出力する。このようにして２度プリディストーション部１８０を通過した信号は、次のステップでスイッチ制御部１９０からの制御信号によって制御された１：２スイッチ１８２を通過して、逆ＦＦＴ部１３０以降に導かれる。したがってこれで２回プリディストーション部１８０によって歪を引き算された信号が送信される。３回以上歪を生成する場合も同様であり、変調部１２０から出力されたサブキャリア信号から、複数の歪成分δ１ｋ、δ２ｋ・・を順次差し引く。

なお、この各ステップのタイミングは、ＳＷ制御部１９０により、シンボルクロック（あるいはその整数倍）に合わせて、予め定められた回数歪生成部１７０による歪成分の生成と、減算部３２０による差し引きとを繰り返すように制御されることができる。
本実施の形態では、第２の実施の形態と比較して信号処理部の構成がシンプルになっており、また歪生成部を複数回使う場合でも回路規模は増大しない、という特長がある。

本発明は、例えば、受信側で光電変換、直接検波する光ＯＦＤＭ通信システムに利用可能である。

Claims (11)

1. 光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
   光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
   ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
   該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
   前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
   歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
   前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
   を備えた前記光送信器。
2. 前記歪生成部は、
   前記変調部からのサブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を求める第２の逆ＦＦＴ部と、
   該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算する二乗演算部と、
   前記二乗演算部での演算結果をＦＦＴ演算してサブキャリア毎の信号に変換するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部で変換された信号から、前記変調部からのサブキャリア信号を差し引いて歪信号を求める第２の減算部と
   を有する請求項１に記載の光送信器。
3. 前記歪生成部は、
   前記第２の逆ＦＦＴ部で変換されたベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアル信号に変換して前記二乗演算部に出力するパラレル−シリアル変換部と、
   前記二乗演算部での演算結果をパラレル信号に変換して前記ＦＦＴ演算部に出力するシリアル−パラレル変換部と
   をさらに有する請求項２に記載の光送信器。
4. 前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
   前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
   をさらに備え、
   前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する請求項１に記載の光送信器。
5. 光送信器が、ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信し、
   光受信器が、該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光ＯＦＤＭ通信システムにおける前記光送信器であって、
   ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
   サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
   該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
   前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
   前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
   前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
   前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
   を備え、
   前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する前記光送信器。
6. 前記スイッチ制御部は、シンボル時間に基づき、
   はじめに前記第一のスイッチを、前記変調部からの信号が前記プリディストーション部に導かれるように設定し、
   次に、前記プリディストーション部を通過した信号が前記第二のスイッチと第一のスイッチによって予め定められた回数だけ前記プリディストーション部を通過するように設定し、
   さらに、予め定められた回数だけ前記プリディストーション部を通過した信号が、前記逆ＦＦＴ部に導かれるように前記第二のスイッチを設定する、請求項５に記載の光送信器。
7. 前記プリディストーション部は、その入力信号からその歪成分を差し引いた信号を出力し、再度この出力信号が前記プリディストーション部に入力されることによって、歪成分を差し引いた信号から第二の歪成分をさらに差し引き、
   前記スイッチ制御部は、前記第二のスイッチを切り替えて、第二の歪成分が差し引かれた該プリディストーション部の出力を前記ＦＦＴ部に導く請求項５に記載の光送信器。
8. 前記プリディストーション部は、その入力信号に基づき前記歪生成部で出力される歪成分をその入力信号から減算部で差し引いて出力することを特徴とする、請求項５に記載の光送信器。
9. ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
   該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器と
   を備え、
   前記光送信器は、
   ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
   該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算してサブキャリア間干渉による歪成分を生成する歪生成部と、
   前記変調部から出力されたサブキャリア信号から前記歪生成部で生成された歪成分を差し引いて送信信号を求める減算部と、
   歪成分が差し引かれた該送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する逆ＦＦＴ部と、
   前記逆ＦＦＴ部で変換された送信信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と
   を有する光ＯＦＤＭ通信システム。
10. 前記減算部で求められた送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、該ベースバンドＯＦＤＭ信号の絶対値を二乗演算して、該送信信号のサブキャリア間干渉による第２の歪成分を生成する第２の歪生成部と、
    前記減算部の出力から前記第２の歪生成部で生成された第２の歪成分を差し引いて送信信号を求める第３の減算部と
    をさらに備え、
    前記逆ＦＦＴ部は、前記歪成分及び前記第２の歪成分が差し引かれた送信信号を逆ＦＦＴ演算して時間軸の信号に変換する請求項９に記載の光ＯＦＤＭ通信システム。
11. ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号で送信する光送信器と、
    該光ファイバを伝播した光信号をフォトダイオードで光電変換して直接検波受信し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデータを再生する光受信器とを備え、
    前記光送信器は、
    ディジタルデータをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調されたサブキャリア信号を出力する変調部と、
    サブキャリア間干渉による歪成分を差引いた送信信号を生成するプリディストーション部と、
    該送信信号を逆ＦＦＴ演算してベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する逆ＦＦＴ部と、
    前記逆ＦＦＴ部で生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号に基づく光信号を前記光ファイバを介して前記光受信器に送信する送信部と、
    前記変調部の出力か前記プリディストーション部の出力かどちらか一方を選択して前記プリディストーション部の入力に導く第一のスイッチと、
    前記プリディストーション部の出力を、前記逆ＦＦＴ部か、前記プリディストーション部の入力かどちらか一方に選択して導く第二のスイッチと、
    前記第一及び第二のスイッチを切り替えるスイッチ制御部と
    を備え、
    前記プリディストーション部は、前記第一のスイッチを介して入力された信号を、該信号の絶対値を二乗演算して前記歪成分を生成する歪生成部に導き、前記プリディストーション部の入力信号から歪生成部の出力を差し引き新たな送信信号を生成する光ＯＦＤＭ通信システム。

Images