KR20120095408A

KR20120095408A - 광 주파수 분할 멀티플렉싱 송신 시스템들에서의 동기화 프로세스

Info

Publication number: KR20120095408A
Application number: KR1020127013920A
Authority: KR
Inventors: 지안밍 탕; 시안칭 진
Original assignee: 뱅거 유니버시티
Priority date: 2009-10-30
Filing date: 2010-10-29
Publication date: 2012-08-28
Also published as: JP2013509770A; EP2494753A2; US8938171B2; WO2011051448A3; WO2011051448A4; CN102687478A; WO2011051448A2; US20120230686A1

Abstract

본 발명은 광 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OOFDM) 트랜시버의 수신부에서 수신 속도를 증가시키는데 적합한 동기화 방법을 개시한다.

Description

광 주파수 분할 멀티플렉싱 송신 시스템들에서의 동기화 프로세스{SYNCHRONISATION PROCESS IN OPTICAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING TRANSMISSION SYSTEMS}

본 발명은 광 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (optical orthogonal frequency division multiplexing; OOFDM) 트랜시버들을 사용하는 신호 송신의 분야에 관한 것이고, 수신 프로세스를 향상시키는 동기화 방법에 관한 것이다.

예를 들어, Jolley 등 (N.E. Jolley, H. Kee, R. Richard, J. Tang, K. Cordina, presented at the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf., Annaheim, CA, 2005년 3월 11일, Paper OFP3) 에 개시된 바와 같이, 멀티모드 섬유 (MMF) 송신 링크들에서 광 모드 분산을 감소시키기 위해 광 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 변조 기법을 사용하는 것이 알려져 있다. 이것은 분산 장애에 대한 큰 내성, 채널 스펙트럼 특징들의 효율적인 사용, 분별력 있는 디지털 신호 프로세싱 (DSP) 의 풀 사용으로 인한 비용 효과, 주파수 및 시간 도메인들 양자에서 하이브리드 대역폭 할당의 동적 제공, 및 광 네트워크 복잡성의 현저한 감소의 이점을 제공한다.

이것은 또한, 예를 들어, Lowery 등 (A.J. Lowery, L. Du, J. Armstrong, presented at the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf., Annaheim, CA, March 5, 2006, paper PDP39) 또는 Djordjevic 및 Vasic (I.B. Djordjevic and B. Vasic, in Opt. express, 14,

, 37673775, 2006) 에 의해 설명된 바와 같은 단일 모드 섬유 (single mode fibre; SMF) 기반 장거리 송신 시스템들에서 분산 보상 및 스펙트럼 효율성을 위해 바람직하게 사용될 수 있다.

OOFDM 의 송신 성능은 예를 들어, Masuda 등 (H. Masuda, E. Yamazaki, A. Sano, T. Yoshimatsu, T. Kobayashi, E. Yoshida, Y. Miyamoto, S. Matsuoka, Y. Takatori, M. Mizoguchi, K. Okada, K. Hagimoto, T. Yamada, and S. Kamei, "13.5-Tb/s (135×111-Gb/s/ch) no-guard-interval coherent OFDM transmission over 6248km using SNR maximized second-order DRA in the extended L-band," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPB5) 또는 Schmidt 등 (B.J.C. Schmidt, Z. Zan, L.B. Du, and A.J. Lowery, "100 Gbit/s transmission using single-band direct-detection optical OFDM," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPC3) 에 설명된 바와 같은 롱-홀 (long-haul) 시스템들 또는 예를 들어, Duong 등 (T. Duong, N. Genay, P. Chanclou, B. Charbonnier, A. Pizzinat, and R. Brenot, "Experimental demonstration of 10 Gbit/s for upstream transmission by remote modulation of 1 GHz RSOA using Adaptively Modulated Optical OFDM for WDM-PON single fiber architecture," European Conference on Optical Communication (ECOC), (Brussels, Belgium, 2008), PD paper Th.3. F.1) 또는 Chow 등 (C.-W. Chow, C.-H. Yeh, C.-H. Wang, F.-Y. Shih, C.-L. Pan and S. Chi, "WDM extended reach passive optical networks using OFDM-QAM," Optics Express, 16, 12096-12101, July 2008) 에 설명된 바와 같은 대도시권 네트워크들, 또는 예를 들어, Qian 등 (D. Qian, N. Cvijetic, J. Hu, and T. Wang, "108 Gb/s OFDMA-PON with polarization multiplexing and direct-detection," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD5) 또는 Yang 등 (H. Yang, S.C.J. Lee, E. Tangdiongga, F. Breyer, S. Randel, and A.M.J. Koonen, "40-Gb/s transmission over 100m graded-index plastic optical fibre based on discrete multitone modulation," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD8) 에 설명된 바와 같은 로컬 영역 네트워크들을 포함하는 모든 광 네트워크 시나리오들에 대해 연구되고 보고되었다.

모든 종래의 기존 시스템들은 오프-라인 신호 프로세싱-생성 파형들을 사용하여 임의의 파형 생성기 (arbitrary waveform generator; AWG) 로부터 발신하는 OOFDM 신호들의 송신에 기초하였다. 수신기에서, 송신된 OOFDM 신호들이 디지털 저장 오실로스코프 (digital storage oscilloscope; DSO) 의해 캡처되고, 캡처된 OOFDM 심볼들은 수신된 데이터를 복구하기 위해 오프-라인 프로세싱된다. 이러한 오프-라인 신호 프로세싱 접근방식은 실시간 송신을 보증하기 위해 요구되는 실제 DSP 하드웨어의 정밀도 및 속도에 의해 부과된 한계들을 고려하지 않았다.

예를 들어, WO98/19410 또는 EP-A-840485, 또는 US-A-5953311 에 설명된 다른 작업은, 코딩된 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 신호에서 수신된 데이터 심볼들의 가드 간격들의 경계들을 결정하는 방법을 개시한다. 이 방법에서, 데이터 심볼의 활성 간격의 간격에 의해 분리된 시간적 신호들은 쌍으로 연관되고, 차이 신호들이 획득된다. 차이 신호의 제 1 및 제 2 비교 블록들의 분산이 비교되고, 여기서, 제 2 비교 블록은 제 1 비교 블록들로부터 n개의 샘플들 만큼 변위된다.

US-A-6359938 및 US2003/0142764 는 OFDM 에 의해 송신된 멀티캐리어 신호들에 대한 디지털 수신기의 단일 칩 구현을 개시한다. 신호의 활성 프레임으로 송신된 가드 간격의 경계를 위치확인하는 재-샘플링 회로에 커플링된 개선된 FFT 윈도우 동기화 회로가 포함된다.

US2004/0208269 에서, 수신기에서의 동기화는 진폭 및 위상 차이들 양자를 개별적으로 고려함으로써 수행되어서, 가드 주기 샘플들이 프로세싱되는 주기들과 프로세싱되지 않는 주기들 사이의 명백한 구별을 제공한다.

US-A-5555833 에서, 신호들은 심볼 블록들에서 포맷되고, 여기서, 각 블록은 리던던트 (redundant) 정보를 포함한다. 또한, 심볼 블록을 지연시키고, 상기 지연된 심볼 블록을 대응하는 심볼 블록으로부터 감산하기 위한 수단이 포함된다. 그 후, 차이 신호가 클록 주파수에서 동작하는 로컬 오실레이터를 포함하는 루프를 제어하기 위해 사용된다.

EP-A-1296493 은,

a) 시간 T1 동안 적용된 입력 복합 신호의 크기를 계산하는 신호 크기 계산기;

b) 계산기로부터 수신된 신호를 지연시키기 위한 제 1 지연 유닛;

c) 입력 복합 신호로부터 지연 신호 b) 를 감산하기 위한 제 1 가산 유닛;

d) 절대값 신호를 제공하기 위해 c) 의 차이에 적용된 절대값 계산기;

e) 절대값 신호 d) 를 지연시키기 위한 제 2 지연 유닛;

f) 절대값 신호 d) 로부터 지연 신호 e) 를 감산하기 위한 제 2 가산 유닛;

g) 시간 T2 동안 수신된 신호들의 합산을 계산하기 위한 이동 윈도우 합산 유닛;

h) 시간 T1 동안 누산 유닛의 값들을 비교하고 소정의 포인트를 탐색하기 위한 탐색 유닛;

i) 탐색된 포지션 h) 을 사용하는 가드 간격 제거 유닛

을 포함하는 동기화 장치를 개시한다.

GB-A-2353680 에서, 동기화는 OFDM 심볼의 연속 복합 샘플들의 절대값들을 유도하고, 이들 값들과 OFDM 심볼의 유용한 부분을 나타내는 주기 만큼 분리된 다른 값들 사이의 차이를 결정하고, 복수의 심볼에 걸쳐 차이들을 적분하며, 상기 적분된 차이값들이 실질적으로 변경되는 포인트의 샘플 포지션을 결정함으로써 생성된 프레임 동기화 펄스를 사용하여 달성된다.

US2005/0276340 은,

- 유선 기반 채널을 통해 수신된 트레이닝 신호들의 시리즈들을 수신하고;

- 이들 시리즈들 중 적어도 3 개를 버퍼에 저장하고;

- 버퍼에 저장된 한 쌍의 연속 수신된 트레이닝 신호들에 대한 차이값들을 결정하고;

- 차이값들 중 하나를 선택하고;

- 선택된 차이값에 기초하여 수신된 심볼 경계 타이밍을 결정함으로써

멀티캐리어 시스템의 수신기에서 심볼 경계 타이밍을 검출한다.

알려진 시스템들은 적응적으로 변조된 광 OFDM (AMOOFDM) 으로서 알려진 신호 변조 기법을 도입함으로써 개선되었고,

- 플렉시빌리티, 강건성 및 최적의 송신 성능;

- 송신 링크들의 스펙트럼 특징들의 효율적인 사용; 심볼내의 개별 서브캐리어들이 주파수 도메인에서 필요에 따라 변형될 수 있고;

- 기존의 멀티모드 섬유들의 사용;

- 낮은 설치 및 유지보수 비용

과 같은 이점들을 제공한다.

이들은 예를 들어, Tang 등 (J. Tang, P.M. Lane and K.A. Shore in IEEE Photon. Technol. Lett, 18,

1, 205-207, 2006 and in J. Lightw. Technol., 24, 1, 429-441, 2006) 또는 Tang 및 Shore (J. Tang and K.A. Shore, in J. Lightw. Technol., 24,

6, 2318-2327, 2006) 에서 설명되고 논의되었다.

- 아날로그-디지털 변환 (ADC) 에 관한 신호 양자화 및 클립핑 (clipping) 효과의 영향 및 최적의 ADC 파라미터들의 결정;

- 송신 성능의 최대화

와 같은 추가의 양태들이 Tang 및 Shore (J. Tang and K.A. Shore, in J. Lightw. Technol., 25,

3, 787-798, 2007) 에 설명되어 있다.

실시간 OOFDM 트랜시버들을 구현하기 위해, 적절한 복잡성을 갖는 어드밴스드 고속 신호 프로세싱 알고리즘들을 개발할 필요성이 있다.

본 발명의 목적은 송신 링크의 시간 지연에 의해 유도된 심볼 타이밍 오프셋을 정정하는 것이다.

또한, 본 발명의 목적은 송신기와 수신기 사이의 클록 오정합 (mismatch) 에 의해, 또는 섬유 및/또는 레이저 효과에 의해 초래된 수신 신호의 시간 도메인 확장에 의해 유도된 샘플링 클록 오프셋을 정정하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 송신 링크 컨디션들에서의 변화에 대한 공차를 개선하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 프로세싱 속도를 증가시키는 것이다.

또한, 본 발명의 목적은 잡음에 대한 공차를 개선하는 것이다.

본 발명에 따르면, 상술한 목적들은 독립항에 정의된 바와 같이 실현된다. 바람직한 실시형태들이 종속항들에서 정의된다.

도 1 은 트랜시버의 수신단에서 사용된 동기화 시스템의 도면을 나타낸다.
도 2 는 송신 시스템의 임펄스 응답과 이론적 정방형 프로파일 (square profile) 의 콘볼루션으로부터 발생하는 동기화 프로파일을 나타낸다.
도 3 은 가우시안 윈도잉을 사용하고/사용하지 않는 감산 연산의 비교를 나타낸다.
도 4 는 가우시안 윈도잉을 사용하고/사용하지 않는 승산 연산의 비교를 나타낸다.
도 5 는 감산 및 승산 연산들을 사용하여 동기화 프로파일의 중력의 중심의 포지션을 확립하기 위해 필요한 샘플들의 수의 비교를 나타낸다.
도 6 은 가우시안 윈도잉 전의 정규화된 동기화 프로파일들을 나타낸다.
도 7 은 가우시안 윈도잉 후의 정규화된 동기화 프로파일을 나타낸다.
도 8 은 계수 α 의 상이한 값들에 대해 초 단위로 표현된 시간 함수로서 -16dBm 의 수신 광 전력에 대한 동적 중력의 중심 (COG) 에볼루션을 나타낸다.
도 9 는 DQPSK, 32-QAM 및 128-QAM 인코딩된 OOFDM 신호들 각각에 대한 상대적 심볼 타이밍 오프셋 (STO) 의 함수로서 비트 에러 레이트 (BER) 성능을 나타낸다.
도 10 은 DQPSK, 32-QAM 및 128-QAM 인코딩된 OOFDM 신호들 각각에 대한 dBm 단위로 표현된 수신 광 전력의 함수로서 BER 을 나타낸다.

본 발명은 OOFDM 트랜시버의 수신부에서의 심볼 동기화 방법을 개시하고, 이 심볼 동기화 방법은, 도 1 에 나타낸 바와 같이,

a) 직렬로부터 병렬로의 착신 실수값 샘플들을 2 개의 OFDM 심볼 그룹들로 변환하는 단계로서, 하나의 그룹이 심볼들의 원래의 카피를 포함하고, 다른 그룹이 심볼들의 시간 지연된 카피를 포함하는, 상기 변환하는 단계;

b) 원래의 심볼 카피의 포지션 x 에서의 샘플과 시간 지연된 카피의 포지션 x+N-L 에서의 샘플 사이에서 제 1 감산 연산을 수행하는 단계로서, N 은 샘플들의 총 수이고, L 은 사이클릭 프리픽스의 길이인, 상기 제 1 감산 연산을 수행하는 단계;

c) 동기화 레지스터의 포지션 x 에 감산의 절대값을 저장하는 단계;

d) 원래의 심볼 카피의 포지션 x+1 에서의 샘플과 그것의 시간 지연된 카피 대응부 (counterpart) 의 포지션 x+1+N-L 에서의 샘플 사이에서 다음의 감산 연산을 수행하는 단계;

e) 동기화 레지스터의 포지션 x+1 에 감산의 절대값을 저장하는 단계;

f) x=N 일 때 까지 감산 연산을 반복하고 x=1 로서 후속 샘플을 선택하는 단계;

g) 동기화 레지스터가 풀 (full) 일 때, 감산의 후속 라운드로 동기화 레지스터의 각 슬롯을 재할당하는 단계로서, 랜덤 잡음 및 심볼간 간섭이 방정식

를 사용하여 이전에 저장된 값과 각 새로운 값을 평균함으로써 최소화되고,

는 계산된 값의 증가를 제어하는 계수이고,

은 동기화 레지스터에 이전에 저장된 동기화 벡터이며,

은 새로운 동기화 벡터인, 상기 각 슬롯을 재할당하는 단계;

h) 클린 (clean) 동기화 프로파일을 생성하기 위해 N개의 심볼들의 다수의 블록에 걸쳐 연산을 반복하는 단계;

i) 윈도우를 생성하기 위해 동기화 프로파일을 인버팅하는 단계;

j) 동기화 신호 포지션을 결정하기 위해 윈도우의 중력의 중심을 결정하는 단계;

k) 동기화 신호의 포지션에 포지셔닝된 중심을 갖는 가우시안 윈도우로 단계 j) 의 윈도우를 컨볼빙 (convolving) 하는 단계;

l) 수신기의 입력에서 샘플링 클록을 활성화하기 위해 전압 제어 오실레이터 (voltage controlled oscillator; VCO) 를 활성화하는 단계;

m) 클록 오프셋을 정정하는 단계를 포함한다.

전압 제어 오실레이터는 전압 입력에 의해 발진 주파수에서 제어되는 전자 오실레이터이고, 이것은 클록 생성기로서 사용된다. 이것은 디지털 회로들에서 동작들을 동기화하기 위한 타이밍 신호를 제공한다. 전압 제어 수정 (crystal) 오실레이터 (VCXO) 클록 생성기에 대한 설계 파라미터들은 동조 전압 범위, 중심 주파수, 주파수 동조 범위 및 출력 신호의 타이밍 지터이다. 지터는 최소화되어야 한다. 통상적으로, VCXO 의 동조 범위는 통상적으로 0 내지 3 볼트의 제어 전압 범위에 대응하는 수 ppm (백만분의 1) 이다.

필드에서 이용가능한 임의의 송신기가 본 발명의 수신기와 사용될 수 있다.

본 발명에 따른 바람직한 실시형태에서, 송신기는 2 개의 신호들에 관한 정보를 전달하기 위해 인버스 고속 퓨리에 변환의 실수부 및 허수부 양자를 사용함으로써 광 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OOFDM) 트랜시버의 송신 용량을 2배로 한다.

가장 바람직한 실시형태에서, 광 파형을 생성하기 위해 반도체 증폭기를 더 사용한다.

이러한 가장 바람직한 이중 용량 송신기가 본 출원과 동일자로 출원된 2 개의 공동 계류중인 출원들에 개시되어 있다. 이것은,

a) 상이한 신호 변조 포맷들을 사용하여 착신 이진 데이터 시퀀스를 직렬의 복소수들로 인코딩하는 단계;

b) 직렬-병렬 컨버터를 인코딩된 복소수 데이터에 적용하는 단계;

c) 2N 개의 병렬 데이터의 2 개의 개별의 세트들, {A} 및 {B} 의 합을 생성하는 단계로서, {A} 및 {B} 는 1 내지 2N-1 의 범위의 n 에 대해 관계식

및

을 충족하고,

및

는 각각 A 및 B 의 복소 켤레들이고, {A} 및 {B} 는 또한 관계식

을 충족하는, 상기 {A} 및 {B} 의 합을 생성하는 단계;

d) 병렬 복소 OFDM 심볼들을 생성하기 위해 필드 프로그램가능한 게이트 어레이 (FPGA) 기반 변환 논리 함수 알고리즘을 사용하여, 시간-주파수 도메인 변환의 인버스를 서브-캐리어들의 2 개의 세트들의 합에 적용하는 단계로서, k-번째 심볼은,

로서 표현될 수 있고,

는 인접 서브캐리어들 사이의 주파수 간격이고, I 및 Q 는 동위상 (in-phase) 성분 및 직교 성분 각각을 나타내는, 상기 서브-캐리어들의 2 개의 세트들의 합에 적용하는 단계;

e) 단계 d) 의 각 심볼의 앞 (front) 에 프리픽스를 삽입하는 단계로서, 상기 프리픽스는 심볼의 종단부의 카피인, 상기 프리픽스를 삽입하는 단계;

f) 긴 디지털 시퀀스를 생성하기 위해 이들 심볼들을 직렬화하는 단계;

g) 디지털 시퀀스의 실수부 및 허수부를 아날로그 파형들로 변환하기 위해 2 개의 디지털-아날로그 컨버터들을 적용하는 단계;

h) 광 파형을 생성하기 위해 반도체 증폭기 시스템을 통과하는 단계;

i) 광 감쇠기를 선택적으로 통과하는 단계;

j) 단일 모드 섬유 (SMF) 또는 멀티모드 섬유 (MMF) 또는 폴리머 광 섬유 (POF) 링크로 광 신호를 커플링하는 단계;

k) 광 필터를 선택적으로 적용하는 단계를 포함하고, 상기 방법은 송신기에서, 2 개의 복소 신호들

및

가 역 변환으로 입력되는 것을 특징으로 한다.

사이클릭 프리픽스가 상술한 바와 같은 프로세스의 송신부에 도입된다.

FPGA 의 다양한 컴포넌트들이 본 출원과 동일자로 출원된 공동 계류중인 출원에서 상세히 설명되고, 이들은 여기에 요약될 것이다.

신호 변조 포맷들은 예를 들어, Tang 등 (Tang J.M., Lane P.M., Shore A., in Journal of Lightwave Technology, 24, 429, 2006) 에 설명되고 이 분야에서 통상적으로 사용되는 것들이다. 신호 변조 포맷들은 차동 이진 위상 시프트 키잉 (DBPSK), 차동 직교 위상 시프트 키잉 (DQPSK) 및 2^p 직교 진폭 변조 (QAM) 로부터 변하고, 여기서, p 는 3 과 8 사이, 바람직하게는, 4 와 6 사이의 범위이다. 따라서, 정보가 압축되어, 대역폭의 감소를 허용한다.

직렬-병렬 컨버터는 인코딩된 복소수 데이터 시퀀스를 밀접한 등간격의 협대역 데이터의 다수의 세트들, 서브-캐리어들로 절단하고, 여기서, 각 세트는 동일한 수의 서브-캐리어들 (2N) 을 포함하고, N 은 8과 256 사이의 범위이다.

통상적으로 이산 또는 고속 퓨리에 변환 (DFT 또는 FFT) 이 이 분야에서 사용된다. 바람직하게는, FFT 는 계산적 복잡도를 현저하게 감소시키기 때문에 사용되지만, 이것은 매우 계산적인 요구를 유지한다. p 가 4 내지 8 의 범위의 정수인 2^p 포인트 IFFT/FFT 논리 함수가 본 발명에서 바람직하게 사용된다.

아날로그-디지털 컨버터 (ADC) 는 연속 아날로그 신호를 착신 신호 (incoming signal) 의 크기에 비례하는 디지털 값들의 흐름으로 변환하는 전자 디바이스이다.

본 발명에서 사용된 광 섬유는 단일 모드, 멀티모드 또는 폴리머 광 섬유들로부터 선택될 수 있다.

단일 모드 광 섬유들 (SMF) 은 단일 광선만을 반송하도록 설계된다. 이들은 다중의 공간 모드들로부터 발생하는 모드 분산 (modal dispersion) 을 나타내지 않아서, 긴 거리에 걸쳐 각각의 광 펄스의 충실도를 유지한다. 이들은 높은 대역폭에 의해 특징지어진다. 이들은 1 Tb/s 에서 수십 킬로미터를 스팬할 수 있다.

멀티모드 광 섬유들 (MMF) 은 더 짧은 거리를 통한 통신을 위해 대부분 사용된다. 통상의 멀티모드 링크들은 600 미터까지의 링크 길이에 걸쳐 10 Mb/s 내지 10 Gb/s 의 데이터 레이트를 갖는다. 이들은 SMF 보다 더 높은 광 수집 용량을 갖지만, 속도 × 거리에 대한 한계는 SMF 보다 낮다. 이들은 SMF 보다 큰 코어 사이즈를 가져서, 1 개 보다 많은 전파 모드를 지원할 수 있다. 그러나, 이들은 SMF 보다 높은 펄스 확산 레이트를 발생시키는 모드 분산에 의해 제한되어서, 그들의 정보 송신 용량을 제한한다. 이들은 그들의 코어 및 피복 직경들에 의해 설명된다.

폴리머 광 섬유들 (POF) 은 코어용 폴리메틸메타크릴레이트 (PMMA) 또는 퍼플루오르화 폴리머들 및 피복 (cladding) 용 플루오르화 폴리머들과 같은 플라스틱으로 이루어진다. 큰 직경의 섬유들에서, 광 송신을 허용하는 코어는 단면의 96% 를 나타낸다. 이들의 중요한 특징들은 비용 효율성 및 벤딩 손실에 대한 높은 내성이다.

심볼의 앞에서 카피된 사이클릭 프리픽스의 길이는 5% 와 40% 사이의 범위의 비율 (사이클릭 프리픽스의 길이)/(심볼의 총 길이) 을 획득하기 위해 결정된다.

감산 프로세스에서, 샘플 x 가 사이클릭 프리픽스에 위치되면, 샘플 x 에서의 진폭은 샘플 x+N-L 에서의 진폭과 매우 유사하고, 따라서, 감산은 거의 제로이다. 약간의 차이들이 랜덤 잡음 및 신호간 간섭 (ISI) 효과로 인해 심볼 마다 발생할 수도 있다. 그러나, 감산 연산은 잡음 및 ISI 효과를 효율적으로 최소화시킨다.

반대로, 샘플 x 가 사이클릭 프리픽스 영역에 속하지 않으면, x 에서의 샘플과 x+N-L 에서의 샘플 사이에 랜덤한 진폭 차이가 존재한다. 감산 연산 후에, 계산된 결과는 랜덤 진폭을 유지하고, 이것은 샘플 마다 그리고 심볼 마다 변한다.

파라미터 (α) 의 최적값은 시스템의 잡음의 레벨에 의존하고, 잡음이 더 크면 α 가 더 크고, 또는 이전의 측정에 비교하여 현재의 측정에 대해 더 많은 가중치이다. 파라미터 (α) 는 동기화 프로파일이 안정하고 상당한 대칭 형상을 가질 때까지 그것을 변화시킴으로써 결정된다. 이것은 제자리의 시스템에 의존한다. 바람직하게는, α 는 안정한 시스템에 대해 10^-2 와 10^-3 사이의 범위이다.

생성된 동기화 프로파일은 사이클릭 프리픽스의 포지션을 재생하고, 이론적으로 정방형 프로파일이다. 실제 송신 링크들에서, 동기화 프로파일은 도 2 에 표현된 바와 같이 송신 시스템의 임펄스 응답과 상기 이론적 정방형 프로파일의 콘볼루션이다.

동기화 신호 포지션은 동기화 프로파일을 2 개의 동일 면적들로 분할하는 포지션으로서 결정된다. 통상적으로, 이것은 샘플링 위상 에러를 나타내는 분수 (fraction) 를 수반한 정수 샘플 수이다. 따라서, 동기화 신호의 정수부는 변환 윈도우의 시작을 나타내는 반면에, 신호의 분수부는 샘플링 위상 에러를 전압 제어 오실레이터로 공급함으로써 샘플링 클록의 위상을 조정하기 위해 사용된다.

그 후, 동기화 신호의 중심에 포지셔닝된 중심을 갖는 가우시안 윈도우가 상기 신호와 콘볼빙된다 (convolved). 가우시안 윈도우의 바람직한 폭은 선택된 프리픽스 길이 보다 1 내지 1.6 배 넓고, 바람직하게는, 약 1.3 배 넓다.

VCO 의 전압은 도 2 에 표현된 동기화 프로파일에서의 동기화 신호의 이론적 결정과 측정된 샘플링 포인트들 사이의 차이에 의해 결정된다. 신호는 1 볼트 보다 작은 VCO 전압에 적합하게 하기 위해 수 와트로 증폭된다.

이러한 방법은 여러 기술적 이점들을 제공한다:

- 효율적인 윈도잉이 윈도우 외부에 위치된 잡음으로부터의 원치않은 기여를 차단하여, 동기화 프로파일을 더욱 구별가능하게 하기 때문에, 송신 링크 컨디션들에서의 변동들에 대한 OFDM 의 민감도 (susceptibility) 를 감소시키고;

- 종래의 시스템에서 10,000 개의 심볼들로부터 많아야 500 개의 심볼들, 바람직하게는, 본 발명에서 많아야 300 개의 심볼들까지의 착신 신호를 효율적으로 인식하기 위해 요구된 '트레이닝' 신호들의 수를 감소시키고;

- 평균화함으로써 동기화 프로파일에서 프리픽스 영역 외부의 잡음 레벨을 억제하고;

- 종래의 방법들에 관하여 적어도 하나의 자릿수 만큼 샘플링 클록 오프셋을 보상하기 위해 필요한 기간을 단축시킨다. 본 발명에서 샘플링 클록 오프셋을 보상하기 위해 필요한 시간은 많아야 10^-5초이다.

예를 들어, WO98/19410, 또는 EP-A-0840485, 또는 US-A-5953311 의 예에 설명된 바와 같은, 통상적으로 사용된 종래 기술과 비교하여, 본 발명은 무선 도메인에서가 아니라 고속의 광 송신 도메인에서 작동한다는 중요한 이점들을 제공한다. 따라서, 본 시스템은 100 Mb/s 미만의 비트 레이트에 제한되지 않는다. 12Gb/s 까지의 비트 레이트에서 실험적으로 평가되었지만, 훨씬 더 높은 동작 속도 (>40Gb/s) 에서 작동할 수 있다. 또한, 종래 기술의 시스템들은 수신기에서 클록 신호를 동기화하기 위해 정교한 특수 설계들을 사용한다. 그러나, 이러한 특수 설계들은, 수신기에서 클록을 제어하기 위해 생성된 동기화 신호를 사용하기 때문에 본 발명에서는 요구되지 않는다. 그 결과, 본 시스템의 수신기는 더욱 안정되고, 종래 기술의 설계 보다 단순한 설계를 허용한다. 또한, 종래 기술의 동기화 시스템은 2 개의 병렬 신호들의 감산에 기초하지만, 본 시스템은 심볼 당 샘플들의 총 수 보다 큰 다수의 병렬 신호들을 사용한다. 가우시안 윈도잉과 결합하여, 이것은 시스템이 훨씬 더 높은 속도에서 동작하는 것을 허용한다. 최종으로, 종래의 동기화 기법들과 비교하여, 본 발명은 디지털 신호 프로세싱 동작의 수를 대략 3 배 만큼 감소시킬 수 있다. 이러한 감소 팩터는 심볼 타이밍 오프셋 및 샘플링 클록 오프셋의 효과가 고려될 때 더 증가될 수 있다.

실시예들

가우시안 윈도잉은, 가우시안 윈도잉을 갖고/갖지 않는 감산 생성된 동기화 프로파일들 사이의 비교를 나타내는 도 3 에 나타난 바와 같이 매우 효율적이다. 감산 연산은 도 3 과 도 4 사이의 비교로부터 증명된 바와 같이 승산 연산 보다 더욱 효율적이다. 도 5 는 또한, 감산 방법이 승산 방법과 비교할 때 '트레이닝' 데이터의 길이에서 현저한 감소를 제공한다는 것을 더 나타낸다. 안정한 중심 중력 포지션이 승산 방법에 대해서 보다 감산 방법에 대해 적어도 3 배 빠르게, 바람직하게는 적어도 4 배 빠르게 획득된다.

상기 제시된 단 대 단 (end-to-end) 실시간 OOFDM 트랜시버 아키텍처 및 컴포넌트/시스템 파라미터들에 기초하여, 본 발명에 따른 심볼 동기화 기법은6.56Gb/s 까지의 상이한 신호 비트 레이트들에서 동작하는 직접 변조된 DFB 레이저 (DML)-기반 25Km MetroCor 단일 모드 섬유 (SMF) 강도 변조 및 직접 검출 (IMDD) 링크들에서 실행되었다. ADC/DAC 의 샘플링 레이트는 2GS/s 였다. 심볼 길이는 L=40 샘플들 또는 20ns 이었고, 사이클릭 프리픽스 길이는 8 샘플들 또는 4ns 이었다. 심볼 타이밍 오프셋 (STO) 효과는 송신기 및 수신기 양자에 대한 시스템 클록들을 생성하기 위해 공통 레퍼런스 클록에 기초하여 클록 합성기들을 사용함으로써 하이라이트된다.

중력의 중심 (COG) 정확도를 개선하는데 있어서 가우시안 윈도잉의 중요성이 계수

의 여러 값들에 대해 조사되었다. 그 결과들이 도 6 및 도 7 에 플롯팅되어 있고, 이것은 25 Km MetroCor SMF 들을 송신한 이후에 측정된 가우시안 윈도잉을 적용하기 전 및 적용한 후의 동기화 프로파일들을 각각 나타낸다. 가우시안 윈도잉-인에이블된 동기화 프로파일이 사이클릭 프리픽스 영역에 걸쳐 매우 클린 (clean) 하다는 것이 관찰되었다. 프로파일 외부의 랜덤 잡음이 감소되었고, 프로파일 에지들이 계수

의 값들의 감소로 더 명확해졌다.

도 8 은 클린 동기화 프로파일 및 안정한 COG 를 확립하는 동적 프로세스들을 나타낸다. 이것은 -16dBm 의 수신된 광 전력에서 여분의 8-샘플 지연을 일반적으로 구동하는 송신 시스템으로 삽입함으로써 획득되었다. 작은

에 대해, 긴 기간이 COG 를 안정화하기 위해 요구되었지만, 매우 클린한 에볼루션 커브를 갖는다는 것을 그 도면에서 알 수 있다. 한편, 트랙킹 속도는

의 증가로 증가된다.

가 2.4×10^- ⁴ 으로부터 1.3×10^- ¹ 까지 증가될 때, COG 를 안정화하기 위해 요구된 대응하는 기간은 10000 및 400 개 OOFDM 심볼 주기들에 각각 대응하여, 2×10^- ⁴ 으로부터 8×10^-6 초까지 감소된다. 실시간 OOFDM 송신 시스템들의 송신 성능은 정확도와 트랙킹 속도 사이의 최상의 트레이드-오프에 대해

으로 측정되었다.

상이한 신호 변조 포맷에 대한 측정된 BER 대 상대적 STO 는 도 9 에서 알 수 있는 바와 같이 STO 에 대한 정보를 제공하였고, 여기서, 제로 상대적 STO 는 COG 의 정수부에 대응한다. 10^- ³ 의 BER 에서, DQPSK, 32-QAM 및 128-QAM-인코딩된 OOFDM 신호들에 대한 수신된 광 전력들은 각각 -21.0, -14.2 및 -8.3 dB 이었다. BER 커브들은 제로 상대적 STO 에 대하여 거의 대칭적이었다. 이러한 포인트에서, 고려된 각 신호 변조 포맷에 대해, 가장 낮은 BER 이 달성되었고, 이것은 동기화 기법이 STO 효과를 효율적으로 보상하였다는 것을 나타낸다. 높은 변조 포맷들에 대해, BER 성능은 STO 에 대해 더욱 민감하였다. 특정한 BER 을 달성하기 위해, 높은 변조 포맷-인코딩된 신호가 큰 신호 대 잡음비 (SNR) 를 가졌고, 따라서, 불완전한 동기화 유도 심볼간 간섭 (ISI) 효과에 더욱 민감하였다.

제안된 기법의 정확도를 도 10 에서의 25 km MetroCor SMF IMDD 링크들에 걸쳐 실시간 OOFDM 송신 성능을 플롯팅함으로써 테스트하였다. 이것은 각각 1.88Gb/s, 4.69Gb/s 및 6.56Gb/s 의 로 (raw) 신호 비트 레이트들에 대응하는 DQPSK, 32-QAM 및 128-QAM 인코딩된 OOFDM 신호들에 대한 수신된 광 전력의 함수로서 BER 을 나타낸다. 도 10 은, 순방향 에러 정정 (FEC) BER 한계를 달성하기 위해 요구된 최소 수신 광 전력들이 DQPSK 에 대해서는 -21.5dBm, 32-QAM 에 대해서는 -15.0dBm 및 128-QAM 에 대해서는 -10.8dBm 으로 감소하였다는 것을 나타낸다.

따라서, 이들 시스템 성능들은 제안된 동기화 기법이 상이한 OOFDM 시스템들에서 사용하는데 매우 정확하다는 것을 확인하였다.

시스템 잡음으로 인해, 측정된 샘플 클록 오프셋 (SCO) 변동이 ±1ppm 이었고, 이것은 실험에 채용된 제로의 실제 SCO 값에 매우 근접하여, 본 동기화 기법의 뛰어난 안정성을 확인하였다.

Claims

광 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (optical orthogonal frequency division multiplexing; OOFDM) 트랜시버의 수신부에서의 심볼 동기화 방법으로서,
a) 직렬로부터 병렬로의 착신 실수값 샘플들을 2 개의 OFDM 심볼 그룹들로 변환하는 단계로서, 하나의 그룹은 심볼들의 원래의 카피를 포함하고 다른 그룹은 상기 심볼들의 시간 지연된 카피를 포함하는, 상기 변환하는 단계;
b) 상기 원래의 심볼 카피의 포지션 x 에서의 샘플과 상기 시간 지연된 카피의 포지션 x+N-L 에서의 샘플 간에 제 1 감산 연산을 수행하는 단계로서, N 은 샘플들의 총 수이고 L 은 사이클릭 프리픽스의 길이인, 상기 제 1 감산 연산을 수행하는 단계;
c) 동기화 레지스터의 포지션 x 에 상기 감산의 절대값을 저장하는 단계;
d) 상기 원래의 심볼 카피의 포지션 x+1 에서의 샘플과 상기 심볼들의 시간 지연된 카피 대응부 (counterpart) 의 포지션 x+1+N-L 에서의 샘플 간에 다음 (next) 의 감산 연산을 수행하는 단계;
e) 상기 동기화 레지스터의 포지션 x+1 에 상기 감산의 절대값을 저장하는 단계;
f) x=N 일 때 까지 상기 감산 연산을 반복하고, x=1 로서 후속 샘플을 선택하는 단계;
g) 상기 동기화 레지스터가 풀 (full) 일 때, 감산들의 후속 라운드 (round) 로 상기 동기화 레지스터의 각 슬롯을 재할당하는 단계로서, 랜덤 잡음 및 심볼간 간섭이 방정식

를 사용하여 이전에 저장된 값과 각각의 새로운 값을 평균함으로써 최소화되고,
는 계산된 값의 증가를 제어하는 계수이고,
은 상기 동기화 레지스터에 이전에 저장된 동기화 벡터이며,
은 새로운 동기화 벡터인, 상기 각 슬롯을 재할당하는 단계;
h) 동기화 프로파일을 생성하기 위해 필요할 때 많아야 500 개의 심볼들의 블록들에 걸쳐 연산을 반복하는 단계;
i) 윈도우를 생성하기 위해 상기 동기화 프로파일을 인버팅하는 단계;
j) 동기화 신호 포지션을 결정하기 위해 윈도우의 중력의 중심을 계산하는 단계;
k) 동기화 신호의 포지션에 포지셔닝된 중심을 갖는 가우시안 윈도우로 단계 j) 의 윈도우를 컨볼빙 (convolving) 하는 단계를 포함하는, 심볼 동기화 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 샘플들의 총 수 N 은 2^p개 이고, p 는 6 과 10 사이의 범위의 정수인, 심볼 동기화 방법.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
사이클릭 프리픽스가 상기 트랜시버의 송신기부에 도입되고, 5 와 40% 사이의 범위의 비율 (사이클릭 프리피스의 길이)/(심볼의 총 길이) 을 갖도록 선택되는, 심볼 동기화 방법.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

는 10^-2 와 10^-3 사이의 범위인, 심볼 동기화 방법.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
착신 신호를 인식하는데 필요한 '트레이닝' 신호들의 수는 많아야 300 개인, 심볼 동기화 방법.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 OOFDM 트랜시버의 수신부는 클록 오프셋을 정정하기 위해 수신기의 입력에서 샘플링 클록을 활성화하기 위한 전압 제어 오실레이터 (voltage controlled oscillator; VCO) 를 포함하는, 심볼 동기화 방법.
종래의 방법들에 대하여 하나의 자릿수 만큼 샘플링 클록 오프셋 효과를 감소시키기 위한 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 기재된 방법에 따른, 사용.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 기재된 방법에 의해 획득된, 수신기.
제 8 항에 기재된 수신기를 포함하는, 트랜시버.
제 9 항에 있어서,
2 개의 개별 심볼 동기화 방식들이 송신기에서 인버스 고속 퓨리에 변환의 실수부 및 허수부에 대응하는 상이한 파장들의 2 개의 신호들에 대해 활용되고, 상기 2 개의 신호들에 관한 정보를 전달하는, 트랜시버.
제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
송신기가 광 파형을 생성하기 위해 반도체 광 증폭기를 사용하는, 트랜시버.