KR20090101946A - 광 전송 시스템에서의 비선형성 보상 - Google Patents

광 전송 시스템에서의 비선형성 보상

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KR20090101946A
KR20090101946A KR1020097015219A KR20097015219A KR20090101946A KR 20090101946 A KR20090101946 A KR 20090101946A KR 1020097015219 A KR1020097015219 A KR 1020097015219A KR 20097015219 A KR20097015219 A KR 20097015219A KR 20090101946 A KR20090101946 A KR 20090101946A
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KR1020097015219A
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아서 제임스 로워리
리앙 방귀안 두
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오피디엄 피티와이 엘티디.
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Abstract

광 채널을 통한 정보 전송 방법은 주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보 보유 신호, 바람직하기로는 OFDM 신호를 생성하는 단계(152)를 포함한다. 정보 보유 신호에 상응하는 송신 광 파워의 제 1 함수이고, 바람직하기로는 선형 함수인 시간 가변 위상 변조가 결정된다(154). 정보 보유 신호 및 시간 가변 위상 변조가 광 소스에 적용하여 실질적으로 상기 송신 광 파워 특성을 갖는 상응하는 송신 광 신호 생성한다(156). 송신 광 파워의 제 1 함수는 광 채널의 비선형성이 전송되는 광 신호에 미치는 영향을 완화시킬수 있도록 선택된다. 다른 구성에서, 광 파워의 제 2 함수인 시간 가변 위상 변조가 계산되고(162), 비선형 광 채널을 통한 전송 뒤에 수신된 신호에 적용된다(164). 두 가지의 다른 구성은 각각 전적으로 전기 영역, 예를 들어 디지털 신호 프로세싱 기술을 사용하여 실행될 수 있는 비선형 전파 효과의 사전 보상 및 사후 보상을 제공한다.

Description

광 전송 시스템에서의 비선형성 보상{NON-LINEARITY COMPENSATION IN AN OPTICAL TRANSMISSION SYSTEM}
본 발명은 일반적으로 광통신에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 고전력 레벨에서 및/또는 장거리에서 전송되는 신호의 품질에 영향을 미치는 광 채널, 특히 광 섬유에 존재하는 광학적 비선형성의 효과를 보상하기 위한, 광 신호의 생성, 전송, 검출 및 디코딩 방법 및 장치에 관한 것이다.
광 전송은 현대 통신 시스템에 광범위하게 적용되고 있는바, 광 전송에서는 신호 정보가 광 캐리어(optical carrier) 상에 변조된다. 특히, 광역 통신 네트워크(wide area communication network)는, 매우 높은 비트율의 디지털 정보를 전송하기 위해서 단일 모드 광섬유들을 이용하는 장거리(long-haul) 전송 링크를 채용하는바, 이는 각각의 광섬유에 대해서 하나 이상의 광 캐리어들(또는 파장들)을 이용한다. 소정 형태의 재생(regeneration)이 요구되기 이전에 단일-모드 광섬유들에서 데이터가 전송될 수 있는 거리는, 광 감쇠(optical attenuation) 및 분산 매커니즘(dispersion machanism)에 의해 제한된다. 실용적인 광 증폭기의 출현은, 특히 1550nm 파장 부근의 제 3 광통신 윈도우(the third optical communication window)에서 동작하는 시스템들에서 손실에 관한 제약(loss limitation)을 실질적으로 해소하여 왔는바, 상기 시스템들에는 에르븀(erbium)이 도핑된 광섬유 증폭기들이 적용가능하다.
또한, 색 분산(chromatic dispersion)과 같은 선형 분산 프로세스들은, 전송 시스템의 임의의 편리한 지점에서 보상될 수 있으며, 그리고 기본적으로는 다양한 선형화 수단(linear means)을 이용하여 원하는 정확도로 보상될 수 있다. 예를 들어, 이용가능한 분산 보상 기법들은, 전송 광섬유에 역분산 특성을 제공하도록 선택 및 구성된 분산 보상 섬유(dispersion compensating fibre : DCF)와 및/또는 또 다른 분산성 광 요소들(dispersive optical elements)의 사용을 포함한다. 국제특허출원(출원번호 PCT/AU2006/001511)은 광 링크의 송신단 및/또는 수신단에서의 프로세싱을 이용하여, 전자 도메인(electronic domain)에서 수행될 수도 있는 분산 보상법에 관한 것이며, 특히 전자 영역(domain)에서 선형 분산의 완전한 보상을 제공하기 위하여, 디지털 정보의 블록 코딩, 단측파대(single sideband) 광 전송, 및 수신된 신호의 주파수 영역 등화(equalization)를 이용하는 방법을 개시하고 있다. 특히, 후자의 접근법은 전기 신호의 인코딩 및 디코딩에 대해 직교 주파수 분할 다중화(또는, 직교 주파수 분할 변조)(OFDM) 방법을 이용하여 용이하게 구현된다.
대부분의 실제 전송 매체, 특히 실리카 글래스(silica glass)에 존재하는 광학적 비선형성의 정도는 상대적으로 낮다. 하지만, 그러한 소재(예를 들어, 단일 모드 광섬유)에 형성된 도파관(waveguide) 구조의 코어에서 발생하는 광 강도는 매우 높을 수 있다. 이것은 최대 광 출력(단일 모드 섬유 코어 내에서의 강도)과 전체 시스템 비용 사이에 본질적인 트레이드-오프(trade-off)가 존재하는 장거리 광 전송 시스템에서 특히 사실이다. 구체적으로, 높은 광신호 대 잡음비를 유지하기 위하여, 전달되는 신호 파워가 시스템의 각 광 증폭기의 입력단에서 충분히 높은 수준으로 유지되어야 한다. 증폭기 사이의 간격(spacing)은 송신기(transmitter) 및 각 증폭기의 출력단에서 섬유 스팬(span)으로 더 높은 광 파워를 출사(launching)함으로써 증가될 수 있다. 그러나, 높은 출력 파워의 사용은 광학적 비선형성 효과를 증가시키고, 보다 높은 광 신호 왜곡을 초래하며, 이는 결국 수신 신호의 품질을 제한하며, 따라서 신호가 탐지, 복원 및 재생되어야 하기 전에 달성할 수 있는 최대 전송 거리를 제한한다. 따라서, 주어진 길이의 전송 링크 내에 사용되는 광 증폭기의 수를 줄이고, 그리고/또는 재생 없이 전송 가능한 총 길이를 늘일 수 있도록 하기 위해서는, 섬유 비선형성의 효과를 완화하는 것이 유용하다.
비선형 전송 손상을 보상하는 것은 일반적으로 색 분산과 같은 선형 프로세스를 보상하는 것보다 어렵다. 분산된 선형 프로세스는 등가의 집중 소자(lumped component)로서 정확히 모델링될 수 있으며 그리고 집중 소자(lumped elements)를 이용하여 보상될 수 있는데 반하여, 분산된 비선형 프로세스는 등가의 집중 부품으로서 취급될 수 없는 것이 일반적이며 그리고 시스템 내의 단일 지점에서 정확히 역변환될 수 없다. 그럼에도 불구하고, 적절한 환경에 있어서 이와 같은 접근법은 광학적 비선형성의 효과를 다소 완화할 수 있게 하는 유용한 일차 근사를 제공한다. 그렇지만, 이 아이디어를 적용한 과거의 시도들은 비실용적이고, 계산적으로 어렵다는 것이 입증되었으며, 그리고/또는 수신 신호 품질에서 비교적 작은 정도의 개선만을 제공했을 뿐이다.
종래의 한 접근법에 따르면, 음(negative)의 비선형 계수를 갖는 소재로 구성된 실질적으로 집중된 소자를 사용하여 비선형 왜곡을 보상하는 것이 제안되었는데, 이는 선형 색 분산을 보상하기 위한 DCF의 사용과 유사한 접근법이다. 불행하게도, 원하는 비선형 속성들을 갖는 재료를 사용하여, 부품을 제조 및 배치하는 것은 아직까지는 비실용적인 것으로 판명되었다. 다른 종래의 접근법은, 등가적인 음의 비선형 효과를 전자적인 선행-보정 시스템 내에 구현하는 것이다. 이 접근법에 있어서의 어려움은, 음(negative)의 유효한 비선형성에 대해 요구되는 속성들이 처음부터 결정될 필요가 있다는 점이다. 모든 광 섬유 스팬의 특성들 및 전송되는 광 파워 레벨들을 포함하는, 전송 시스템에 대한 충분히 상세한 지식이 주어진다면, 이에 상응하는 "역(inverse)" 광 섬유 모델의 특성을 계산하는 것이 원리상으로는 가능하다. 그 다음, 컴퓨터 시뮬레이션 기술을 이용하여 전송 광 신호가 역 시스템 모델을 통과하게 진행시킬 수 있으며, 이에 의하여 이 모델의 계산된 출력을 실제 시스템의 입력으로 사용할 수 있다. 이 접근법은 실제 전송 시스템에 관하여 충분히 정확한 정보를 획득하는데 있어 본질적으로 존재하는 어려움, 그리고 역 시스템의 모델링에 대한 고도로 복잡한 계산때문에 한계가 있다.
따라서, 광학 비선형성의 사전 보상에 대한 단순화된 접근법이 제안되었다. 그러한 접근법 중 하나에 따르면, 기저대역 영 회기(base-band return-to-zero, RZ) 변조 형식을 사용하여 일정한 광 위상 이동(constant optical phase shift)이 전송되는 광 신호의 각 비트에 가해지는데, 여기에서 위상 이동은 오로지 인접한 2개의 비트에만 의존한다. 또 다른 제안에서는, 역 시스템 모델에 대해서 단순화된 계산이 활용되는바, 두개까지의 섬유 스팬을 나타내기 위해서 종래의 스플릿-스텝(split-step) 광 섬유 전파 모델의 단일 단계만이 이용된다.
종래기술에 따른 다른 접근법은 전송 시스템의 수신단에서 광학 비선형 보상을 적용하였다. 일반적으로, 이것들은 음(negative)의 비선형 계수를 시뮬레이션하기 위하여 비선형 피드백(feedback) 시스템을 활용하거나 수신 광 파워에 응답하여 동작하는 광 변조기를 사용하는 상당히 복잡한 접근법이다.
따라서, 장거리 광 전송 시스템에서 비선형성의 효과를 보상하기 위한 보다 대안적인 그리고/또는 개선된 방법과 장치에 대한 필요가 잔존한다. 고가이고, 예외적이며(exotic) 그리고/또는 복잡한 추가 광 부품을 채택할 필요가 없으면서, 전기적 영역에서 효율적인 보상을 가능하게 하는 새로운 기술이 개발되는 것이 매우 바람직하다. 그러므로 이와 같은 방법과 장치를 제공하는 것, 또는 상기 종래 기술의 접근법의 단점들을 적어도 일부라도 완화하는 것이 본 발명의 목적이다.
도 1A는 본 발명의 일 실시예에 따른 비선형 광 채널을 통한 디지털 정보 통신 시스템을 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 1B는 도 1A의 시스템에 의해 구현되는 비선형 광 채널을 통한 정보 전송 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 2A 및 2B는 분산 보상이 있는 경우 및 없는 경우에 있어서, 선형 전송에 상응하는 예시적인 성상도 패턴이다.
도 3A 및 3B는 본 발명의 실시예에 따른 비선형 사전 보상이 있는 경우 및 없는 경우에 있어서, 비선형 전송에 상응하는 예시적인 성상도 패턴이다.
도 4A, 4B 및 4C는 본 발명의 실시예에 따른 수신 신호 품질을 사전 보상 유효 길이 파라미터의 함수로서 나타낸 그래프이다.
도 5A, 5B 및 C는 본 발명의 실시예에 따른 비선형 사전보상 및 사후보상의 서로 다른 결합이 있는 경우 및 없는 경우에 있어서, 비선형 전송에 상응하는 예시적인 성상도 패턴이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 수신 신호 품질을 사전 보상 및 사후 보상 유효 길이 파라미터의 함수로서 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신 광 신호 스팩트럼을 개략적으로 보여주는 도면이며 그리고
도 8은 본 발명의 다수의 다른 실시예의 성능 사이의 비교 결과를 보여주는 시뮬레이션 결과 그래프이다.
일 태양에 있어서, 본 발명은 비선형 광 채널을 통하여 정보를 전송하는 방법을 제공하는 바, 이 방법은,
주파수 영역에서 밀집되게 배치된(closely-spaced) 복수의 서브 캐리어들(sub-carrier)를 포함하는 정보 보유 신호(information-bearing signal)를 생성하는 단계와;
상기 정보 보유 신호에 상응하는 송신 광 파워 특성(transmitted optical power characteristic)의 제 1 함수(a first function)인 시간-가변 위상 변조(time-varying phase modulation)를 결정하는 단계와;
정보 보유 신호 및 시간-가변 위상 변조를 광 소스(source)에 적용하여 실질적으로 상기 송신 광 파워 특성을 갖는 상응하는 송신 광 신호(transmitted optical signal)를 생성하는 단계를 포함하고, 상기 송신 광 파워의 제 1 함수는 송신 광 신호에 미치는 광 채널의 비선형성의 영향을 완화시키도록 선택된다.
바람직하게는, 밀집되게 배치된 서브 캐리어들로 구성되는 정보 보유 신호의 사용은, 상응하는 광 신호가 생기게 하는바, 상기 상응하는 광 신호의 스펙트럼은 유사하게 밀집 배치된 서브 캐리어들을 포함한다. 이해되는 바와 같이, 서브 캐리어 채널의 조밀한 팩킹(close packing)으로 인해, 광 채널의 분산으로부터 기인하는 인접한 서브 캐리어들 사이에서의 광 전파 속도에서의 차이, 또는 딜레이(delay)는 대체로 무시될 수 있다. 이는 인접한 서브 캐리어 사이에서 발생하는 비선형 프로세스의 영향을 악화시킬 수 있는 반면에, 그것은 또한 시스템 전파 모델에서의 실질적 간소화를 가능하게 한다. 특히, 인접 채널 간의 선형 분산의 영향을 무시함으로써, 상기 시스템은 통상적인 스플릿-스텝(split-step) 알고리즘의 단일 단계만을 사용하여 근사적으로 모델링될 수 있다. 상기 단일 단계는 위상 변조를 광 신호에 단순히 적용하며, 여기에서 순시 위상(instantaneous phase)은 순시 광 파워의 비교적 단순한 함수이다. 특히, '단일 단계' 근사가 보다 정확해지면(예를 들어, 낮은 광 분산, 작은 광 신호 대역폭, 그리고/또는 광 서브 캐리어의 극도로 조밀한 패킹 조건 하에서), 순시 위상은 단순히 순시 광 파워에 비례한다.
가장 바람직한 실시예에 있어서, 비선형 광 채널을 통하여 전송되는 정보는 디지털 정보이고, 정보 보유 신호를 생성하는 상기 단계는,
디지털 정보를 일련의 심볼 값에 매핑하는 단계, 각각의 심볼 값들은 상기 복수의 서브 캐리어들 중 하나 상에 변조되는 디지털 정보의 하나 이상의 비트에 상응하며; 그리고
주파수/시간 변환(transformation)을 적용하여 상응하는 신호 값의 시간 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.
가장 바람직하기로는, 이 단계는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 방법에 따라서 수행된다. 편리하게도, 바람직한 OFDM 신호를 생성하는 방법 및 장치는 전자 통신 분야에서 잘 확립되어 있고, 따라서 본 발명의 실시예들에 용이하게 적용될 수 있다. 종래 OFDM 기술에 따라, 필요한 주파수/시간 변환을 적용하기 위하여 역고속푸리에변환(inverse FFT)이 사용될 수 있고, 이에 따라 FFT 에 대한 입력은 상응하는 복수의 서브 캐리어들 상에 변조될 예정인 심볼들로 구성된다. 그리고 출력은 신호 값의 시간 영역 시퀀스이고, 그것의 스펙트럼은 주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함한다.
광 소스를 변조하기에 적합한 연속적이고 시간-가변인 정보 보유 신호를 생성하기 위해, 상기 방법은 주파수/시간 변환으로부터의 출력된 값의 병렬-직렬(parallel-to-serial) 변환(conversion) 및 신호 값의 직렬 시퀀스의 디지털-아날로그(digital-to-analog) 변환을 수행하는 단계를 더 포함하는 것이 바람직하다.
OFDM 접근법에 따른 역 FFT와 같은, 주파수/시간 변환을 사용하는 것의 추가적 이점은, 필요하다면, 광 채널의 송신단 및/또는 수신단에서 색 분산과 같은 선형 분산의 보상을 위한 주파수 영역 등화(equalisation)를 추가적으로 통합하는 것이 가능하다는 것이다. 이러한 분산 등화를 수행하기에 적합한 방법 및 장치는 국제특허출원(출원번호: PCT/AU2006/001511)에 기술되어있고, 상기 국제특허출원은 본 발명에 대한 참조로서 그 전체내용이 본 명세서에 통합된다.
시간 가변 위상 변조의 적용은 전기적 영역(electrical doamin) 또는 광 영역(optical doamin)에서 수행될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 일부 실시예에 있어서, 정보 보유 신호 및 시간-가변 위상 변조를 광 소스에 적용하는 단계는, 처음에 정보 보유 신호를 광 소스에 적용하는 단계(예를 들어, 적절한 광 변조기를 사용하는 것), 그리고 이에 후속하여 시간-가변 위상 변조를 상기 광 신호에 적용하는 단계(예를 들어, 광 신호를 그것에 시간-가변 위상 변조 구동 신호가 인가되는 광 위상 변조기에 통과시킴으로써)를 포함한다.
그렇지만, 대안적인 실시예 및 현재 바람직한 실시예에 있어서, 정보 보유 신호 및 시간 가변 위상 변조를 광 소스에 적용하는 단계는, 처음에 시간-가변 위상 변조를 신호 값의 시간 시퀀스에 적용하고, 결과적인 위상 변조 신호를 광 소스에 적용(예를 들면, 바람직한 광 변조기를 사용하여)함으로써 수행된다. 이해되는 바와 같이, 시간 가변 위상 변조를 신호 값의 시간 시퀀스에 적용하는 것은 병렬-직렬 변환 전에 수행될 수 있고, 따라서 이 신호 프로세싱 함수가 병렬적으로, 따라서 감소된 프로세싱 비율(pcocessing rate)에서 수행될 수 있도록 한다.
본 발명의 다양한 실시예에 있어서, 다른 광 변조 형식이 사용될 수 있다. 특히 바람직한 실시예에 따르면, 송신 광 신호는 완전히 억제된(suppressed) 광 캐리어를 가지는 단일 광 측파대(single optical sideband)로 구성되고, 이는 가간섭성(coherent) 광 검출 기술을 사용하는 전송 시스템의 수신부에서 검출될 수 있다. 바람직한 광학적 단일 측파대-억제 캐리어(OSS-SC) 신호는 특화된 광학적 IQ 변조기를 통해 직접적으로 생성될 수 있다. 대안적으로는, 전송을 위해 단일 측파대를 선택하고 그리고 광 캐리어를 억제하기 위해서, 바람직한 광 필터링과 함께 종래의 강도 변조(intensity modulation)가 사용될 수 있다.
대안적인 실시예에 따르면, 비간섭성(incoherent) 검출 기술이 수신부에서 사용될 수 있도록 광 캐리어는 완전히 억제되지 않을 수 있고, 완전히 유지되거나, 또는 단지 부분적으로 억제될 수 있다. 광 캐리어가 전송 신호에서 완전히, 또는 부분적으로 유지되는 경우에는, 광 캐리어가 전체 송신 광 파워에 미치는 영향은 송신 광 신호에 적용되는 시간-가변 위상 변조를 결정함에 있어서 선택적으로 고려될 수 있다. 게다가, 위상 변조는 단지 서브 캐리어에만 적용될 수 있고, (예를 들어, 전기적 영역), 또는 서브 캐리어 및 광 캐리어 모두에 적용될 수 있다(예를 들어 광 영역).
이상의 설명에서 요약한 바와 같이, 발명의 실시예는 비선형 광 채널을 통한 전송에 대해서 광 신호의 사전 보상 방법을 제공한다. 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 사후 보상(수신부에서 보상) 또한 적용될 수 있다. 이와 같은 실시예에 있어서, 상기 방법은,
비선형 광 채널을 통한 전파 후에 송신 광 신호를 검출하여 상응하는 수신된 시간 가변 전기 신호를 생성하는 단계;
상기 수신 신호에 상응하는 광 파워 특성의 제 2 함수인 추가적인(further) 시간-가변 위상 변조를 결정하는 단계;
상기 추가적인 시간-가변 위상 변조를 상기 수신 신호에 적용하는 단계; 그리고
상기 위상-변조된 수신 신호로부터 송신 정보를 복원하는 단계를 더 포함하고,
상기 광 파워의 제 2 함수는 광 채널의 비선형성이 송신 광 신호에 미치는 영향을 더 완화시키도록 선택된다.
바람직하게는, 광 전송 채널의 광학적 비선형성의 영향이 완화됨으로 인해, 사전 보상 또는 사후 보상 단독만으로도 수신 신호 품질을 다소 개선할 순 있지만, 사전 및 사후 보상의 최적화된 결합 또는 근사-최적화된 결합은, 수신 신호 품질, 최대 증폭기 간격(spacing), 그리고/또는 재생없는(unregenerated) 전체 전송 거리를 더욱 더 개선할 수 있다.
본 발명의 특히 바람직한 실시예에 따르면, 전송 시스템 모델의 단일 단계 근사가 적용될 수 있는데, 광 파워의 제 1 및/또는 제 2 함수는 선형 함수이고, 그에 따라 시간-가변 위상 변조는 송신 또는 수신된 순시 광 파워에 비례하는 위상 쉬프트(shift, 또는 '이동' 이라고도 함)로 구성된다. 이해되는 바와 같이, 이러한 것은 종래기술에 따른 방법에 비하여, 특히나 간단하고, 그리고 계산적으로도 효율적인 보상 함수를 나타낸다. 광 파워의 다른 함수들, 예를 들어 다항식 함수(polynomial function)(예를 들면, 이차 함수: quadratic function), 메모리 또는 시간-지연을 통합하는 함수, 필터형 함수(추가적인 기능, 예컨대 프리-엠퍼시스(pre-emphasis)가 적용될 수 있도록 하는) 등을 사용함으로써 광학 비선형성의 보상의 추가적인 개선을 달성할 수 있다.
전형적으로, 비선형 광 채널은, 각 섬유 스팬 내에서의 감쇠를 보상할 뿐만 아니라 광 신호 파워를 부스트시키기 위하여 그 사이에 배치된 광 증폭기를 갖는, 복수의 연결된(concatenated) 광 섬유 스팬으로 구성된다. 이러한 특별한 경우에 있어서, 바람직하게는, 상응하는 스팬을 구성하는 광 섬유의 비선형 특성을 나타내는 상수가 곱해지고, 다시 스팬의 유효 길이가 곱해진 각 스팬의 입력에서의 순시 광 파워의 모든 스팬에 걸친 합으로서 위상 쉬프트가 계산된다. 유효 거리 개념은, 비선형 전송에 적용된 것처럼, 당 업계에 알려져 있고, 섬유 손실 및 스팬 길이에 관련된다. 일반적으로, 유효 거리는 비선형 프로세스가 광 파워 레벨이 더 큰 각 스팬의 입력단 쪽에서 더 현저하다는 사실의 원인이 된다. 비선형 프로세스는 신호가 스팬을 따라 감쇠함에 따라 덜 현저하게 된다. 따라서, 섬유 스팬의 유효 거리는 일반적으로 스팬의 실제 물리적 길이보다 작다.
주어진 전송 링크 내의 모든 스팬이 동일한 특별히 단순화된 케이스에 있어서, 위상 쉬프트는 송신 광 파워와, 모든 섬유 스팬의 비선형 특성을 나타내는 단일 상수와, 모든 섬유 스팬의 공통 유효 거리, 그리고 스팬 갯수의 곱으로 계산될 수 있다.
임의의 케이스에서, 전송 링크의 실제 특성을 정확히 알아야 할 필요는 없으며, 오히려 초기 추정치는 링크의 대략적인 특성표시(characterisation)에 기초하여 얻을 수 있으며, 그것은 수신 신호 품질의 최대값이 달성될 때까지 결과 값을 가변시킴으로써 "튜닝 된다(tuned)".
보다 상세하게는, 사전 및 사후 보상을 모두 사용하는 시스템에서, 사전 보상 함수(즉, 송신 광 파워의 제 1 함수) 및 사후 보상 함수(즉, 송신 광 파워의 제 2 함수) 둘다를 특징지우는 파라미터들은, 최대 수신 신호 품질이 달성되는 사전 및 사후 보상 간의 최적의 보상 배분을 달성하도록 조절될 수 있다.
또 다른 태양에 있어서, 본 발명은 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용하기 위한 송신기를 제공하고, 송신기는,
주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보 보유 신호를 생성하는데 적합한 신호 발생기;
상기 정보 보유 신호에 상응하는 송신 광 파워 특성의 함수인 시간-가변 위상 변조를 결정하기 위한 수단;
광 반송파(optical carrier wave)를 생성하기 위한 광 소스; 및
정보 보유 신호 및 시간 -가변 위상 변조를 상기 광 반송파에 적용하여, 실질적으로 상기 송신 광 파워 특성을 갖는 상응하는 송신 광 신호를 생성하도록 구성된 적어도 하나의 변조 수단을 포함하고,
상기 송신 광 파워의 함수는 광 채널의 비선형성이 전송 광 신호에 미치는 영향을 완화시킬수 있도록 선택된다.
바람직하기로는, 정보는 디지털 정보이고, 신호 발생기는 디지털 정보를 일련의 심볼 값에 매핑하도록 형성하되, 각 심볼 값은 하나 이상의 상기 복수의 서브 캐리어들 중 하나 상에 변조되는 디지털 정보의 비트에 상응하고, 신호 발생기는 주파수/시간 변환을 상기 일련의 심볼 값에 적용하여 신호 값의 시간 시퀀스를 생성하도록 더 형성된다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 신호 발생기는 디지털 전자 하드웨어 구성요소를 포함하고, 또한 신호 발생기의 기능을 구현하기 위해 디지털 프로세서에 의해 실행되기 위한 프로그램 명령을 포함하는 메모리 장치를 포함할 수 있다. 특히, 신호 발생기는 프로세서에 의해 실행되기 위한 상응하는 소프트웨어 구성요소를 포함하는 메모리 장치와 연결된 디지털 신호 프로세서를 포함한다.
특히 바람직한 실시예에 있어서, 신호 발생기는 상기 정보 보유 신호를 OFDM 방법에 따라서 생성하도록 형성된다. 신호 발생기는 또한 바람직하기로는 주파수/시간 변환기(transformer)의 병렬 출력을 신호 값의 상응하는 직렬 시간 시퀀스로 변환하기 위한 병렬/직렬 변환기(converter)를 포함한다. 신호 발생기는 또한 바람직하기로는 그것의 입력단자에서 신호 값의 시간 시퀀스를 수신하고, 변조 수단을 구동하기에 적합한 연속적 시간-가변 출력 신호를 생성하도록 구성된 디지털/아날로그 변환기를 포함한다.
바람직한 실시예에 있어서, 시간-가변 위상 변조를 결정하기 위한 수단은 정보 보유 신호에 상응하는 송신 광 파워 특성의 함수를 계산하기 위하여, 디지털 하드웨어 구성요소 및/또는 프로세서에 의해 실행되기 위한 상응하는 소프트웨어 명령을 포함하는 있는 메모리 장치를 포함한다. 이해할 수 있는 바와 같이, 그러나, 특히 시간-가변 위상 변조가 간단한 함수 형식을 갖는 실시예에 있어서, 함수는 전체적으로 또는 부분적으로 아날로그 전자 구성요소 및/또는 아날로그 및 디지털 구성요소의 조합을 사용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 특히 바람직하고, 계산적으로 효율적인 실시예에 있어서, 변조 수단은 하드웨어 또는 소프트웨어 곱셈기(multiplier)와 같은 디지털 변조 수단을 포함하고, 이는 위상 변조를 디지털 영역에서 생성된 신호 값의 시간-시퀀스에 적용하도록 형성된다. 그러한 디지털 변조는 주파수/시간 변환기의 병렬 출력에 적용될 수 있고, 따라서 바람직한 하드웨어 구현에서 변조는 계산적으로 병렬로 수행될 수 있으며, 따라서 디지털 변조기의 가능한 프로세싱 처리량을 증가시킨다
다른 실시예에 있어서, 변조 수단은 비선형 광 채널을 통해 전송하기 전에 위상 변조를 직접 광 신호에 적용하도록 구성된 광 위상 변조기를 포함할 수 있다.
본 발명의 현재 구상된 실시예에 있어서, 적어도 하나의 변조 수단은 또한 정보 보유 신호(위상 변조가 이전에 디지털/전자 영역에서 적용되었거나 되지 않은 상태에서)를 광 반송파에 적용하도록 된 광 변조기를 포함한다. 광통신 분야의 당업자가 이해할 수 있는 바와 같이, 이 기능을 수행하기에 적합한 다양한 광 변조 수단이 이용될 수 있다. 특별히 간단한 구성은 연속적인 시간-가변 전기적 정보 보유 신호를 레이저 다이오드와 같은 광 소스에 직접 적용하는 것을 포함한다. 그러나, 이 형식의 직접 변조는 일반적으로 다양한 기술적 문제점을 갖는데, 이는 변조 대역폭, 주파수 응답 및 출력 광신호의 처프(chirp)의 제한을 포함한다. 따라서, 본 발명에서는 외부 광 변조기, 예컨대 리튬 니오베이트(niobate) 또는 반도체 마흐-젠더(Mach-Zehnder) 변조기, 전자 흡수(electro-absorption) 변조기 또는 다른 특화된 변조기를 사용하는 것이 일반적으로 바람직하며, 그것 중 일부는 아래에 더 설명된 바와 같이 특히 유리하다
송신 광 신호가 단 하나의 정보 보유 광 측파대를 포함하는 것이 특히 유리하다. 이는, 이하에서 보다 상세하게 논의될 IQ 변조기와 같은 특화된 변조기를 통하여, 또는 두 개의 측파대 출력을 생산하고 그 다음에 광 필터 또는 그와 비슷한 수단을 사용하여 하나의 광 측파대를 차단하는 광 강도(optical intensity) 변조기를 사용하여 달성될 수 있다.
변조 수단은 또한 송신 광 신호에서 전체적으로 또는 부분적으로 광 반송파를 억제하도록 구성될 수 있다. 다시, 캐리어 억제는 IQ 변조기와 같은 특정의 광 변조기를 사용하거나, 또는 광 캐리어를 차단하기 위해 광 필터나 비슷한 수단을 사용하여 수행될 수 있다. 발명자에 의해 현재까지 수행된 시뮬레이션은, 상응하는 광 캐리어가 없는 신호를 전송하고, 실질적으로 최대 품질의 수신 광 신호를 생산하기 위해 비선형 보상을 최적화함으로써 비선형 보상 설계의 최적의 성능이 달성될 수 있다는 것을 보여준다. 그러나 완전히 억제된 광 캐리어를 갖는 신호를 전송하는 것은 가간섭성(coherent) 검출방법이 수신부에서 사용되어야 함을 요구하고, 더 나아가 주파수 안정 광 국부 발진기(frequency stable optical local oscillator)(추가적인 레이저 소스와 같은)의 설비를 요구한다. 그러한 가간섭성(coherent) 검출 설계는 추가적인 복잡함을 포함하기 때문에, 일부 실시예에 있어서는 송신 광 신호 내에 광 캐리어를 포함하여 수신기에서 가간섭성(coherent) 검출이 요구되지 않도록 하는 것이 더 실용적일 수 있다. 발명자에 의해 현재까지 수행된 시뮬레이션은, 비록 가간섭성(coherent) 검출을 사용하는 최적화된 실시예는 더 많이 향상된 성능을 제공할 수 있기는 하지만, 본 발명의 가간섭성 검출을 사용하지 않는 실시예도 수신 신호 품질에서 상당한 향상을 제공할 수 있다는 것을 증명하였다.
송신기의 특히 바람직한 실시예에 따르면, 이상에서 설명한 바와 같이, 광 변조기가 IQ 변조기이다. IQ 변조기("동상(in-phase)/직교위상(quadrature)" 변조기 또는 "복합(complex)" 변조기)는 통상적으로 각각 I와 Q로 식별되는 두 전기적인 구동(drive) 입력단자를 포함한다. IQ 변조기는 광 반송파에 진폭 및 위상 변조 둘을 동시에 적용하기 위해 사용될 수 있다. 특히, I 입력단자는 정보 보유 신호 값의 복소수 값을 갖는 시퀀스의 실수 부분에 상응하는 전기 신호로 구동되는 반면에, Q 입력단자는 신호 값의 상응하는 허수 부분으로 구동된다. 따라서, IQ 변조기를 사용하는 실시예에 있어서, 신호 발생기는, 복소수 값의 디지털 샘플을 사용하여 동작하기에 적합한 디지털 신호 발생기이고, 이는 복소수 신호 값의 시간 시퀀스로 구성된 출력을 생산한다. 그리고 신호 발생기는, 정보 보유 신호의 실수 부분과 정보 보유 신호의 허수 부분 각각에 상응하는 연속적인 시간-가변 파형을 분리하여 생성하기 위한, 두 개의 병렬-직렬 변환기 및/또는 디지털-아날로그 변환기를 포함할 수 있다. 두 개의 연속적 시간 가변 파형은 그 다음에 IQ 변조기의 I 및 Q 입력단자로 각각 인가된다. 따라서, 이와 같은 실시예는 광 반송파에 적용되는 진폭 및 위상 변조를 완전히 제어할 수 있도록 한다. 결과적인 광 신호는, IQ 변조기를 구동하는 신호의 구성에 따라, 단일 또는 두 개의 측파대일 수 있고, 잔여 광 캐리어가 있거나 없을 수 있다. 송신기의 가능한 처리량을 극대화하기 위하여, 위상 변조는 바람직하기로는 전기적 영역에서, 보다 바람직하기로는 디지털 영역에서, 그리고 가장 바람직하게는 병렬로 적용된다.
또 다른 하나의 태양에 있어서, 본 발명은 비선형 광 채널을 통해 전송된 정보를 수신하는데 사용하기 위한 수신기를 제공하고, 수신기는,
주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하여 광 캐리어 상으로 변조되었고 비선형 광 채널을 통해 전송된 정보 보유 신호에 상응하는 수신 광 신호를 검출하도록 구성된 광 검출기;
상기 수신 정보 보유 광 신호에 상응하는 수신 광 파워 특성의 함수인 시간 가변 위상 변조를 결정하기 위한 수단;
상기 시간 가변 위상 변조를 상기 수신 신호에 적용하도록 구성된 적어도 하나의 변조 수단; 및
상기 위상 변조된 수신 신호로부터 전송된 정보를 복원하도록 구성된 신호 디코더(decoder)를 포함하고, 상기 수신 광 파워의 함수는 광 채널의 비선형성이 수신 광 신호에 미치는 영향을 완화시킬수 있도록 선택된다.
광 통신 분야의 당업자들이 이해할 수 있는 바와 같이, 광 검출기의 가장 유리한 형태는 수신 광 신호의 특성에 의존한다. 검출기는, 예를 들어, PIN 광 다이오드 또는 애벌란치 광 검출기(Avalanche Photo Detector, APD)를 포함할 수 있다. 검출기는, 필요에 따라, 직접(direct) 검출 시스템, 선행-증폭된(pre-amplified) 직접 검출 시스템 또는 가간섭성(coherent) 검출 시스템 내로 통합될 수 있다. 특히, 수신 광 신호가 광 캐리어를 포함하지 않는 경우에는, 수신 신호의 가간섭성(coherent) 검출을 제공하기 위하여, 검출기는 적절한 레이저 소스와 같은 국부 광 발진기를 포함하는 것이 필요하다. 다른 실시예에 있어서, 수신 광 신호가 두 개의 측파대 및 하나의 광 캐리어를 포함하는 통상의 강도 변조된 신호이면, 광 신호의 관련 광 위상 정보가 광 검출기를 뒤따르는 수신기의 전기적 구성요소에 이용될 수 있도록 하기 위해, 검출기는 광 측파대 중 하나를 제거하기 위한 광 필터가 필요할 수 있다. 상응하는 광 송신기의 다양한 여러 가지의 실시예에 적합한 추가적인 검출기 배치는 당 분야의 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.
바람직한 실시예에 따르면, 수신기는 광 검출기의 출력단자에 연결된 아날로그/디지털 변환기를 포함하는데, 아날로그/디지털 변환기는 그것의 입력단자에서 연속적인 시간 가변 전기 신호를 수신하고, 출력단자에서 수신 신호 값의 상응하는 시간 시퀀스를 생성한다. 수신기는 바람직하기로는 수신 신호 값의 시간 시퀀스를 상응하는 일련의 병렬 값으로 변환하기 위한 직/병렬로의 변환기를 더 포함한다. 수신기는 수신 신호 값을 프로세싱하기 위해, 디지털 하드웨어 및/또는 연결된 디지털 프로세서에 의해 수행되기 위한 소프트웨어 명령을 포함하는 메모리 장치를 통합할 수 있다.
특히, 바람직한 실시예에 있어서, 수신기는, 상기 수신 신호에 상응하는 광 파워 특성의 함수를 계산하도록 형성된 디지털 하드웨어 및/또는 소프트웨어, 그리고 결과적인 위상 변조를 수신 신호 값의 시간 시퀀스에 적용하도록 형성된 하드웨어 또는 소프트웨어 곱셈기(multiplier)와 같은 디지털 변조 수단을 포함할 수 있다. 바람직하기로는, 수신기 신호 프로세싱의 처리 용량과 처리량은 위상 변조기를 수신 신호 값에 병렬적으로 적용함으로써 증가될 수 있다.
마찬가지로 수신기의 디지털 하드웨어 및/또는 소프트웨어를 사용하여 구현되는 것이 바람직한 신호 디코더는, 바람직하기로는 수신되고 위상 변조된 신호 값을 주파수 영역의 상응하는 일련의 심볼 값으로 변환하기 위한 시간/주파수 변환기를 포함한다. 바람직한 실시예에 있어서, 상기 각 심볼 값 비선형 광 채널을 통해 전송된 디지털 정보의 하나 이상의 비트에 상응한다. 전형적으로, 비선형 광 채널은 또한 예컨대 색 분산으로 인한 선형 분산 특성을 나타낼 것이고, 따라서 예컨대 국제출원번호 PCT/AU2006/001511에서 기술된 방법 및 장치에 따라 상응하는 분산 보상을 주파수 영역의 심볼 값에 적용하는 것이 바람직하다.
수신기의 바람직한 실시예에 따르면, 시간/주파수 변환 및/또는 분산 보정 뒤에, 신호 디코더가 일련의 보상된 수신 심볼 값을 복원하도록 추가로 구성되고, 상기 보상된 각 수신 신호 값은 원래 전송된 디지털 정보의 하나 이상의 비트에 상응한다.
또 다른 하나의 태양에 있어서, 본 발명은, 이전에 설명된 본 발명의 태양에 따라서, 송신기와 수신기를 포함하고, 그사이에 비선형 광 채널이 배치된, 송신기로부터 수신기로 광 신호를 전달하기 위한 시스템을 제공한다. 바람직한 실시예에 있어서, 비선형 광 채널은 복수의 광 섬유 스팬을 포함하고, 그 사이에 광 증폭기가 배치된다.
특히 바람직한 실시예에 있어서, 시스템은, 광 채널의 비선형성이 전송되는 광 신호에 미치는 영향을 완화하기 위하여, 사전 보상(송신기에서 보상) 및 사후 보상(수신기에서 보상) 모두를 포함한다. 특히, 송신기 또는 수신기 하나에서의 보상과 비교하여 실질적으로 개선된 전체 비선형 보상을 제공하기 위하여, 송신기 및 수신기에서 적용되는 위상 변조가 요구되는 레벨을 정하기 위한 최적화 프로세스가 수행될 수 있다.
그러나, 수신 신호 품질의 향상은 단지 사전 보상 또는 사후 보상만을 사용하여 달성될 수 있다는 점과, 그러한 배치는 또한 본 발명의 범위 내에 있다는 점을 이해할 수 있을 것이다. 특히, 사전 및 사후 보상의 관련 이익은 송신 광 신호에 적용된 특정한 광 변조에 달려 있다는 것이 발견되었다. 그리고 본 발명의 유리한 특징은, 본 발명의 다양한 실시예에서 비선형 광 채널을 통해 수신된 신호의 품질에서의 향상은 다양한 배치를 사용하여 달성될 수 있고, 이는 다양한 기술적 요소 및 비용 문제가 신호 품질의 전체적 향상과 교환(trade off)될 수 있도록 한다는 점이다.
본 발명의 추가적인 바람직한 특징이나 장점은 발명의 바람직한 실시예에 대한 다음의 설명으로부터 당업자들에게 자명한 것이며, 이는 이상의 설명 또는 첨부된 특허청구범위에서 기재된 것과 같이 본 발명의 범위를 한정하는 것으로 이해되어서는 안 된다.
본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
먼저 도 1을 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 비선형 광 채널을 통해 디지털 정보를 통신하기 위한 시스템(100)이 도시되어 있다. 여기에서 광 채널을 통해 전송하기 위해 디지털 신호를 인코딩하고 변조함에 있어서 OFDM을 채용하는 시스템(100)에 의하여 본 발명이 예시되어 있기는 하지만, 본 발명은 이 특정 실시예에 한정되는 것은 아니라는 것을 이해해야만 한다. 그 보다는, 주파수 영역에서 표현될 때 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보 보유 신호의 생성과, 정보 보유 신호에 상응하는 송신 광 파워 특성의 함수인 시간 가변 위상 변조의 적용, 그리고 실질적으로 위상 변조 함수에 의해 활용되는 송신 광 파워 특성을 갖는 상응하는 송신 광 신호를 생성하기 위하여 정보 보유 신호 및 시간 가변 위상 변조를 광 소스에 적용한다는 점에 의해 본 발명의 실시예가 일반적으로 특징지워진다. 본 발명의 실시예에 따르면, 수신 신호 품질을 향상하기 위한 핵심은 광 채널의 비선형성이 송신 광 신호에 미치는 영향을 완화시킬수 있도록 송신 광 파워의 함수를 선택하는 것이다.
마찬가지로, 시스템(100)이 일반적으로 송신부(사전 보상) 및 수신부(사후 보상) 모두에서 위상 변조를 통한 비선형 보상을 포함한다 하더라도, 본 발명의 범위는 사전 보상 및 사후 보상을 단독으로 수행하는 경우는 물론 이 두 가지의 다양한 조합을 수행하는 경우를 포괄하며, 적절한 환경에 있어서 최적의 사전 및 사후 보상의 결합이 달성될 수 있는 것으로 본 발명자들은 인식하고 있다.
예시적 시스템(100)은 전송 장치(102) 및 수신 장치(104)를 포함는데, 이는 편의상 이하의 설명에서는 이들을 각각 “송신기” 및 “수신기”로 보다 일반적으로 칭하기로 한다.
송신기(102)는 광 채널을 통해 수신기(104)와 통신하는데, 광 채널은 일반적으로 광학적 비선형성과, 색 분산 및 편광 모드 분산과 같은 선형 광 분산을 모두 나타낸다. 도 1에서 광 채널(106)의 세부사항은 표시되지 않았지만, 전형적인 구현에 있어서 광 채널(106)은 단일 모드 광 섬유의 복수의 스팬들과, 단일 모드 섬유 내의 신호 감쇠를 보상하기 위하여 광 섬유 스팬 쌍 사이에 배치되는 광 증폭기, 예컨대 에르븀-도핑 광섬유 증폭기들로 구성된다.
송신기(102)에서, 디지털 데이터는 직렬 형식으로 입력단자(108)에 인가된다. 입력된 디지털 데이터는 광 채널(106)을 통해 전송할 디지털 정보를 나타내는 간단한 이진수의 시퀀스로서, 일반적으로 고정된 데이터율, 예컨대 10Gb/s를 갖는다. 입력 디지털 데이터는 직/병렬 변환기(110)에서 직렬에서 병렬 형태로 변환되는데, 이 직/병렬 변환기(110)는 2N개의 출력단자를 가지며, 여기서 N은 전송 시스템(100)에 의해 사용되는 특징적 블록 길이이다. 일단의 매핑 유닛(112)은 병렬 입력 데이터 비트를 인코딩하여 인코딩된 심볼 값의 상응 블록을 제공한다. 매핑 유닛(110)에 의해 수행되는 동작은, 하나 이상의 데이터 비트를 매핑 유닛(112)의 각각의 출력 상으로 효과적으로 “변조”하게 된다. 본 실시예에 따른 시스템(100)에서, 매핑 유닛(112)는 2N개의 입력단자와 N개의 출력단자를 가지며, 데이터 비트 쌍은 상응하는 4-QAM 복소수 심볼 값으로 매핑된다. 즉, 각 4-QAM 심볼 값은 전송 신호의 상응하는 주파수 캐리어에 적용되는 진폭 및 위상 변조를 나타내는 복소수이다. 그렇지만, 더 낮거나 더 높은 차수의 QAM 매핑 기법이 동등하게 사용될 수 있다는 점을 유의해야 하며, 예컨대 온-오프 키잉(OOK), 진폭 천이 키잉(ASK), 위상 천이 키잉(PSK), 주파수 천이 키잉(FSK) 등을 포함하는 대안적인 매핑 체계가 입력 데이터의 인코딩에 사용될 수 있다는 것을 이해해야만 한다. 상기 대안적인 매핑 체계는 전술한 바에 한정되지 않는다.
송신기(102)는 주파수/시간 변환기(114), 병/직렬(parallel-to-serial) 변환기(118), 두 개의 디지털/아날로그(digital-to-analog) 변환기(120,122) 및 IQ 광 변조기(124)를 더 포함한다. 주파수/시간 변환기(114)는 역이산푸리에변환기(IDFT)를 사용하여 구현되는데, 이 IDFT는 당 업계에 주지되어 있는 바와 같이, 가장 편리하게 고속푸리에변환(FFT) 알고리즘을 활용하는 디지털 전자 하드웨어 또는 소프트웨어 수단 중 하나 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합을 사용하여 쉽게 제공될 수 있다.
넓게 말하자면, 직/병렬 변환기(110), 매핑 유닛(112), IDFT(114), 병/직렬 변환기(118) 및 디지털/아날로그 변환기(120, 122)는 함께 하나의 신호 발생기를 형성하는바, 신호 발생기는 주파수 영역에서 표현되는 경우 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보 보유 신호를 생성하며, 그리고 상기 신호 발생기는 보다 상세하게는 OFDM 변조 방법을 구현하는 것으로 인식될 수 있다. 신호 발생기의 출력, 즉 두 개의 디지털/아날로그 변환기(120,122)의 출력은 각각 정보 보유 신호의 실수 및 허수 부분(즉 동상(in-phase) 및 직교위상(quadrature))을 나타내는 시간 가변 파형이다. 이 출력들은 IQ 변조기(114)를 구동하는데 활용되는데, 바람직한 실시예(100)에 따르면, 이 IQ 변조기(114)는 출력 광 반송파를 발생시키는 레이저와 같은 광 소스를 변조하여, 신호 발생기의 정보 보유 출력에 상응하는 동상 및 직교위상 성분을 갖는 광 신호를 생성한다.
또한, 송신기(102)에는 비선형성 사전보상 유닛(116) 뱅크가 포함된다. 아래 설명으로부터 이해될 수 있는 바와 같이, 비선형성 사전보상 유닛(116)으로의 입력은 주파수/시간 변환기(114)의 출력으로서, 비록 병렬 형식이기는 하지만, 시간영역에서 표현된 복소수 신호 값의 시퀀스로 구성된다. 비선형성 사전보상 유닛(116)은 위상 변조를 신호 값의 시퀀스에 적용하기 위한 변조 수단으로서 작용한다. 본 발명에 따르면, 각 신호 값에 적용되는 위상 변조 레벨은 일반적으로 시간 가변적인바, 즉 각 개별 신호 값에 대해 다를 수 있다. 특히, 특정 신호 값에 적용되는 위상 변조는 상기 신호 값에 상응하는 예상되는 송신 광 파워의 함수이다. 아래 설명으로부터 이해될 수 있는 바와 같이, 송신 광 파워는 광 채널(106)의 비선형성이 전송 신호에 미치는 영향을 결정하며, 따라서 본 발명의 목적은 비선형성 사전보상 유닛(116)에 의해 송신 신호 값에 적용될 때, 광 채널의 비선형성이 송신 광 신호에 미치는 영향을 완화할 수 있는 위상 변조 함수의 선택을 제공하는 것이며, 따라서 수신기(104)에 의해 수신되는 상응하는 신호의 품질을 개선시킬 수 있다. 아래 설명으로부터 이해될 수 있는 바와 같이, 디지털/아날로그 변환기(120, 122)로부터 출력되는 전기 신호의 진폭과 입력 디지털 신호 값 사이의 상응관계와 함께, IQ 변조기(114)의 알려진 특성과 그에 의해 변조되는 광 소스의 출력 파워가 주어지면, 임의의 주어진 신호 값과 그에 상응하는 송신 광 파워 사이의 관계가 완전히 결정된다. 따라서, 송신 광 파워의 임의의 소망하는 함수에 대하여 비선형성 사전보상 유닛(116)을 구현함에 있어 실제적인 어려움은 없다.
본 발명의 실시예에 따르면, 예컨대 OFDM 변조 방식을 사용하여 생성된 것과 같은, 밀집되게 배치된 서브 캐리어들은 인접한 채널 사이에서 매우 미약한 워크-오프(walk-off)를 경험하는바, 이는 광 섬유 그리고 다른 광 매체에서의 전송 중의 분산으로 인한 것이다. 서로에게 가장 큰 비선형 영향을 주는 것인, 인접한 채널 사이의 워크-오프는 일반적으로 비선형 왜곡을 완화하는데 도움이 된다고 이해되고 있기 때문에, 앞서 언급한 바와 같이, 워크-오프는 불리한 것으로 간주되어 왔을 수 있다. 그렇지만, 인접 채널 사이의 워크-오프가 완전히 무시될 수 있다면, 채널 비선형성의 영향을 계산하기 위한 목적으로, 적어도 1차로, 광 채널(106)을 분산이 없는 것으로 근사시키는 것이 가능하다고 본 발명과 관련하여 이제 이해되고 있다. 분산을 무시하는 것은 비선형 등화(equalisation) 문제를 매우 단순화 시킨다. 왜냐하면 분산적 비선형 채널을 모델링하는데 통상적으로 사용되는 일반적인 스플릿-스텝(split-step) 알고리즘이, 전체 전송 스팬에 대해서 단일 단계로 줄어들기 때문이다. 이 단일 단계는, 다시 1차로, 전파하는 신호에 위상 변조를 적용하는바, 상기 전파하는 신호는 그것의 순시 광 파워에 비례한다. 따라서, 비선형 광 채널(106)을 통한 전파에서 예상되는 것과 크기가 동일하고 부호가 반대되는(음인) 위상 쉬프트의 적용에 의해서, 이상적인 비선형 보상을 근사화시키는 것이 가능하다. 따라서, 적어도 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 비선형성 사전보상 유닛(116)에 의해 적용되는 위상 변조는 송신 광 파워에 비례하는 단순한 위상 이동(shift)인바, 송신 광 파워는 위상 변조가 적용되는 신호 값에 연관된다.
이해되는 바와 같이, 광 파워에 비례하는 위상 이동으로 이루어진 위상 변조 특성은 계산 및 적용하기에 간단하고 효율적이며, 각 단계는 단 하나의 곱셈만을 필요로 한다. 완전 분산성이고 비선형성인 전송 링크에 대한 상세하고 계산적으로도 복잡한 모델링을 요구하는 종래의 전자식 보상 기술과 비교할 때, 본 발명의 실시예는 계산 효율성 측면에서 상당한 간소화와 향상을 제공한다. 사실, 종래의 많은 방법들은 비선형 전파에 대한 보상을 가능하게 하기 위해서, 복잡한 사전 계산을 요구하는 반면에, 모든 필요한 계산을 “빠르게(on the fly)” 수행할 수 있는 본 발명의 실시예는 쉽게 구현될 수 있다. 비선형 보상을 적용하는데 드는 비용은 분산 등화를 적용하는데 드는 비용과 비슷하고, 시스템에 의해 수행되는 주파수/시간 변환기(114)와 같은 다른 동작보다 계산적으로는 현저히 덜 복잡하며, 그럼에도 불구하고 이들 모두는 현존하는 기술로 쉽게 획득될 수 있다.
그러므로 현재 바람직한 실시예가 비선형 보상을 위해 오로지 간단한 위상 쉬프트만을 사용한다고 하더라도, 상대적으로 낮은 계산적 복잡함을 여전히 유지하면서도, 더 정교한 위상 변조 함수가 적용되는 상당한 범위가 남아있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 본 명세서에 기술된 광 파워의 간단한 선형 함수보다는, 선형 위상 변조 방법이 기초하고 있는 일차 근사화의 결함을 보정하기 위해서, 이차 함수와 같은 고차 다항식 함수가 이용될 수 있다. 위상 변조 함수는 또한 주파수 의존형 프리엠퍼시스(frequency-dependent pre-emphasis), 예를 들어 시간 지연 제공, 비선형 전송 시스템 내의 한정된 시간 상수 참작 및 기타 등등을 위해 필터 함수를 포함할 수 있다. 그와 같은 개선 및 향상 모두는 본 발명의 범위 내임을 이해하여야 한다.
상기에 기재된 바와 같이, 예시적인 시스템(100) 내의 송신기(102)는 광 소스의 독립적 동상 및 직교위상 변조를 제공하기 위하여 IQ 변조기(124)를 사용한다. 송신기(102) 내에서 IQ 변조기(124)는 단일 광 측파대로 구성된 출력 광 신호를 생성하도록 형성되고, 거기서 광 캐리어는 실질적으로 억제되어있고, 즉 캐리어는 모든 실용적 목적을 위해 부재한다. 아래에서 보다 상세하게 기술된 것처럼 이 신호는 가간섭성(coherent) 수신기의 사용을 필요로 한다. 그러나, 본 발명은 이러한 형태의 변조에 제한되지 않으며, 수신기(104)에서 최종적으로 검출된 광 신호의 중요한 특징은 동상 및 직교위상 위상 정보가 검출 뒤에 전기 영역에서 보존되어야 한다는 점임을 이해하여야 한다. 이것은 광 캐리어가 있거나 없거나, 또는 억제된 캐리어가 있거나, 캐리어가 전송되지 않는 경우에 수신기에서 필요한 국부 광 발진기를 갖는, 단일 측파대 변조를 사용하여 달성될 수 있다. 단일 측파대 신호는, 현재 실시예에서와 같이 IQ 변조기를 사용하거나, 또는 다른 형태의 다중 전극 변조기를 사용함으로써, 또는 단순히 종래의 강도 변조기를 적합한 광 필터링과 결합하여 활용함으로써 생성될 수 있다. 그와 같은 변조 방법의 실시 및 작용은 광 통신 분야에서 숙련된 자들에게 쉽게 이용될 수 있을 것이고, 다른 형태의 변조를 선택하는 것이 본 발명의 실시예의 작용에 미치는 영향의 상세한 설명은 도 7 및 8을 참조하여 아래에서 논의한다.
예시적인 시스템(100)의 수신기(104)는 전기 영역 내의 소정의 주파수 범위에서 수신 광신호의 검출 및 복조(demodulation)를 위해, 가간섭성(coherent) 검출기(126)을 포함하고, 이것은 일반적으로 PIN 포토다이오드와 같은 광 검출기를 포함하고, 송신기에서 제공된 것과 유사한 레이저 소스와 같은 국부 광 발진기와 결합된다. 검출 장치(126)는 검출된 신호의 동상 및 직교위상 성분을 추출하기 위해 발진기(oscilator) 및 믹서(mixer)와 같은 바람직한 RF 구성요소를 포함할 수 있다. 선택적으로, 동상 및 직교위상 성분의 추출은, 상응하는 동상 및 직교위상 RF 성분을 생성하기 위한 각각의 제 1 및 제 2 광검출기의 국부 광 발진기의 상응하는 동상 및 직교위상 성분과 수신신호를 결합하기에 적합한 광 장치(예컨대 집적 도파관 스플리터(integrated waveguide splitter) 및 결합기(combiner))를 활용함으로써, 광 영역에서 검출 장치(126) 내에서 수행될 수 있다.
직교 시간 가변 신호 성분은 시간 영역에서 상응하는 샘플 신호 값의 시퀀스를 생성하기 위한 아날로그/디지털 변환기(128,130)로 입력된다. 직/병렬(serial-to-parallel) 변환기(131)는 시간 샘플의 직렬 시퀀스를 상응하는 복소수 값의 병렬 시퀀스로 변환한다. 직/병렬 변환 뒤에, 비선형 사후 보상 유닛(132)의 뱅크가 수신기(104)에 선택적으로 포함될 수 있고, 이것의 기능은 아래에 보다 상세하게 기술된다. 주파수/시간(frequency-to-time) 변환(114)의 역인 시간/주파수(time-to-frequency) 변환(134)은 수신 심볼 값의 상응하는 세트를 주파수 영역에서 생성한다. 수신 심볼 값의 블록은 분산 등화 유닛(136)의 입력이 되고, 이것은 광 채널(106)의 주파수 의존형 분산을 보상하기 위해 적절한 위상 이동을 각각의 심볼 값에 적용한다. 분산 등화 방법과 장치의 작용은 선행하는 국제 출원 번호 PCT/AU2006/001511에서 기술된다. 디매핑 유닛(138)은 디지털 정보 비트의 상응하는 병렬 시퀀스를 생성하기 위하여 매핑 유닛(112)의 매핑 함수(바람직한 실시예(100)에서 4-QAM 매핑)를 역변환한다. 병/직렬 변환기(140)는 출력(142)에서 비트를 다시 직렬 형식으로 변환한다.
시스템(100)의 이상적이고 에러 없는 작동상태에서, 수신기(104)의 출력(142)에 나타나는 비트는 송신기(102)의 입력단자(108)에 적용되는 비트와 동일하다. 광 채널(106)의 비선형성 및 분산을 보상하더라도, 어떠한 실제 구현에서도, 정보 전송에서 에러는 여전히 발생할 수 있다. 예를 들어, 전기적 및 광학적 전송 경로 내의 노이즈 프로세스는 디매핑 유닛(138)에 의해 구현되는 의사 결정(decision-making) 프로세스에서 결과적으로 에러를 유발한다. 게다가, 비선형 보상 및/또는 분산 보상은 불완전할 수 있다. 도 1에 나타내지는 않았지만, 실제 구현에서는 순방향 에러 정정(FEC)과 같은 기술이 데이터 전송에서 에러를 완화하거나 완전히 제거하기 위하여 적용될 수 있다는 점이 이해될 것이다. 따라서, FEC 방법이 원래 정보를 복원할 수 있을 정도로 충분히 낮은 허용 에러율이 달성되기만 하면, 시스템(100)으로 예시된 전송 시스템은 완벽할 필요는 없다. 그러한 기술은 디지털 통신 분야에 잘 알려져 있고, 그러므로 여기에서 상세하게 논의하지 않을 것이다.
비선형 사후 보상 유닛(132)은 비선형성 사전보상 유닛(116)과 비슷한 방법으로 작동한다. 한번 더 말하면, 목적은 수신 신호 샘플 값에 바람직한 위상 변조를 적용하여 광 채널(106) 내의 비선형 전파의 영향을 완화하는 것이다. 적용된 위상 변조는 일반적으로 전송 채널(106)의 각각의 스팬으로 전송된 광 파워의 함수이고, 이는, 한번 더 말하면 송신기(102)의 특성에 관한 가정된 정보(어떤 실제 시스템에서도 이용 가능한)가 주어지면, 상응하는 신호 진폭으로부터 쉽게 추측될 수 있다. 수신 광 파워에 비례한 위상 이동(이는 다음에는 송신 광 파워에 비례하는 것으로 가정된다)은, 분산 없는 전송의 일차 근사화에 기초하여 적용될 수 있다. 송신기(102)에서의 사전 보상에서와 같이, 필요하다면, 수신된 광 파워의 보다 정교한 함수들이 적용된 위상 변조를 결정하기 위해 사용될 수 있다.
시스템(100)에 도시된 바와 같은 형태를 갖는 송신기(102) 및 수신기(104)는 본 발명의 특히 편리하고 바람직한 실시예를 나타낸다. 특히, 신호 처리의 대부분은 전기적 영역(electrical domain)에서 수행되고, 보다 상세하게는 디지털 영역에서 수행된다. 따라서, 필요한 기능의 대부분은, 적절한 소프트웨어로 프로그래밍된 범용 디지털 신호처리 하드웨어 및/또는 특정 동작(예컨대 주파수/시간 및 시간/주파수 변환)을 수행하기 위한 특정 목적의 디지털 구성요소를 사용하여 제공될 수 있다. 그러나, 실시예(100)가 구현가능한 유일한 일례는 아니며, 해당 기술분야의 당업자라면 다양한 변형예가 가능함을 능히 이해할 것이다. 특히, 위상 변조는 정보 보유 신호에 적용되고, 이는 시간 영역에서 효과적으로 수행될 수 있다는 점을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 위상 변조는, 예를 들어, IQ 변조기(124) 뒤에 배치된 광 위상 변조기를 사용하여, 정보 보유 신호가 광 캐리어 상으로 변조된 후에, 동일하게 광 신호에 직접 적용될 수 있다. 또 다른 예로, 필요한 위상 변조는, 디지털/아날로그 변환기(120,122)로부터 출력된 신호를 IQ 변조기(124)로 입력되는 바람직한 위상 변조 신호와 결합함으로써, 정보 보유 신호에 동시에 적용될 수 있다. 이러한 대안은 예시적임을 의도한 것이고, 추가적 변형 또한 가능함을 이해할 것이다.
비선형 광 채널을 통한 정보 전송의 일반적 방법이, 본 발명의 실시예에 따라 그리고 시스템(100)에 의해 구현된 바와 같이, 도 1B의 흐름도(150)에 도시된다. 단계(152)에서, 정보 보유 신호, 바람직하게는 OFDM 신호가 생성되고, 이는 주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함한다. 단계(154)에서 시간 가변 위상 변조가 계산되고(즉 사전보상 위상 변조), 이는 정보 보유 신호에 상응하는 송신 광 파워 특성의 제 1 함수이고, 바람직하게는 선형 함수이다. 단계(156)에서는, 단계(158)에서 광 섬유와 같은 비선형 광 채널을 통해 보내지는 송신 광 신호를 생성하기 위하여, OFDM 신호 및 계산된 사전 보상 위상 변조 특성이 광 캐리어에 적용된다.
단계(160)에서는 비선형 채널로부터 수신된 광 신호가 검출된다. 단계(162)에서 시간 가변 위상 변조 특성이 계산되고, 이는 수신 광 신호에 상응하는 광 파워 특성의 제 2 함수이다. 이러한 추가적인 시간 가변 위상 변조 특성(이는 또한 사후 보상 위상 변조로도 알려져 있다)은, 다시 말하면 바람직하게는 수신 광 파워의 선형 함수이다. 단계(164)에서, 사후 보상 위상 변조는 수신 신호에 적용된다. 전송된 정보는 단계(166)에서 결과적인 신호로부터 복원된다.
흐름도(150)에서 도해된 일반적 방법은 송신 광 신호의 사전 보상 및 사후 보상을 모두 포함하고 있지만, 본 발명의 다양한 실시예에 있어서 사전 보상, 사후 보상 또는 사전 및 사후 보상 중 하나가 수행될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 일부 실시예에 있어서 사전 보상 단계(154) 또는 사후 보상 단계(162,164)가 생략될 수 있다.
예시적인 시스템(100)의 효과를 평가하기 위하여 많은 컴퓨터 시뮬레이션이 수행되었다. 이 시뮬레이션은 복수의 광 섬유 전송 스팬으로 구성된 모델 시스템에 적용되었고, 스팬 각각은 단순화를 위해 동일한 것으로 가정되고, 광 증폭기는 다음 스팬의 손실을 보상하기 위해 인접한 스팬 사이에 배치된다. 각 스팬의 입력에서 순간 시간 가변 광 파워는 P(t)로 칭하고, 각 스팬은 비선형 계수, 유효 단면적, 동작 파장, 및 스팬의 유효 비선형 길이인 파라미터 l_eff에 의존하는 추가적인 비선형 파라미터 γ에 의해 특징지어진다. 심볼 S는 섬유 스팬의 전체 수를 나타낸다. 따라서, 1차 근사에서 광 채널(106) 내의 비선형 전파를 보상하기 위해 적용되는 위상 이동의 크기는 γP(t)l_eff S로 주어진다.
원칙적으로 측정된 섬유 스팬의 특성으로부터 상수 γ 및 유효 길이 l_eff 의 값을 결정하는 것이 가능하다. 그러나 이것은 실제적으로는 어렵고 그리고/또는 계산적으로도 비능률적이다. 본 발명의 특별한 이점은, 적어도 바람직한 실시예에 있어서, 이런 파라미터들의 정확한 사전결정이 필요하지 않다는 것이다. 대신에, 일반적으로 알려진 광 섬유의 특성에 기초하여 파라미터 γ을 적당히 추정하고 그 다음에 수신 신호의 품질을 최적화하기 위해 유효길이 l_eff을 임의의 주어진 시스템에서 가변될 수 있는 “가변(free) 파라미터”로 사용하는 것으로 충분할 것이다. 광 채널(106)의 비선형 특성은 일반적으로 시간-가변적이지 않고, 빠르게 시간-가변하지 않는 것이 확실하기 때문에, 전송 링크가 설치될 때의 한 번의 최적화 및/또는 상대적으로 드문 주기의 최적화만으로도, 수신 신호 품질을 최적에 근사하게 유지하기에 충분하다. 아래에 보다 상세히 기술된 시뮬레이션 결과는 그러한 최적화 프로세스의 가능한 안정성을 도해한다.
도 2A, 2B, 3A, 3B, 4A, 4B 및 4C는 시스템(100)의 컴퓨터 시뮬레이션과 관련된 것이며, 여기에서는 광학 비선형성에 대한 사전 보상만이 송신기(102)에서 적용된다. 비선형성 보상은 수신기(104)에 포함되지 않는다. 그러나, 분산의 완전한 보상은 수신기(104)에 제공된다. 시뮬레이션된 데이터 율은 초당 10Gb이고, 124 비트의 블록 길이를 갖고, 5GHz의 광 대역폭에서 4-QAM을 갖는 512개의 OFDM 캐리어를 제공한다. 광 채널(106)은 각각 80km 길이의 무보상(uncompensated) 섬유 스팬 50개를 포함하여, 총 전송 거리 4,000km를 제공한다. 섬유 손실은 0.2 dB/km이다. 각 섬유 스팬 사이의 광 증폭기는 16dB의 섬유 손실을 보상하고, 본 발명의 효과를 보다 분명하게 나타내기 위하여 노이즈 없는 이상적인 증폭기로 가정되었다. 80km 섬유 스팬 각각에 대해서 동일한 입력 파워를 보장하기 위해서, 증폭기는 또한 출력 파워 제어 모드에서 작동하는 것으로 가정되었다.
도 2A 및 2B는 노이즈 없는 선형 전송(즉 증폭기 노이즈 및 광 섬유의 비선형성은 시뮬레이션에서 작용하지 않음)에 상응하는 예시적인 성상도 패턴을 보여준다. 도 2A는 분산 보정이 없는 수신 4-QAM 성상도를 보여주고, 여기서 QAM 심볼은 섬유 분산이 전기적 위상 에러로 직접 변환됨으로 인해 원으로 "칠해진다". 분산 등화 유닛(136) 내의 바람직한 위상 보상 특성의 적용은 도 2B에 나타난 성상도 패턴을 만들고, 이는 분산 등화가 전송 QAM 성상도의 완벽한 복원을 제공하는 능력을 도해한다.
도 3A 및 3B는 비선형 전송(즉, 광 섬유 스팬 내에서 모든 비선형 프로세스의 전체 시뮬레이션)에 상응하는 예시적인 성상도 패턴을 보여준다. 도 3A에는, 비선형 사전 보상이 송신기(102)에 없는 경우의 수신 QAM 성상도가 도시된다. 성상도의 각 지점의 심볼들은 비선형 전송 왜곡으로 인해 인접한 심볼 영역으로 퍼진다. 이 경우에는 전송 신호의 믿을 만한 복원이 용이하지 않다는 것이 명백하다. 관련 축에서부터 심볼의 평균거리에 대한 제곱을 상응하는 편차(variance)로 나눈 것으로 정의되는, 수신된 전기적 신호의 품질 Q는 2.47이다. 도 3B에는 비선형 사전 보상이 적용되는 동일한 시스템의 대응 성상도 패턴이 도시되어 있다. 이 경우에는, 각 QAM 성상도 지점의 심볼은 분명히 밀집되어있고 구별할 수 있다. 보상은 12km의 스팬당 유효거리에 대해 계산된 위상 이동을 사용하여 적용되었고, 이는 시뮬레이션에서 사용된 특정 입력 파워 및 분산에 대해 Q를 극대화하는 것으로 알려졌다. 이 경우에, Q는 12.48이고, 이는 FEC와 결합될 때 낮은 비트 에러율을 달성하기에 충분하다. 도 4A, 4B 및 4C는 수신 신호 품질을 사전 보상 유효 길이 파라미터의 함수로서 도해한 그래프이다. 도 4A에서의 결과는 2 ps/nm/km의 색 분산을 갖는 전송 섬유에 상응한다. 도 4B에서의 결과는 6 ps/nm/km.의 분산을 갖는 섬유에 관한 것이고, 도 4C에서의 결과는 16 ps/nm/km의 분산을 갖는 섬유(대략 표준 단일 모드 섬유에 상당하는)에 관한 것이다. 각각의 그래프에 포함된 각각의 범례에 따라, 각각의 그래프의 다른 곡선들은 다른 입력 파워에 상응한다. 각각의 경우에서 x-축은 스팬 당 유효 길이(km 단위)이고, y-축은 수신 전기 신호 품질 Q이다.
예상되는 것처럼, 각각의 경우에서 우수한 수신 신호 품질은, 광학 비선형성의 일반적 효과가 가장 덜 현저한, 낮은 입력 광 파워에서 달성된다. 그러나, 모든 경우에서, 수신 신호 품질에서의 실질적인 향상은 비선형 사전 보상의 적용에 의해 달성될 수 있다. 유효 길이 파라미터의 최적 값은 출사된 광 파워가 높을수록 낮아지는 경향이 있다는 것은 주목해야 하며, 이는 가장 강한 비선형 상호작용이 섬유 스팬의 입력 부분에서 발생한다는 사실을 반영하는바, 전체 광 파워는 섬유 스팬의 입력 부분에서 가장 크다. 모든 경우에 있어서, 곡선은 상대적으로 부드러운 피크를 가지는바, 이는 상대적으로 넓은 범위의 유효 길이 파라미터 값에 걸쳐서 최적에 근사한 수신 신호 품질이 달성될 수 있음을 나타내며, 따라서 상기 파라미터를 정확히 결정하는 것 및 유지하는 것은 크리티컬하지 않다.
도 5A, 5B, 5C 및 6을 보면, 시뮬레이션의 제 2 그룹에 상응하는 결과가 나타나 있고, 거기에서 수신기(104)는 비선형 사후 보상 유닛(132)을 통합한다. 광 채널(106)이 여기에서는 단지 80km 길이의 25개 스팬으로 구성되어 총 2,000km라는 점을 제외하고는, 이 추가 시뮬레이션의 파라미터들은 위에서 설명한 시뮬레이션과 동일하다. 도 5A, 5B 및 5C에 나타난 결과에서, 광 분산은 6 ps/nm/km이고, 각 섬유 스팬의 입력 파워는 -1 dBm이다. 도 6에 나타난 결과에서, 섬유 분산은 16 ps/nm/km이고, 각 섬유 스팬의 입력 파워는 -2 dBm이다.
도 5A, 5B, 5C는 비선형 사전 및 사후 보상의 여러 가지 조합이 포함되거나 또는 포함되지 않은 비선형 전송에 상응하는 예시적인 성상도 패턴을 보여준다. 특히, 도 5A는 무보상(십자로 표시)인 경우와 사전 보상(원으로 표시)만이 있는 경우사이의 비교를 보여준다. 사전 보상의 적용으로 인해 성상도 지점의 흩어짐(scattering)이 현저히 감소하는 것은 분명하며, 실제로 사전 보상이 적용될 때 Q 값이 1.9dB에서 8.7dB로 개선된다.
도 5B는 보상이 적용되지 않은 때 및 수신기(104)에서 사후 보상만 적용된 때에 얻어진 성상도를 비교한 결과를 보여준다. 다시 말해, 보상이 없는 경우의 심볼 값은 십자로 표시되고, 보상된 심볼 값은 원으로 표시된다. 사후 보상만이 있는 경우 1.9 dB에서 6.4 dB으로 Q 값이 증가한다. 따라서, 사전 보상만이 있는 경우가 사후 보상만이 있는 경우보다 보다 우수하다.
도 5C는 사전 및 사후 보상이 모두 적용되는 경우에, 상응하는 보상이 없는 경우(십자) 및 보상된 경우(원)의 성상도를 보여준다. 이 경우, Q값은 1.9dB에서 14.4dB로 개선되었고, 따라서 사전 및 사후 보상의 최적의 조합은 사전 보상 또는 사후 보상 단독보다 우수하다는 것이 분명하다.
도 6은 16 ps/nm/km의 분산을 갖는 표준 단일 모드 섬유에 대해 -2dB의 각 스팬으로의 입력 파워를 갖는 상태에서, 수신 신호 품질(Q)을 사전 보상 및 사후 보상 유효 길이 파라미터 둘의 함수로서 도해하는 일련의 그래프를 보여준다. 범례(602)에서 표시된 바와 같이, 도 6의 각각의 곡선은 특정한 사전 보상 유효 길이 파라미터에 상응하는 사전 보상의 개개의 레벨을 표시한다. 그래프의 x축은 사전 보상 유효 길이 파라미터이고, y축은 수신 Q 값이다. 가장 낮은 곡선(604)은 사후 보상 단독에 관한 것이고, 일반적으로 최상의 전체 수신 품질을 제공하는 가장 높은 곡선(606)은 10km의 사전 보상 유효 길이 파라미터에 상응한다. 도 6의 그래프에서 도해된 사전 및 사후 보상의 최적의 조합은 10km의 사전 보상 및 8km의 사후 보상(지점(608))에서 발생한다. 그러나 그래프는 2km 증가분을 사용하여 유효 길이 파라미터를 나타내는 것을 이해할 것이고, 보다 세부적인 최적화는 사전 및 사후 보상 유효 길이 파라미터 모두가 8.5km로 셋팅될 때 최선의 성능이 달성된다는 것을 확인한다. 이 경우, 상응하는 Q값은 10.9dB이고, 이는 도 6에 도해된 근사 최적 값에 비해 현저한 향상은 아니다. 다시 한번 말하면, 시뮬레이션 결과는, 유효 길이 파라미터의 정확환 최적화는 본 발명에 따르면 비선형 보상의 사용으로부터 얻을 수 있는 대부분의 이익을 달성하기 위해 본질적이거나 결정적이지 않다는 것을 증명한다.
상기에서 논의된 사전 및 사후 보상에 관련된 결과는 도면 1에서 도해된 예시적인 시스템(100)에 관한 것이다. 앞서 말했듯이, 이 예시적인 시스템은 광 캐리어 없는 단일 측파대 전송 신호를 생성하기 위하여 IQ 변조기를 사용하고, 수신기에서 가간섭성(coherent) 검출을 추가로 사용한다. 이 경우, 시뮬레이션 결과는 근사하게 동일한 양의 사전 및 사후 보상을 사용하여 최적의 성능이 달성된다는 것을 증명한다. 그러나, 이 결과가 다른 광 변조 형식을 사용하는 시스템에 적용되는 것으로 고려되어서는 안 된다. 발명자에 의해 수행된 추가 시뮬레이션은, 예를 들어, 단일 광 측파대 및 광 캐리어 성분을 포함하는 송신 광 신호(이는 수신기에서 광 검출을 단순화할 수 있다)가 상이한 최적의 보상 구성을 보여준다는 점을 나타낸다. 그러한 실시예에 있어서, 광 캐리어에서의 파워가 위상 변조 함수의 계산에 포함되어있는지 여부 및 캐리어 자체가 밀집되게 배치된 서브 캐리어와 함께 위상 변조되었는지(광학영역에서) 여부 또는 서브 캐리어만 위상 변조되었는지(전기 영역에서)에 따라 다른 결과들이 달성될 수 있다. 현재까지 수행된 시뮬레이션은 이 실시예 중 적어도 일부에서는, 사전 보상 단독은 사후 보상 단독보다, 그리고 또한 사전 및 사후 보상의 어떤 조합보다도 우세하다는 것을 시사한다. 따라서 그러한 모든 실시예는 본 발명의 범위 내에 있고, 여기에 기술된 원리 및 기술은, 어떤 주어진 실시예에 대하여도, 사전 보상, 사후 보상 및/또는 사전 및 사후 보상의 조합의 최적 수준에 이르기 위해 사용될 수 있다는 것을 이해하는 것이 중요하다.
게다가, 다양한 다른 변조 방식을 사용하는 본 발명의 실시예에 있어서, 추가적으로 신호를 프로세싱 및/또는 필터링하는 것이 유리할 수 있다. 특히, 송신 광 캐리어 성분을 포함하는 신호를 전송하는 것의 상당한 이익은, 그렇게 하면 가간섭성(coherent) 수신기(레이저 같은 국부 광 발진기를 포함하는 수신기)가 필요하지 않고, 보다 간단한 직접 검출 타입의 수신기가 사용될 수 있다는 점이다. 그러나, 지금 도 7을 참고하여 설명될 바와 같이, 전송 신호에 광 캐리어를 포함시키는 것은 바람직하지 못한 왜곡 성분의 발생을 유발할 수 있고, 그것의 영향은 추가적으로 프로세싱 및/또는 필터링하기 위한 단계 및 구성요소를 사용하여 완화될 수 있다.
도 7은 광 캐리어(702)와 밀집되게 배치된 서브 캐리어의 단일 측파대(704)를 갖는 신호에 상응하는 송신 광 신호 스팩트럼(700)을 개략적으로 보여준다. 이와 같은 신호에 대한 위상 변조의 적용 및/또는 광 섬유와 같은 비선형 채널을 통한 신호의 전송은 다양한 왜곡 성분의 발생을 초래할 수 있다.
특히, 5개의 왜곡 성분 그룹(706,708,710,712,714)이 도 7의 스팩트럼(700)에 표시되어 있다. 제 1 왜곡 성분(706)은 서브 캐리어들(704) 사이의 비선형 믹싱(mixing)으로부터 발생한다. 이 성분들은 송신기에서의 위상 변조 프로세스(즉 사전 보상) 중에 발생할 수 있는데, 이와 같은 경우 이 성분들은, 이상적으로는, 비선형 광 채널을 통한 전송 중에 실질적으로 없어지게 된다. 왜곡 성분(706)은 광 캐리어(702)가 없을 때 나타나는 유일한 성분이다.
왜곡 성분(708)(스팩트럼(700)에서 열린 화살표를 사용하여 서브 캐리어(704) 및 왜곡성분(706)과 구별함)은 캐리어(702) 및 서브 캐리어(704) 사이의 비선형 믹싱으로 인해 발생한다. 왜곡 성분(708)은 서브 캐리어(704)와 일치(coincide)하기 때문에, 사전 보상 및/또는 사후 보상 계산에서 캐리어 및 따라서 왜곡 성분(708)을 포함하는 것이 처음에 바람직하게 보일 수 있다. 이 경우에, 왜곡 성분(708)이 바람직한 정보 보유 서브 캐리어(704)에 미치는 영향을 완화시키는 것은 이론상으로 가능할 것이다. 그러나, 캐리어(702) 및 서브 캐리어(704) 간의 비선형 믹싱은 또한 왜곡성분(710)을 발생시키는데, 이 성분은 다른 측파대에서의 왜곡성분(708)의 “이미지(image)”이다. 만일 이미지 성분(710)이 검출된 신호에 존재하면, 이미지 성분(710)은 또한 캐리어(702)와 섞여 전기 영역(electrical domain)에서 수신된 서브 캐리어(704)와 간섭을 일으킨다. 그러나, 전송 섬유 내에서의 분산으로 인하여, 그룹(708)의 각 왜곡 성분과 그룹(710) 내에서의 그것의 이미지 사이에 주파수 의존성 위상 이동이 존재하게 된다. 결과적으로, 상응하는 비선형 간섭 성분의 주파수 의존성 “페이딩(fading)”이 존재하게 되는데, 이는 정확히 보상되지 않을 것이다. 따라서, 비선형 전파 및 분산의 조합은 왜곡 성분(710)의 전송 및/또는 수신이 바람직하지 않게 만든다.
왜곡 성분(712,714)은 서브 캐리어(704)와, 캐리어(702) 및 서브 캐리어(704) 간의 비선형 믹싱에 의해 발생한 1차 왜곡 성분(708,710) 사이의 믹싱으로 발생하는 2차 비선형 믹싱의 산물이다. 따라서 파워 스팩트럼(700)의 전체 대역폭은 전송 신호에 캐리어(702)가 존재하는지 여부에 의존한다는 것이 분명하다. 특히, 캐리어(702)가 없는 때에는 유일하게 존재하는 성분은 서브 캐리어(704) 및 왜곡 성분(706)이기 때문에, 캐리어(702)가 있는 경우에는 전송 신호의 전체 대역폭이 실질적으로 더 크다.
상기에 기재된 바와 같이, 왜곡 “이미지” 성분(710)의 존재는, 비선형 전파 및 분산 간의 상호 작용으로 인해, 특히 바람직하지 않은 것으로 여겨진다. 따라서, 본 발명의 일부 실시예에 있어서, 전체 시스템 성능을 극대화하기 위하여, 왜곡 성분(710)의 생성 및/또는 전송을 피하는 것이 바람직하다. 이것은 도 8에 나타난 그래프(800)에 의해 도해되고, 이는 광 캐리어(702)가 정보 보유 서브 캐리어(704)와 함께 전송되는 본 발명의 다수의 여러 가지 실시예의 성능을 비교하는 시뮬레이션 결과를 포함한다.
그래프(800)는 5에서 10GHz에 이르는 범위의 서브 캐리어를 사용하는 시스템에서, 각 서브 캐리어에 대한 신호 품질을 관련 서브 캐리어 주파수의 함수로서 묘사한다. 그래프(800)의 가로축은 광 캐리어와 관련된 서브 캐리어 주파수(GHz 단위로 표시)이다. 세로축은 dB단위로 측정된 신호 품질 Q이다. 선(802)은 비선형 전파의 어떤 보상도 없는 상태에서 시스템의 성능을 나타낸다. 선(804)는 사전 보상이 수행되나, 바람직하지 않은 이미지 왜곡 성분(710)을 제거하는 단계가 없는 때의 시스템 성능을 나타낸다. 보여지는 바와 같이, 전송 섬유에서의 분산에 의해 야기된 주파수 의존형 위상 이동은 서브 캐리어의 범위 전체에서 신호 품질에 “파동(ripple)”을 야기한다. 특히, 파동의 “골(trough)”에 상응하는 주파수를 갖는 서브 캐리어는 섬유 분산으로 인해 특히 저하된 성능을 보인다.
현재 심사 숙고된 다양한 실시예에 있어서, 본 발명에 따라 섬유 분산이 사전 보상을 포함하는 시스템의 성능에 미치는 영향을 완화하기 위하여 다른 기술이 사용될 수 있다. 한 배치에 따르면, 사용되지 않는 광 측파대와 연관된 이미지 성분(710)을 실질적으로 제거하기 위하여 광 필터가 송신기에 사용될 수 있다. 이 접근법을 사용하는 것에 따른 결과는 선(806)으로 나타나고, 거기에서는 선(804)에 나타나는 파동이 대체로 없다. 그러나, 선(804)과 비교하여 가장 심하게 영향을 받은 서브 캐리어에 대해서 선(806)은 개선된 성능을 보이는 반면에, 분산에 의해 부정적으로 영향을 받지 않은 서브 캐리어, 즉 선(804)의 파동의 극치(peak)에 상응하는 것들에 대해서 성능 저하 또한 분명하다는 점을 주목할 것이다. 이는, 송신기에서 이미지 성분(710)을 광학적으로 제거하는 것은 이미지 성분에 의해 표현된 캐리어(702)와 서브 캐리어(704) 간의 전송 중 비선형 상호작용의 효과를 사전 보상을 통해 성공적으로 보상할 수 있는 가능성 또한 필수적으로 제거하기 때문이다. 그러나, 앞서 기술(noted)된 바와 같이, 사후 보상은 이 점에 관하여 몇몇 추가적 개선을 낳을 수 있다는 것을 이해할 것이다.
광 필터링은 캐리어(702) 및 서브 캐리어(704) 간의 비선형 상호작용을 보상하는 능력을 제한한다는 것에 주목할 필요가 있다. 따라서, 또 다른 접근법은, 사전 보상 신호를 계산함에 있어서, 캐리어 및 서브 캐리어 간의 상호작용을 포함하는 시도를 하지 않는 것이다. 이는 시간 가변(사전 보상) 위상 변조를 계산하기 위해 사용되는 정보 보유 신호에 상응하는 광 파워 특성에서 광 캐리어를 배제함으로써, 또는 다르게는 위상변조 파형을 서브 캐리어 주파수 대역과 동등한 전체 대역폭으로 대역폭-제한(band-limiting)함으로써 달성될 수 있다. 위상 변조 파형의 대역 제한은, 예를 들어, 바람직한 디지털 또는 아날로그 필터의 적용에 의해 달성될 수 있다. 이들 접근법 중 하나의 사용 결과는 그래프(800)에서 선(808)에 의해 도해된다. 보여지는 바와 같이, 이 경우의 성능은 송신기에서 광 필터를 사용(선(806))하는 것에 의해 달성된 것과 비슷하지만, 구현하기에, 특히 디지털 영역에서 수행되는 경우에, 실질적으로 더 간단하다는 이점이 있다.
마지막으로, 그래프(800)는 수신기에서 광 필터를 사용함으로써 달성되는 성능을 선(810)에서 도해한다. 그래프(800)에서 비교된 실시예 중 이 접근법이 최상의 성능을 갖는데, 이는 이 배치에서 비선형 광 채널을 통한 캐리어 및 서브 캐리어의 전파에 앞서, 캐리어 및 서브 캐리어 간의 비선형 상호 작용의 원인이 되는 사전 보상을 적용함으로부터 최대 이익이 달성되기 때문이다.
요약하면, 그래프(800)에서의 결과는 사전 보상만을 사용하는 직접 검출 시스템에 대해, 수신 이미지 왜곡 성분(710)을 제거하기 위하여 수신기에서 광 필터를 포함함으로써 최선의 결과가 달성된다는 것을 도해한다. 그러한 접근의 가능한 불이익은, 상응하는 광 필터는 캐리어(702) 및 불필요한 이미지 성분(710) 사이에 정확히 위치하는 매우 급격한 차단(cut-off)을 요구하고, 이는 실제로 달성하기가 어렵고 그리고/또는 비싸다는 점이다. 그러므로, 많은 경우에서, 구현의 상대적인 쉬움 때문에, 송신부에서의 전기적 대역 제한의 사용이 보다 실용적이고 유리할 수 있다는 것이 파악된다. 덧붙여, 송신부에서의 대역 제한의 사용은 디지털/아날로그 변환기 및 다른 전기 구성요소의 필요한 대역폭을 줄인다.
본 발명의 다양한 변형이 가능하고, 본 발명은 여기 기술된 특정한 실시예에 제한되는 것이 아니라는 것은 또한 당 분야의 숙련된 자들에게 쉽게 명백할 것이다. 오히려, 본 발명의 범위는 여기에 첨부된 청구항에 의해 정해진다.

Claims (25)

  1. 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법으로서,
    주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보-보유 신호를 생성하는 단계;
    상기 정보-보유 신호에 상응하는 송신 광 파워 특성의 제 1 함수인 시간-가변 위상 변조를 결정하는 단계; 및
    상기 정보-보유 신호 및 상기 시간-가변 위상 변조를 광 소스에 적용하여, 상기 송신 광 파워 특성을 실질적으로 갖는 상응하는 송신 광 신호를 생성하는 단계
    를 포함하며,
    상기 송신 광 파워 특성의 제 1 함수는, 상기 광 채널의 비선형성이 상기 송신 광 신호에 미치는 영향을 완화시키도록 선택되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 비선형 광 채널을 통하여 전송되는 정보가 디지털 정보이고,
    상기 정보-보유 신호를 생성하는 단계는,
    상기 디지털 정보를 일련의 심볼 값들에 매핑하는 단계, 상기 심볼 값들 각각은 상기 복수의 서브 캐리어들 중 하나 상에 변조되는 상기 디지털 정보의 하나 이상의 비트들에 대응하며; 그리고
    주파수/시간 변환을 적용하여 신호 값들의 대응 시간 시퀀스를 생성하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 정보 보유-신호를 생성하는 단계는,
    직교 주파수 분할 변조(OFDM) 방법에 따라 수행되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 비선형 광 채널을 통한 전파(propagation) 후에, 상응하는 시간-가변 수신 전기 신호를 생성하도록 상기 송신 광 신호를 검출하는 단계;
    상기 수신 신호에 상응하는 광 파워 특성의 제 2 함수인 추가적인 시간-가변 위상 변조를 결정하는 단계;
    상기 추가적인 시간-가변 위상 변조를 상기 수신 신호에 적용하는 단계; 및
    위상 변조된 결과적인 상기 수신 신호로부터 상기 송신된 정보를 복원하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 광 파워의 제 2 함수는 상기 광 채널의 비선형성이 상기 송신 광 신호에 미치는 영향을 더 완화시키도록 선택되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 광 파워의 제 1 및/또는 제 2 함수는 선형 함수이고, 이에 따라 상기 시간-가변 위상 변조는 순시(instantaneous) 송신 광 파워 또는 순시 수신 광 파워에 비례하는 위상 이동(shift)으로 구성되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정보-보유 신호 및 시간-가변 위상 변조를 광 소스에 적용하는 단계는,
    실질적으로 단 하나의 광 측파대를 포함하는 송신 광 신호를 생성하도록 수행되되, 상기 광 캐리어는 실질적으로 억제되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  7. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정보-보유 신호 및 시간-가변 위상 변조를 광 소스에 적용하는 단계는,
    적어도 하나의 광 측파대 및 광 캐리어 성분을 포함하는 송신 광 신호를 생성하도록 수행되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 정보-보유 신호 및 시간-가변 위상 변조를 광 소스에 적용하는 단계는,
    상기 송신 광 신호가 실질적으로 단 하나의 광 측파대 및 광 캐리어 성분으로 구성되도록 상기 송신 광 신호의 대역폭을 제한하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    원치 않는 광 측파대와 연관된 성분들을 실질적으로 제거하기 위하여 상기 송신 광 신호를 광학적으로 필터링하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    원치 않는 광 측파대의 발생을 실질적으로 방지하기 위하여 상기 광 소스에 적용되는 상기 시간-가변 위상 변조의 대역폭을 제한하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 시간-가변 위상 변조의 대역폭을 제한하는 단계는,
    아날로그 또는 디지털 필터를 적용하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 시간-가변 위상 변조의 대역폭을 제한하는 단계는,
    상기 시간-가변 위상 변조를 결정하는 단계에서 사용된 상기 광 파워 특성으로부터 상기 광 캐리어의 기여를 배제하는 것을 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  13. 제4항에 있어서,
    상기 정보-보유 신호 및 시간-가변 위상 변조를 광 소스에 적용하는 단계는,
    적어도 하나의 광 측파대 및 광 캐리어 성분을 포함하는 상기 송신 광 신호를 생성하도록 수행되고, 그리고
    상기 검출하는 단계는, 원치 않는 광 측파대와 연관된 성분을 실질적으로 제거하기 위하여 상기 광 신호를 광학적으로 필터링하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는 방법.
  14. 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용되는 송신기로서,
    주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보-보유 신호를 생성하도록 된 신호 발생기;
    상기 정보-보유 신호에 상응하는 송신 광 파워 특성의 함수인 시간-가변 위상 변조를 결정하기 위한 수단;
    광 반송파(optical carrier wave)를 생성하기 위한 광 소스; 및
    상기 송신 광 파워 특성을 실질적으로 갖는 상응하는 송신 광 신호를 생성하도록, 상기 정보-보유 신호 및 상기 시간-가변 위상 변조를 상기 광 반송파에 적용하는 적어도 하나의 변조 수단
    을 포함하여 이루어지며,
    상기 광 채널의 비선형성이 상기 송신 광 신호에 미치는 영향을 완화시키도록, 상기 송신 광 파워의 함수가 선택되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용되는 송신기.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 시간-가변 위상 변조를 결정하기 위한 수단이,
    순시 송신 광 파워에 비례하는 위상 이동을 계산하도록 된 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용되는 송신기.
  16. 제14항 또는 제15항에 있어서,
    상기 송신기는 실질적으로 단 하나의 광 측파대를 포함하는 송신 광 신호를 생성하도록 구성되며, 상기 광 캐리어는 실질적으로 억제되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용되는 송신기.
  17. 제14항 또는 제15항에 있어서,
    상기 송신기는, 적어도 하나의 광 측파대 및 광 캐리어 성분을 포함하는 송신 광 신호를 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용되는 송신기.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 변조 수단은 변조기 및 광 필터를 포함하고,
    상기 변조기는 두 개의 광 측파대와 하나의 광 캐리어 성분을 포함하는 광 신호를 생성하도록 구성되고,
    상기 광 필터는 원치 않는 광 측파대와 연관된 성분들을 실질적으로 제거하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용되는 송신기.
  19. 제17항에 있어서
    상기 시간-가변 위상 변조를 결정하기 위한 수단은, 원치 않는 광 측파대의 발생을 실질적으로 방지하기 위하여 상기 시간 가변 위상 변조의 대역폭을 제한하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 정보를 전송하는데 사용되는 송신기.
  20. 비선형 광 채널을 통해 전송된 정보를 수신하는데 사용하는 수신기로서,
    주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보-보유 신호에 상응하는 수신 광 신호를 검출하도록 구성된 광 검출기, 상기 정보-보유 신호는 광 캐리어 상으로 변조되었고 그리고 비선형 광 채널을 통해 전송되었으며;
    상기 수신된 정보-보유 광 신호에 상응하는 수신 광 파워 특성의 함수인 시간-가변 위상 변조를 결정하기 위한 수단;
    상기 시간-가변 위상 변조를 상기 수신된 신호에 적용하도록 구성된 적어도 하나의 변조 수단; 및
    상기 위상 변조된 수신 신호로부터 상기 전송된 정보를 복원하도록 된 신호 디코더
    를 포함하여 이루어지며,
    상기 광 채널의 비선형성이 상기 수신 광 신호에 미치는 영향을 완화시키도록 상기 수신 광 파워의 함수가 선택되는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 전송된 정보를 수신하는데 사용하는 수신기.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 광 검출기는,
    원치않는 광 측파대와 연관된 상기 수신 광 신호의 성분을 실질적으로 제거하도록 구성된 광 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 비선형 광 채널을 통해 전송된 정보를 수신하는데 사용하기 위한 수신기.
  22. 청구항 제14항에 따른 송신기와, 광 수신기와, 상기 송신기 및 상기 광 수신기 사이에 배치된 비선형 광 채널을 구비하는, 상기 송신기로부터 상기 광 수신기로 광 신호를 전달하기 위한 광 전송 시스템.
  23. 광 송신기와, 제20항에 따른 수신기와, 상기 광 송신기 및 상기 수신기 사이에 배치된 비선형 광 채널을 구비하는, 상기 광 송신기로부터 상기 수신기로 광 신호를 전달하기 위한 광 전송 시스템.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 수신기는,
    주파수 영역에서 밀집되게 배치된 복수의 서브 캐리어들을 포함하는 정보-보유 신호에 상응하는 수신 광 신호를 검출하도록 구성된 광 검출기, 상기 정보-보유 신호는 광 캐리어 상으로 변조되었고 그리고 비선형 광학 채널을 통하여 전송되었으며;
    상기 수신된 정보 보유 광 신호에 상응하는 수신 광 파워 특성의 함수인 시간-가변 위상 변조를 결정하는 수단;
    상기 시간-가변 위상 변조를 상기 수신 신호에 적용하도록 구성된 적어도 하나의 변조 수단; 및
    상기 위상 변조된 수신 신호로부터 상기 송신 정보를 복원하도록 된 신호 디코더
    를 포함하여 이루어지며,
    상기 광 채널의 비선형성이 상기 수신 광 신호에 미치는 영향을 완화시키도록 상기 수신 광 파워의 함수가 선택되는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 송신기 또는 상기 수신기 단독에서의 보상과 비교하여 실질적으로 향상된 전체적인 비선형 보상을 제공하기 위하여, 상기 송신기 및 상기 수신기에 적용되는 위상 변조의 필요한 레벨을 정하기 위한 최적화 프로세스가 수행되는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템.
KR1020097015219A 2006-12-20 2007-12-20 광 전송 시스템에서의 비선형성 보상 KR20090101946A (ko)

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