TWI382683B - 預補償光纖色散所引起的延遲的方法、應用該方法的多子載波訊號產生器、以及應用該訊號產生器的光正交分頻多工系統之傳送器 - Google Patents

預補償光纖色散所引起的延遲的方法、應用該方法的多子載波訊號產生器、以及應用該訊號產生器的光正交分頻多工系統之傳送器 Download PDF

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Description

預補償光纖色散所引起的延遲的方法、應用該方法的多子載波訊號產生器、以及應用該訊號產生器的光正交分頻多工系統之傳送器
本發明係有關於一種採用光正交分頻多工(Optical Orthogonal Frequency-division Multiplexing)技術的系統中，得以預補償光纖色散所引起的延遲的傳送器。
正交分頻多工(Orthogonal Frequency-division Multiplexing,OFDM)系統為一種採用了數位多載波調變(Digital multi-carrier modulation)方法的分頻多工(Frequency-division Multiplexing,FDM)系統。複數個具有正交性的次載波(orthogonal sub-carrier，亦可稱為子頻帶或子載波)被用來傳送資料。該些資料被切割成對應各個次載波的多個平行的資料流(data stream)或稱通道(Channel)。每個次載波均被以一種具較低符元速率(low symbol rate)的正交調變技術進行資料傳輸。如此一來，即可在相同的頻寬(bandwidth)內得到相較於傳統單一載波(single-carrier)更多的總資料傳輸率(total data rates)。
請參考「第1A圖」與「第1B圖」係各別為習知直接傳輸與正交分頻多工傳輸的頻譜分佈比較示意圖。直接傳輸與OFDM傳輸的最大不同點在於頻寬的分佈，「第1A圖」顯示直接傳輸所占頻寬為f0。若將此頻寬f0以正交分頻多工的方式將該段頻寬細分成等寬的五等分。每個子頻帶(即前述的子載波)互相正交，則新的頻譜分佈將如「第1B圖」所示。在OFDM傳輸中，只要子頻帶 夠多，基本上對每個子頻帶而言，該段頻帶的頻率響應可以約略視為平坦。也就是說針對每個子頻帶僅需要一個單一係數的等化器，用以克服每個子通道之衰減及相位失真。此外，由於每個子頻帶所傳輸的資料率都遠低於原本直接傳輸的資料率，該等化器的操作時脈自然也以等比例下降。
正交分頻多工技術應用於無線通訊領域上，常遇到的問題有多重路徑效應(multi-path effect)。多重路徑效應會衍生時間延遲擴展(time-spreading)與符間干擾(inter-symbol interference,ISI)問題。此即所謂頻率選擇性(Frequency-selective)通道。此頻率選擇性問題通常是以在每個OFDM的符元(或稱符碼，Symbol)加入防護區間(Guard interval)來解決。此舉將加大符元週期、佔用用以傳輸數據的頻寬。
把正交分頻多工技術應用於光通訊系統時，由於光線在同一光纖中傳輸，因此，光正交分頻多工系統的多重路徑效應並不顯著，但會因光纖色散(Chromatic Dispersion)現象使得在接收端接收到訊號時，會有通道間同步的問題以及類似多重路徑的符間干擾的問題。
光纖色散使得光訊號在光纖上傳輸時，高頻的光訊號被傳輸的速度較低頻的光訊號被傳輸的速度為慢。在光正交分頻多工技術中，由於各子載波係以不同頻率進行傳送，雖然發射端把各個子載波同時發送出來，但是在接收端所接收到的各子載波是在不同時間到達的。此即所謂的群組延遲(Group delay)現象。
關於群組延遲現象，請參考「第2A圖」與「第2B圖」，其係分別為光正交分頻多工系統的傳送端與接收端所傳送與接收訊號的示意圖。「第2A圖」與「第2B圖」係顯示正交分頻多工訊號在頻域的示意圖。圖中的水平軸為時間，垂直軸為頻率。每個子載波(子頻帶)使用一個頻帶。以「第2A圖」為例，每個子載波使用圖示中df的頻寬，第一個子載波所在頻帶(頻段)為M*df，其下一個為(M+1)*df，依此類推。圖中所顯示的為每一個子載波上僅有一個符元的資料。實際傳送時為連續的符元被傳送與接收。「第2A圖」為傳送端所傳送的符元的示意圖。圖中可以見悉，在傳送端的每個符元的起始時間相同。由於各符元的時間長度均相同，故傳送端的每個符元的終止時間亦相同。其次，請參考「第2B圖」，其為正交分頻多工訊號經過光纖傳輸後，被接收端所接收的訊號示意圖。圖中可以見悉，在頻率較低的子載波(即位在頻率軸較上方的子載波)較早被接收到，而頻率較高的子載波(即位在頻率軸較下方的子載波)則較晚到達。此即上述所謂的群組延遲變異(Group Delay’s Variation/Dispersion)。
為解決群組延遲變異問題，業者係在子載波的每個符元加入防護區間(Guard Interval)，防護區間可以是循環前置碼(Cyclic Prefix)或循環後置碼(Cyclic Postfix)等。藉由防護區間的設置，接收端在同一時間區間(即原符元長度加上防護區間長時)內擷取資料時，每個子載波的資料均會完整。只需判斷起始點後，即可解碼。
雖防護區間可解決光纖色散所帶來的群組延遲變異問題，但光纖色散情形愈嚴重，所需附加的防護區間時間愈長。然而，此防護區間愈長，其所佔用的頻寬即愈多，意即可以用來傳輸數據的頻寬即減少。而色散所產生的群組延遲係正比於在光纖中被傳輸的距離及子載波間的頻率差異。也就是說當總頻寬愈大，或傳輸距離愈長，群組延遲變異即愈大、防護區間即需更長，方得以解決此問題。
將正交分頻多工技術應用於光通訊領域之論文，可見於由W.Shieh,X.Yi及Y.Tang所發表的論文(請參考“Experimental demonstration of transmission of coherent optical OFDM systems”,Optical Fiber Communications Conference OFC 07,OMP2,Mar,2007)。其揭露一同調光正交分頻多工系統(Coherent Optical-OFDM)之實驗論證。其展示採用傳輸速率為8 Gb/s(每秒8x109位元bit)的128個OFDM子載波(subcarrier)傳收在1000公里(km)的光纖中的情形。在該論文中係採用前述防護區間的方式來克服光纖色散所產生的問題。
通常因光纖色散所附加的防護區間至少佔了百分之六的通訊頻寬。此通訊頻寬若再扣掉用來做為通道響應(channel response)估測的引導載波(scatter pilot,preamble或mid-amble)所佔的頻寬以及控制訊號的頻寬，能用以傳輸數據的頻寬將更為減少。
鑑於前述防護區間因傳輸距離增加而需增加，進而佔用了通 訊頻寬之現象，本發明提出一種預補償光纖色散所引起的延遲的方法、應用該方法的多子載波訊號產生器、以及應用該訊號產生器的光正交分頻多工系統之發射端，以有效減短防護區間，增加可傳送數據的頻寬。
本發明提出之預補償光纖色散所引起的延遲的方法適用於光正交分頻多工傳送器。此傳送器係傳送一具有複數個子載波之光訊號。每個子載波具有載波頻率且該些子載波的該些載波頻率係相異，該方法包含：接收複數個預補償值，該些預補償值係對應該些子載波；以及將該些子載波延遲與之對應的該些預補償值的時間後傳送出去。
本發明提出之多子載波訊號產生器適於一光正交分頻多工系統之傳送器。傳送器之一串轉並元件係轉換並映對一數位序列訊號為複數個並列訊號。產生器包含複數個時域訊號調變器、複數個防護區間附加元件、複數個延遲單元、及一結合器。時域訊號調變器以一對一關係對應該些並列訊號。且各該時域訊號調變器係依據與之對應之該並列訊號產生一時域訊號。防護區間附加元件以一對一關係對應該些時域訊號調變器。各防護區間附加元件各別附加一防護區間於與之對應的該時域訊號調變器所產生的該時域訊號而成為一被附加訊號。延遲單元以一對一關係對應該些防護區間附加元件。該些延遲單元各別具有一預定延遲值。且各該延遲單元係延遲該預定延遲值後傳送與之對應的該防護區間附加元件所產生的該被附加訊號。結合器結合被該些延遲單元所傳 送之該些被附加而輸出一合併訊號。
本發明提出之光正交分頻多工系統之傳送器係將一數位序列訊號轉換為一光訊號後傳送出去。傳送器包含串轉並元件、多子載波訊號產生器、數位轉類比元件、以及電轉光元件。串轉並元件係轉換並映對該數位序列訊號為複數個並列訊號。多子載波訊號產生器依據該些並列訊號而產生對應的複數個時域訊號，該多子載波訊號產生器另依據與該些並列訊號所對應的複數個預定延遲值，延遲該些時域訊號後將該些被延遲的時域訊號合併為一合併訊號。數位轉類比元件將該合併訊號轉為一類比訊號。電轉光元件將該類比訊號轉換為該光訊號。
藉由上述本發明提出之預補償方法、多子載波訊號產生器、與光正交分頻多工傳送器，使得色散所引起的延遲得以在傳送器端即被適當地預補償，並且每個子載波在經過光纖傳輸之後，都能在相當一致的時間到達接收端。
有關本發明的特徵、實作與功效，茲配合圖示作最佳實施例詳細說明如下。
以上之關於本發明之內容說明及以下之實施方式之說明係用以示範與解釋本發明之精神與原理，並且提供本發明之專利申請範圍更進一步之解釋。
首先，請參閱「第3圖」，其係為依據本發明實施範例之光正交多工系統的傳送器10與接收器60的系統架構示意圖。圖中可 以見悉傳送器10係將一數位序列訊號90轉換為一光訊號94後傳送出去。此光訊號94經過光纖80之傳輸及光放大器82之放大後，被接收器60所接收。
其中，該光訊號94為一正交分頻多工之光訊號94。前述之光放大器82可以是但不限於摻鉺光纖放大器。前述光纖80係為但不限於單模光纖(Single mode fiber)。
接收器60在接收了光訊號94後，估測出該光訊號94因色散所產生的群組延遲的總延遲時間，接著將該總延遲時間傳回該傳送器10。此總延遲時間可經由傳送器10與接收器60之間通訊用的控制通道84(Control channel)回傳給傳送器10。或者是用其他方式傳回給傳送器10。前述控制通道84在圖上雖以不同於光纖80之方式示意，但實際上可以是光纖通訊中的一個通道。除此之外，亦可採用人工設定的方式，例如，在接器60處量測或估測得群組延遲的總延遲時間後，由人工在傳送器10處手動設定該總延遲時間。
前述傳送器10包含一串轉並元件12、一多子載波訊號產生器14、一數位轉類比元件16、以及一電轉光元件18。串轉並元件12係轉換並映對(mapping)該數位序列訊號90為複數個並列訊號91。前述的總延遲時間係被轉換為複數個預定延遲值。每個預定延遲值係對應前述並列訊號。關於總延遲時間如何轉換為預定延遲值，容後詳述。
多子載波訊號產生器14係依據該些並列訊號91而產生複數 個各別對應於各子載波的時域訊號143,144(請見於「第4圖」，該多子載波訊號產生器14另依據與該些並列訊號91所對應的複數個預定延遲值(或稱預補償值)，延遲該些時域訊號143,144後將該些被延遲的時域訊號143,144合併為一合併訊號92。數位轉類比元件16係將該合併訊號92轉為一類比訊號93。電轉光元件18將該類比訊號93轉換為前述光訊號94。此電轉光元件18可以是但不限於雷射(Laser或DML,directly-modulated laser)。
前述串轉並元件12係先將待傳送的數位序列訊號90切割成多個平行的資料流。每個平行的資料流再以具有較低符元速率(low symbol rate)的調變技術轉換為前述並列訊號91。前述的調變技術可以是但不限於正交振幅調變(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)或相位偏移調變(又稱相位移鍵，PSK，Phase Shift Keying)。
多子載波訊號產生器14係依並列訊號91的預定延遲值而延遲各時域訊號143,144被發送的起始時間。關於多子載波訊號產生器14之架構，請參閱「第4圖」。其為根據本發明實施範例之光正交分頻多工系統的傳送器10的多子載波訊號產生器14之電路方塊示意圖。
圖中可見悉，多子載波訊號產生器14包含複數個時域訊號調變器(time domain modulated waveform generator)140,141、複數個防護區間附加元件(Guard Interval Adding Element)139a,139b、複數個延遲單元145,146、以及一結合器(adder)148。該些時域訊號 調變器140,141係以一對一關係對應該些並列訊號91。時域訊號調變器140,141係將屬於頻域之並列訊號91轉換為屬於時域的時域訊號143,144。其後，防護區間附加元件139a,139b係以一對應關係對應時域訊號調變器140,141及延遲單元145,146。防護區間附加元件139a,139b附加防護區間於時域訊號143,144而成為被附加訊號(GI-added signal)138a,138b。各延遲單元145,146係延遲該預定延遲值後傳送與之對應的該防護區間附件元件139a,139b所產生的被附加訊號138a,138b。如此一來，雖然每個並列訊號91被多子載波訊號產生器14同時接收到，但經多子載波訊號產生器14之調整後，延遲單元145,146將被附加訊號138a,138b延遲一對應的預定延遲值的時間後傳送出來。結合器148係結合該些延遲單元145,146所傳送之該些被附加訊號138a,138b而輸出該合併訊號92。
前述延遲單元145,146可以是一數位延遲單元。其可以是但不限於可調式數位延遲器(variable digital delay)、先進先出式可調式數位延遲器(FIFO-based first-in-first-out based variable digital delay)。
關於群組延遲與預定延遲值之目的與計算，請再參考「第2A圖」。由實驗可知，當每個子載波間(群組)的頻率差值為一固定值時(即如圖中所示相差df頻寬)，且光訊號94的傳輸環境未變動的條件下，前述群組延遲呈線性。以下提出舉例一加以說明。假設舉例一的正交分頻多工訊號共有8個子載波，接收器60所接收到 的第一個子載波到最後一個子載波的總延遲時間(因色散所引起的)為0.7 ns(奈秒，1x10-9秒)。在此條件下，每一子載波之間的群組延遲即為700 ps(1x10-12秒)除以(8-1)(因總共有七個載波間隔)，等於100 ps。也就是說，雖各子載波(群組)被同時傳送出來，但相鄰的子載波(群組)係相隔100ps依序被收到，如「第2B圖」所示。
為解決此問題，本發明實施範例即在傳送器10傳送光訊號94之前，將各個子載波依其預計延遲的時間預先補償。使得每個子載波(群組)被傳送時，均依該預定延遲時間而被延遲傳送。頻率相鄰的子載波將會被依次傳送。此依次傳送的時間間距即等於上述子載波之間的群組延遲差異時間(接續上方之舉例一，即為100ps)。藉此，接收器60即會接收到幾近同時到達的各子載波。解決群組延遲的問題。
由於色散的緣故，具有較高頻率的光訊號94在光纖80中被傳輸的速度較具有較低頻率的光訊號94為慢，因此，具有較高頻率的子載波將先被傳送出來。也就是說，頻率較高的子載波較早被傳出來。請參考「第5A圖」，其係為依據本發明之傳送器10的各延遲單元145,146所傳出的被延遲的時域訊號143,144之頻域示意圖。圖中的水平軸為時間，而垂直軸為頻率。垂直軸愈往圖面下方，其頻率愈高。「第5A圖」是以四個子載波為例。圖中可以看出，愈高頻之子載波愈早被傳送出去。愈低頻之子載波則愈晚被傳送出去。相鄰的子載波之間則間隔一單位延遲時間。
上述單位延遲時間係以單位取樣時間(Sampling time)之整數 倍為佳。接續上述之舉例一，假設單位取樣時間是40ps(等於25 GHz的取樣速率sampling rate)。每個取樣點稱做一個點數。取樣點與取樣點之間相隔前述單位取樣時間(40 ps)。第一子載波的載波頻率最低、傳送速度最快。第八子載波的載波頻率最高，傳送速度最慢。每個子載波間的頻段寬度相同(即前述的頻率差值相同)。因此，依照未補償前接收到的各子載波間的延遲差值在傳送端10進行預補償之延遲時間如下表(此舉例一的單位延遲點數等於單位取樣時間，即為40 ps)。下表中「未補償前，接收時的延遲時間」的欄位指的是以傳送器10同時傳送各子載波，而接收器60接收到各子載波時，將每個子載波被收到的時間與最先收到的子載波相比，所得到的延遲時間。以表一為例，將先收到第一子載波，其餘的依序收到，故該欄(column)是將其他子載波與第一子載波做比較而得到的延遲時間。
從上表中可以得知，第二、四、六、八子載波的預補償值即設定為該子載波與第八子載波(第八子載波為具有最高載波頻率的子載波)到達接收器60的時間差，而第一、三、五與七子載波，則由於其「子載波間時間差」未能被單位取樣時間所整除，是以以最接近該子載波間時間差的單位取樣時間的倍數為之。例如，第一子載波與第八子載波的時間差雖為700 ps，但因未能被單位取樣時間整除，故以720 ps做為延遲發送之延遲時間。當然亦可以680 ps為之。其餘依此類推。
以上表中的例子來看，第二、四、六與八子載波將同時被接收器60所接收到，而第一、三、五與七子載波則會晚20 ps被接收到。是以，防護區間即可從非用本發明技術之700 ps降為使用本發明之40 ps(因20ps不到1取樣點，接收器60解碼時是以取樣點來進行，故20ps亦以1取樣點計)。大幅減少了防護區間所占用的頻寬。若此舉例一中每個符元的時間長度為128點(即128x40ps=5120ps時間長度)，則傳統防護區間延遲18點，傳統防護區間佔符元與防護區間和的12.8%(18/(18+128)=12.8%)的頻寬。若將舉例一採用本發明之技術，則本發明的防護區間僅佔總頻寬的0.8%(1/(1+128)=0.77%)。
從上述的預補償值與各子載波的載波頻率可得知，具有較高的該載波頻率的該些子載波的該些預補償值係小於具有較低的該 載波頻率的該些子載波的該些預補償值。
前述的舉例一中，每個子載波的預補償值均不相同。但實際應用時，並不以此為限。若三個子載波之間的延遲到達時間小於一個取樣點(時間)，則此三個子載波所需延遲的點數將會相同。
另外，接續前述「第5A圖」之說明。「第5A圖」被延遲的時域訊號143,144在被合併並以光訊號94傳送出去之後。該光訊號94經過光纖80而到達接收器60。接收器60所接收到的訊號經過快速傅立葉轉換後(容後詳述)，該被轉換的訊號的頻域示意圖請參考「第5B圖」。從圖中可以見悉，由於傳送器10在傳送前先將色散造成的延遲已預先補償，故圖示接收到的訊號的各子載波即幾乎同時至達，且無延遲現象。此處的同時到達並非限制條件，僅表示各子載波到達的微小時間差相對系統而言，並不會造成解碼問題。
關於本發明實施範例提出的預補償光纖色散所造成的群組延遲現象的技術，可在系統建構完成時，即著手進行前述預補償值之設定，其後，由於光纖色散在同一光纖通訊系統中，除非硬體有變更或光纖路徑有更換，否則色散的變動性不大，也就是說此預補償之做法，相當適合於光正交分頻多工系統。
前述的舉例一中的各子載波間係以相同頻段與間距為例，若頻段間距不同，亦可採用本發明，只要各別調整每個子載波所需延遲時間即可。
關於時域訊號調變器140,141的細部結構例，請再參閱「第 4圖」。圖中可知悉，每個時域訊號調變器140,141包含一實部查閱表142a(look up table for real part)、一虛部查閱表142b(look up table for imaginary part)、及一多工器組149。實部查閱表142a具有複數個實部基本波形。虛部查閱表142b具有複數個相位值。多工器組149係依據與該時域訊號調變器140,141對應的該並列訊號91至該實部查閱表142a與該虛部查閱表142b查閱出該時域訊號143,144。
前述實部查閱表142a係儲存有複數個基本波形，而虛部查閱表142b則儲存有複數個相位。前述每一並列訊號91具有一實部910(real part)與一虛部912(imaginary part)。多工器組149依據並列訊號91的實部910與虛部912在該並列訊號91所對應的實部查閱表142a與虛部查閱表142b查閱對應的基本波形與相位。
「第4圖」的時域訊號調變器140,141是以正交相偏移調變(QPSK,Quadrature PSK)為例。正交相偏移調變的訊號包含四種：(0,0),(0,1),(1,1)及(1,0)。也就是說括弧中的第一個數字為並列訊號91的實部910(一般以I表示)，而第二個數字為並列訊號91的虛部912(一般以Q表示)。此多工器組149接收並列訊號91的實部910與虛部912，並據以選擇對應的查閱表142a,142b。該多工器組149係依該並列訊號91的該實部910至該實部查閱表142a查閱出一對應的該基本波形。多工器組149依該並列訊號91的該虛部912至該虛部查閱表142b而查閱出一對應的相位值。接著，多工器組149係依該被查出的該基本波形及相位值而輸出該時域訊 號。
該多工器組149具有一第一多工器147a、一第二多工器147b及一相位反轉器147c(Inverter)。第一多工器147a係接收並列訊號91的實部910，用來選擇從實部查閱表還是虛部查閱表做輸出。若並列訊號91的實部910的值為1，則由虛部查閱表142b做輸出。反之，若並列訊號91的實部910的值為0，則由實部查閱表142a做輸出。接著，第一多工器147a的輸出被分成二個訊號，其中一個訊號經過前述相位反轉器147c後連接至第二多工器147b的代表「0」的輸入端。而另一個訊號則直接連接至第二多工器147b代表「1」的輸入端。
在本實施範例中係以相位反轉器147c做為相位轉換的元件，但若是應用在16 QAM系統，則需將此相位反轉器147c更換為相位轉換器(Phase Converter)或訊號放大器，而其他電路則對應做修改。
第二多工器147b係接收並列訊號91的虛部912，用來選擇從第一多工器147a之所分歧出來的二個訊號中的那一個做為第二多工器147b的輸出。若並列訊號91的虛部912的值為1，則第一多工器147a的輸出直接成為第二多工器147b的輸出。反之，若並列訊號91的虛部912的值為0，則第二多工器147b的輸出即為相位反轉器147c的輸出訊號。如此一來，時域訊號調變器140,141即可適當地把並列訊號91依其實部910與虛部912而轉換為具有相位的基本波形。
前述具有相位的基本波形被輸出至延遲單元145,146。如同前述，每一延遲單元145,146被各別設定了預補償值。一個預補償值對應一個延遲單元145,146。此預補償值之設定，以數位延遲單元為例，採用前述之點數為計算單位。意即採用延遲N個取樣點數的方式進行設定。延遲單元145,146可以包含複數個位移暫存器(Shift Register，例如長度為N的位移暫存器)及一控制器。當延遲單元145,146需被延遲一個點數，則設定控制器，使得延遲單元145,146被觸發一次時，將輸入延遲單元的訊號移入一個位移暫器，再被觸發一次時再移出。同理，若需延遲二個點數，則設定控制器，使得輸入延遲單元145,146的訊號經過二個位移暫存器後，再被移出，即達到延遲二個點數之目的。
因此，前述具有相位的基本波形被輸出至延遲單元145,146，而延遲單元145,146依被設定的預補償值將與之對應的「具有相位的基本波形」進行延遲後輸出。結合器148則將各延遲單元145,146所輸出的訊號結合成前述合併訊號92。
上述時域訊號調變器140,141係以正交相偏移調變(QPSK)為例，但並不以此為限。若時域訊號調變器欲轉換的訊號為正交振幅調變(QAM)，則多工器組149將會包含放大振幅之元件，並加以選擇。也就是說時域訊號調變器140,141將可依並列訊號91而選擇對應的基本波形、相位與振幅。
上述關於時域訊號調變器140,141、多工器組149、並列訊號91、預補償值與子載波之間的對應關係均為一對一關係。亦即每 個子載波對應一個並列訊號91、一個多工器組149、一個預補償值及一個時域訊號調變器140。而每個時域訊號調變器140的實部查閱表142a與虛部查閱表142b係各別對應並列訊號91的實部910與虛部912。
請再參閱「第3圖」。前述接收器60包含光接收器62(optical sensor)、類比轉數位元件64(analog to digital converter)、同步元件66(Synchronizer)、快速傅立葉轉換元件68(Fast Fourier Transferring element)、以及色散監視暨等化元件69(Dispersion monitor and equalizer QAM demodulator)。
光接收器62係接收前述光訊號94並將之轉換為類比的電訊號95。此類比的電訊號95經由類比轉數位元件64而轉換為第一數位訊號96。接著，同步元件66即估測第一數位訊號96的符元邊界(Symbol boundary)並將第一數位訊號96的防護區間移除而形成第二數位訊號97。快速傅立葉轉換元件68即將第二數位訊號97進行快速傅立葉轉換，而成為屬於頻域的並列的第三數位訊號98。色散監視暨等化元件69估測第三數位訊號98中各子載波間是否仍有色散延遲存在，若仍有色散延遲存在，則可如圖式利用控制通道84回傳至傳送器10，進行補償。接著色散監視暨等化元件69即依各子載波的頻段對第三數位訊號98進行解碼後傳出解碼後訊號99。如此一來，即可順利地將傳送器10傳出的數據解碼。
再者，請參閱「第6圖」。其係為依據本發明實施範例之預補償光纖色散所引起的延遲的方法的流程示意圖。此預補償方法適 用於一光正交分頻多工傳送器。傳送器係傳送一具有複數個子載波之光訊號。每個子載波具有一載波頻率且該些子載波的該些載波頻率係相異。此預補償方法包含：步驟S74：接收複數個預補償值，該些預補償值係對應該些子載波；以及步驟S76：將該些子載波延遲與之對應的該些預補償值的時間後傳送出去。
前述預補償方法係由光正交分頻多工傳送器10所執行。前述子載波之載波頻率即前述各子載波所使用的頻段，即如「第2A圖」的M*df或(M+1)*df等等。每個子載波所使用的載波頻率均不相同。
步驟S74的預補償值可以是即時從接收器60經控制通道84所回傳的對應各子載波的延遲時間。亦可由人工經查詢接收器60後，設定於該傳送器10。傳送器10接收了該些預補償值即可執行前述方法。
步驟S76則是如前述「第5A圖」之方式，將各子載波延遲其所對應的預補償值(補償其延遲的時間)。如此一來，將可在接收器60處接收到如「第5B圖」的訊號。
本發明實施範例的預補償方法，請參考「第7圖」，在步驟S74之前，另可包含：步驟S71：接收由光纖色散引起的一延遲值；以及步驟S72：依該延遲值計算對應該些子載波的複數個預補償 值。
此二步驟之增加乃考量到接收器60所傳回的可以是光纖色散所引起的總延遲時間。也就是最高頻與最低頻的子載波間的總延遲時間，而非各個子載波收到的延遲時間。因此，傳送器10即需執行上述之步驟，將總延遲時間轉換為各別對應各子載波的預補償值。
步驟S71接收由接收器60所傳回的延遲值，或是人工輸入的延遲值後，由步驟S72將該延遲值轉換為對應各個子載波的該些預補償值。此延遲值即為最晚到達的子載波與最早到達的子載波間的總延遲時間。
請參閱「第8圖」。步驟S72另包含：步驟S720：依該延遲值各別估算該些子載波的一延遲時間；以及步驟S722：轉換該些子載波的該延遲時間為該些預補償值。
前述步驟S720之估算，若以上述舉例一為例，傳送器10所接收到的延遲值為700 ps。由於每個子載波間的頻率間距(或稱頻段寬度、或稱載波頻距)相同，故依延遲值各別估算該些子載波的一延遲時間，即為將該延遲值除以子載波間隔數。以舉例一而言，意即將700ps除以(8-1)，得到100 ps。接著，最低頻的子載波(第一子載波)最早到達，故最低頻的子載波延遲時間為0 ps。依次(依頻率低到高)以等差級數計算每一子載波的延遲時間。從第二至第八子載波的延遲時間依次為100,200,300,400,500,600,700 ps。
接著，執行步驟S722：轉換該些子載波的該延遲時間為該些 預補償值。請參閱「第9圖」。此步驟S722包含：S726：轉換該些延遲時間為複數個補償時間；以及步驟S728：各別將該些補償時間與一取樣時間的整數倍做比較，以最接近該延遲時間的整數倍的值設定為該些預補償值。
步驟S726係將延遲時間轉換為補償時間(即需延遲發出的時間)。本發明係將最高頻的子載波先傳送，故以舉例一而言，第八子載波無需延遲，第一子載波需延遲700 ps。也就是說各個子載波所需補償時間為總延遲時間(700ps)減去各別的延遲時間。因此，各別的補償時間從第一子載波到第八子載波各別是700,600,500,400,300,200,100 ps。
接著考量到此為數位延遲，需與取樣時間同步，故需執行步驟S728，以將補償時間與取樣時間的倍數一致，意即以最接近該延遲時間的整數倍的值設定為該些預補償值。以第七子載波為例，其補償時間為100 ps，並非為取樣時間的整數倍，因此可考慮以80ps或120ps為之。以上表之例子，即以120p為之。
藉由上述的方法，即可有效地將色散所引起的延遲在傳送器10端即進行預補償，即可使得光訊號94在光纖80傳輸後，在接收器60處所接收到的子載波接近同步，並減少接收器60進行估測之必要性。
最後，除了上述舉例一之外，以下茲提出舉例二，藉以說明本發明相較於習知技術在功效上的增進。舉例二所採用的光纖的色散常數為17 ps/nm/km(即每公里長度每奈米波長之傳輸會產生 17ps的色散延遲)。使用在頻寬為25 GHz、取樣率為25 GHz，快速傅立葉轉換的點數(大小)為128點。傳輸距離為1000公里(km)。在此測試條件下，使用傳統方法，由於波長相差1nm約等於頻率相差125GHz，因此，25GHz約等於0.2nm(即25/125)。經過1000km之傳輸後，最高與最低頻率的群組延遲時間即為3400ps(17 ps/nm/km×1000 km×0.2 nm=3400 ps)。25 GHz的取樣速率為40ps/點。其防護區間將需要85個取樣點(3400 ps/40 ps=85 point)。這將使得每個符元時間長度原為128點，增加至213點(85+128)。如此一來，防護區間(在此亦可稱overhead)所佔總傳輸頻寬即為85/(85+128)=40%。也就是說25GHz的頻寬中，有10GHz是在傳送防護區間(如循環前置碼Cyclic prefix)。若未來運用在100 Gps(109 bit/second)的乙太網路(Ethernet Link)，則有40 Gps是在傳輸重覆的防護區間。
相反地，將上述舉例二採用本發明實施範例之方法，從上表的計算說明可以了解，防護區間僅需一個點數即可解決群組延遲變異問題。若採保守做法，將防護區間設定為二個點，如此一來，防護區間佔總頻寬僅約1.5%(2/(2+128)=1.5%)。相較於習知技術，節省了相當多的頻寬。
其次，請參考「第10A圖」與「第10B圖」，其係各別為未採用本發明及採用本發明方法，在接收端的訊號示意圖。兩者的測試頻寬為10GHz(10x109Hz)。測試距離為1000公里的單模光纖傳輸。此二圖均為接收器60所接收到的16QAM的星座圖。水平 軸為實部(I，亦可稱為正弦)，垂直軸為虛部(Q，亦可稱為餘弦)。「第10A圖」為未採用本發明預補償方法的星座圖。「第10B圖」為採用本發明預補償方法的星座圖。從「第10A圖」可以看出，接收端60在星座圖上的每個點區相當發散(散開)，這將使得解碼後的錯誤率(error rate)大增。相對地，使用本發明實施範例之「第10B圖」，則其每個點區均相當集中，顯見本發明相較於習知技術的功效增進之處。
關於本發明實施範例之光正交分頻多工系統的傳送器的多子載波訊號產生器另一實施例之電路方塊示意圖，請參閱「第11圖」。此多子載波訊號產生器24係適於產生16 QAM之時域訊號243,244。
「第11圖」的多子載波訊號產生器24係依據該些並列訊號91而產生複數個各別對應於各子載波的時域訊號243,244，多子載波訊號產生器24另依據與該些並列訊號91所對應的複數個預補償值，延遲該些時域訊號243,244後將該些被延遲的時域訊號243,244合併為一合併訊號92。
多子載波訊號產生器24包含複數個時域訊號調變器240,241、複數個防護區間附加元件239a,239b、複數個延遲單元245,246、以及一第一結合器248。該些時域訊號調變器240,241係以一對一關係對應該些並列訊號91。時域訊號調變器240,241係將屬於頻域之並列訊號91轉換為屬於時域的時域訊號243,244。其後，防護區間附件元件239a,239b係以一對應關係對應時域訊號 調變器240,241及延遲單元245,246。防護區間附件元件239a,239b附加防護區間於時域訊號243,244而成為被附加訊號238a,238b。各延遲單元245,246係延遲該預定延遲值後傳送與之對應的該防護區間附件元件239a,239b所產生的被附加訊號238a,238b。如此一來，雖然每個並列訊號91被多子載波訊號產生器24同時接收到，但經多子載波訊號產生器24之調整後，延遲單元245,246將時域訊號243,244延遲一對應的預定延遲值的時間後傳送出來。第一結合器248係結合該些延遲單元245,246所傳送之該些被附加訊號243,244而輸出該合併訊號92。
時域訊號調變器240,241包含一實部查閱表242a、一虛部查閱表242b、及一多工器組249。多工器組249係依據與時域訊號調變器240,241對應的該並列訊號91至該實部查閱表242a與該虛部查閱表242b查閱並轉換出該時域訊號243,244。
多工器組249包含一第一多工器247a、一第二多工器247b、一第三多工器247c、一第四多工器247d、二相位反轉器247e,247f、二訊號放大器247g,247h、及一第二結合器247m。其中，訊號放大器247g,247h係將接收的訊號放大，以本實施例而言，訊號放大器247g,247h係將接收的訊號放大三倍後輸出。
對應實部查閱表242a的第一多工器247a與第二多工器247b係結合了相位反轉器247e與訊號放大器247g，而依據並列訊號91從實部查閱表242a中查閱出與並列訊號91對應的輸出訊號。此輸出訊號可能是從實部查閱表242a中查閱出來後，經過了相位 反轉器247e及訊號放大器247g而形成的，亦可能都未經過相位反轉器247e及訊號放大器247g。端視並列訊號91輸出給第一多工器247a與第二多工器247b的訊號而定。同樣地，對應虛部查閱表242b的第三多工器247c與第四多工器247d係結合了相位反轉器247f與訊號放大器247h，而依據並列訊號91從虛部查閱表242b中查閱出與並列訊號91對應的輸出訊號。
第二結合器247m則將從第二多工器247b與第四多工器247d的輸出訊號結合(類似加法之動作)後形成前述時域訊號243。
藉由上述「第11圖」的多子載波訊號產生器24即可將屬於頻域的並列訊號91轉換為16 QAM的時域訊號243,244。
雖然本發明以前述之較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習相像技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之專利保護範圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。
10‧‧‧傳送器
12‧‧‧串轉並元件
14,24‧‧‧多子載波訊號產生器
138a,138b,238a,238b‧‧‧被附加訊號
139a,139b,239a,239b‧‧‧防護區間附加元件
140,141,240,241‧‧‧時域訊號調變器
142a,242a‧‧‧實部查閱表
142b,242b‧‧‧虛部查閱表
143,144,243,244‧‧‧時域訊號
145,146,245,246‧‧‧延遲單元
147a,247a‧‧‧第一多工器
147b,247b‧‧‧第二多工器
147c‧‧‧相位反轉器
148‧‧‧結合器
149,249‧‧‧多工器組
16‧‧‧數位轉類比元件
18‧‧‧電轉光元件
247c‧‧‧第三多工器
247d‧‧‧第四多工器
247e,247f‧‧‧相位反轉器
247g,247h‧‧‧訊號放大器
247m‧‧‧第二結合器
248‧‧‧第一結合器
60‧‧‧接收器
62‧‧‧光接收器
64‧‧‧類比轉數位元件
66‧‧‧同步元件
68‧‧‧快速傅立葉轉換元件
69‧‧‧色散監視暨等化元件
80‧‧‧光纖
82‧‧‧光放大器
84‧‧‧控制通道
90‧‧‧數位序列訊號
91‧‧‧並列訊號
910‧‧‧實部
912‧‧‧虛部
92‧‧‧合併訊號
93‧‧‧類比訊號
94‧‧‧光訊號
95‧‧‧類比的電訊號
96‧‧‧第一數位訊號
97‧‧‧第二數位訊號
98‧‧‧第三數位訊號
99‧‧‧解碼後訊號
第1A圖與第1B圖係為習知直接傳輸與正交分頻多工傳輸的頻譜分佈比較示意圖。
第2A圖與第2B圖係分別為習知光正交分頻多工系統的傳送端與接收端所傳送與接收訊號的示意圖。
第3圖係為依據本發明實施範例之光正交多工系統的傳送器與接收器的系統架構示意圖。
第4圖係為依據本發明實施範例之光正交分頻多工系統的傳 送器的多子載波訊號產生器之電路方塊示意圖。
第5A圖係為依據本發明實施範例之傳送器的各延遲單元所傳出的被延遲的時域訊號之頻域示意圖。
第5B圖係為「第5A圖」的被延遲的時域訊號被接收器接收到之頻域示意圖。
第6圖係為依據本發明實施範例之預補償光纖色散所引起的延遲的方法的流程示意圖。
第7圖係為「第6圖」本發明實施範例之預補償方法前的方法流程示意圖。
第8圖係為依據本發明實施範例步驟S72之方法流程示意圖。
第9圖係為依據本發明實施範例步驟S722之方法流程示意圖。
第10A圖與第10B圖係各別為未採用本發明實施範例及採用本發明實施範例方法後，在接收端的訊號示意圖。
第11圖係為依據本發明實施範例之光正交分頻多工系統的傳送器的多子載波訊號產生器另一實施例之電路方塊示意圖。
10‧‧‧傳送器
12‧‧‧串轉並元件
14‧‧‧多子載波訊號產生器
16‧‧‧數位轉類比元件
18‧‧‧電轉光元件
60‧‧‧接收器
62‧‧‧光接收器
64‧‧‧類比轉數位元件
66‧‧‧同步元件
68‧‧‧快速傅立葉轉換元件
69‧‧‧色散監視暨等化元件
80‧‧‧光纖
82‧‧‧光放大器
84‧‧‧控制通道
90‧‧‧數位序列訊號
91‧‧‧並列訊號
92‧‧‧合併訊號
93‧‧‧類比訊號
94‧‧‧光訊號
95‧‧‧類比的電訊號
96‧‧‧第一數位訊號
97‧‧‧第二數位訊號
98‧‧‧第三數位訊號
99‧‧‧解碼後訊號

Claims (10)

  1. 一種預補償光纖色散所引起的延遲的方法，適用於一光正交分頻多工傳送器，該傳送器係傳送一具有複數個子載波之光訊號，每個子載波具有一載波頻率且該些子載波的該些載波頻率係相異，該方法包含：接收複數個預補償值，該些預補償值係對應該些子載波；以及將該些子載波延遲與之對應的該些預補償值的時間後傳送出去。
  2. 如請求項1所述之預補償光纖色散所引起的延遲的方法，其中在接收複數個預補償值之步驟前包含：接收由光纖色散引起的一延遲值；以及依該延遲值計算對應該些子載波的該些預補償值。
  3. 如請求項2所述之預補償光纖色散所引起的延遲的方法，其中依該延遲值計算對應該些子載波的該些預補償值的步驟包含：依該延遲值各別估算該些子載波的一延遲時間；以及轉換該些子載波的該延遲時間為該些預補償值。
  4. 如請求項3所述之預補償光纖色散所引起的延遲的方法，其中轉換該些子載波的該延遲時間為該些預補償值的步驟包含：轉換該些延遲時間為複數個補償時間；以及 各別將該些補償時間與一取樣時間的整數倍做比較，以最接近該些補償時間的取樣時間的整數倍設定為該些預補償值。
  5. 如請求項4所述之預補償光纖色散所引起的延遲的方法，其中具有較高的該載波頻率的該些子載波的該些預補償值係小於具有較低的該載波頻率的該些子載波的該些預補償值。
  6. 一種多子載波訊號產生器，係適於一光正交分頻多工系統之傳送器，該傳送器之一串轉並元件係轉換並映對一數位序列訊號為複數個並列訊號，各該並列訊號包含一實部與一虛部，該產生器包含：複數個時域訊號調變器，係以一對一關係對應該些並列訊號，各該時域訊號調變器係依據與之對應之該並列訊號產生一時域訊號；各該時域訊號調變器包含：一實部查閱表，具有複數個實部基本波形；一虛部查閱表，具有複數個相位值；以及一多工器組，係依據與該時域訊號調變器對應的該並列訊號至該實部查閱表與該虛部查閱表查閱出該時域訊號。複數個防護區間附加元件，係以一對一關係對應該些時域訊號調變器，各該防護區間附加元件係各別附加一防護區間於與之對應的該時域訊號調變器所產生的該時域訊號而成為一被附加訊號； 複數個延遲單元，係以一對一關係對應該些防護區間附加元件，該些延遲單元各別具有一預定延遲值，各該延遲單元係延遲該預定延遲值後傳送與之對應的該防護區間附加元件所產生的該被附加訊號；以及一結合器，係結合該些延遲單元所傳送之該些被附加訊號而輸出一合併訊號。
  7. 如請求項6所述之多子載波訊號產生器，其中該多工器組係依該並列訊號的該實部至該實部查閱表查閱出一對應的該基本波形，該多工器組依該並列訊號的該虛部至該虛部查閱表而查閱出一對應的相位值，該多工器組係依該被查出的該基本波形及相位值而輸出該時域訊號。
  8. 一種光正交分頻多工系統之傳送器，該傳送器係將一數位序列訊號轉換為一光訊號後傳送出去，該傳送器包含：一串轉並元件，係轉換並映對該數位序列訊號為複數個並列訊號；一多子載波訊號產生器，係依據該些並列訊號而產生對應的複數個時域訊號，該多子載波訊號產生器另依據與該些並列訊號所對應的複數個預定延遲值，延遲該些時域訊號後將該些被延遲的時域訊號合併為一合併訊號；該多子載波訊號產生器包含：複數個時域訊號調變器，係以一對一關係對應該些並列訊號，各該時域訊號調變器係依據與之對應之該並列訊 號產生該時域訊號；各該時域訊號調變器包含：一實部查閱表，具有複數個實部基本波形；一虛部查閱表，具有複數個相位值；以及一多工器組，係依據與該時域訊號調變器對應的該並列訊號至該實部查閱表與該虛部查閱表查閱出該時域訊號。複數個延遲單元，係以一對一關係對應該些時域訊號調變器，各該延遲單元係延遲該預定延遲值後傳送與之對應的該時域訊號調變器所產生的該時域訊號；以及一結合器，係結合該些延遲單元所傳送之該些時域訊號而輸出該合併訊號；一數位轉類比元件，係將該合併訊號轉為一類比訊號；以及一電轉光元件，將該類比訊號轉換為該光訊號。
  9. 如請求項8所述之傳送器，其中該電轉光元件係為一雷射。
  10. 如請求項8所述之傳送器，其中各該並列訊號包含一實部與一虛部，該多工器組係依該並列訊號的該實部至該實部查閱表查閱出一對應的該基本波形，該多工器組依該並列訊號的該虛部至該虛部查閱表而查閱出一對應的相位值，該多工器組係依該被查出的該基本波形及相位值而輸出該時域訊號。
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