KR101301147B1 - 광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법 - Google Patents

광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101301147B1
KR101301147B1 KR1020090119773A KR20090119773A KR101301147B1 KR 101301147 B1 KR101301147 B1 KR 101301147B1 KR 1020090119773 A KR1020090119773 A KR 1020090119773A KR 20090119773 A KR20090119773 A KR 20090119773A KR 101301147 B1 KR101301147 B1 KR 101301147B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
optical
distortion
electrical signal
nonlinearity
Prior art date
Application number
KR1020090119773A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20110062905A (ko
Inventor
윤천주
권용환
남은수
김종회
최중선
최광성
Original Assignee
한국전자통신연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원 filed Critical 한국전자통신연구원
Priority to KR1020090119773A priority Critical patent/KR101301147B1/ko
Priority to US12/773,573 priority patent/US8521040B2/en
Publication of KR20110062905A publication Critical patent/KR20110062905A/ko
Priority to US13/950,334 priority patent/US20130308949A1/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101301147B1 publication Critical patent/KR101301147B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
    • H04B10/6971—Arrangements for reducing noise and distortion using equalisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/58—Compensation for non-linear transmitter output
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2096—Arrangements for directly or externally modulating an optical carrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

본 발명은 광 OFDM 수신기에 관한 것이다. 본 발명의 실시 예에 따른 광 OFDM 수신기는, 송신기의 비선형성에 영향받은 광신호를 수신한다. 본 발명의 실시 예에 따른 광 OFDM 수신기는, 상기 광신호를 전기적 신호로 변환하는 광하향 변환부, 상기 전기적 신호로부터 상기 송신기의 광변조시에 발생하는 왜곡을 보상하는 비선형성 보상부, 그리고 상기 왜곡이 보상된 전기적 신호를 직교 주파수 분할 다중화 방식으로 복조하는 OFDM 복조기를 포함한다.

Description

광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법{OPTICAL OFDM RECEIVER AND OPTICAL SIGNAL RECEIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 전자 장치에 관한 것으로, 좀더 구체적으로는 광변조기의 비선형성을 해결하기 위한 광 OFDM 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법에 관한 것이다.
본 발명은 지식경제부의 정보통신연구개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2008-S-044-02, 과제명: 차세대 대용량 코리어런트 광OFDM 기술 개발].
직교 주파수 분할 다중 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하, OFDM)은 광대역의 신호를 전송하기 위해 상호 직교하는 부반송파들(Sub-carriers)을 사용한다. OFDM에서 데이터는 각 부반송파들(Sub-carriers)에 의해서 상대적으로 낮은 심볼 속도로 변조 및 전송된다. OFDM 방식의 통신 기술은 높은 스펙트럼 효율과 다중 페이딩 효과에 대처할 수 있는 기술이다.
현재, OFDM 시스템은 WiMAX, Wireless LAN, ADSL, 디지털 방송 등에서 디지털 변조 방식으로 사용되고 있다. 사용하는 목적에 따라 부반송파들(Sub-carriers)의 수와 주파수 대역은 다르지만, OFDM 시스템의 기본적인 변조 방식은 동일하다. 즉, OFDM 시스템에서는 역이산 푸리에 변환/이산 푸리에 변환(IDFT/DFT) 블록에 의해 변조 및 복조가 수행된다. 그리고 OFDM 시스템의 송신 신호에는 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)가 추가된다. 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)에 의해서 채널의 왜곡이나 다중경로 페이딩 효과가 보상될 수 있다. 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)를 통해서 심볼간 간섭(ISI) 또는 인접 채널간 간섭(ICI) 등을 최대한 줄일 수 있다.
상술한 우수한 통신 특성 때문에, OFDM 시스템은 최근에는 광통신에도 적용되고 있다. 광통신에 OFDM 기술을 적용한 기술을 광 OFDM(Optical OFDM)이라 한다. 광 OFDM 기술은 광섬유의 색분산, 편광모드분산 등과 같이 광통신에서의 품질 열화를 해결하기 위한 기술로 여겨지고 있으며, 이에 대한 많은 연구가 이루어지고 있다.
광 OFDM 기술에서, 기저대역 OFDM 신호를 광신호 대역으로 변환하기 위해서는 광변조기(Optical Modulator)가 사용된다. 그러나 광변조기의 전달 특성은 기본적으로 비선형적이다. 이러한 광변조기의 비선형성의 해결을 위해 다양한 시도들이 있어 왔다. 하지만, 광변조기의 비선형성을 효과적으로 해결하기 위해, 그리고 경제적인 측면을 고려한 기술은 여전히 절실히 필요한 실정이다.
본 발명은 광 OFDM 수신기에서 광변조기 및 광채널에 의해 야기되는 비선형성을 해결하기 위한 기술을 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 광 OFDM 수신기는, 상기 광신호를 전기적 신호로 변환하는 광하향 변환부, 상기 송신기에서의 광변조시 상기 광신호에 부가된 왜곡의 영향을 보상하기 위하여, 상기 전기적 신호를 필터링하는 비선형성 보상부, 그리고 상기 왜곡이 보상된 전기적 신호를 직교 주파수 분할 다중화 방식으로 복조하는 OFDM 복조기를 포함한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 광 OFDM 신호의 수신 방법은, 비선형성을 포함하는 수신 광신호를 전기적 신호로 변환하는 단계, 상기 전기적 신호로부터 광변조기의 비선형성에 기인하는 왜곡을 보상하는 단계, 그리고 상기 왜곡이 보상된 신호를 직교 주파수 분할 다중화 방식으로 복조하는 단계를 포함한다.
이상에서 기술된 본 발명 실시 예에 따르면, 광변조기는 선형 영역에서만 구동시킬 필요가 없다. 즉, 큰 변조 지수로도 광신호의 변조가 가능하기 때문에 광변조 효율을 높일 수 있다. 또한, 본 발명의 실시 예에 따른 송신기는 선왜곡(Pre-distortion)과 같은 절차가 필요치 않아 광신호 송신에 소요되는 비용 절감의 장점 을 제공한다.
더불어, 비선형성을 가진 광신호는 상대적으로 광신호 레벨 큰 영역이 감소하기 때문에 광채널에 의한 왜곡에 영향을 덜 받게 된다.
앞의 일반적인 설명 및 다음의 상세한 설명 모두 예시적이라는 것이 이해되어야 하며, 청구된 발명의 부가적인 설명이 제공되는 것으로 여겨져야 한다. 참조 부호들이 본 발명의 바람직한 실시 예들에 상세히 표시되어 있으며, 그것의 예들이 참조 도면들에 표시되어 있다. 가능한 어떤 경우에도, 동일한 참조 번호들이 동일한 또는 유사한 부분을 참조하기 위해서 설명 및 도면들에 사용된다. 이하, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 광 OFDM 시스템의 송수신기를 보여주는 블록도이다. 도 1을 참조하면, 광 OFDM 시스템은 송신기(100)와 수신기(200)와 광채널(300)로 구성된다. 송신기(100)에는 OFDM 변조기(110), 디지털-아날로그 컨버터(120, 125), 광원(130), 마하젠더 광변조기(140, 145), 그리고 90도 위상 변환기(150)가 포함된다. 수신기(200)에는 광하향 변환부(210), 비선형성 보상부(220), 그리고 OFDM 복조기(230)가 포함된다.
먼저 송신기(100)의 구조를 살펴보면, 송신 데이터는 OFDM 변조기(110)에 의해서 OFDM 신호로 변환된다. 송신 데이터를 OFDM 신호로 변환하는 과정을 간략히 살펴보면 다음과 같다. OFDM 변조기(110)는 송신 데이터를 역이산 푸리에 변 환(Inverse Discrete Fourier Transform: 이하, IDFT) 연산에 의하여 처리한다. 역이산 푸리에 변환(IDFT)에 의해서 송신 데이터는 각 부반송파들(Sub-carriers)에 할당된다. 그리고 역이산 푸리에 변환(IDFT) 연산에 의해서 변환된 데이터에 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)가 추가된다. 사이클릭 프리픽스는 인접한 심볼간 간섭을 피하기 위한 OFDM 심볼 특성을 제공한다.
이후에, 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)가 추가된 데이터 열은 병렬-직렬 변환기에 의해서 OFDM 송신 신호들(Is, Qs)로 출력된다. OFDM 송신 신호들(Is, Qs)은 동위상 성분(In-phase, Is)과 직각위상 성분(Quadrature-phase, Qs)으로 구성된다. OFDM 송신 신호들(Is, Qs)은 각각 디지털-아날로그 컨버터(120, 125)에 의해서 아날로그 신호들(Vm, Vm′)로 변환된다. 디지털-아날로그 컨버터(120, 125)에 의해서 변환된 아날로그 신호들(Vm, Vm′)은 각각 마하젠더 광변조기(140, 145)로 전달된다.
마하젠더 광변조기(140, 145)는 아날로그 신호들(Vm, Vm′)의 레벨에 의해서 입력 광신호(Ein)를 송신 광신호들(Eout, Eout′)로 변조한다. 입력 광신호(Ein)는 마하젠더 광변조기(140, 145)의 광변조를 위한 광원(Light source)으로 제공된다. 입력 광신호(Ein)는 광원 소자(130)에서 생성된다. 광원 소자(130)의 예로 다양한 방식으로 레이저를 생성하는 레이저 다이오드(Laser diode)가 있다. 마하젠더 광변조기(140, 145)에 의해서 생성된 송신 광신호들(Eout, Eout′)은 상호 직교하도록 90도 위상 변환기(150)에 의해서 위상이 조정되며, 이후에는 광채널(300)을 통해서 전송된다.
수신기(200)에서는 광채널(300)을 통해서 수신되는 광신호가 광하향 변환부(210)에 의해서 전기적 신호인 수신 신호들(Ir, Qr)로 변환된다. 광하향 변환부(210)는 수신되는 광신호를 전기적 신호로 변환하기 위한 광 하이브리드 모듈(Optical hybrid module)로 구성될 수 있다. 광 하이브리드 모듈에는 광원 소자(Light Source Device)와 광검출기(Photo Detector), 광도파로(Optical Waveguide) 등이 집적될 수 있다.
비선형성 보상부(220)는 광하향 변환부(210)에서 전기적 신호로 변환된 수신 신호들(Ir, Qr)를 제공받는다. 비선형성 보상부(220)는 수신 신호들(Ir, Qr)에 대해 마하젠더 광변조기(140, 145)에 의해 부가된 비선형성을 보상한다. 이를 위하여 비선형성 보상부(220)는 수신 신호들(Ir, Qr)을 필터링할 수 있다. 또는, 비선형성 보상부(220)는 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 특성을 보상하기 위한 아날로그-디지털 컨버터(A/D Converter)로도 구성될 수 있다. 비선형성 보상부(220)는 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 특성을 보상하기 위한 등화기(Equalizer)나 디지털 필터(Digital Filter)를 포함할 수 있다. 비선형성 보상부(220)는 수신 신호들(Ir, Qr)의 비선형성을 보상하여 OFDM 수신 신호들(Ir′, Qr′)로 출력한다.
OFDM 복조기(230)에서는 OFDM 수신 신호들(Ir′, Qr′)을 OFDM 변조기(110)에서 수행된 변조의 역처리를 통해서 수신 데이터를 복조한다. 즉, OFDM 복조기(230)는 OFDM 수신 신호들(Ir′, Qr′)를 직렬-병렬 변환하고, 병렬로 변환된 심볼로부터 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix)를 제거한다. 그리고 OFDM 복조기(230)는 이산 푸리에 변환(DFT, 예를 들면 고속 푸리에 변환)을 수행하여 수신 데이터로 출력한다.
이상에서 설명된 구성에 따르면, 본 발명의 광 OFDM 시스템의 송신기(100)에는 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 해결하기 위한 선왜곡(Pre-distortion) 수단이 포함되지 않는다. 왜냐하면, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 해결하기 위한 수단이 수신기(200)에 포함되기 때문이다. 수신기(200)의 비선형성 보상부(220)에 의해서 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성이 해결될 수 있다. 선왜곡(Pre-distortion)은 마하젠더 광변조기(140, 145)와 같은 광변조기에서 필연적으로 부가되는 비선형성을 보상하기 위해서 광변조 이전에 필터링 처리하는 것을 말한다.
더불어, 선왜곡 처리없이 광신호가 광채널(300)로 전송됨으로써 얻는 이점이 있다. 임펄스 응답에 따르면, 광채널(300)은 전력이 큰 신호에 대해서 상대적으로 큰 왜곡을 제공한다. 하지만, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성은 큰 전력의 신호를 억압하는 특성을 가진다. 따라서, 선왜곡 처리없이 전송되는 광신호는 광채널(300)의 왜곡에 보다 강인(Robust)한 특성을 가진다.
따라서, 선왜곡되지 않은 광신호는 광채널(300)의 왜곡에 덜 노출될 수 있다. OFDM 신호는 상대적으로 큰 최대 평균 전력비(Peak to Average Power Ratio: PAPR)를 가진다. 즉, OFDM 신호에서는 연속되는 시점에 급격한 전력 변화가 발생할 수 있다. 따라서, 이러한 신호가 광변조되어 전송될 때, 광채널(300)에서 순간 전력이 높은 광신호는 왜곡에 쉽게 노출된다. 그러나 선왜곡되지 않은 광신호에서는 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 특성에 의하여 광의 세기가 급격히 변할 확률 이 감소한다. 결국, 선왜곡되지 않은 광신호는 이러한 광채널 특성에 덜 노출될 수 있다.
도 2a 및 도 2b는 도 1의 마하젠더 광변조기(Mach-Zehnder Modulator)의 특성을 설명하기 위한 도면들이다. 도 2a는 마하젠더 광변조기(140)의 구조를 간략히 보여주는 도면이고, 도 2b는 마하젠더 광변조기(140)의 전달 특성을 보여주는 그래프이다. 설명의 편의를 위하여 도 1의 동위상 성분(In-phase)에 대한 광변조를 수행하는 마하젠더 광변조기(140)를 예로 들기로 한다.
도 2a를 참조하면, 마하젠더 광변조기(140)는 간략하게 광도파로(141)와 전극(142, 143)을 포함한다. 광원 소자(130)로부터 제공되는 입력 광신호(Ein)는 마하젠더 광변조기(140)의 광도파로(141)에 입력된다. 입력 광신호(Ein)는 광도파로(141)에서 두 방향으로 분기된다. 그리고 분기된 각각의 광신호들은 전극들(142, 143)에 인가되는 구동 전압들(Vm, -Vm)에 의해서 위상차를 갖게 된다. 위상차의 발생은 광도파로의 전기-광학 효과(Electro-Optic Effect)에 따른다. 위상차를 가지는 광신호들이 결합되어 출력 광신호(Eout)로 출력된다. 위상차를 가지도록 변조된 분기된 광신호들은 위상차의 크기에 따라 상호 간섭을 받는다. 위상차의 크기에 따라 분기된 광신호들 간의 보강 간섭이나 상쇄 간섭이 발행한다. 결국, 출력 광신호(Eout)는 입력 광신호(Ein)를 구동 전압(Vm)으로 스위칭한 신호이며, 이러한 방식으로 광변조가 이루어진다.
도 2b를 참조하면, 도 2a의 마하젠더 광변조기(140)의 비선형 전달 특성이 도시되어 있다. 그래프의 가로축은 구동 전압(Vm)의 크기를 나타낸다. 그리고 그래 프의 세로축은 광출력의 전달 특성(Eout/Ein)을 나타낸다. 입력 또는 출력 광신호의 크기는 광신호의 전기장 크기로 나타내었다. 따라서, 광출력의 전달 특성(Eout/Ein)은 입력 광신호의 전기장 크기(Ein)에 대한 출력 광신호의 전기장 크기(Eout)의 비율을 나타낸다.
마하젠더 광변조기(140)의 비선형 전달 특성은 구동 전압(Vm)에 대하여 사인파(Sine Wave) 형태를 나타낸다. 구동 전압(Vm)의 크기가 스위칭 전압(Vπ)인 경우에 보강이나 상쇄가 최대로 발생한다. 따라서, 마하젠더 광변조기(140)에서 입력 전기 신호와 출력 광신호의 선형성을 최대한 유지하기 위하여 입력 전기 신호(Vm)는 스위칭 전압(Vπ) 보다 훨씬 작아야 한다. 즉, 마하젠더 광변조기(140)는 선형성을 유지하기 위해서는 변조 지수가 작은 구동 전압 범위(Vm ≤k│Vπ│, 예를 들면 k=0.1~0.3)에서만 구동되어야 한다.
하지만, 본 발명에서는 선왜곡(Pre-distortion) 처리 없이, 수신기(200)에서 상술한 비선형성에 대한 보상이 이루어진다. 따라서, 구동 전압의 범위가 앞서 설명된 (Vm ≤k│Vπ│)에 제한되지 않는다. 이러한 기능은 후술하는 도 3에서 설명될 것이다.
도 3은 수신기(200)의 비선형성 보상부(220)의 일 실시 예를 보여주는 블록도이다. 도 3을 참조하면, 비선형성 보상부(220)는 상술한 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 보상하기 위한 아날로그-디지털 컨버터(220A)를 포함할 수 있다.
아날로그-디지털 컨버터(220A)는 표본화기(221), 양자화기(222), 그리고 부호화기(223)를 포함한다. 표본화기(221)는 동위상 및 직교위상 수신 신호들(Ir, Qr)을 각각 특정 표본화 주파수로 표본화(Sampling)한다. 표본화기(221)의 표본화 주파수는 나이퀴스트 주파수(Nyquist Frequency)로 선택될 수 있다. 하지만, 표본화 주파수의 결정은 다양한 목적을 위해서 임의의 주파수로 선택될 수 있을 것이다. 표본화기(221)에 의해서 연속파 형태의 수신 신호들(Ir, Qr)은 이산적인 형태의 전압 신호(Vin)로 출력된다.
양자화기(222)는 전압 신호(Vin)를 미리 정해진 양자화 레벨들로 근사시킨다. 즉, 이산적인 전압 신호(Vin)는 양자화기(222)에 의해서 특정 레벨로 근사된 양자화 신호(Vout)로 출력된다. 따라서, 양자화 신호(Vout)와 전압 신호(Vin) 사이에는 근사에 의한 양자화 에러(Quantization Error)가 존재하게 될 것이다. 본 발명의 양자화기(222)는 앞서 설명된 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 보상하기 위하여 불균일 양자화(Nonuniform Quantization)를 수행한다.
불균일 양자화의 예로, 전압 신호(Vin)가 작은 크기의 레벨일 때에는 양자화 간격을 작게 하고, 전압 신호(Vin)가 큰 레벨일 때에는 상대적으로 큰 양자화 간격을 갖도록 설정될 수 있다. 다시 말해서, 양자화기(222)의 입출력 응답 특성을 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 특성을 보상하기 위한 특성으로 설정할 수 있다. 부호화기(223)는 양자화 신호(Vout)를 이진 신호로 부호화한다. 부호화기(223)에 의해서 이진 데이터 형태로 변환된 OFDM 수신 신호들(Ir′, Qr′)은 OFDM 복조기(230, 도 1 참조)에 전달될 것이다.
도 4는 도 3의 양자화기(222)의 전달 특성을 예시적으로 보여주는 그래프이다. 본 발명의 실시 예에 따른 양자화기(222)의 신장(Expanding) 특성은 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형 전달 특성을 보상할 수 있도록 설정된다. 즉, 양자화 간격은 입력되는 전압 신호(Vin)가 높아질수록 커진다. 따라서, 양자화기(222)의 전달 특성은 역사인함수(sin-1) 형태로 나타난다. 따라서, 앞서 설명된 마하젠더 광변조기(140, 145)의 사인파 형태의 비선형 전달 특성은 양자화기(222)의 전달 특성에 의해서 선형적으로 보상될 수 있다.
여기서 기술된 양자화기(222)의 비선형성은 송신기(100)의 디지털-아날로그 컨버터(미도시됨)의 압축 특성을 고려하지 않았을 경우이다. 만일, 디지털-아날로그 컨버터(미도시됨)가 비선형적 형태의 응답 특성을 가진다면, 양자화기(222)의 전달 특성은 이러한 특성을 고려하여 조정될 수 있을 것이다.
도 5는 본 발명의 비선형성 보상부(220)의 다른 실시 예들을 보여주는 블록도이다. 도 5를 참조하면, 비선형성 보상부(220B)는 등화기(224)와 등화기(224)의 출력을 균일하게 양자화하는 아날로그-디지털 컨버터(225)를 포함한다. 아날로그-디지털 컨버터(225)는 앞서 설명된 도 4와는 달리 균일 양자화(Uniform Quantization) 특성을 가진다. 하지만, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형적인 전달 특성을 보상하기 위하여 등화기(224)가 아날로그-디지털 컨버터(225)의 전단에 포함된다.
등화기(224)는 OFDM 수신 신호(Ir, Qr)를 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전 달 특성과는 상보적인 특성으로 필터링한다. 예를 들면, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 특성이 사인파 형태인 경우, 등화기(224)의 전달 특성은 역사인파 형태로 구성될 수 있을 것이다. 이러한 전달 특성을 제공하기 위하여 등화 계수가 설정될 수 있다. 등화 계수는 이미 알고 있는 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 특성을 참조하여 설정될 수 있다.
등화기(224)에 의해서 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성이 보상되었기 때문에, 아날로그-디지털 컨버터(225)는 선형적인 양자화 특성을 가질 수 있다. 즉, 아날로그-디지털 컨버터(225)는 균일한 양자화 레벨을 갖는 양자화기를 포함할 수 있다.
도 6은 도 1의 비선형성 보상부(220)의 또 다른 실시 예들을 보여주는 블록도이다. 도 6을 참조하면, 비선형성 보상부(220C)는 아날로그-디지털 컨버터(225)와 디지털 필터(226)를 포함한다. 아날로그-디지털 컨버터(225)는 앞서 설명된 도 4와는 다른 균일 양자화 특성을 가진다. 하지만, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형적인 전달 특성을 보상하기 위하여 아날로그-디지털 컨버터(225)의 후단에 디지털 필터(226)가 연결된다.
디지털 필터(226)는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터나 무한 임펄스 응답(IIR) 필터로 구성될 수 있다. 디지털 필터(226)의 응답 특성은 내부에 포함되는 지연 탭의 가중치에 의해서 결정될 수 있다. 이러한 지연 탭의 가중치를 필터 계수라 한다. 필터 계수는 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 특성과는 상보적인 관계를 갖도록 설정될 수 있다.
이상의 도 3 내지 6에서 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 보상하기 위한 수신기의 예들이 설명되었다. 하지만, 본 발명은 이에 국한되지 않는다. 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 보상하기 위한 기능은 수신기의 다양한 구성이나 위치에 적용될 수 있을 것이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 광 OFDM 시스템의 송수신 방법을 보여주는 순서도이다. 도 7에 도시된 본 발명의 광 OFDM 시스템의 송수신 절차를 이전에 설명된 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.
단계 S110에서, 송신기(100)에서는 OFDM 신호를 송신 광신호로 변조한다. 도 1에서는 마하젠더 광변조기(140, 145)에 의해서 이러한 광변조가 구현되었다. 마하젠더 광변조기(140, 145)는 앞선 도 2b에 도시된 것과 같이 사인파 형태의 전달 특성을 가진다. 이러한 문제는 작은 변조 지수로 마하젠더 광변조기(140, 145)를 구동해야하는 문제를 야기시켰다. 따라서, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 변조 효율은 낮을 수밖에 없었다.
이러한 문제를 해결하기 위한 시도가 선왜곡(Pre-distortion) 기술이다. 선왜곡 기술은 송신기에서 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 미리 보상하여 전송하는 기술이다. 본 발명의 실시 예에 의한 광 OFDM 시스템에 따르면, 송신기에서는 이러한 선왜곡 과정을 거칠 필요가 없다. 송신기(100)는 선왜곡 처리없이 마하젠더 광변조기(140, 145)에 의해서 왜곡된 광신호를 전송한다.
단계 S120에서, 광채널(300)을 통해서 전송된 광신호는 수신기(200)의 광하향 변환부(210)에서 전기적 신호로 변환된다. 광하향 변환부(210)는 광신호를 전기 적 신호로 변환하기 위한 광 하이브리드를 포함할 수 있다.
단계 S130에서, 아날로그 형태인 전기적 신호는 디지털 신호로 변환된다. 이때, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형적인 전달 특성을 보상하기 위한 처리 절차가 포함될 수 있다. 비선형성을 보상하기 위한 실시 예들 중의 하나는 아날로그-디지털 컨버터(220A)의 양자화기(222) 전달 함수를 마하젠더 광변조기(140, 145)의 전달 함수의 역함수로 설정하는 것이다. 또는, 균일 양자화 방식을 사용하는 아날로그-디지털 컨버터들(220B, 220C)과 등화기나 디지털 필터를 사용하여 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 보상할 수 있다. 등화기나 디지털 필터의 계수들은 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성을 보상할 수 있는 입출력 특성으로 설정될 것이다.
단계 S140에서, 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성이 보상된 디지털 신호는 OFDM 복조기(230)에 전달된다. OFDM 복조기(230)는 통상의 OFDM 신호의 복조 절차에 의해서 수신 데이터를 생성하고 결정할 것이다.
이상의 본 발명 광 OFDM 시스템의 송수신 방법에 따르면, 송신기에서는 선왜곡 처리가 실시되지 않는다. 마하젠더 광변조기(140, 145)의 비선형성에 대한 보상은 수신기(200)에서 수행된다. 따라서, 광변조시에 큰 변조 지수로 OFDM 신호를 광신호로 변조할 수 있다. 더불어, 본발명은 선왜곡 처리없이 광신호가 전송됨으로써 얻는 이점을 취할 수 있다. 선왜곡 처리없이 전송되는 광신호는 광섬유와 같은 광채널(300)의 왜곡에 보다 강인(Robust)한 특성을 가진다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으 나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지로 변형할 수 있다. 그러므로 본 발명의 범위는 상술한 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 발명의 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명의 광 OFDM 시스템을 보여주는 블록도;
도 2a 및 도 2b는 마하젠더 광변조기(Mach-Zehnder Modulator)의 동작 및 전달 특성을 간략히 보여주는 도면들;
도 3은 도 1의 아날로그-디지털 컨버터의 구성을 보여주는 블록도;
도 4는 도 3의 양자화기의 전달 특성을 보여주는 그래프;
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 비선형성 보상부의 다른 형태를 보여주는 블록도;
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 비선형성 보상부의 또 다른 형태를 보여주는 블록도;
도 7은 본 발명의 광 OFDM 시스템의 송수신 방법을 보여주는 순서도.

Claims (12)

  1. 송신기의 비선형성에 영향을 받은 광신호를 수신하는 광 OFDM 수신기에 있어서:
    상기 광신호를 전기적 신호로 변환하는 광하향 변환부;
    상기 송신기에서의 광변조시 상기 광신호에 부가된 왜곡의 영향을 보상하기 위하여, 상기 전기적 신호를 필터링하는 비선형성 보상부; 그리고
    상기 왜곡이 보상된 전기적 신호를 직교 주파수 분할 다중화 방식으로 복조하는 OFDM 복조기를 포함하되,
    상기 비선형성 보상부는 상기 전기적 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터를 포함하고, 상기 아날로그-디지털 컨버터의 전달 특성은 광변조기의 전달 특성과 상보 관계인 것을 특징으로 하는 광 OFDM 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 왜곡은 상기 송신기에 포함되는 광변조기의 비선형성에 의한 것을 특징으로 하는 광 OFDM 수신기.
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 아날로그-디지털 컨버터는,
    상기 전기적 신호를 표본화하여 이산 신호로 출력하는 표본화기;
    상기 이산 신호를 상기 비선형성을 보상하기 위한 불균일 양자화 방식에 따라 미리 정해진 양자화 레벨에 맵핑하는 양자화기; 그리고
    상기 양자화 레벨에 맵핑된 이산 신호를 이진 부호로 부호화하는 부호화기를 포함하는 광 OFDM 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 비선형성 보상부는,
    아날로그 신호인 상기 전기적 신호로부터 상기 비선형성에 의한 왜곡을 보상하기 위한 등화기; 그리고
    상기 등화기의 출력을 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터를 포함하는 광 OFDM 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 비선형 보상부는,
    상기 전기적 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터; 그리고
    상기 디지털 신호로부터 상기 비선형성에 의한 왜곡을 보상하기 위한 디지털 필터를 포함하는 광 OFDM 수신기.
  7. 송신기의 비선형성에 영향을 받은 광신호를 수신하는 광 OFDM 수신기의 수신 방법에 있어서:
    상기 광신호를 수신하여 전기적 신호로 변환하는 단계;
    상기 전기적 신호로부터 상기 송신기의 광변조기의 비선형성에 기인하는 왜곡을 보상하는 단계; 그리고
    상기 왜곡이 보상된 신호를 직교 주파수 분할 다중화 방식으로 복조하는 단계를 포함하되,
    상기 왜곡을 보상하는 단계에서, 광변조기의 전달 특성에 상보적인 전달 특성을 갖는 필터링 과정이 포함되는 수신 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 왜곡을 보상하는 단계는,
    아날로그 신호인 상기 전기적 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계를 포함하되, 상기 전기적 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계에는 상기 광변조기의 전달 특성에 상보적인 입출력 특성을 갖는 불균일 양자화 과정이 포함되는 수신 방법.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 왜곡을 보상하는 단계는,
    아날로그 신호인 상기 전기적 신호로부터 상기 비선형성에 의한 왜곡을 보상하는 단계; 그리고
    상기 왜곡이 보상된 전기적 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계를 포함하는 수신 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 디지털 신호로 변환하는 단계는 상기 전기적 신호를 균일한 양자화 레벨에 맵핑하는 균일 양자화 과정을 포함하는 수신 방법.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 왜곡을 보상하는 단계는,
    아날로그 신호인 상기 전기적 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계; 그리고
    상기 디지털 신호로부터 상기 비선형성에 의한 왜곡을 보상하는 단계를 포함하는 수신 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 디지털 신호로 변환하는 단계는,
    상기 전기적 신호를 균일한 양자화 레벨에 맵핑하는 균일 양자화 과정을 포함하는 수신 방법.
KR1020090119773A 2009-12-04 2009-12-04 광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법 KR101301147B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090119773A KR101301147B1 (ko) 2009-12-04 2009-12-04 광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법
US12/773,573 US8521040B2 (en) 2009-12-04 2010-05-04 Optical orthogonal frequency division multiplexing receiver and optical signal receiving method thereof
US13/950,334 US20130308949A1 (en) 2009-12-04 2013-07-25 Optical orthogonal frequency division multiple multiplexing receiver and optical signal receiving method thereof

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090119773A KR101301147B1 (ko) 2009-12-04 2009-12-04 광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20110062905A KR20110062905A (ko) 2011-06-10
KR101301147B1 true KR101301147B1 (ko) 2013-09-10

Family

ID=44082135

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020090119773A KR101301147B1 (ko) 2009-12-04 2009-12-04 광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법

Country Status (2)

Country Link
US (2) US8521040B2 (ko)
KR (1) KR101301147B1 (ko)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102655433B (zh) * 2011-03-04 2016-03-30 富士通株式会社 非线性损伤补偿方法和装置
US9184854B2 (en) * 2012-10-09 2015-11-10 Nec Laboratories America, Inc. Inter-band cross-phase modulation compensation for the mitigation of intra-channel nonlinear impairments in optical fiber transmission
WO2015120087A1 (en) * 2014-02-04 2015-08-13 Futurewei Technologies, Inc. Direct-detected orthogonal frequency-division multiplexing with dispersion pre-compensation digital signal processing
CN104980379B (zh) * 2014-04-11 2018-06-08 富士通株式会社 非线性失真的估计装置、方法以及接收机
US9673911B2 (en) * 2014-05-13 2017-06-06 Infinera Corporation Tracking nonlinear cross-phase modulation noise and linewidth induced jitter in coherent optical fiber communication links
US9519162B2 (en) 2014-10-09 2016-12-13 Coriant Advanced Technology, LLC Optical modulator having a plurality of modulator segments
US9684220B2 (en) * 2014-12-11 2017-06-20 Intel Corporation Electro-optical modulator with bias control
US9838763B2 (en) 2015-06-26 2017-12-05 Ciena Corporation TDM network call with compound service layer agreement
WO2017052520A1 (en) * 2015-09-22 2017-03-30 Intel Corporation Electro-optical modulator with differential bias control
KR102444403B1 (ko) * 2016-02-23 2022-09-21 한국전자통신연구원 주파수 다중화 방식 광 전송 링크에서 if 반송파의 중심 주파수를 할당하는 광 신호 전송 시스템 및 그 방법

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090101946A (ko) * 2006-12-20 2009-09-29 오피디엄 피티와이 엘티디. 광 전송 시스템에서의 비선형성 보상

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000031900A (ja) 1998-07-08 2000-01-28 Fujitsu Ltd 光ファイバ通信のための方法並びに該方法の実施に使用する端局装置及びシステム
JP3960299B2 (ja) 2003-11-21 2007-08-15 日本電気株式会社 分散補償方法、ｗｄｍ光伝送システム、光伝送システム及び光伝送装置
JP2005232439A (ja) 2004-01-16 2005-09-02 Idemitsu Kosan Co Ltd ポリアリールエーテル共重合体、その製造方法及びそれを用いた高分子電解質膜
US7924941B2 (en) * 2007-11-27 2011-04-12 Motorola Mobility, Inc. Digital pre-distortion for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signals
US9520950B2 (en) * 2008-06-10 2016-12-13 Ciena Corporation Optical communications system having chromatic dispersion and polarization mode dispersion compensation
US8139954B2 (en) * 2008-08-19 2012-03-20 Ciena Corporation System and method for reducing memory requirements for electrical domain compensation of intra-channel nonlinearity in an optical communications system
US7961125B2 (en) * 2008-10-23 2011-06-14 Microchip Technology Incorporated Method and apparatus for dithering in multi-bit sigma-delta digital-to-analog converters

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090101946A (ko) * 2006-12-20 2009-09-29 오피디엄 피티와이 엘티디. 광 전송 시스템에서의 비선형성 보상

Also Published As

Publication number Publication date
US20130308949A1 (en) 2013-11-21
US20110135319A1 (en) 2011-06-09
KR20110062905A (ko) 2011-06-10
US8521040B2 (en) 2013-08-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101301147B1 (ko) 광 오에프디엠 수신기 및 그것의 광신호 수신 방법
US8111993B2 (en) Methods and apparatus for optical transmission of digital signals
US9356646B2 (en) Chirp spread spectrum system and method
US8634724B2 (en) Power manageable optical OFDM transponder
EP1920544A1 (en) Methods and apparatus for optical transmission of digital signals
US9094132B1 (en) High data rate optical transport network using 8-PSK
WO2011044959A1 (en) Method for processing data in an optical network element and optical network element
Barros et al. Optical modulator optimization for orthogonal frequency-division multiplexing
Che Digital SNR adaptation of analog radio-over-fiber links carrying up to 1048576-QAM signals
Nadal et al. Low complexity PAPR reduction techniques for clipping and quantization noise mitigation in direct-detection O-OFDM systems
Rörich et al. Optimal modulation index of the Mach-Zehnder modulator in a coherent optical OFDM system employing digital predistortion
Peng et al. Frequency domain LED compensation for nonlinearity mitigation in DMT systems
Li et al. Performance investigation of DFT-spread OFDM signal for short reach communication systems beyond NG-PON2
JPWO2013128835A1 (ja) 光受信器および光通信システム
Kottke et al. Performance of single-and multi-carrier modulation with additional spectral up-conversion for wideband IM/DD transmission
Rörich et al. Modulator nonlinearity compensation by joint companding/predistortion for COOFDM
Napoli et al. Digital Pre-Distortion Techniques for Next Generation Bandwidth Variable Transponders
CN112787723B (zh) 一种非线性编码器、编码方法及光传输系统
London et al. Analysis of nonlinearity of Mach-Zehnder modulator in coherent optical OFDM in the presence of PAPR
Lu et al. Reduction of high PAPR effect with FEC enhanced deep data clipping ratio in an optical OFDM system
Yang et al. Channel estimation algorithms comparison in long-reach passive optical network based on block-IFDMA
Fang et al. Application of Chirp-managed laser and bits-interleaving in digital mobile fronthaul
GEETHAMBARI et al. PAPR Reduction using Subcarrier Amplitude Modulations under M-QAM with SLM Technique
Schuster et al. Implementation aspects of OFDM with compatible single-sideband for direct-detection
AU2006287123A1 (en) Methods and apparatus for optical transmission of digital signals

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160726

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170727

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190725

Year of fee payment: 7