CN102687478A - 光频分多路复用传输系统中的同步方法 - Google Patents

光频分多路复用传输系统中的同步方法 Download PDF

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CN102687478A CN2010800600513A CN201080060051A CN102687478A CN 102687478 A CN102687478 A CN 102687478A CN 2010800600513 A CN2010800600513 A CN 2010800600513A CN 201080060051 A CN201080060051 A CN 201080060051A CN 102687478 A CN102687478 A CN 102687478A
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Abstract

本发明公开了一种适用于提高光正交频分多路复用（OOFDM）收发器的接收部分中的接收速度的同步方法。

Description

光频分多路复用传输系统中的同步方法
技术领域
本发明涉及使用光正交频分多路复用(OOFDM)收发器的信号传输领域以及改进接收处理的同步方法。
背景技术
如例如Jolley等人（N.E.Jolley，H.Kee,R.Richard,J.Tang,K.Cordina,在the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf.提出,阿纳海姆市（Annaheim）,CA,2005年3月11日,Paper OFP3）所公开，使用光正交频分多路复用(OFDM)调制技术来降低多模光纤（MMF）传输链路中的光模色散是众所周知的。它提供了强抗色散损害、有效利用信道频谱特性、因充分利用成熟数字信号处理（DSP）而成本划算、在频域和时域中动态提供混合带宽分配以及使光网复杂性显著降低的优点。
它也可以有利地用于像例如Lowery等人（A.J.Lowery,L.Du,J.Armstrong,在the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf.提出,阿纳海姆市,CA,2006年3月5日,paper PDP39）或Djordjevic和Vasic(I.B.Djordjevic和B.Vasic,在Opt.express,14,
Figure BDA00001829664200011
37673775,2006)所描述那样的基于单模光纤（SMF）长途传输系统中的色散补偿和频谱效率。
已经针对包括像例如Masuda等人（H.Masuda,E.Yamazaki,A.Sano,T.Yoshimatsu,T.Kobayashi,E.Yoshida,Y. Miyamoto,S.Matsuoka,Y．Takatori,M.Mizoguchi,K.Okada,K.Hagimoto,T.Yamada,和S.Kamei,″13.5-Tb/s(135x111-Gb/s/ch)no-guard-interval coherent OFDM transmission over 6248kmusing SNR maximized second-order DRA in the extended L-band,″Optical FibreCommunication/National Fibre Optic Engineers Conference(OFC/NFOEC),(OSA,2009),Paper PDPB5）或Schmidt等人（B.J.C Schmidt,Z.Zan,L.B.Du,和A.J.Lowery,″100Gbit/s transmission using single-band direct-detectionoptical OFDM,″Optical Fibre Communication/National Fibre Optic EngineersConference(OFC/NFOEC),(OSA,2009),Paper PDPC3）所描述那样的长距离系统、或像例如Duong等人（T.Duong,N.Genay,P.Chanclou,B.Charbonnier,A.Pizzinat,和R.Brenot,″Experimental demonstration of 10Gbit/s for upstreamtransmission by remote modulation of 1 GHz RSOA using Adaptively ModulatedOptical OFDM for WDM-PON singleber architecture,″European Conferenceon Optical  Communication(ECOC),(Brussels,Belgium,2008),PD paperTh.3.F.1）或Chow等人（C.-W.Chow，C.-H.Yeh,C.-H.Wang,F.-Y. Shih,C.-L.Pan  和S.Chi,″WDM  extended reach passive  optical networks usingOFDM-QAM,″Optics Express,16,12096-12101,2008年7月）所描述那样的城域网、或像例如Qian等人（D.Qian,N.Cvijetic,J.Hu,和T.Wang,″108Gb/sOFDMA-PON with polarization multiplexing and direct-detection,″Optical FibreCommunication/National Fibre Optic Engineers Conference(OFC/NFOEC),(OSA,2009),Paper PDPD5）或Yang等人（H.Yang,S.C.J.Lee,E.Tangdiongga,F.Breyer，S.Randel,和A.M.J.Koonen,″40-Gb/s transmission over 100mgraded-index plastic optical fibre based on discrete multitone modulation,″OpticalFibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference(OFC/NFOEC),(OSA,2009),Paper PDPD8）所描述那样的局域网的所有光网情形研究和报告了OOFDM的传输性能。
所有现有技术的现有系统都基于使用离线信号处理生成的波形传输源自任意波形发生器（AWG）的OOFDM信号。在接收器上，通过数字存储示波器（DSO）捕获发送的OOFDM信号，并离线处理捕获的OOFDM码元，以便恢复接收的数据。这样的离线信号处理途径未考虑保证实时发送所需的实际DSP硬件的精确度和速度施加的限制。
描述在例如WO98/19410或EP-A-840485或US-A-5953311中的其它工作公开了确定在编码正交频分多路复用（OFDM）信号中接收的数据码元的保护间隔的边界的方法。在那种方法中，将通过数据码元的有效间隔的间隔分开的时间信号成对相关联，并获取差信号。比较差信号的第一和第二比较块的色散，其中第二比较块相对于第一比较块替代（displace）n个样本。
US-A-6359938和US2003/0142764公开了通过OFDM发送的多载波信号的数字接收器的单芯片实现。它包括与定位与信号的有效帧（active frame）一起发送的保护间隔的边界的重采样电路耦合的改进FFT窗口同步电路。
在US2004/0208269中，通过分开考虑振幅差和相位差两者实现接收器中的同步，由此提供处理保护时段（period）样本的时段和不处理保护时段样本的时段之间的清晰区分。
在US-A-5555833中，以码元块格式化信号，其中每个块包含冗余信息（redundant information）。还包括延迟码元块和从相应码元块中减去所述延迟码元块的方法。然后将差信号用于控制包含以时钟频率工作的本地振荡器的环路（loop）。
EP-A-1296493公开了包含如下的同步装置：
a）计算在时间T1期间施加的输入复信号（complex signal）的幅度的信号幅度计算器；
b）将从计算器接收的信号延迟的第一延迟单元；
c）从输入复信号中减去延迟信号b）的第一相加单元；
d）应用于c）的差值以提供绝对值信号的绝对值计算器；
e）将绝对值信号d）延迟的第二延迟单元；
f）从绝对值信号d）中减去延迟信号e）的第二相加单元；
g）计算在时间T2期间接收的信号的和值的移动窗求和单元；
h）比较时间T1期间累计单元的数值和搜索预定点的搜索单元；以及
i）使用搜索位置h）的保护间隔除去单元。
在GB-A-2353680中，通过如下步骤实现同步：使用通过导出OFDM码元的相继复样本的绝对值生成的帧同步脉冲；确定这些值与通过代表OFDM码元的有用部分的时段分开的其它值之间的差值；遍及多个码元地积分该差值；以及确定所述积分差值发生显著变化的点的样本位置。
US2005/0276340通过如下步骤在多载波系统的接收器中检测码元边界定时：
-在基于有线的信道上接收一系列接收训练信号；
-将这些系列的至少3个存储到缓冲器中；
-确定存储在缓冲器中的一对相继接收训练信号的差值；
-选择差值之一；以及
-根据所选差值确定接收码元边界定时。
这些已知系统通过引入提供像如下那样的优点的已知为自适应调制光OFDM（AMOOFDM）的信号调制技术被改进：
-灵活性、健壮性和最佳传输性能；
-有效利用传输链路的频谱特性；可以在频域中按照需要修改码元内的各个子载波；
-使用现有多模光纤；以及
-低的安装和维护成本。
例如，Tang等人（J.Tang,PM Lane和K.A.Shore在IEEE Photon.Technol.Lett,18,
Figure BDA00001829664200041
205-207,2006以及在J.Lightw.Technol.,24,429-441,2006)或Tang和Shore（J.Tang和K.A.Shore,在J.Lightw.Technol.,24,
Figure BDA00001829664200043
2318-2327,2006）都对这些作了描述和讨论。Tang和Shore（J.Tang和K.A.Shore,在J.Lightw.Technol.,25,
Figure BDA00001829664200044
787-798,2007）还描述了像如下那样的其它方面：
-与模数转换（ADC）有关的信号量化和限幅影响的作用和最佳ADC参数的确定；以及
-传输性能的最大化。
为了实现实时OOFDM收发器，需要开发具有足够复杂性的先进高速信号处理算法。
发明内容
本发明的一个目的是校正传输链路的时延（time delay）所致的码元定时偏移。
本发明还有一个目的是校正由发送器与接收器之间的时钟失配所致，或由光纤和/或激光器影响引起的接收信号的时域扩张所致的采样时钟偏移。
本发明的另一个目的是改进传输链路状况变化的容限。
本发明的又一个目的是提高处理速度。
本发明还有一个目的是改进噪声容限。
依照本发明，如独立权利要求中所定义地实现上述目的。在从属权利要求中定义了优选实施例。
附图说明
图1代表用在收发器的接收端上的同步系统的图；
图2代表将理论方形分布与传输系统的脉冲响应卷积得出的同步分布；
图3代表加高斯窗（Gaussian windowing）和未加高斯窗的相减运算的比较；
图4代表加高斯窗和未加高斯窗的相乘运算的比较；
图5代表使用相减和相乘运算建立同步分布的重心位置所需的样本数量的比较；
图6代表加高斯窗之前的归一化同步分布；
图7代表加高斯窗之后的归一化同步分布；
图8代表对于系数α的不同值作为以秒表达的时间函数的-16dBm的接收光功率的动态重心（COG）演进；
图9代表分别对于DQPSK、32-QAM和128-QAM编码OOFDM信号作为相对码元定时偏移（STO）的函数的误码率（BER）性能；以及
图10代表分别对于DQPSK、32-QAM和128-QAM编码OOFDM信号作为以dBm表达的接收光功率的函数的BER。
具体实施方式
本发明公开了如图1所代表的OOFDM收发器的接收部分中的码元同步方法，其包含如下步骤：
a）从串行到并行地将输入实值样本(real valued sample)转换成两个OFDM码元组，其中一个组包含码元的原始拷贝（original copy），以及另一组包含码元的时延拷贝(time-delayed copy)；
b）进行码元原始拷贝在位置x上的样本与时延拷贝在位置x+N-L上的样本之间的第一相减运算，其中N是样本总数以及L是循环前缀的长度；
c）将相减的绝对值存储在同步寄存器的位置x中；
d）进行码元原始拷贝在位置x+1上的样本与其时延拷贝副本（counterpart）在位置x+1+N-L上的样本之间的下一相减运算；
e）将相减的绝对值存储在同步寄存器的位置x+1中；
f）重复相减运算直到x=N并将随后的样本选为x=1；
g）当同步寄存器已满时，为随后一轮相减重新分配同步寄存器的每个槽（slot），其中通过使用方程y(n)=α·x(n)+(1-α)·y(n-1)，利用以前存储的值对每个新值求平均将随机噪声和码元间干扰最小化，其中α是控制计算值的增长（growth）的系数，y(n-1)是以前存储在同步寄存器中的同步矢量，以及x(n）是新同步矢量；
h）在N个码元的许多块上重复运算，以生成洁净同步分布（cleansynchronisation profile）；
i）反转（invert）同步分布以生成一个窗口；
j）计算窗口的重心，以便确定同步信号位置；
k）将步骤j）的窗口与其中心定位在同步信号的位置上的高斯窗卷积；
l）激活压控振荡器（VCO）以便激活接收器的输入端上的采样时钟；
m）校正时钟偏移。
压控振荡器是通过电压输入控制在振荡频率上的电子振荡器：将它用作时钟发生器。它提供定时信号以便使数字电路中的操作同步。压控晶体振荡器VCXO时钟发生器的设计参数是电压调整范围、中心频率、频率调整范围和输出信号的定时抖动。必须将抖动最低化。VCXO的调整范围典型是与典型0到3伏的控制电压范围相对应的几ppm（百万分的一部分）。
可用在该领域中的任何发送器都可以与本发明的接收器一起使用。
在按照本发明的优选实施例中，发送器通过将逆快速傅立叶变换的实部和虚部两者用于传达与两个信号有关的信息，使光正交频分多路复用（OOFDM）收发器的传输容量加倍。
在大多数优选实施例中，进一步将半导体放大器用于生成光波形。
这种最优选容量加倍发送器详细公开在与本申请相同日期提交的两个待审申请中。它包含如下步骤：
a）利用不同信号调制格式将输入二进制数据序列编码成串行复数；
b）将串并转换器应用于编码复数据；
c）生成2N并行数据的两个单独集合{A}和{B}的和集（sum），其中对于范围从1到2N-1的n，{A}和{B}满足A2N-n=A* n和B2N-n=B* n的关系，A*和B*分别是A和B的复共轭，以及其中{A}和{B}也满足Im{A0}＝Im{AN}＝Im{B0}＝Im{BN}＝0；
d）使用基于现场可编程门阵列（FPGA）变换逻辑函数算法将时域到频域变换的逆变换应用于子载波的2个集合的和集，以便生成并行复OFDM码元，其中第k码元可以表达成：
Sk A+B(t)＝∑n＝0 to 2N-1Akexp(i2πnΔft)+∑n＝0 to 2N-1Bkexp(i2πnΔft)
＝lk_A(t)+iQk_B(t)
其中Δf是相邻子载波之间的频率间隔，以及I和Q分别代表同相成分和正交成分；
e）将前缀插在步骤d）的每个码元的前面，所述前缀是码元的结束部分的拷贝；
f）将这些码元串行化，以便产生长数字序列；
g）应用两个数模转换器以将数字序列的实部和虚部转换成模拟波形；
h）通过半导体放大器系统以生成光波形；
i）可选地通过光衰减器；
j）将光信号耦合到单模光纤（SMF）或多模光纤（MMF）或聚合物光纤（POF）链路；以及
k）可选地应用滤光器。
所述方法的特征在于，在发送器中，将两个复信号Ak和Bk输入到逆变换中。
如上所描述，在过程的发送部分中引入了循环前缀。
FPGA的各个组件详细描述在与本申请相同日期提交的待审申请中：这里对它们加以总结。
信号调制格式是典型用在本领域中的那些，例如，Tang等人（Tang J.M.,Lane P.M.,Shore A.,在Journal of Lightwave Technology,24,429,2006.）作过描述。信号调制格式不同于差分二进制相移键控（DBPSK）、差分正交相移键控（DQPSK）、和2p正交调幅（QAM），其中p的范围在3到8之间，优选地在4到6之间。因此可以压缩信息，从而允许带宽的减小。
串并转换器将编码复数据序列截成封闭并且相等间隔窄带数据，子载波的大量集合，其中每个集合包含相同数量的子载波2N，其中N范围在8与256之间。
离散或快速傅立叶变换（DFT或FFT）典型用在本领域中。优选的是使用FFT，因为它显著地降低了计算复杂性，但其在计算方面仍然非常苛刻。在本发明中优选地使用2p点IFFT/FFT逻辑函数，其中p是范围从4到8的整数。
模数转换器（ADC）是将连续模拟信号转换成与输入信号的量级（magnitude）成比例的数字值流的电子器件。
用在本发明中的光纤可以从单模、多模或聚合物光纤中选择。
单模光纤（SMF）被设计成只传送单一光束。它们不呈现由多种空间模式所致的模式色散，因此保持每个光脉冲长距离地保真。它们的特征是宽带宽。它们可以在1Tb/s（兆兆位/秒）下跨越数十公里。
多模光纤（MMF）主要用于较短距离上的通信。典型的多模链路在长达600米的链路长度上具有10Mb/s（兆位/秒）到10Gb/s（千兆位/秒）的数据速率。它们具有比SMF更高的光收集容量，但它们速度乘距离的极限低于SMF的。它们具有比SMF更大的纤芯尺寸，因此可以支持不止一种传播模式。但是，它们受模式色散限制，导致比SMF更高的脉冲扩散速率，从而限制了它们的信息传输容量。它们通过其纤芯和包层直径来描述。
聚合物光纤（POF）由像用于纤芯的聚甲基丙烯酸甲酯（PMMA）或全氟聚合物（perfluoribated polymer）和用于包层的氟化聚合物(fluorinatedpolymer)那样的塑料制成。在大直径光纤中，允许光透过的纤芯代表96%的截面。它们的关键特征是成本效率和高抗弯曲损耗性。
确定复制在码元前面的循环前缀的长度，以便获得范围在5%和40%之间的比率（循环前缀的长度）/（码元的总长度）。
在相减过程中，如果样本x处在循环前缀中，则样本x上的振幅非常类似于样本x+N-L上的振幅，因此相减结果大约是零。由于随机噪声和信号间干扰（ISI）影响，可能随码元发生微小差异。但是，相减运算有效地使噪声和ISI影响最小化。
相反，如果样本x不属于循环前缀区域，则在x上的样本与x+N-L上的样本之间存在随机振幅差。在相减运算之后，计算结果保持随样本并且随码元而变的随机振幅。
参数α的最佳值取决于系统的噪声水平，噪声越大，α就越大，或与以前的测量相比，当前测量的权重就越大。参数α通过改变它直到同步分布具有稳定和相当对称的形状来确定。它取决于处在适当位置上的系统。优选的是，对于稳定的系统，α的范围在10-2与10-3之间。
生成的同步分布再现循环前缀的位置，并且理论上是方形分布。在真实传输链路中，同步分布是所述理论方形分布与传输系统的脉冲响应的卷积，如图2所表示。
同步信号位置被确定成将同步分布划分成两个相等面积的位置。它典型是伴随着指示采样相位误差的小数（fraction）的样本整数。因此，同步信号的整数部分指示变换窗的开始，而信号的小数部分用于通过将采样相位误差馈送到压控振荡器来调整采样时钟的相位。
然后将其中心定位在同步信号的位置上的高斯窗与所述信号卷积。
高斯窗的优选宽度是所选前缀长度的1到1.6倍，优选的是大约1.3倍。
VCO的电压通过所测量采样点与表示在图2中的同步分布中的同步信号的理论确定值之间的差值来确定。将信号放大到几瓦，以便使它适用于小于1伏的VCO电压。
这种方法提供了几方面技术优势：
-因为有效加窗阻止了位于窗口外部的噪声带来的不想要贡献，所以降低了OFDM对传输链路状况变化的敏感性，从而使同步分布更可区分；
-将有效识别输入信号所需的“训练”信号的数量从传统系统中的10,000个码元减少到本发明中的至多500个码元，优选地至多300个码元；
-通过求平均抑制同步分布中前缀区域外部的噪声水平；以及
-补偿采样时钟偏移所需的时间的时段相对于传统方法缩短了至少一个数量级（order ofmagnitude）。本发明中补偿采样时钟偏移所需的时间至多10-5s。
与像描述在例如WO98/19410、EP-A-0840485或US-A-5953311中那样的常用现有技术相比，本发明提供了工作在高速光传输域中而不是工作在无线域中的重要优点。因此，本系统不受小于100Mb/s的位速率限制。实验上估计达到12Gb/s的位速率，但可以工作在高得多的运行速度（>40Gb/s）上。另外，现有技术的系统使用复杂的特殊设计以同步接收器中的时钟信号。但是，在本发明中不需要这样的特殊设计，因为使用生成的同步信号来控制接收器中的时钟。作为结果，本系统的接收器更稳定，并且允许设计比现有技术的设计更简单。此外，现有技术的同步系统基于两个并行信号的相减，而本系统使用比每码元样本总数更大的并行信号数。这与加高斯窗结合允许系统运行在高得多的速度上。最终，与传统同步技术相比，本发明可以将数字信号处理操作的次数降低大约3的因数(factor)。当考虑到码元定时偏移和采样时钟偏移的影响，这个降低因数可以进一步增大。
示例
如展现加高斯窗和未加高斯窗的相减生成同步分布之间的比较的图3所指，加高斯窗是非常有效的。从图3和4之间的比较中可明显看出，相减运算比相乘运算更有效。图5进一步示出了当与相乘方法相比时，相减方法提供“训练”数据的长度的显著缩短。相减方法获取稳定重心位置速度是相乘方法至少3倍，优选的是至少4倍。
根据上文给出的端到端实时OOFDM收发器架构和组件/系统参数，在工作在达到6.56Gb/s的不同信号位速率上的基于直接调制DFB激光器（DML）25公里MetroCor单模光纤（SMF）强度调制和直接检测（IMDD）链路中实现按照本发明的码元同步技术。ADC/DAC的采样速率是2GS/s。码元长度是L=40个样本或20ns，循环前缀长度是8个样本或4ns。码元定时偏移（STO）影响通过使用基于公用参考时钟的时钟合成器得到强调，以便为发送器和接收器两者生成系统时钟。
已经针对系数α的几个数值研究了加高斯窗对提高重心（COG）精度的重要性。在图6和7中作图表示结果，图6和7分别示出了传输25公里MetroCor SMF之后测量的应用加高斯窗之前和之后的同步分布。可以观察到，加高斯窗使能的同步分布在循环前缀区域上非常洁净。在分布外部的随机噪声降低了，并且分布边沿随着系数α的值减小而变得更尖锐。
图8代表建立洁净同步分布和稳定COG的动态过程。这是通过将额外8-样本延迟插入在-16dBm的接收光功率正常运行的传输系统中获得的。可以从这个图中看出，对于小α，需要长时间段（time period）以稳定COG，但具有非常洁净的演进曲线。另一方面，跟踪速度随α增大而增大。当α从2.4×10-4增大到1.3×10-1时，使COG稳定所需的相应时间段从2×10-4缩短到8×10-6秒，分别对应于10000和400个OOFDM码元时段。为了在精度与跟踪速度之间取得最佳折衷，利用α=2.0×10-3测量了实时OOFDM传输系统的传输性能。
从图9中可以看出，对于不同信号调制格式，测量BER与相对STO之间的关系给出了有关STO的信息，其中零相对STO对应于COG的整数部分。在10-3的BER上，DQPSK-、32-QAM-和128-QAM-编码OOFDM信号的接收光功率分别是-21.0、-14.2和-8.3dB。BER曲线关于零相对STO几乎是对称的。在这样的点上，对于考虑的每种信号调制格式，达到了最低BER，指示同步技术有效地补偿了STO影响。对于高调制格式，BER性能对STO更敏感。为了达到特定BER，高调制格式编码信号具有大信噪比（SNR），因此，对不完美同步诱发码元间干扰（ISI）的影响更敏感。
提出的技术的精度通过画出图10中的25公里MetroCor SMF IMDD链路上的实时OOFDM传输性能来测试。它代表作为分别对应于1.88Gb/s、4.69Gb/s和6.56Gb/s的原始信号位速率的DQPSK-、32-QAM-和128-QAM-编码OOFDM信号的接收光功率的函数的BER。图10示出了将实现前向纠错（FEC）BER极限所需的最小接收光功率对于DQPSK降低到-21.5dBm，对于32-QAM降低到-15.0dBm，以及对于128-QAM降低到-10.8dBm。
这些系统性能因此确认提供的同步技术可高精度地用在不同OOFDM系统中。
由于系统噪声，测量样本时钟偏移（SCO）偏差是±1ppm，这非常接近在实验中采用的零的真实SCO值，从而确认本同步技术的出色稳定性。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种OOFDM收发器的接收部分中的码元同步方法，其包含如下步骤：
a）从串行到并行地将输入实值样本转换成两个OFDM码元组，其中一个组包含码元的原始拷贝，并且另一组包含码元的时延拷贝；
b）进行码元原始拷贝在位置x上的样本与时延拷贝在位置x+N-L上的样本之间的第一相减运算，其中N是样本总数以及L是循环前缀的长度；
c）将相减的绝对值存储在同步寄存器的位置x中；
d）进行码元原始拷贝在位置x+1上的样本与其时延拷贝副本在位置x+1+N-L上的样本之间的下一相减运算；
e）将相减的绝对值存储在同步寄存器的位置x+1中；
f）重复相减运算直到x=N并将随后的样本选为x=1；
g）当同步寄存器已满时，为随后轮的相减重新分配同步寄存器的每个槽，其中通过使用方程y(n)=α·x(n)+(1-α)·y(n-1)，利用以前存储的值对每个新值求平均将随机噪声和码元间干扰最小化，其中α是控制计算值的增长的系数，y(n-1)是以前存储在同步寄存器中的同步矢量，以及x(n）是新同步矢量；
h）根据生成同步分布所需在码元的至多500个块上重复运算；
i）反转同步分布以生成一个窗口；
j）计算窗口的重心，以便确定同步信号位置；
k）将步骤j）的窗口与其中心定位在同步信号的位置上的高斯窗卷积。
2.如权利要求1所述的方法，其中码元N的数量是2p，其中p是范围6与10之间的整数。
3.如权利要求1或权利要求2所述的方法，其中将循环前缀引入收发器的发送器部分中，并选成具有范围5%和40%之间的比率（循环前缀的长度）/（码元的总长度）。
4.如前面权利要求的任何一项所述的方法，其中α的范围在10-2与10-3之间。
5.如前面权利要求的任何一项所述的方法，其中识别输入信号所需的“训练”信号的数量是至多300个。
6.如前面权利要求的任何一项所述的方法，其中OOFDM收发器的接收部分包含压控振荡器（VCO），用于激活接收器的输入端上的采样时钟以便校正时钟偏移。
7.一种相对于传统方法将采样时钟偏移影响降低一个数量级的按照前面权利要求的任何一项所述的使用。
8.一种通过如权利要求1到6的任何一项所述的方法获得的接收器。
9.一种包含如权利要求8所述的接收器的收发器。
10.如权利要求9所述的收发器，其中将两个独立码元同步方案用于不同波长的两个信号，这两个信号对应于发送器中逆快速傅立叶变换的实部和虚部并传达与两个信号有关的信息。
11.如权利要求9或10所述的收发器，其中发送器将半导体光放大器用于生成光波形。

Claims (10)

1.一种OOFDM收发器的接收部分中的码元同步方法，其包含如下步骤：
a）从串行到并行地将输入实值样本转换成两个OFDM码元组，其中一个组包含码元的原始拷贝，并且另一组包含码元的时延拷贝；
b）进行码元原始拷贝在位置x上的样本与时延拷贝在位置x+N-L上的样本之间的第一相减运算，其中N是样本总数以及L是循环前缀的长度；
c）将相减的绝对值存储在同步寄存器的位置x中；
d）进行码元原始拷贝在位置x+1上的样本与其时延拷贝副本在位置x+1+N-L上的样本之间的下一相减运算；
e）将相减的绝对值存储在同步寄存器的位置x+1中；
f）重复相减运算直到x=N并将随后的样本选为x=1；
g）当同步寄存器已满时，为随后轮的相减重新分配同步寄存器的每个槽，其中通过使用方程y(n)=α·x(n)+(1-α)·y(n-1)，利用以前存储的值对每个新值求平均将随机噪声和码元间干扰最小化，其中α是控制计算值的增长的系数，y(n-1)是以前存储在同步寄存器中的同步矢量，以及x(n）是新同步矢量；
h）在N个码元的许多块上重复运算，以生成洁净同步分布；
i）反转同步分布以生成一个窗口；
j）计算窗口的重心，以便确定同步信号位置；
k）将步骤j）的窗口与其中心定位在同步信号的位置上的高斯窗卷积；
l）激活压控振荡器（VCO）以便激活接收器的输入端上的采样时钟；
m）校正时钟偏移。
2.如权利要求1所述的方法，其中码元N的数量是2p，其中p是范围6与10之间的整数，优选的是7与8之间的整数。
3.如权利要求1或权利要求2所述的方法，其中将循环前缀引入收发器的发送器部分中，并选成具有范围5%和40%之间的比率（循环前缀的长度）/（信号的总长度）。
4.如前面权利要求的任何一项所述的方法，其中α的范围在10-2与10-3之间。
5.如前面权利要求的任何一项所述的方法，其中识别输入信号所需的“训练”信号的数量是至多500个，优选地，至多300个。
6.如前面权利要求的任何一项所述的方法，其中补偿采样时钟偏移所需的时间相对于传统方法缩短了一个数量级。
7.一种通过如前面权利要求的任何一项所述的方法获得的接收器。
8.一种包含如权利要求7所述的接收器的收发器。
9.如权利要求8所述的收发器，其中发送器通过将逆快速傅立叶变换的实部和虚部两者用于传达与两个信号有关的信息，使光正交频分多路复用（OOFDM）收发器的传输容量加倍。
10.如权利要求8或9所述的收发器，其中发送器使用半导体光放大器以生成光波形。
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