KR101347004B1 - 광 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법 - Google Patents

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Abstract

광 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법이 제공된다. 광 하이브리드는 광송신기로부터 입력된 제1광신호와 로컬 오실레이터로부터 입력된 제2광신호를 결합하여 광신호를 생성하며, 편광 디먹스는 광 하이브리드로부터 출력되는 광신호를 디멀티플렉싱하여 x 편광과 y 편광이 분리된 샘플들을 출력하며, 주파수 오프셋 보상부는 편광 디먹스로부터 입력되는 샘플들 중 짝수 샘플들에 대한 제1주파수 오프셋을 추정하고, 홀수 샘플들에 대한 제2주파수 오프셋을 추정하고, 추정된 제1 및 제2주파수 오프셋을 이용하여 짝수 샘플들과 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 각각 보상하며, 카버 왜곡 보상부는 주파수 오프셋이 보상된 샘플들에 대해, 광송신기에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상할 수 있다.

Description

광 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법{Coherent optical receiving apparatus and method for processing thereof}
본 발명은 광 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법에 관한 것으로서, 주파수 오프셋을 정확히 추정하고, 광신호의 위상 왜곡을 보정할 수 있는 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법에 관한 것이다.
RZ 펄스 카버(Return to Zero Pulse Carver)는 광전송을 위한 송신기측에 구비된다. RZ 펄스 카버는 파형을 RZ로 변환하기 위하여, 마젠더형 광변조기를 이용하여 구성될 수 있다. 이상적인 RZ 펄스 카버의 경우, 인가되는 사인파의 세기는 RZ 펄스 카버가 요구하는 전압과 일치한다. 또한, 인가되는 사인파는 마젠더형 광변조기 내부의 전극(electrode)에 정확하게 1/2로 나누어져 인가되며, 이 때의 나누어 인가되는 사인파들의 위상은 서로 동일하다. 또한, 인가되는 사인파들의 세기는 RZ 펄스 카버가 요구하는 전압과 일치한다.
그러나, 실질적으로 사용되는 RZ 펄스 카버는 이상적이지 않으며, 따라서, RZ 펄스 카버에 의해 생성되는 광펄스에는 위상 왜곡이 발생한다. 위상 왜곡은 위상 변조된 신호의 성능을 저하시킨다. 또한, 위상 왜곡은 송신기와 수신기에 사용되는 레이저 간의 주파수 차이인 주파수 오프셋 추정에 오류를 발생시킨다.
따라서, 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 RZ 펄스 카버에서 발생하는 위상 왜곡의 영향을 받지 않기 위하여 주파수를 정확히 추정하고, 위상 왜곡을 보상하여, 안정적인 성능을 보장할 수 있는 광 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 일 실시 예에 따르면, 광송신기로부터 입력된 제1광신호와 로컬 오실레이터로부터 입력된 제2광신호를 결합하여 광신호를 생성하는 광 하이브리드; 상기 광 하이브리드로부터 출력되는 상기 광신호를 디멀티플렉싱하여 x 편광과 y 편광이 분리된 샘플들을 출력하는 편광 디먹스; 상기 편광 디먹스로부터 입력되는 샘플들 중 짝수 샘플들 및 홀수 샘플들 중 적어도 하나에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 추정된 적어도 하나의 주파수 오프셋을 이용하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상하는 주파수 오프셋 보상부; 및 상기 주파수 오프셋이 보상된 샘플들의 위상 왜곡-상기 광송신기에 의해 발생하는 위상 왜곡임-을 보상하는 카버 왜곡 보상부를 포함하는, 광 코히어런트 수신기가 제공된다.
상기 주파수 오프셋 보상부는, 상기 짝수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 홀수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
상기 주파수 오프셋 보상부는, 상기 짝수 샘플들 및 상기 홀수 샘플들 각각에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 각각 추정된 주파수 오프셋들의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상할 수 있다.
상기 카버 왜곡 보상부는, 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 각각 보상할 수 있다.
상기 카버 왜곡 보상부는, 상기 짝수 샘플들에 대해 산출된 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 보상하고, 상기 홀수 샘플들에 발생한 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대해 상기 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
상기 카버 왜곡 보상부는, 상기 광송신기의 RZ(Return to Zero) 펄스 카버에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
상기 광 하이브리드는, 상기 x편광과 상기 y 편광이 혼재된 광신호를 상기 편광 디먹스에게 출력할 수 있다.
상기 편광 디먹스로부터 출력되는 샘플들은 상기 x 편광과 상기 y 편광이 분리된 정위상 채널 성분 및 직교위상 채널 성분을 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 의하면, 광송신기로부터 입력된 제1광신호와 로컬 오실레이터로부터 입력된 제2광신호를 결합하여 광신호를 생성하는 단계; 상기 광 하이브리드로부터 출력되는 상기 광신호를 디멀티플렉싱하여 x 편광과 y 편광이 분리된 샘플들을 출력하는 단계; 상기 입력되는 샘플들 중 짝수 샘플들 및 홀수 샘플들 중 적어도 하나에 대한 주파수 오프셋을 추정하는 단계; 상기 추정된 적어도 하나의 주파수 오프셋을 이용하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상하는 단계; 및 상기 주파수 오프셋이 보상된 샘플들의 위상 왜곡-상기 광송신기에 의해 발생하는 위상 왜곡임-을 보상하는 단계를 포함하는, 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법이 제공된다.
상기 추정하는 단계는, 상기 짝수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 홀수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
상기 보상하는 단계는, 상기 짝수 샘플들 및 상기 홀수 샘플들 각각에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 각각 추정된 주파수 오프셋들의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상할 수 있다.
상기 위상 왜곡을 보상하는 단계는, 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 각각 보상할 수 있다.
상기 위상 왜곡을 보상하는 단계는, 상기 짝수 샘플들에 대해 산출된 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 보상하고, 상기 홀수 샘플들에 발생한 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대해 상기 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
상기 위상 왜곡을 보상하는 단계는, 상기 광송신기의 RZ(Return to Zero) 펄스 카버에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
제안되는 본 발명의 일 실시예에 의하면, 광송신기, 특히, RZ 펄스 카버에서 발생하는 위상 왜곡에 영향을 받지 않는 주파수 오프셋을 보다 정확히 추정할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 실시 예에 의하면, 정확히 추정된 주파수 오프셋을 이용하여 RZ 펄스 카버에 의한 위상 왜곡을 보상함으로써, 안정적인 성능을 보정하는 광 코히어런트 수신기를 제공할 수 있다.
도 1은 두 개의 편광을 사용하는 DP-QPSK(Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying) 광송신기를 도시한 도면이다.
도 2a는 위상 왜곡이 발생하지 않은 RZ 펄스의 파형을 도시한 도면이다.
도 2b는 위상 왜곡이 발생한 RZ 펄스의 파형을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 광 코히어런트 수신기를 도시한 블록도이다.
도 4는 주파수 오프셋 보상부에서 추정되는 주파수 오프셋의 일 예를 보여주는 도면이다.
도 5a는 위상 왜곡이 보상되기 전의 성상도를 도시한 도면, 도 5b는 본 발명의 실시 예에 따라 위상 왜곡이 보상된 후의 성상도를 도시한 도면이다.
도 6은 광신호가 광송신기에서 66% RZ 펄스를 이용하여 DP-QPSK 변조된 경우, 위상 왜곡이 보상되기 전과, 본 발명의 실시 예에 따라 위상 왜곡이 보상된 후의 OSNR 패널티를 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 8은 도 7의 795단계를 보다 자세히 설명하기 위한 흐름도이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예를 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고, 본 명세서에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명의 바람직한 실시 예를 적절히 표현하기 위해 사용된 용어들로서, 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 본 발명이 속하는 분야의 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 따라서, 본 용어들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 1은 두 개의 편광을 사용하는 DP-QPSK(Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying) 광송신기(100)를 도시한 도면이다.
도 1에 도시된 DP-QPSK 광송신기(100)는 광신호의 위상을 변화시켜 정보를 전송하는 방식을 사용한다. 이러한 방식은 광신호의 세기를 변화시키는 On-Off keying 방식에 비해 장거리 전송이 가능하다. DP-QPSK 광송신기(100)는 입력되는 전기 데이터에 따라 광신호의 위상을 변화 시키기 위해 마젠더형 광변조기를 이용하며, 데이터 변조를 위해 광원을 CW(continuous wave)가 아닌 펄스를 사용할 수 있다. CW가 아닌 펄스를 사용하는 경우, 광신호대 잡음비(OSNR)의 마진을 증가시킬 수 있다.
도 1을 참조하면, DP-QPSK 광송신기(100)는 광원(110), RZ 펄스 카버(120) 및 DP-QPSK 변조기(130)를 포함한다.
광원(110)은 광신호를 출력하며, 예를 들어, 레이저를 출력하는 레이저 다이오드(LD: Laser Diode)일 수 있다.
RZ 펄스 카버(120)는 광원(110)으로부터 출력되는 광신호를 입력받아 펄스 형태로 변조한다. RZ 펄스 카버(120)에 의해 만들어지는 각 펄스의 듀티 사이클(Duty Cycle)은, 인가되는 사인파의 주파수 및 변조기(MZ1, MZ2)의 바이어스 상태에 따라 33%, 50% 또는 66%가 된다.
DP-QPSK 변조기(130)는 적어도 두 개의 마젠더(MZ: Mach-Zehnder)형 변조기(MZ1, MZ2), 위상 편이기(132), 편광 회전부(134) 및 합성부(136)를 포함할 수 있다. 각 변조기(MZ1, MZ2)는 입력되는 펄스들을 각각 전기적 신호들(data1, data 2, data 3, data 4)를 이용하여 QPSK 변조를 수행한다. 각 변조기(MZ1, MZ2)는 입력되는 펄스들의 위상을 전기적 신호들(data1, data 2, data 3, data 4)에 따라 0 또는 π로 변조할 수 있다. 전기적 신호들(data1, data 2, data 3, data 4)은 프리코더에 의해 생성된 서로 다른 패턴을 가지는 전기적 신호이다.
변조기(MZ1)로부터 출력되는 신호는 위상 편이기(132)에 의해 π/2 위상 편이된다.
편광 회전부(134)는 위상 편이기(132)로부터 출력되는 광신호의 편광을 설정된 만큼 회전시킨다.
합성부(136)는 편광 회전부(134)로부터 출력되는 광신호와 변조기(MZ2)로부터 출력되는 광신호를 합성하여, DP-QPSK 신호를 생성한다. 합성부(136)로부터 출력되는 광신호는 수신기(300)로 전송될 수 있다.
상술한 RZ 펄스 카버(120)가 이상적인 경우, 인가되는 사인파 펄스는 변조기(MZ1, MZ2) 내부의 전극에 정확하게 1/2로 나누어져 인가될 수 있다.
도 2a는 위상 왜곡이 발생하지 않은 RZ 펄스의 파형을 도시한 도면이다.
도 2a에 도시된 RZ 펄스의 파형은 듀티 사이클이 66%인 펄스의 파형이다. 0과 180은 RZ 펄스의 위상, an(n=0, 1, 2, 3, …)은 n번째 샘플(또는 비트)이다. 이상적인 66% RX 펄스의 경우, RZ 펄스의 파형은 2개의 샘플 간격으로 위상이 180도 바뀌는 형태를 갖는다. 예를 들어, 짝수 샘플(a0, a2, a4)의 위상은 0도이고, 홀수 샘플(a1, a3, a5)의 위상은 180도이다. 짝수 샘플과 홀수 샘플의 위상은 서로 바뀔 수도 있다.
도 2b는 위상 왜곡이 발생한 RZ 펄스의 파형을 도시한 도면이다.
도 2b에 도시된 RZ 펄스의 파형은 듀티 사이클이 66%인 펄스의 파형이다. 실제로 사용되는 RZ 펄스 카버(120)는 비이상적(non-ideal)일 수 있으며, 이러한 경우, 짝수 샘플(a0, a2, a4)과 홀수 샘플(a1, a3, a5)은 서로 다른 위상 왜곡을 초래할 수 있다. 도 2b의 경우, 짝수 샘플(a0, a2, a4)에는 +10도, 홀수 샘플(a1, a3, a5)에는 -10도의 위상 왜곡이 발생하였다. 이러한 위상 왜곡은 본 발명의 일 실시 예에 따른 광 코히어런트 수신기(300)에 의해 보상될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 광 코히어런트 수신기(300)를 도시한 블록도이다.
광 코히어런트 수신기(300)는 도 1의 광송신기(100)로부터 광신호를 광선로를 통해 수신한다. 광 코히어런트 수신기(300)는 광신호의 편광이나 위상을 제어하여, 광송신기(100) 또는 광선로에 의해 발생하는 장애를 보상할 수 있다. 장애의 예로는 주파수 오프셋, 위상 왜곡 등이 있다.
도 3을 참조하면, 광 코히어런트 수신기(300)는 로컬 오실레이터(Local Oscilator)(310), 광 하이브리드(320), 광전(O/E: Optical to Electrical Converter) 변환기(330), ADC(Analog to Digital Converter)(340), 정규화부(350), 편광 디먹스(360), 주파수 오프셋 보상부(370), 위상 노이즈 보상부(380) 및 카버 왜곡 보상부(390)를 포함할 수 있다.
로컬 오실레이터(310)는 레이저와 같은 제2광신호를 출력한다.
광 하이브리드(320)는 광송신기(100)로부터 입력되는 제1광신호(input)와 로컬 오실레이터(310)로부터 입력되는 제2광신호를 결합한 후, 결합된 광신호를 정위상(In-phase) 채널 성분과 직교위상(Quadrature Phase) 채널 성분으로 분리한다. 입력되는 광신호(input)가 광송신기(100)에서 편광다중화된 경우, 광 하이브리드(320)는 결합된 광신호를 x 편광과 y 편광이 섞여 있는 정위상 채널 성분 및 직교위상 채널 성분으로 분리할 수 있다. 광 하이브리드(320)로부터 출력되는 광신호는 x편광과 y편광이 혼재된 신호로서, I'x, Q'x, I'y 및 Q'y로 이루어질 수 있다. I'x와 I'y는 x 편광과 y 편광이 혼재된 정위상 채널 성분, Q'x와 Q'y는 x 편광과 y 편광이 혼재된 직교위상 채널 성분이다.
광전 변환기(330)는 광 하이브리드(320)로부터 입력되는 광신호를 전기적 신호로 변환한다.
ADC(340)는 광전 변환기(330)로부터 입력되는 전기적 신호를 디지털 신호로 변환한다.
정규화부(350)는 ADC(340)로부터 입력되는 4개의 디지털 신호를 정규화 (normalization)한다.
편광 디먹스(360)는 정규화부(350)에서 정규화된 신호들을 디멀티플렉싱하여 x편광과 y편광이 각각 분리된 샘플들을 출력할 수 있다. 광 하이브리드(320)로부터 출력되는 광신호는 x편광과 y편광이 섞여 있다. 그러나, 편광 디먹스(360)로부터 출력되는 샘플들은 x편광과 y편광이 섞이지 않은 신호로서, Ix, Qx, Iy 및 Qy로 이루어질 수 있다. Ix는 x 편광의 정위상 채널 성분, Qx는 x 편광의 직교위상 채널 성분, Iy는 y 편광의 정위상 채널 성분, Qy는 y 편광의 직교위상 채널 성분이다.
주파수 오프셋 보상부(370)는 편광 디먹스(360)에 의해 편광이 분리되면, 광송신기(100)의 레이저와 로컬 오실레이터(310)의 제2광신호의 주파수 차이에 의한 위상 변화를 보상하기 위해, 주파수 오프셋을 추정 및 보상할 수 있다.
이를 위하여, 주파수 오프셋 보상부(370)는 편광 디먹스(360)로부터 입력되는 샘플들 중 짝수 샘플들 및 홀수 샘플들 중 적어도 하나에 발생한 주파수 오프셋을 추정하고, 추정된 적어도 하나의 주파수 오프셋을 이용하여 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들, 즉, 전체 샘플들의 주파수 오프셋을 보상할 수 있다. 짝수 샘플은 짝수 번째로 입력되는 샘플이며, 홀수 샘플은 홀수 번째로 입력되는 샘플일 수 있다.
먼저, 주파수 오프셋 오프셋 보상부(370)가 짝수 샘플들만을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 경우를 예로 들어 설명한다.
[수학식 1]은 짝수 샘플들만을 이용하여 주파수 오프셋에 의한 위상 변화량의 평균값을 산출하기 위한 식이다. 주파수 오프셋 보상부(370)는 [수학식 1]을 통해 산출된 위상 변화량의 평균값을 이용하여 짝수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
Figure 112010060687798-pat00001
[수학식 1]에서, apeven는 짝수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋에 의한 위상 변화량의 평균값, *은 켤레복소수(Complex Conjugate Number), arg는 위상을 구하기 위한 규칙이다. an은 편광 디먹스(360)에 의해 생성되는 n번째 샘플의 복소수값, an+1은 an과 연속적으로 입력되는 인접 샘플의 복소수값이다. 예를 들어, an은 Ix+jQx 또는 Iy+jQy로 이루어지는 값을 갖는다.
짝수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋을 추정하는 경우, 주파수 오프셋 보상부(370)는 인접하는 두 샘플 중 다음 샘플의 켤레복소수와 현재 샘플을 승산한 후 4제곱한다. 광신호가 광송신기(100)에서 QPSK 방식에 의해 변조된 경우, 4제곱이 사용되며, 다른 방식에 의해 변조된 경우, 4제곱 대신 다른 식이 적용될 수 있다.
상술한 바와 같이, 주파수 오프셋 추정부(370)는 [수학식 1] 에 의해, 짝수 샘플들을 이용하여 짝수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋에 의한 위상 변화의 평균값을 산출한다. 이로써, RZ 펄스 카버(120)에 의해 위상 왜곡이 발생하여도 정확하게 주파수 오프셋을 추정할 수 있다. 이는, 짝수 샘플이나 홀수 샘플마다 동일한 위상 왜곡이 발생하므로 위상 왜곡의 차이는 0이 되어, 펄스 카버에 의한 위상 왜곡이 주파수 오프셋 추정에 영향을 미치지 않기 때문이다.
[수학식 1]에 의해 위상 변화량의 평균값이 산출되면, 주파수 오프셋 보상부(370)는 위상 변화량의 평균값(apeven)을 짝수 샘플 간격(te)으로 나누는 등의 계산 과정을 거쳐, 짝수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋(fe)을 추정할 수 있다. 짝수 샘플 간격(te)은 ADC(340)에서 사용되는 샘플링 주파수의 역수의 2배이다.
다음, 오프셋 보상부(370)가 홀수 샘플들만을 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 경우를 예로 들어 설명한다.
[수학식 2]는 홀수 샘플들만을 이용하여 홀수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋에 의한 위상 변화량의 평균값을 산출하기 위한 식이다. 주파수 오프셋 보상부(370)는 [수학식 2]를 통해 산출된 위상 변화량의 평균값을 이용하여 홀수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
Figure 112010060687798-pat00002
[수학식 2]에서, apodd는 홀수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋에 의한 위상 변화량의 평균값이며, [수학식 1]을 참조하여 설명한 내용과 유사하므로 상세한 설명은 생략한다.
상술한 바와 같이, 주파수 오프셋 추정부(370)는 [수학식 2]에 의해, 홀수 샘플들을 이용하여 홀수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋에 의한 위상 변화의 평균값을 산출한다. 이로써, RZ 펄스 카버(120)에 의해 위상 왜곡이 발생하여도 정확하게 주파수 오프셋을 추정할 수 있다. 이는, 짝수 샘플이나 홀수 샘플마다 동일한 위상 왜곡이 발생하므로 위상 왜곡의 차이는 0이 되어, 펄스 카버에 의한 위상 왜곡이 주파수 오프셋 추정에 영향을 미치지 않기 때문이다.
[수학식 2]에 의해 위상 변화량의 평균값이 산출되면, 주파수 오프셋 보상부(370)는 위상 변화량의 평균값(apodd)을 홀수 샘플 간격(to)로 나누는 등의 계산 과정을 통해, 홀수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋(fo)을 추정할 수 있다. 홀수 샘플 간격(to)은 ADC(340)에서 사용되는 샘플링 주파수의 역수의 2배이다.
도 4는 주파수 오프셋 보상부(370)에서 추정되는 주파수 오프셋의 일 예를 보여주는 도면이다.
도 4를 참조하면, RZ 펄스 카버(120)의 불완전성(Drive Amplitude Imbalance)이 증가하는 경우, 기존 방식에 의해 추정되는 주파수 오프셋은 변화정도가 크다. 즉, 추정 오류가 커진다. 반면, 제안되는 실시 예에 의해 [수학식 1] 및 [수학식 2] 중 적어도 하나를 이용하여 추정되는 주파수 오프셋은 약 100MHz 정도로 정확하게 추정된다.
주파수 오프셋 보상부(370)는 추정된 짝수 샘플에 대한 주파수 오프셋 및 홀수 샘플에 대한 주파수 오프셋 중 하나를 이용하여 전체 샘플들의 주파수 오프셋을 보상할 수 있다. 예를 들어, 주파수 오프셋 보상부(370)는 전체 샘플들의 원신호에서, 짝수 번째 오프셋에 대해 추정된 주파수 오프셋을 감산하여 주파수 오프셋을 보정한다. 원신호는 예를 들어 an일 수 있다. 또는, 주파수 오프셋 보상부(370)는 전체 샘플들의 원신호에서, 홀수 번째 오프셋에 대해 추정된 주파수 오프셋을 감산하여 주파수 오프셋을 보정한다.
한편, 주파수 오프셋 보상부(370)는 짝수 샘플에 대한 주파수 오프셋 및 홀수 샘플에 대한 주파수 오프셋의 평균값을 이용하여 전체 샘플에 대한 주파수 오프셋을 보상할 수 있다. 이는 짝수 샘플에 대한 주파수 오프셋 및 홀수 샘플에 대한 주파수 오프셋의 차이가 미미하기 때문이다.
다시 도 3을 참조하면, 위상 노이즈 보상부(380)는 주파수 오프셋이 보상된 신호로부터, 광 선폭에 의해 발생한 위상 변화량을 제거한다.
카버 왜곡 보상부(390)는 주파수 오프셋이 보상된 샘플들에 대해, 광송신기(100)에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상할 수 있다. 특히, 카버 왜곡 보상부(390)는 RZ 펄스 카버(120)에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상할 수 있다. RZ 펄스 카버(120)에 의한 위상 왜곡은 짝수 샘플과 홀수 샘플마다 서로 다르게 나타날 수 있다. 따라서, 카버 왜곡 보상부(390)는 짝수 샘플과 홀수 샘플에 발생한 위상 왜곡량을 각각 산출하고, 산출된 위상 왜곡량을 이용하여 원신호를 보상함으로써, RZ 펄스 카버(120)에 의한 위상 왜곡을 보상한다.
먼저, 카버 왜곡 보상부(390)는 데이터 변조에 의해 발생한 위상을 변화량을 [수학식 3]과 같이 샘플을 4제곱하여 제거한다.
Figure 112010060687798-pat00003
[수학식 3]에서 ck는 k번째 샘플의 위상 왜곡량, ak는 위상 노이즈 보상부(380)로부터 k번째로 입력되는 신호, 즉, 샘플이다. 또한, 광신호가 광송신기(100)에서 QPSK 방식에 의해 변조된 경우, 4제곱이 사용되며, 다른 방식에 의해 변조된 경우, 다른 방식이 이용될 수 있다.
카버 왜곡 보상부(390)는 [수학식 3]에 의해 산출된 위상 왜곡량들을 짝수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들과 홀수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들로 나눈다. 그리고, 카버 왜곡 보상부(390)는 [수학식 4]를 이용하여, 짝수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들의 평균값을 산출하고, [수학식 5]를 이용하여, 홀수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들의 평균값을 산출한다.
Figure 112010060687798-pat00004
Figure 112010060687798-pat00005
[수학식 4] 및 [수학식 5]에서 peven은 짝수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들의 평균값, podd는 홀수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들의 평균값, N은 샘플들의 전체 개수, ck는 [수학식 3]에 의해 산출된 값이다.
카버 왜곡 보상부(390)는 [수학식 4] 및 [수학식 5]에 의해 산출된 peven과 podd를 각각 이용하여 짝수 샘플들의 위상 왜곡과 홀수 샘플들의 위상 왜곡을 보상한다. 예를 들어, 카버 왜곡 보상부(390)는 위상 노이즈 보상부(380)로부터 입력되는 k번째 샘플(ak)이 짝수 샘플인 경우, k번째 샘플로부터 [수학식 4]에 의해 산출된 peven을 감산하여 위상 왜곡을 보상한다.
도 5a는 위상 왜곡이 보상되기 전의 성상도를 도시한 도면, 도 5b는 본 발명의 실시 예에 따라 위상 왜곡이 보상된 후의 성상도를 도시한 도면이다.
도 5a 및 도 5b를 참조하면, 보상 전 왜곡된 성상도는 보상 후 전형적인 QPSK 신호 형태를 갖는다.
도 6은 광신호가 광송신기(100)에서 66% RZ 펄스를 이용하여 DP-QPSK 변조된 경우, 위상 왜곡이 보상되기 전과, 본 발명의 실시 예에 따라 위상 왜곡이 보상된 후의 OSNR 패널티를 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, RZ 펄스 카버(120)의 불완전성이 증가할수록 보상 전의 OSNR 패널티는 크게 증가한다. 반면, 본 발명의 실시 예에 따라 왜곡이 보상된 경우 불완전성이 증가하여도 OSNR 패널티의 증가폭은 감소된다. 도 6은 66% RZ 펄스를 예로 들어 도시하였으나, 33% RZ 펄스 및 50% RZ 펄스를 이용한 위상 변조에서도 상술한 본 발명의 실시 예를 적용할 수 있음은 물론이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 7의 광신호 처리 방법은 도 3을 참조하여 설명한 광 코히어런트 수신기(300)에 의해 수행될 수 있다.
710단계에서, 광 코히어런트 수신기의 광 하이브리드는 광송신기로부터 입력되는 제1광신호와 로컬 오실레이터로부터 입력되는 제2광신호를 결합한다.
720단계에서, 광 코히어런트 수신기의 광 하이브리드는 결합된 신호를 x 편광과 y 편광이 섞여 있는 정위상 채널 성분 및 직교위상 채널 성분으로 분리할 수 있다.
730단계에서, 광 코히어런트 수신기는 720단계에서 출력되는 광신호를 전기적 신호로 변환한다.
740단계에서, 광 코히어런트 수신기는 730단계에서 출력되는 광신호를 디지털 신호로 변환한다.
750단계에서, 광 코히어런트 수신기는 740단계로부터 입력되는 디지털 신호를 정규화한다.
760단계에서, 광 코히어런트 수신기는 정규화된 신호들을 디멀티플렉싱하여 x편광과 y편광으로 각각 분리된 샘플들을 출력할 수 있다. 출력되는 샘플들은 x편광과 y편광이 분리된 신호로서, Ix, Qx, Iy 및 Qy로 이루어질 수 있다.
770단계에서, 광 코히어런트 수신기는 샘플들을 짝수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋 및 홀수 샘플들에 발생한 주파수 오프셋 중 적어도 하나를 추정할 수 있다. 구체적으로, 광 코히어런트 수신기는 [수학식 1]을 이용하여 짝수 샘플들에서 발생한 위상 변화량의 평균값을 산출하고, 산출된 평균값을 짝수 샘플 간격으로 나누는 등의 과정을 통해, 짝수 샘플에 대한 주파수 오프셋을 추정할 수 있다. 또는, 광 코히어런트 수신기는 [수학식 2]를 이용하여 홀수 샘플들에서 발생한 위상 변화량의 평균값을 산출하고, 산출된 평균값을 홀수 샘플 간격으로 나누어 짝수 샘플에 대한 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
780단계에서, 광 코히어런트 수신기는 [수학식 1] 및 [수학식 2] 중 적어도 하나에 의해 추정된 적어도 하나의 주파수 오프셋을 이용하여 전체 샘플들의 주파수 오프셋을 각각 보상할 수 있다. 전체 샘플들은 짝수 샘플들과 홀수 샘플들을 포함한다. [수학식 1] 및 [수학식 2]에 의해 추정된 두 개의 주파수 오프셋을 모두 이용하는 경우, 두 개의 주파수 오프셋의 평균값을 산출하고, 산출된 평균값을 이용하여 전체 샘플들의 주파수 오프셋을 보상할 수 있다.
790단계에서, 광 코히어런트 수신기는 주파수 오프셋이 보상된 신호로부터, 광 선폭에 의해 발생한 위상 변화량을 제거한다.
795단계에서, 광 코히어런트 수신기는 주파수 오프셋이 보상되고 광 선폭에 의한 위상 변화량이 제거된 샘플들에 대해, 광송신기에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
상술한 과정에 의하면, 광 코히어런트 수신기는 짝수 샘플과 홀수 샘플 각각에 대해 주파수 오프셋을 추정함으로써 보다 정확한 주파수 오프셋을 추정할 수 있으며, 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
도 8은 도 7의 795단계를 보다 자세히 설명하기 위한 흐름도이다.
810단계에서, 광 코히어런트 수신기는 [수학식 3]을 이용하여, 각 샘플에 대해 발생한 위상 왜곡량을 산출한다.
820단계에서, 광 코히어런트 수신기는 각 샘플에 대해 산출된 위상 왜곡량들 중 짝수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들의 평균값을 [수학식 4]를 이용하여 산출한다.
830단계에서, 광 코히어런트 수신기는 830단계에서 산출된 평균값을 이용하여 짝수 샘플들의 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
한편, 840단계에서, 광 코히어런트 수신기는 홀수 샘플들에서 발생한 위상 왜곡량들의 평균값을 [수학식 5]를 이용하여 산출한다.
850단계에서, 광 코히어런트 수신기는 840단계에서 산출된 평균값을 이용하여 홀수 샘플들의 위상 왜곡을 보상할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시 예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시 예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
100: DP-QPSK 광송신기 120: RZ 펄스 카버
130: DP-QPSK 변조기 300: 광 코히어런트 수신기
310: 로컬 오실레이터 320: 광 하이브리드
330: 광전 변환기 350: 정규화부
360: 편광 디먹스 370: 주파수 오프셋 보상부
380: 위상 노이즈 보상부 390: 카버 왜곡 보상부

Claims (14)

  1. 광송신기로부터 입력된 제1광신호와 로컬 오실레이터로부터 입력된 제2광신호를 결합하여 광신호를 생성하는 광 하이브리드;
    상기 광 하이브리드로부터 출력되는 상기 광신호를 디멀티플렉싱하여 x 편광과 y 편광이 분리된 샘플들을 출력하는 편광 디먹스;
    상기 편광 디먹스로부터 입력되는 샘플들에 대한 위상 변화량의 평균값을 이용하여, 상기 입력되는 샘플들 중 짝수 샘플들 및 홀수 샘플들 중 적어도 하나에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋에 상기 추정된 주파수 오프셋을 감산하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상하는 주파수 오프셋 보상부; 및
    상기 짝수 샘플과 상기 홀수 샘플에 발생한 위상 왜곡량을 각각 산출하고, 상기 각각 산출된 위상 왜곡량을 제거하여 상기 주파수 오프셋이 보상된 샘플들의 위상 왜곡-상기 광송신기에 의해 발생하는 위상 왜곡임-을 보상하는 카버 왜곡 보상부
    를 포함하는, 광 코히어런트 수신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 오프셋 보상부는, 상기 짝수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 홀수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정하는 광 코히어런트 수신기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 오프셋 보상부는, 상기 짝수 샘플들 및 상기 홀수 샘플들 각각에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 각각 추정된 주파수 오프셋들의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상하는, 광 코히어런트 수신기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 카버 왜곡 보상부는, 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 각각 보상하는, 광 코히어런트 수신기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 카버 왜곡 보상부는, 상기 짝수 샘플들에 대해 산출된 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 보상하고, 상기 홀수 샘플들에 발생한 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대해 상기 위상 왜곡을 보상하는, 광 코히어런트 수신기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 카버 왜곡 보상부는, 상기 광송신기의 RZ(Return to Zero) 펄스 카버에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상하는, 광 코히어런트 수신기.
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서,
    상기 편광 디먹스로부터 출력되는 샘플들은 상기 x 편광과 상기 y 편광이 분리된 정위상 채널 성분 및 직교위상 채널 성분을 포함하는, 광 코히어런트 수신기.
  9. 광송신기로부터 입력된 제1광신호와 로컬 오실레이터로부터 입력된 제2광신호를 결합하여 광신호를 생성하는 단계;
    상기 광 하이브리드로부터 출력되는 상기 광신호를 디멀티플렉싱하여 x 편광과 y 편광이 분리된 샘플들을 출력하는 단계;
    상기 출력된 샘플들에 대한 위상 변화량의 평균값을 이용하여, 입력되는 샘플들 중 짝수 샘플들 및 홀수 샘플들 중 적어도 하나에 대한 주파수 오프셋을 추정하는 단계;
    상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들에 상기 추정된 주파수 오프셋을 감산하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상하는 단계; 및
    상기 짝수 샘플과 상기 홀수 샘플에 발생한 위상 왜곡량을 각각 산출하고, 상기 각각 산출된 위상 왜곡량을 제거하여 상기 주파수 오프셋이 보상된 샘플들의 위상 왜곡-상기 광송신기에 의해 발생하는 위상 왜곡임-을 보상하는 단계
    를 포함하는, 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 추정하는 단계는, 상기 짝수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 홀수 샘플들에 의해 발생한 위상 변화량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대한 주파수 오프셋을 추정하는, 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 보상하는 단계는, 상기 짝수 샘플들 및 상기 홀수 샘플들 각각에 대한 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 각각 추정된 주파수 오프셋들의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들의 주파수 오프셋을 보상하는, 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 위상 왜곡을 보상하는 단계는, 상기 짝수 샘플들과 상기 홀수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 각각 보상하는, 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 위상 왜곡을 보상하는 단계는, 상기 짝수 샘플들에 대해 산출된 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 짝수 샘플들에 대해 발생한 위상 왜곡을 보상하고, 상기 홀수 샘플들에 발생한 위상 왜곡량의 평균값을 이용하여 상기 홀수 샘플들에 대해 상기 위상 왜곡을 보상하는, 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 위상 왜곡을 보상하는 단계는, 상기 광송신기의 RZ(Return to Zero) 펄스 카버에 의해 발생하는 위상 왜곡을 보상하는, 광 코히어런트 수신기의 광신호 처리 방법.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9203682B2 (en) * 2010-09-07 2015-12-01 Alcatel Lucent Frequency-dependent I/Q-signal imbalance correction coherent optical transceivers
US8565621B2 (en) * 2011-03-01 2013-10-22 Opnext Subsystems, Inc. Quadrature time skew detection for coherent optical signals
US20130077973A1 (en) * 2011-09-26 2013-03-28 Alcatel-Lucent Usa Inc. Spectrally efficient modulation for an optical-transport system
ITTO20130973A1 (it) * 2013-11-29 2015-05-30 Scuola Superiore Di Studi Universit Ari E Di Perfe Ricevitore ottico coerente indipendente dalla polarizzazione
KR102131070B1 (ko) 2014-01-21 2020-07-07 삼성전자주식회사 코히런트 수신을 수행하는 광 인터페이스 모듈, 이를 포함하는 광 메모리 모듈 및 광 메모리 시스템
CN107409000B (zh) * 2015-04-10 2019-05-28 华为技术有限公司 一种相干光源频偏估计和补偿的相干接收机、方法和系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR980007129A (ko) * 1996-06-14 1998-03-30 이준 코히어런트 검파방식의 광주파수분할다중화 광스타망과 그 검파 방법.
KR20100065028A (ko) * 2008-12-05 2010-06-15 한국전자통신연구원 코히어런트 광 수신기의 디지털 신호 동기화 장치

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6763072B1 (en) * 1999-08-25 2004-07-13 Victor Company Of Japan, Ltd. Method and apparatus for modulation and demodulation related to orthogonal frequency division multiplexing
JP3498839B2 (ja) * 1999-12-21 2004-02-23 日本電気株式会社 光通信用受信器
US6671079B2 (en) * 2001-12-14 2003-12-30 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for transmitting a modulated optical signal
US7330666B1 (en) * 2003-01-31 2008-02-12 Ciena Corporation Method and apparatus for controlling modulator phase alignment in a transmitter of an optical communications system
US7333736B2 (en) * 2003-07-02 2008-02-19 Ciena Corporation Method and apparatus for controlling modulator phase alignment in a transmitter of an optical communications system
US6917031B1 (en) * 2004-02-17 2005-07-12 Nortel Networks Limited Method for quadrature phase angle correction in a coherent receiver of a dual-polarization optical transport system
US7477852B2 (en) * 2005-01-31 2009-01-13 Alcatel-Lucent Usa Inc. Optical receiver apparatus and method
US7555227B2 (en) 2005-10-21 2009-06-30 Nortel Networks Limited Polarization compensation in a coherent optical receiver
US20080063396A1 (en) * 2006-09-12 2008-03-13 Nec Laboratories America, Inc. Optical Subchannels From a Single Lightwave Source
US8112001B2 (en) * 2006-12-20 2012-02-07 Ofidium Pty, Ltd. Non-linearity compensation in an optical transmission
CN101257349B (zh) 2007-02-26 2011-05-11 富士通株式会社 数字相位估计器、数字锁相环以及光相干接收机
JP4918400B2 (ja) * 2007-04-27 2012-04-18 富士通株式会社 光信号受信装置
US8463141B2 (en) * 2007-09-14 2013-06-11 Alcatel Lucent Reconstruction and restoration of two polarization components of an optical signal field
EP2086130B1 (en) * 2008-01-29 2013-01-09 Alcatel Lucent Combined phase and polarization modulation for optical communication
JP5136236B2 (ja) * 2008-06-19 2013-02-06 富士通株式会社 光受信装置
US8306418B2 (en) * 2009-03-10 2012-11-06 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Data pattern dependent distortion compensation in a coherent optical signal receiver
JP5444877B2 (ja) * 2009-06-24 2014-03-19 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器
US8335438B2 (en) * 2009-10-30 2012-12-18 Fujitsu Limited Estimating frequency offset using a feedback loop
JP5482273B2 (ja) * 2010-02-12 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器
JP5598290B2 (ja) * 2010-11-30 2014-10-01 富士通株式会社 適応等化器、光受信機、及び適応等化器のタップ係数補正方法、

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR980007129A (ko) * 1996-06-14 1998-03-30 이준 코히어런트 검파방식의 광주파수분할다중화 광스타망과 그 검파 방법.
KR20100065028A (ko) * 2008-12-05 2010-06-15 한국전자통신연구원 코히어런트 광 수신기의 디지털 신호 동기화 장치

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