CN102754367B - 光通信链路中的多信道非线性补偿 - Google Patents

Abstract

一种设备（104），其减轻波分多路复用（WDM）传输系统（100）中的多个波长信道（118）之一上所承载的光学信号（138）的交叉信道非线性失真。所述设备包括第一光学接收器（126），其被布置成检测所述多个波长信道的合计光功率的测量值（134）。非线性色散补偿器包括用于对所述光学信号施加与所述合计光功率的测量值成比例的相位调制的装置（144）。

Description

光通信链路中的多信道非线性补偿

技术领域

本发明总体上涉及光通信系统，尤其涉及用于补偿波分多路复用（WDM）传输系统中的交叉信道非线性失真的方法和设备。

背景技术

现代光通信系统包括通过光波导（通常是单模光纤链路）互连的网络节点。在网络节点内，通信信号在用于信号处理（包括再生和路由）的电形式和用于节点间的传输的光形式之间转换。节点间的链路包括多个串接的光学部件以及相应的光学放大器，其中，串接的光学部件通常包括多个每个为几十公里长的光纤跨距，光学放大器用于克服光学信号在传输通过光纤跨距期间所经历的衰减。

通过光纤链路传输的信号受线性色散过程（例如色度色散和偏振模色散）的影响。特别地，色度色散可以在传输系统中的任意方便点被补偿，许多现有的已安装光纤传输链路包括安装在网络节点和/或放大器位置处的色散补偿部件，例如一段色散补偿光纤。在光纤传输系统内配置在线色散补偿部件的技术有时被称为“色散管理”，而传输链路内的所得到的累积色散特性被称为“色散图”。

尽管色散管理技术可以是非常有效的，但其具有缺乏灵活性的缺点。例如，对于在具体传输链路内的特定波长信道有效的色散图可能对于以其它波长传输的信道不太有效，和/或对于链路的全部或部分随后被合并到不同的光学传输路径的情况也不太有效。因此，对色散管理链路进行升级以承载更多数量的波分多路复用（WDM）信道或对其中安装链路的光学网络进行重新配置可能需要重新设计色散管理策略以及修改链路内的色散补偿部件。可以通过使用如申请序列号为12/089,571的美国专利（还出版为第WO2007/041799号国际公报）中描述的电子色散补偿方法来实现更大的灵活性，该申请特别地公开了如下电子色散补偿方法：该方法使用信息的块编码以及所得到的接收信号的频域均衡，以在电域提供完整的线性色散补偿。该方法可以通过使用用于对电信号编码和解码的正交频分多路复用（OFDM）方法来特别方便地实现。尽管如此，仍存在采用固定的色散管理的大量现有已安装的传输系统。

除了线性过程之外，光学信号的传播可能受到非线性影响。尽管在大多数实际传输介质中（特别是二氧化硅光纤中）存在的光学非线性的量级相对低，但通常期望以高功率水平来传输光学信号，以在延伸的传输距离上保持足够的信噪比。使用高传输功率会增加光学非线性的影响，从而导致光学信号失真，该失真最终会限制所接收的信号的质量，因而必须检测、恢复和再生该信号之前可实现的最大传输距离。因此，期望尽可能减轻非线性失真的影响以及线性过程（例如色散）的影响。序列号为12/445,386的美国专利申请（也出版为WO2008/074085号国际公报）公开了用于通过发送端（即，预补偿）和/或在接收端（即，后补偿）处的电信号处理来补偿光学非线性效应的方法及设备。该在先公开总体上涉及补偿所谓的单信道效应，该单信道效应例如为自相位调制（SPM），其源自于会给信道本身带来非线性失真的、特定信道中的高传输功率水平。然而，在使用大量的不同波长信道传输信息的WDM系统中，单信道对整体光学功率的贡献相对小，所谓的交叉信道效应（例如，四波混频（FWM）和交叉相位调制（XPM））显著。

线色散补偿（例如在许多现有光学传输链路中采用的色散管理技术）被认为会增大非线性失真的水平。该增大的失真是由WDM信道之间的增强的非线性混合（例如由于XPM）而引起的，这是因为通过使用色散管理降低了WDM信道之间的“走离（walkoff）”。特别地，色散使得不同的WDM信道以不同的速度通过光纤传播，由此，“平均”效应降低了非线性失真的严重性，这是因为不存在信号中的一部分持续地承受总光学功率的任何特定峰值。然而，在存在在线色散补偿或色散管理的情况下，该益处有所降低。

通常认为：交叉信道效应（例如XPM）不能通过电子处理来有效地减轻，这是因为消除非线性传播效应需要基于在光纤内传输的所有信道的完整表示以及它们的传播特性的均衡。另一方面，如上面所指出的，使用光学补偿技术通常会限制网络的灵活性，特别是有关于以简单且节省成本的方式来执行升级和／或重新配置。

因此，本发明的目的是以可有效地或高效地应用于现有传输链路（包括采用色散管理策略的那些传输链路）的方式，提供对线性失真尤其是交叉信道效应的补偿和/或减轻的改进，并同时适于支持网络升级和重新配置。

发明内容

一方面，本发明提供了一种用于减轻波分多路复用（WDM）传输系统中的多个波长信道之一上所承载的光学信号的交叉信道非线性失真的方法，该方法包括如下步骤：

获得多个波长信道的合计光功率的测量值；以及

对所述光学信号施加与所述合计光功率的测量值成比例的相位调制。

如上面所指出的，通常认为：在没有全面了解通过光学链路传输的所有WDM信道以及相关传播特性的情况下，不能通过电子处理来有效地减轻交叉信道失真。然而，本发明人已发现：使用所有相关波长信道上的合计光功率的单个测量可以实现交叉信道非线性失真的显著有效减轻。这被认为是由于色度色散的影响，色度色散即使在色散管理系统中也利用WDM信道的调制频率和频率间隔使得交叉信道效应（例如XPM）效率的降低。例如，已经计算出：对于50GHz的WDM信道间隔，只有那些频率小于1GHz的信号分量可以对相邻的信道施加实质上的交叉相位调制（XPM）损失。对于更远的WDM信道，该带宽被期望进一步减小。

可以在光传输链路的接收端来执行非线性失真的减轻。可替换地或此外，可以在光学链路或光网络内的一个或更多个位置（例如放大器所处的位置或插入／分出节点）处执行在线非线性失真减轻。

因此，有利的是，合计光功率的单个测量值可以用作用于减轻交叉信道非线性失真的基础。在优选实施例中，可以使用单个光电二极管来检测多个WDM信道中的光功率，然而，还可以使用多个光电二极管（例如每个WDM信道一个，或多个光电二极管覆盖多个WDM频带）来获得合计光功率的合适测量值。

鉴于上述讨论，优选的是，合计光功率的测量值是多个波长信道中的瞬时光功率的带宽受限的测量值。应理解，使用实际的光电和电子部件将会固有地导致所检测的光功率的带宽受限的测量值。然而，在优选实施例中，可以通过使所述测量适用于系统和特定的光学信号来在交叉信道非线性失真的减轻中实现额外的改进。

更具体地，优选地根据低通特性限制瞬时光功率的测量的带宽。有利地，低通特性的带宽小于光学信号的带宽。更优选地，对低通特性进行选择或优化，以使得光学信号的交叉信道非线性失真的补偿水平最大化。在一些实施例中，自适应数字滤波器和/或模拟滤波器的使用有利地使得滤波器特性能够被动态地优化，以有助于灵活布置和重新配置。

在优选实施例中，利用具有相应非线性传播特性的传统单模光纤，所施加的相位调制为相位超前。

另外，在优选实施例中，根据WDM传输系统的有效非线性长度的测量值来确定合计光功率的测量值与相位调制水平之间的比例常数。

有利地，多个波长信道包括从大量传输WDM信道中选择的一组信道。特别地，对其施加补偿的光学信号可以位于所选择的一组信道的中心附近。如之前所指出的，对于较远的波长信道，交叉信道非线性失真效应明显降低，因此期望避免对于对所感兴趣的光学信号的失真没有做出实质贡献的信道的检测。该组波长的信道例如被至少100GHz的带宽所包括，优选地被至少200GHz的带宽所包括，以及更加优选地被至少300GHz的带宽所包括。

在要减轻多个光学信号中的非线性失真的多信道系统中，有益的是：对于每个光学信号使用不同的补偿信号（即，合计光功率的测量值）。例如，瞬时光功率的测量的最佳带宽特性可能针对每个光学信号而不同。然而，因为该方法需要额外的部件和处理，在使所有光学信号上的补偿最大化与成本/复杂度之间存在相应的权衡。有利地，已经发现：可以实现非线性失真的有效减轻而无需对每个单独的光学信号进行优化，因此，在一些实施例中，可以使用多个波长信道中的合计光功率的单个测量来向多个光学信号施加相位调制，以减轻交叉信道非线性失真。明显的是，权衡范围因此可能处于成本/复杂度与非线性失真的最佳减轻之间。

在另一方面，本发明提供了一种用于减轻波分多路复用（WDM）传输系统中的多个波长信道之一上所承载的光学信号的交叉信道非线性失真的设备，该设备包括：

第一光学接收器，其被布置成检测多个波长信道的合计光功率的测量值；以及

非线性失真补偿器，其包括用于对所述光学信号施加与所述合计光功率的测量值成比例的相位调制的装置。

在一些实施例中，非线性失真补偿器包括布置在光学信号的光学传输路径中的光学相位调制器，该相位调制器具有由从第一光学接收器的输出获得的信号所驱动的调制控制输入。

该设备还可以包括第二光学接收器，其被布置成检测光学信号以有利地在光传输链路的接收端执行非线性失真补偿。在这样的实施例中，非线性失真补偿器可以包括电子相位调制器，其被布置在第二光学接收器的检测之后的所接收的光学信号的电信号处理路径中，该相位调制器具有由从第一光学接收器的输出获得的信号驱动的调制控制输入。

在一些实施例中，电子相位调制器包括至少一个模拟相位调制器，其被布置成根据调制控制输入向从第二光学接收器输出的电信号施加相位调制。

在可替代实施例中，该设备还包括：至少一个模数转换器（ADC），其被布置成将从第二光学接收器输出的电信号转换成相应的数字信号采样值序列；以及

数字信号处理器，其被配置成根据调制控制输入向数字信号采样值序列施加相位调制。更具体地，该设备可以包括另外的ADC，其被布置成将第一光学接收器的输出转换成相应的数字控制采样值序列，并且数字信号处理器可以被配置成根据数字控制采样值序列向数字信号采样值序列施加相位调制。

第一光学接收器优选地被配置成：优选地根据低通特性，以及更优选地根据带宽小于光学信号的带宽，来限制合计光功率的测量值的带宽，并且可以对低通特性或带宽进行选择，以使得光学信号的交叉信道非线性失真的补偿水平最大化。尽管第一光学接收器通常具有固有的受限带宽，该接收器可以包括低通滤波器，和/或可以在向相位调制器施加控制信号之前执行第一光学接收器的输出的额外滤波。在采用数字信号处理的实施例中，可以执行数字控制采样值的数字滤波。有利地，这使得能够例如通过使用自适应数字滤波器和/或通过数字信号处理软件的重新配置来高度灵活地优化交叉信道非线性失真的减轻。

本发明的方法和设备的其它益处、优点以及优选特征在下面的优选实施例的描述中将变得明显，而这些优选实施例不应当被认为是对由前面描述中的任何描述或所附权利要求所限定的本发明的限制。

附图说明

参照附图来描述本发明的优选实施例，其中：

图1示意性地示出了用于在非线性光学信道上传输信号的系统，其包括根据本发明的实施例的用于减轻的设备；

图2是示出根据本发明的实施例的用于减轻所接收的光学信号的交叉信道非线性失真的方法的流程图；

图3是示出作为WDM传输系统中信道数量的函数的接收信号质量的图，其包括根据本发明的实施例所实现的结果；以及

图4是示出作为WDM传输系统中的发射功率/信道的函数的接收信号质量的图，其包括根据本发明的实施例所实现的结果。

具体实施方式

图1示意性地示出根据本发明的实施例的用于在非线性光学信道上传输信号的系统100。系统100包括发射器102和体现本发明的接收器设备104。发射器102和接收器设备104经由色散管理的光学信道110互连。在发射端，设置有升压放大器106，其包括一段用于预补偿光学链路110内的色散的色散补偿光纤（DCF）108。根据传统设计，升压放大器106是多级放大器，例如DCF108布置在第一级和第二级之间的两级放大器。这样的布置对于光通信领域的技术人员是公知的，因此不在此进行详细描述。

光学链路110包括多个跨距，每个跨距包括：一段用于传输光学信号的标准单模光纤（S-SMF）112；以及包括相应长度的DCF116的多级在线放大器114。在此处描述的示例中，每个S-SMF112的长度跨越95km，并且使用了20或25个跨距（即，总计1900km或2375km）。然而，应理解：光学信道的这些实施例仅是示例性的，并且本发明适用于包括用于WDM信号传输的非线性光学信道的任何光学系统。

为了方便起见，在系统100中仅示出了一个发射器102。然而，系统100通常是WDM系统，在此描述的示例中，通过接收设备104接收八个波长信道，该接收设备104具有图1示意性地示出的接收光谱118。八个光学信道中的每一个信道具有带宽120（在此描述的示例中为30GHz），信道以间隔122（本示例中为50GHz）间隔开。

在接收端，使用光学抽头124取出所接收光学信号功率的一定比例，并将其送往第一光学接收器126。接收器126包括光学检测器（例如光电二极管128），该光学检测器连接至包括放大器130的关联电子器件，然后连接至用于向所接收的光电流或电压波形施加带宽限制的低通滤波器132。第一接收器126的输出134是作为八个波长信道118的合计光学功率的测量的控制信号。

尽管第一光学接收器126在图1中被示出为包括三个独立的元件，即光电检测器128、放大器130以及低通滤波器132，这在一定程度上是为了示意的方便，在各种实施例中可以采用部件的不同布置。例如，应理解：光电检测器128和放大器130每一个会具有相关联的频率响应特性，这些特性将与低通滤波器132的特性一起确定接收器126的整体频率响应。因此，实现特定的期望整体频率响应包括考虑整个接收器126的设计，由此，在一些实施例中低通滤波器132的特性被整体或部分地结合在放大器130以及其它相关联的电子器件的设计中。此外，在一些优选实施例中，通过数字信号处理技术可以至少部分地执行控制信号134的额外数字处理，并且可以实现接收器126的相应地期望的带宽和／或频率响应特性。应当理解所有这样的变化均落在本发明的保护范围内。

在通过接收器126检测合计光功率的同时，通过WDM解多路复用器136从WDM谱118中分离（诸如由发射器102生成的）独立传输的光学信号。WDM解多路复用器136的一个或更多个输出连接至相应的光学接收器，特别是示例性系统100所示的被布置成检测发射器102所发射的信号138的第二光学接收器140。根据所示实施例，接收器140具有连接至相应的模数转换器和数字信号处理电路142的多个输出。

更具体地，在本发明的优选实施例中，如图1所示，传输系统100采用正交频分多路复用（OFDM）来对在光学信道上传输的数字信号进行编码和调制。通过示例，假设一个相干传输系统，其中光学OFDM信号经由光学链路110来传输而无需附随载波。为了最大化可用传输容量，可以基于光场的两个正交偏振态来传输信号。因此，接收器140优选包括本地振荡器（例如半导体或其它激光源）和光桥接器，该光桥接器与相应的用于检测所接收的两个偏振多路复用信号的同相分量和正交分量的成对的平衡光电二极管一起，分离传输的相干光学信号的正交偏振态以及其同相分量和正交分量。因此，接收器140包括最多四个电输出端口。为了简单起见，但又不失一般性，在此描述地特定示例中仅采用了单个偏振信道，因此接收器140仅具有两个电输出端口，这两个电输出端口通往数字转换和处理块142。

序列号为12/089,571的美国专利申请（也出版为WO2007/041799号国际公报）中公开了光学OFDM信号的生成和传输的进一步细节，该申请的全部内容通过引用并入本文。该在先申请还详细描述了使用电子数字信号处理技术来补偿光学链路110内的残余线性色散效应。在优选实施例中，还在系统100的数字处理块142中执行色散均衡。然而，本发明并不局限于使用光学OFDM信号，预期本发明对采用其他形式的光学调制（例如使用相干QPSK传输的光学调制）的系统中的交叉信道非线性失真的减轻是有效的。

系统100的示意图包括多个可选部件和／或替代部件。在本发明的一些实施例中，控制输出134可以被送往光学相位调制器144，以对一个或更多个接收的WDM信号施加与控制信号134的振幅成比例的相位调制。在替代实施例中，控制信号输出134被送往模数转换器146，其中控制信号输出134被转换成数字形式，相应的数字控制信号采样值序列被送往数字信号处理块142。在数字信号处理器142内，计算与数字控制信号采样值成比例的相位调制，并对检测到的光学信号的数字采样值施加该相位调制。特别地，在接收到的光学信号（同相分量和正交分量）以复数数值序列表示的系统中，相位调制可通过如下方式来实施：将从模数转换器146接收的控制信号采样值转换成具有单位幅值和与控制信号采样值的幅值成比例的相位的相应复数值；然后，将复数形式的信号采样值乘以所计算的相位调制值。

应当注意，至少在本发明的采用光学相位调制器144的实施例中，可以不需要检测和／或处理各个光学信号来执行非线性补偿。因此，应理解，尽管实施例104当前被描述为在光传输链路的接收端来执行非线性补偿，但是也可以在光学链路或网络中的一个或更多个点（例如，放大器位置或插入／分出节点）处来执行在线补偿。

优选地，接收设备104还包含针对单信道非线性效应的补偿（诸如自相位调制（SPM））。在图1的示意图中示出了SPM补偿块148，该SPM补偿块148的操作可以依据在序列号为12/445,386的美国专利申请（也出版为WO2008/074085号国际公报）中所描述的原理。该在先申请还描述了根据本发明的优选实施例实施可在发射器102内实施的单信道非线性预补偿的使用。

接收设备104还可以包括光学带通滤波器150，其被布置成从经由光学链路110接收的大量WDM信道中选择一组WDM信道（诸如八个信道118）。更具体地，因为特定传输光学信号所经历的交叉信道非线性失真主要是由频率上最接近的其它WDM信道产生的，因此期望最有影响的WDM信道被包括在由第一接收器126所生成的控制信号中，并且优选地，在第一接收器126所生成的控制信号中排除较远的WDM信道。在具有分布在宽范围的光波长上的大量波长信道的WDM系统中，期望提供多个接收设备104，每个接收设备104对应于经由带通滤波器150选择的特定组的接收信道。在一些布置中，带通滤波器150可以是粗调WDM解多路复用器，其中不同组的WDM信道被送往多个输出端口中的每一个输出端口。期望在每个组所覆盖的波长范围之间设置交叠，以使得每个单独的光学信号中可以减轻交叉信道非线性失真的程度最大化。

此外，可能期望带通滤波器（或WDM解多路复用器）150的频率响应在频带的每个边缘处包括逐渐的“下降（rolloff）”，使得只有（在波长上）距离感兴趣的接收信号最远的那些信道的功率部分被送往第一接收器126。以此方式，较远信道对接收器126的输出134处所产生的控制信号的贡献可以与这些信道对感兴趣的光学信号的交叉信道非线性失真的贡献大小相等。在实施例100中，带通滤波器150布置在光学抽头124之前，然而在替代实施例中，带通滤波器150可以布置在光学抽头124与接收器126之间，使得到达WDM解多路复用器136的传输WDM光学信号不受带通滤波器150的特性的影响。

现在转到图2，图2示出说明根据本发明的优选实施例的用于减轻所接收的光学信号的交叉信道非线性失真的方法的流程图200。图2所示的方法由图1所示的系统100的接收设备104来实施。特别地，在步骤202中，对应于带通滤波器150的函数，任意选择一组WDM信道。

在步骤204中，检测该组的WDM信道内的瞬时合计光功率，对应于所接收的WDM信号经由光学抽头124到达第一接收器126的方向。

在步骤206中，对所检测的信号施加带宽限制。该步骤对应于低通滤波器132的功能和／或由处理块142执行的合适的数字信号处理。

在步骤208中，对所得到的控制信号进行缩放（例如通过施加合适的“相位调制因子”）以产生与在接收器126的输出134处所提供的合计光功率的带宽受限测量值成比例的相位调制信号（或相应的数字控制采样值序列）。在模拟实现时，例如使用相位调制器144，通过使用合适的电增益和／或衰减来施加合适的调制因子。这可以在低通滤波器132之前或之后来实施，或包含到低通滤波器132和／或电子放大器130内。在数字实现时，通过数字信号处理块142内的数字处理容易地实现合适的比例因子。

最后，在步骤210中，例如经由相位调制器144或通过数字信号处理142来对所接收的光学信号施加相关相位调制。

关于带宽限制206，这与所接收的光学信号传输通过光学链路110期间发生的交叉信道非线性失真的有效带宽有关。特别地，各个S-SMF跨距112和DCF补偿器116内的色度色散限制了所接收的光学信号的受交叉信道非线性失真影响最严重的频率分量的范围。这是由于光频域内的WDM信道的相对“走离”而导致的，由此只有相对低的频率分量在充分长的时间段内保持相位匹配，以对交叉信道非线性失真做出显著贡献。受交叉信道失真影响的最大频率分量随着贡献信道之间的光频率差的增加而降低，并且在色度色散的增大水平内。因而，最佳带宽限制取决于光学链路110的色散图以及WDM信道在光频域内的间隔。可以通过合适的计算和/或通过使用实验测量或数值仿真来估计最佳滤波带宽。举例说明，对于50GHzWDM信道网格，对交叉信道非线性失真的最显著贡献发生在1GHz以下，因此这提供了在使用50GHz信道间隔的示例性系统中的低通滤波器132的合适带宽估计。通过本发明人执行的数值仿真已表明交叉信道非线性失真减轻方法的性能并不严格地依赖于实现精确优化的低通滤波器带宽。而是，存在可以实现接近最佳结果的滤波器参数的合理范围。这使得接收设备104能够在WDM组118的多个光学信道上有效执行，而无需低通滤波器132的参数的精确优化。如果需要，可以通过调节滤波器带宽来在操作系统100内适应性地执行滤波参数的优化，以最大化接收信号质量的测量。应理解，如果在数字域内整体或部分地执行带宽限制，则可以容易地实现滤波参数的适应性优化。

针对接收器126的输出134处所生成的控制信号关于对所接收的光学信号施加的相位调制水平的因子（即，比例），在使用S-SMF（例如112）的传输系统的情况下，适当的调制通常包括相位超前。相位超前的适当水平通常取决于光学链路110内的WDM信道之间的非线性相互交互的强度。这又取决于发射到每个跨距的功率水平、构成这些跨距的光纤（即S-SMF112和DCF116）的非线性属性以及这些跨距的非线性有效长度。非线性有效长度的概念在现有技术中是公知的，其解释了基于整体非线性交互的衰减效应。具体地，当信号传播通过使得它们被衰减的光纤跨距时，相应地，非线性交互的水平降低。即，非线性过程朝着每个跨距的输入端越来越明显，在跨距的输入端处光功率水平最高。因此，光纤跨距的非线性有效长度通常在一定程度上小于该跨距的实际物理长度。

在实际中，可以基于光学链路110的属性的上述考虑的来获得适当的相位调制因子的粗略估计。然后，可以通过适当的优化处理在操作系统100内调整所得到的单个常数，以最大化接收器140、142处的信号质量的合适测量值。

因此，通常，（在步骤206中应用的）带宽限制的量主要依赖于光学链路110的色散属性，然而，（在步骤208中应用的）相位调制因子主要依赖于对非线性交互的强度作出贡献的因子，例如光纤非线性、衰减以及光学发射功率。接收设备104的这两个参数因此彼此相对独立，并因此可以易于经由独立的优化处理进行优化。此外，由于在容易识别的范围内各自呈现相应接收信号质量的单个最大值，因此可以容易地实现在线优化处理。

为了评估本发明的实施例的有效性，已执行了总体上对应于示例性系统100的传输系统的多次计算机仿真。这些仿真被应用于包括多个光纤传输跨距的模型系统，其中为了简单起见，假设每个光纤传输跨距是相同的。仿真系统包括八个WDM信道，每个信道承载一个30GHz带宽的光学OFDM信号，根据4-QAM方案调制的1024个子载波导致在单偏振下的60Gbit/s的原始数据速率。WDM信道间隔是50GHz。

针对仿真系统的光色散图，（通过DCF108）总计施加初始色度色散预补偿1530ps/nm。每个跨距包括95km的S-SMF112，接着是包含DCF116的放大器114，其被配置成以85ps/nm来不完全地补偿S-SMF112中的色散。在接收器处补偿残余色散。双级放大器106、114补偿每个跨距的损失并具有5dB的噪声系数。放大器增益被配置成使得从每段DCF116输出的功率与每段S-SMF112的输出相同，以最小化在DCF116中的非线性效应。

在以下参照图3和图4更详细地描述其结果的各种仿真中，跨距110的总数是变化的（为20个或25个跨距），发射到每个跨距的功率也在-10dBm／每信道到0dBm／每信道之间变化。

关于仿真接收设备104，包括第一接收器126和相位调制器144的交叉信道非线性补偿器布置在解多路复用器136之前，从而能够实现所有八个WDM信道的同时补偿。参照图1和图2，如根据前面的描述所理解的，并不预期这样的布置会总体上带来所有八个WDM信道的最佳补偿，然而，仿真结果表明使用该技术可以在多个WDM信道中减轻交叉信道非线性失真，并且执行多个WDM信道的同时补偿可以有利地降低接收设备104的复杂度和／或成本。在这些仿真中，执行数值优化，以通过系统地改变滤波器通带和过渡带的宽度来获得交叉信道非线性失真的最高补偿水平而使低通滤波器132的特性适应于第四个WDM信道（即，靠近组的中心）。

这八个WDM信道经由解多路复用器136进行解多路复用，由SPM补偿器148来单独地补偿SPM，以及使用相干接收器140进行检测。然后，通过接收信号的数字处理块142恢复4-QAM调制数据，并且确定所得到的电信号质量Q。在这些特定的示例中，信号质量Q被定义为4-QAM符号到复平面的相关轴的平均距离的平方除以相应的符号变化。即，Q是检测错误的似然性（或比率）的测量值，其中Q值越高表示信号质量越好。明显地，存在略大于9dB的Q值的下限，通过使用合适的前向纠错（FEC）算法可以在该下限值以上实现无错传输。Q的这个值因此构成无错传输的“FEC限值”。

图3是示出八个信道WDM信道中的每一个（在轴304上）的Q（在轴302上）的平均值的曲线图300。曲线图300还示出了FEC限值306。传输系统包括20个跨距，每个跨距为95km，总计1900km，发射功率为-2dBm／每信道。圆圈308表示没有补偿的接收信号质量。三角形310表示仅具有交叉信道非线性失真减轻的接收信号质量。正方形312表示仅具有单信道（即SPM）非线性失真补偿的接收信号质量。菱形314表示具有交叉信道非线性失真减轻和单信道非线性失真减轻二者的接收信号质量。显然，在不具有非线性失真减轻的情况下，由于来自其它信道的强交叉信道效应，中间信道（例如信道3至6）呈现最差的性能。针对各个信道的SPM的减轻向组边缘处的信道（例如信道1和8）提供了最大的益处，这是因为这些信道最少经受交叉信道非线性失真影响。相反，交叉信道效应的减轻只对中间信道（例如信道3至6）提供最大益处。当执行单信道非线性失真减轻和交叉信道非线性失真减轻两者时，所得到的所有八个WDM信道的质量均在FEC限值之上。

现在，转向图4，图4示出了曲线图400，在曲线图400中，关于发射功率／每信道（在轴404上）绘制信号质量（在轴402上）。曲线406、408表示没有应用非线性失真的补偿的系统。曲线410、412表示根据本发明的实施例的、应用单信道非线性失真减轻和交叉信道非线性失真减轻二者的系统。此外，曲线406、410表示包括20个传输跨距的系统，其中每个跨距为95km，总计为1900km；而曲线408、412表示包括25个跨距的系统，其中每个跨距为95km，总计传输2375km。所有四条曲线406、408、410、412示出每种情况下最差WDM信道的信号质量。

根据曲线图400示出的结果，明显的是：对于任一传输距离，使用包括根据本发明的实施例的交叉信道减轻的非线性补偿，使得能够使用更高的最佳发射功率／每信道，并存在最差（即最差情况）接收信号质量的相应增加。特别地，在没有非线性减轻的情况下，最佳发射功率为大约-6dBm（414），而在具有非线性减轻的情况下，可以几乎增加2dB（416），并且在最差情况下可以实现接收信号质量的1.3dB的提高（418）。

此外，当采用非线性减轻时，可以在所有WDM信道中均超过FEC限值，甚至在25个色散管理跨距的2375km的距离上也如此，然而，在没有非线性补偿时，不可能在相同的传输链路获得上述结果。

此外，通过参照图3的曲线图300中所示的结果，明显的是：当没有应用补偿时，（由曲线图400中示出的曲线406、408表示的）最差执行信道是朝着WDM组的中心定位的信道。只能通过使用根据本发明的实施例的交叉信道非线性失真减轻来实现这些信道的质量的足以超过FEC限值的显著提高。（比较起来，在WDM组的边缘处的信道（例如信道1和8）只通过SPM补偿就实现了信号质量的总提高的大部分）。因此，显然只通过使用本发明的实施例就可以在WDM传输系统中的所有信道上实现接收信号质量的显著提高。特别地，根据在此公开的各个实施例，可以使用如下描述的相对简单的实施来有利地实现所需要的提高：在该实施中使用低窄带宽接收器126来获得多个波长信道的合计光功率的单个测量，这因而可以有利于同时或逐个信道地减轻在一个或更多个波长信道中的接收光学信号的交叉信道非线性失真效应。

已描述了多个实施选择和变型，其他修改对于本领域的普通技术人员将是明显的。因此，本发明并不局限于在此描述的特定实施例，而是本发明的保护范围由所附权利要求来限定的。

Claims (16)

1.一种用于减轻波分多路复用传输系统中的多个波长信道之一上所承载的光学信号的交叉信道非线性失真的方法，所述方法包括如下步骤：

生成控制信号，所述控制信号为所述多个波长信道的瞬时合计光功率的带宽受限的测量值；

对来自所述多个波长信道的各个信号进行解多路复用；以及

对所述各个信号施加与所述控制信号成比例的相位调制。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，根据带宽小于所述各个信号的带宽的低通特性来限制所述瞬时光功率的测量值的带宽。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括如下步骤：选择或优化所述低通特性，以使得所述各个信号的交叉信道非线性失真的补偿水平最大化。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所施加的相位调制为相位超前。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，根据所述波分多路复用传输系统的有效非线性长度的测量值，确定所述控制信号与所述相位调制的水平之间的比例常数。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个波长信道包括从大量传输波分多路复用信道中选择的一组信道。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述各个信号承载在位于所述多个波长信道的中心波长附近的波长上。

8.一种用于减轻波分多路复用传输系统中的多个波长信道之一上所承载的光学信号的交叉信道非线性失真的设备，所述设备包括：

第一光学接收器，其被布置成检测所述多个波长信道并生成控制信号，所述控制信号为所述多个波长信道的瞬时合计光功率的带宽受限的测量值；

解多路复用器，其被布置成对来自所述多个波长信道的各个信号进行解多路复用；以及

非线性失真补偿器，其包括用于对所述各个信号施加与所述控制信号成比例的相位调制的装置。

9.根据权利要求8所述的设备，其中，所述非线性失真补偿器包括布置在所述光学信号的光学传输路径中的光学相位调制器，所述相位调制器具有由所述控制信号所驱动的调制控制输入。

10.根据权利要求8所述的设备，还包括被布置成检测所述各个信号的第二光学接收器(140)，其中，所述非线性失真补偿器包括布置在所述第二光学接收器的检测之后的接收光学信号的电信号处理路径中的电子相位调制器，所述相位调制器具有由所述控制信号所驱动的调制控制输入。

11.根据权利要求10所述的设备，其中，所述电子相位调制器包括至少一个模拟相位调制器，所述模拟相位调制器被布置成根据所述调制控制输入对从所述第二光学接收器输出的电信号施加相位调制。

12.根据权利要求10所述的设备，还包括至少一个模数转换器，所述模数转换器被布置成将从所述第二光学接收器输出的电信号转换成相应的数字信号采样值序列；以及

数字信号处理器，其被配置成根据所述调制控制输入对所述数字信号采样值序列施加相位调制。

13.根据权利要求12所述的设备，包括另一模数转换器，所述另一模数转换器被布置成将所述第一光学接收器的输出转换成相应的数字控制采样值序列，其中，所述数字信号处理器被配置成根据所述数字控制采样值序列对所述数字信号采样值序列施加相位调制。

14.根据权利要求8所述的设备，其中，所述第一光学接收器被配置成根据低通特性来限制所述合计光功率的测量值的带宽。

15.根据权利要求14所述的设备，其中，对所述低通特性进行选择，以使得所述各个信号的交叉信道非线性失真的补偿水平最大化。

16.根据权利要求13所述的设备，其中，所述数字信号处理器还被配置成对所述数字控制采样值执行具有下述低通特性的数字滤波：该低通特性被选择为使得所述光学信号的交叉信道非线性失真的补偿水平最大化。