JP5549755B1 - 光ネットワーク、送信装置、受信装置及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】大きな周波数オフセットが発生する場合であっても、周波数オフセットを検出し、補償を可能にする。
【解決手段】送信装置は、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光を、ＯＦＤＭ電気信号により変調したＯＦＤＭ光信号と、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭのｎ倍（ｎは２以上の整数）のトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を通信信号として生成する。受信装置は、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光と、通信信号とを干渉させた結果得られる光信号を光電変換してＯＦＤＭ電気信号を生成し、ＯＦＤＭ電気信号に対して、受信側基準周波数ｆ_ｒｃと送信側基準周波数ｆ_ｔｃの差に応じて定まる周波数オフセットを補償する。
【選択図】図１

Description

この発明は、コヒーレント光直交周波数分割多重（ＣＯ−ＯＦＤＭ：Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる光ネットワークと、この光ネットワークで用いて好適な送信装置及び受信装置と、この光ネットワークで実行される通信方法に関し、特に、周波数オフセットを補償する技術に関する。

近年、インターネットの普及や、スマートフォン等で用いられるモバイルアプリケーションの発達により、通信需要が急速に増大している。この通信需要の増大に対応して、光ファイバを用いた高速かつ大容量の光ネットワークが整備されつつある。

通信事業者の所有する建物（局）と加入者宅を結ぶ光ネットワークは、加入者系光ネットワーク又はアクセス系光ネットワークと呼ばれる。加入者系光ネットワークでは、既存及び新設のシステムが混在しており、サービスごとに光ネットワークに要求される条件が異なる。このため、サービスごとに性質が異なるトラヒックを収容でき、かつ、サービスの変更や新たなサービスの追加が容易に行える光ネットワークが求められる。

ＯＦＤＭは、複数のサブキャリアを通じて、送信側から受信側に情報を転送する技術である。ＯＦＤＭでは、変調、多重化、復調などの一連の処理は、離散フーリエ変換などを用いてディジタル的に実行される。このため、サブキャリア数の増減や、新たなチャネルのサブキャリアへの割当は容易に行える。従って、ＯＦＤＭを用いた光ネットワークは上述の要求を満足する光ネットワークとして期待される。

ＣＯ−ＯＦＤＭを用いる光ネットワークでの送受信方法は、インコヒーレント通信とコヒーレント通信の、大きく２つに分類される。

インコヒーレント通信は、光の強度検波に基づいており、強度変調―直接検波とも呼ばれる。インコヒーレント通信は、電気−光−電気の変換過程が非線形であることが特徴の一つである。現在商用化されている光ネットワークではインコヒーレント通信が多く用いられている。

コヒーレント通信は、光の同期検波に基づいている。コヒーレント通信では、送信側において、光の振幅、周波数又は位相、もしくはこれらの複数に情報をマッピングして送出し、受信側において、局部発振器から出力される連続光を信号光に干渉させる。干渉の結果得られる光を、光電変換するとそのビート成分が検出され、その結果所望の情報を含んだ電気信号が得られる。コヒーレント通信は、電気−光−電気の変換過程が線形であることが特徴の一つである。

このため、電気通信で用いられる伝達関数に基づく線形等化を応用することにより、伝送路で生じる波長分散、偏光分散等の波形歪みを補償することができる。また、同期検波であるので、同条件のインコヒーレント通信に比べて信号雑音比（ＳＮ比）が高く、伝送路損失に対する耐性が高い。従って、加入者、サービスの追加や変更、長距離化、多分岐化に対して、コヒーレント通信は好都合である。

近年、コヒーレント通信において、上述の補償をディジタル的に処理するディジタルコヒーレント通信が、さかんに研究されている。また、ＯＦＤＭとディジタルコヒーレント通信を組み合わせたＣＯ−ＯＦＤＭ技術の研究もなされている（例えば、非特許文献１参照）。

ＣＯ−ＯＦＤＭの送受信において、ホモダイン検波を用いる場合、信号光の搬送波周波数（送信側基準周波数）ｆ_ｔｃと、受信側の局部発振器の周波数（受信側基準周波数）ｆ_ｒｃが一致する必要がある。これらの周波数ｆ_ｔｃ及びｆ_ｒｃが不一致の場合、ＯＦＤＭ信号の復調の際、復元される情報に誤りが生じる原因となる。この周波数の不一致が生じる一因は、信号光と局部発振光を発生させるための光源装置の出力周波数が、装置ごとにばらつくことにある。さらに、環境温度変動等の影響で、光源装置の稼働中に出力周波数が変動することもある。

この送信側基準周波数ｆ_ｔｃと、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの差である周波数オフセットを検出する方法として、ガードインターバル（ＧＩ）を利用して位相の時間変化を求める方法がある（例えば、非特許文献２参照）。なお、このガードインターバルは、サイクリックプレフィクス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）と称される場合もある。

このガードインターバルを用いる方法では、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの逆数で与えられる周波数ｆ_０の範囲の周波数オフセットを検出することができる。また、無線ＬＡＮの規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａによれば、ヘッダを工夫することによりＯＦＤＭシンボル周期の逆数の２倍の周波数範囲の周波数オフセットを検出することができる。

Ｓ．Ｌ．Ｊａｎｓｅｎ， ｅｔ ａｌ．，"Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ ２５．８−Ｇｂ／ｓ ＯＦＤＭ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｏｖｅｒ ４１６０−ｋｍ ＳＳＭＦ"， Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌ．， ｖｏｌ．２６， ｎｏ．１、ｐｐ．６−１５、Ｊａｎ．１，２００８ 伊丹誠著「わかりやすいＯＦＤＭ技術」オーム社

しかしながら、上述の非特許文献２に開示されている技術では、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの逆数を超える周波数オフセットを検出することができない。また、無線ＬＡＮの規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａの技術では、ヘッダを工夫する必要があり、それでもなお、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの逆数の２倍の周波数範囲を超える周波数オフセットを検出することができない。

例えば、１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで、６４ＱＡＭの変調を行い、ＦＦＴの標本数が２５６のシステムでは、検出できる周波数オフセットは数１０ＭＨｚ程度である。これに対し、市販の光源装置では、±１．５ＧＨｚ程度の変動が想定される。従って、従来の技術では、周波数オフセットを検出することができない。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものである。この発明の目的は、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの逆数を超えるような大きな周波数オフセットが発生する場合であっても、周波数オフセットを検出し、補償を可能にする光ネットワークと、この光ネットワークで用いて好適な送信装置及び受信装置と、この光ネットワークで実行される通信方法を提供することにある。

上述した目的を達成するために、この発明のＣＯ−ＯＦＤＭを用いる光ネットワークは、送信装置と、受信装置とを備えて構成される。

送信装置は、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光をＯＦＤＭ電気信号により変調したＯＦＤＭ光信号、及び、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭのｎ倍（ｎは２以上の整数）のトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を含む通信信号を生成する。受信装置は、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、通信信号に含まれる連続光信号を干渉させた後、光電変換して得られる連続電気信号から周波数オフセットを検出する。また、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、通信信号に含まれるＯＦＤＭ光信号を干渉させた後、光電変換して得られるＯＦＤＭ電気信号に対して、周波数オフセットを補償する。

また、この発明の、ＣＯ−ＯＦＤＭを用いる光ネットワークで用いられる送信装置は、入力されたビット列から、同相成分及び直交成分を含むＯＦＤＭ電気信号を生成する送信側電気信号生成手段と、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光を生成する送信側連続光源を備え、ＯＦＤＭ電気信号に基づいて、ＯＦＤＭ光信号と連続光信号を含む送信信号を生成する光信号生成手段と、同相バイアス電圧及び直交バイアス電圧を第１のレベルとし、トレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間、同相バイアス電圧及び直交バイアス電圧のいずれか一方又は双方を第２のレベルに変更するバイアス電圧設定手段とを備えて構成される。

光信号生成手段は、同相バイアス電圧が第１レベルのとき、連続光をＯＦＤＭ電気信号の同相成分で変調することによりＯＦＤＭ光信号の同相成分を生成し、同相バイアス電圧が第２レベルのとき、連続光信号を生成し、直交バイアス電圧が第１レベルのとき、連続光をＯＦＤＭ電気信号の直交成分で変調することによりＯＦＤＭ光信号の直交成分を生成し、直交バイアス電圧が第２レベルのとき、連続光信号を生成する。

また、この発明の、ＣＯ−ＯＦＤＭを用いる光ネットワークで用いられる、ＯＦＤＭ光信号と、トレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を含む通信信号を受信する受信装置は、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光を生成する受信側連続光源を備え、ＯＦＤＭ光信号から、同相成分及び直交成分を含むＯＦＤＭ電気信号を生成し、連続光信号から連続電気信号を生成する受信側電気信号生成手段と、ＯＦＤＭ電気信号から、ビット列を生成するビット列生成手段と、周波数オフセット生成手段とを備えて構成される。

ビット列生成手段は、ＯＦＤＭ電気信号及び連続電気信号をディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、ディジタル信号に対して、周波数オフセット生成手段で生成されたシフト量の位相シフトを施す位相シフト手段と、ディジタル信号からＯＦＤＭシンボル周期ごとにＯＦＤＭシンボルタイミングを抽出するＯＦＤＭシンボル同期手段と、ディジタル信号を、直列／並列変換する、直並列変換手段と、直列／並列変換されたディジタル信号に対して、離散フーリエ変換を施す離散フーリエ変換器と、離散フーリエ変換されたディジタル信号を並列／直列変換する、並直列変換手段と、並列／直列変換されたディジタル信号からビット列を生成するシンボルデマッパとを備える。周波数オフセット生成手段は、離散フーリエ変換されたディジタル信号の周波数スペクトルから最大値と該最大値を得る周波数を取得し、最大値が、予め設定された閾値よりも大きいときに、最大値を与える周波数を周波数オフセットとし、周波数オフセットに２πとＡＤＣサンプリング周期を積算した後、２πで剰余算を施してシフト量を取得する。

また、この発明のＣＯ−ＯＦＤＭを用いる光ネットワークにおける通信方法は、以下の過程を実施する。先ず、送信装置が、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光を、ＯＦＤＭ電気信号により変調したＯＦＤＭ光信号と、トレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を通信信号として生成する。次に、受信装置が、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、通信信号に含まれる連続光信号を干渉させた後、光電変換して得られる連続電気信号から周波数オフセットを検出し、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、通信信号に含まれるＯＦＤＭ光信号を干渉させた後、光電変換して得られるＯＦＤＭ電気信号に対して、周波数オフセットを補償する。

この発明の光ネットワークによれば、送信側から送られる通信信号にトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに連続光信号が含まれている。このため、受信側において、この連続光信号と受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光とを干渉させることにより、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの逆数ｆ_０を超える周波数オフセットであっても、容易に検出することができる。

また、この周波数オフセットに対応する位相シフトを、ディジタル信号に与えることにより、受信側連続光源の周波数を調整することなく周波数オフセットを補償できる。

ＣＯ−ＯＦＤＭを用いる光ネットワークの概略図である。 光信号生成手段の動作を説明するための模式図であり、信号波形を示す。 ＤＦＴの出力の周波数スペクトルを示す模式図である。 最大値検出について説明するための模式図である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、数値的条件などは、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。

図１を参照して、この発明の光ネットワークについて説明する。図１は、光ネットワークの概略図である。

光ネットワーク１０は、送信装置１００、伝送路２００及び受信装置３００を備えて構成されている。送信装置１００で生成されたＯＦＤＭ光信号は、伝送路２００を経て受信装置３００に送られる。図１及び図２では、送信装置１００及び受信装置３００が１つずつ設けられている１対１の光ネットワークの例を示しているが、１対多や多対多の光ネットワークにしても良い。

（送信装置）
送信装置１００は、送信側電気信号生成手段１１０、光信号生成手段１５０及びバイアス電圧設定手段１７０を備えて構成される。

送信側電気信号生成手段１１０は、入力された送信情報であるビット列から、ＯＦＤＭ電気信号を生成する。ＯＦＤＭ電気信号は、同相（Ｉ：Ｉｎｐｈａｓｅ）成分及び直交（Ｑ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分を含んでいる。

送信側電気信号生成手段１１０は、シンボルマッパ１１２、直並列変換手段（Ｓ／Ｐ）１１４、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）１１６、ＣＰ付加手段１１８、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ）１２０、ディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２２を直列に備えている。

シンボルマッパ１１２は、複数ビットのデータを対応する複素シンボルに変換する。すなわち、シンボルマッパ１１２は、１系統のビット列をＩ成分及びＱ成分からなる２系統のシンボル列に変換する。シンボルマッパ１１２で変換されたシンボル列は、Ｓ／Ｐ１１４に送られる。

Ｓ／Ｐ１１４は、Ｎ_ＤＦＴ個のシンボル列を蓄積する。蓄積されたＮ_ＤＦＴ個のシンボル列は、直並列変換されて、ＩＤＦＴ１１６に送られる。Ｓ／Ｐ１１４へは２系統のシンボル列が入力されるが、Ｓ／Ｐ１１４からは、２Ｎ_ＤＦＴ系統のシンボル列が出力される。

ＩＤＦＴ１１６は、Ｎ_ＤＦＴ個のシンボル列に対して、一括して逆離散フーリエ変換を施し、Ｎ_ＤＦＴ個のＯＦＤＭシンボルを生成する。ＯＦＤＭシンボルは、ＣＰ付加手段１１８に送られる。

伝送路２００における歪として典型的なマルチパスの影響を補償するために、サイクリックプレフィクス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）を送信信号に付加することが通常行われる。このために、この例では、ＩＤＦＴ１１６とＰ／Ｓ１２０の間に、ＣＰ付加手段１１８を備えている。

ＣＰ付加手段１１８は、ＯＦＤＭシンボルに、Ｎ_ＣＰ個のシンボル列のＣＰを付加した後、Ｐ／Ｓ１２０に送る。ＣＰ付加手段１１８へは２Ｎ_ＤＦＴ系統のシンボル列が入力されるが、ＣＰ付加手段１１８からは、２（Ｎ_ＤＦＴ＋Ｎ_ＣＰ）系統のシンボル列が出力される。この付加されたＣＰは、受信装置３００においてシンボル同期を行うために用いられる。なお、この光ネットワーク１０では、ＣＰは搬送波周波数の補償の際にも用いられる。

Ｐ／Ｓ１２０は、２（Ｎ_ＤＦＴ＋Ｎ_ＣＰ）系統のシンボル列であるＯＦＤＭシンボルを並直列変換して、２系統のシンボル列であるディジタル連続信号を生成し、ＤＡＣ１２２に送る。

ＤＡＣ１２２は、ディジタル連続信号をアナログ信号に変換する。

このアナログ信号は、第１及び第２のキャパシタ１２４及び１２６でのＡＣ結合により、直流成分が除去され、Ｉ成分及びＱ成分を含むＯＦＤＭ電気信号ＲＦ_ｔＩ及びＲＦ_ｔＱとして光信号生成手段１５０に送られる。

光信号生成手段１５０は、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光をＯＦＤＭ電気信号により変調したＯＦＤＭ光信号と、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭのｎ倍（ｎは２以上の整数）のトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を含む通信信号を生成する。光信号生成手段１５０は、例えば、送信側連続光源１５２とＩＱ変調器１５４を備えて構成される。

送信側連続光源１５２は、送信側基準周波数ｆｔｃの連続光を生成する。ＩＱ変調器１５４は、例えばマッハツェンダ干渉計の２本の内部導波路にそれぞれ１つずつのＬＮ変調器を配置して構成される。一方のＬＮ変調器（Ｉ用ＬＮ変調器）には、ＯＦＤＭ電気信号のＩ成分ＲＦ_ｔＩが印加され、マッハツェンダ干渉計の内部導波路に入力される連続光を変調して、ＯＦＤＭ光信号のＩ成分を生成する。また、他方のＬＮ変調器（Ｑ用ＬＮ変調器）には、ＯＦＤＭ電気信号のＱ成分ＲＦ_ｔＱが印加され、マッハツェンダ干渉計の内部導波路に入力される連続光を変調して、ＯＦＤＭ光信号のＱ成分を生成する。また、例えばＱ用ＬＮ変調器の直後に移相器が設けられている。移相器は、Ｑ成分の位相をπ／２ラジアンシフトさせて、Ｉ成分とＱ成分の位相差をπ／２ラジアン（９０度）にする。ＩＱ変調器１５４からは、これらＯＦＤＭ光信号のＩ成分及びＱ成分の電界和となるＯＦＤＭ光信号が出力される。

ここで、ＩＱ変調器１５４が備える２つのＬＮ変調器には、バイアス電圧設定手段１７０により設定されるバイアス電圧が印加される。例えば、Ｉ用ＬＮ変調器に印加されるＩ用バイアス電圧が第１のレベルのとき、このＩ用ＬＮ変調器は、ＯＦＤＭ電気信号のＩ成分に対応するＯＦＤＭ光信号のＩ成分を出力する。一方、Ｉ用バイアス電圧が第２のレベルの時、Ｉ用ＬＮ変調器の透過率が最大となり、Ｉ用ＬＮ変調器は、連続光を出力する。

Ｑ用ＬＮ変調器も同様であり、Ｑ用バイアス電圧が第１のレベルのとき、ＯＦＤＭ電気信号のＱ成分に対応するＯＦＤＭ光信号のＱ成分を出力し、Ｑ用バイアス電圧が第２のレベルの時、連続光を出力する。なお、Ｉ用及びＱ用バイアス電圧の第１のレベル及び第２のレベルは、Ｉ用及びＱ用ＬＮ変調器により好適な値に設定される。この実施形態では、Ｉ用及びＱ用バイアス電圧のいずれについても、第１のレベルを０とし、第２のレベルをＶ_０とする。なお、ＩＱ変調器１５４の構成によっては、第１及び第２のレベルが、Ｉ用バイアス電圧及びＱ用バイアス電圧とで異なる場合もある。

バイアス電圧設定手段１７０は、Ｉ用及びＱ用バイアス電圧を第１のレベル（０）とし、トレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間、Ｉ用及びＱ用バイアス電圧のいずれか一方又は双方を第２のレベル（Ｖ_０）に変更する。

バイアス電圧設定手段１７０は、周期的に出力電圧を変更可能な直流電源を用いて構成できる。Ｉ相及びＱ相バイアス電圧の双方を第２のレベルに変更する場合は、直流電源の出力を２分岐し、２つのＬＮ変調器に印加されるバイアス電圧が同期する構成にするのが良い。また、必要に応じて、ＬＮ変調器のいずれか一方のバイアス電圧を変更するようにスイッチを設けても良い。上記機能は、当業者により実現可能であり、ここでは、図示及び詳細な説明を省略する。

図２を参照して、光信号生成手段１５０の動作を説明する。図２（Ａ）〜（Ｆ）は、信号波形を示す模式図である。ここでは、Ｉ成分に連続光を含める構成例を示している。Ｑ成分に連続光を含める構成も同様であるので、ここでは、説明を省略する。図２（Ａ）〜（Ｄ）は横軸に時間を取って示し、図２（Ｅ）及び（Ｆ）は横軸に周波数を取って示している。

図２（Ａ）は、シンボルマッパ１１２の動作速度を決めるクロック信号を示している。このクロック信号は、シンボル周期Ｔ_ＳＹＭでクロックパルスを生成する。

図２（Ｂ）は、Ｉ用バイアス電圧を示している。Ｉ用バイアス電圧は、第１のレベルである電圧０の状態から、トレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間だけ、第２のレベルである電圧Ｖ_０に変更される。

図２（Ｃ）は、ＤＡＣを動作させるクロック信号を示している。このクロック信号は、図２（Ａ）に示されるシンボルマッパを動作させるクロック信号と同期したクロック信号であるが、トレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、少なくともＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間、クロックパルスを生成しない。このクロックパルスを生成しない間は、ＯＦＤＭ電気信号は生成されない。

図２（Ｄ）は、送信信号を示す。図２（Ｂ）に示すＩ用バイアス電圧が電圧Ｖ_０となる時間と、図２（Ｃ）に示すクロック信号が直流となる時間とを同期させることで、ＯＦＤＭ光信号と連続光信号を交互に含む送信信号が得られる。なお、Ｉ用バイアス電圧が電圧Ｖ_０となる時間と、ＤＡＣ１２２を動作させるクロック信号の直流となる時間とを同期させるためには、シンボルマッパ１１２を動作させるクロック信号と、Ｉ用バイアス電圧との論理積をＤＡＣを動作させるクロック信号とすればよい。なお、通常、Ｉ用バイアス電圧と各クロック信号とは電圧スケールが異なるので、この場合は、正規化を行う必要がある。

図２（Ｅ）は、連続光信号の周波数スペクトルである。連続光では、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの成分のみをもつ輝線スペクトルとなる。

図２（Ｆ）は、ＯＦＤＭ光信号の周波数スペクトルである。ＯＦＤＭ光信号では、周波数スペクトルが、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの両側に現れる。ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭを用いた変調が行われ、全シンボルの発生確率が等しい場合、その両側帯波の位相は反転している。このため、ＯＦＤＭ光信号では周波数スペクトルに送信側基準周波数ｆ_ｔｃの成分が現れない。

従って、このＯＦＤＭ光信号をコヒーレント受信した場合、その受信後の電気信号の周波数スペクトルには、特別の尖頭が得られない。これに対し、連続光信号をコヒーレント受信した場合、その受信後の電気信号の周波数スペクトルには、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの尖頭が得られる。

一般に、ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルは、図２（Ｆ）に示されるように矩形に近い形をしている。このため、光信号から送信側基準周波数ｆ_ｔｃの抽出が容易ではない。

これに対し、この送信装置１００は、トレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光を、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間、送信する。この結果、受信装置３００において、容易に送信側基準周波数ｆ_ｔｃを抽出できる。なお、受信装置３００における送信側基準周波数ｆ_ｔｃの抽出については後述する。

（受信装置）
受信装置３００は、受信側電気信号生成手段３１０、ビット列生成手段３３０及び周波数オフセット生成手段３７０を備えて構成される。

受信側電気信号生成手段３１０は、例えば受信側連続光源３１２、コヒーレントレシーバ３１４を備えて構成される。受信側連続光源３１２は、受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光を生成する。

コヒーレントレシーバ３１４は、従来周知のコヒーレントレシーバを用いることができ、例えば、９０°ハイブリッドカプラ、第１及び第２のバランス検波器を備えて構成される。

９０°ハイブリッドカプラは、受信する光信号である通信信号と、連続光を合波することにより、第１の干渉信号を得るとともに、受信光信号と、連続光をπ／２だけ移相した連続光とを合波することにより、第２の干渉信号を得る。これら干渉信号は第１及び第２のバランス検波器に送られる。第１及び第２のバランス検波器は、内部にフォトディテクタを備えている。第１のバランス検波器は、第１の干渉信号からＯＦＤＭ電気信号の同相（Ｉ）成分を生成する。一方、第２のバランス検波器は、第２の干渉信号からＯＦＤＭ電気信号の直交（Ｑ）成分を生成する。

ＯＦＤＭ電気信号は、キャパシタ３１６及び３１８においてＡＣ結合により直流成分が除去された後、ビット列生成手段３３０に送られる。ビット列生成手段３３０は、ＯＦＤＭ電気信号からビット列を生成する。

この構成例では、ビット列生成手段３３０は、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３３２、位相シフト手段３３４、ＯＦＤＭシンボル同期手段３３６、搬送波周波数同期手段３３８、直並列変換手段（Ｓ／Ｐ）３４０、ＣＰ削除手段３４２、離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３４４、トレーニングシンボル（ＴＳ）削除手段３４６、等化器３４８、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ）３５０及びシンボルデマッパ３５２を備えて構成される。従来のＯＦＤＭ受信装置と同様に構成できる要素の詳細な説明は省略することもある。

ＡＤＣ３３２は、サンプリング周期Ｔ_ＡＤで、ＯＦＤＭ電気信号をディジタル信号に変換する。このディジタル信号は、位相シフト手段３３４に送られる。

位相シフト手段３３４は、周波数オフセット生成手段３７０で生成されたシフト量θの位相シフトを、ディジタル信号に対して施す。位相シフト手段３３４に入力される前後の、ｋ番目のＡＤＣ出力に対応するディジタル信号をそれぞれｘ（ｋ）、ｙ（ｋ）としたとき、位相シフト手段３３４は、以下の演算に対応する処理を行う。

ｙ（ｋ）＝ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｉｋθ）
ここで、ｉは虚数単位である。

このように、位相シフト手段３３４は、位相シフトを行い、周波数オフセットを補償する。

ＯＦＤＭシンボル同期手段３３６は、従来周知の技術を用いてディジタル信号からＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭごとにＯＦＤＭシンボルタイミングを抽出し、シンボル同期を行う。送信装置１００において、ＣＰが付加されている場合は、ディジタル信号に対して、１ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの遅延干渉をおこなうことで、シンボル同期を行うことができる。なお、ＣＰとは別に送信信号にシンボルタイミング抽出用の信号が含まれる場合は、それを利用してシンボル同期を行っても良い。なお、この実施形態では、ＯＦＤＭシンボル同期手段３３６は、抽出したＯＦＤＭシンボルタイミングを示す信号を、周波数オフセット生成手段３７０に送る。また、シンボル同期が行われたディジタル信号は、搬送波周波数同期手段３３８に送られる。

搬送波周波数同期手段３３８は、従来周知の技術を用いて搬送波周波数同期を行う。なお、非特許文献２に開示されている従来技術と同様に構成される場合、搬送波周波数同期手段３３８では、−ｆ_０/２〜ｆ_０／２の範囲での周波数同期が可能である。この範囲を超える周波数オフセットについては、位相シフト手段３３４において補償される。

なお、位相シフト手段３３４、ＯＦＤＭシンボル同期手段３３６及び搬送波周波数同期手段３３８の配置は、この順に限られない。しかし、位相シフト手段３３４と、搬送波周波数同期手段３３８は、周波数オフセット補償において、粗調整と微調整に対応する。従って、前段に粗調整に対応する位相シフト手段３３４を設け、後段に、微調整に対応する搬送波周波数同期手段３３８を設けるのが良い。また、位相シフト手段３３４による位相シフトにより、搬送波周波数同期手段３３８が不要となる場合は、搬送波周波数同期手段３３６を設けない構成にしても良い。

位相シフト手段３３４、ＯＦＤＭシンボル同期手段３３６及び搬送波周波数同期手段３３８により、搬送波周波数のオフセットが補償され、かつ、シンボル同期されたディジタル信号は、直並列変換手段（Ｓ／Ｐ）３４０において、直列／並列変換される。その後、ＣＰ削除手段３４２が、ＣＰを削除する。ＣＰが削除された信号は、離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３４４に送られる。ＤＦＴ３４４は、ディジタル信号に対して離散フーリエ変換を施す。

離散フーリエ変換されたディジタル信号は、トレーニングシンボル（ＴＳ）削除手段３４６において、トレーニングシンボルが削除される。このＴＳ削除手段３４６では、周波数オフセット生成手段３７０で生成される、ＴＳタイミング信号に応じて、連続光に対応する信号を削除する。

さらに、等化器３４８において伝送路の歪等が補償された後、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ）３５０において、並列／直列変換され、その後、シンボルデマッパ３５２において、ビット列が生成される。

この受信装置３００は、ＯＦＤＭシンボル同期手段３３６が、ＯＦＤＭシンボルタイミングを周波数オフセット生成手段３７０に送る点、位相シフト手段３３４及びＴＳ削除手段３４６を備える点、並びに、ＤＦＴ３４４の出力が、ビット列生成に用いられるだけでなく、周波数オフセット生成手段３７０にも送られる点が、従来の受信装置と異なっている。他の構成については、従来の受信装置と同様に構成することができるので、詳細な説明を省略する。

なお、従来の受信装置と同様に構成できる部分については、ここで説明した例に限定されない。例えば、送信側でＣＰが付加されない場合は、受信装置３００がＣＰ削除手段３４２を備えない構成にしても良い。

また、ＴＳ削除手段３４６は、ＤＦＴ３４４の後段に設けられていればよく、この例の配置に限定されない。並直列変換手段３５０の後段に設けても良いし、シンボルデマッパ３５２において、シンボル列からビット列を生成する際に、連続光に対応する点を除去するなどしても良い。なお、トレーニングシンボルの除去に、周波数オフセット生成手段３７０で生成されるＴＳタイミング信号を用いるには、ＴＳ削除手段３４６は、並直列変換手段３５０の前段に設けるのが良い。

周波数オフセット生成手段３７０は、例えば、トレーニングシンボル（ＴＳ）タイミング生成手段３７２、最大値検出手段３７４、閾値判定手段３７６、周波数オフセット検出手段３７８、積算手段３８０、加算手段３８２、２π剰余算手段３８４及び記憶手段３８６を備えて構成される。

ＴＳタイミング生成手段３７２は、ＯＦＤＭシンボル同期手段３３６で生成されるＯＦＤＭシンボルタイミングを計数する計数器を備えて構成され、ＴＳタイミング信号を生成する。送信側で設定されるトレーニングシンボル周期が、ＯＦＤＭシンボル周期のｎ倍の光ネットワークでは、ＯＦＤＭシンボルタイミングをｎ回計数する都度、ＴＳタイミング信号として、クロックパルスを出力する。

このＴＳタイミング信号は、最大値検出手段３７４に送られる。また、ＴＳタイミング信号は、上述した、ＴＳ削除手段３４６にも送られる。ＴＳ削除手段３４６は、このＴＳタイミング信号に応答して、ＴＳの削除を行う。

最大値検出手段３７４は、ＤＦＴ３４４の出力の周波数スペクトルから、強度の最大値とその最大値を与える周波数を取得する。

図３及び図４を参照してＤＦＴ３４４の出力の周波数スペクトルと、最大値検出について説明する。ここでは、受信側基準周波数ｆ_ｒｃと、送信側基準周波数ｆ_ｔｃとの周波数差Δｆを、ｆ_ｒｃ＝ｆ_ｔｃ＋Δｆとして説明する。図３は、周波数スペクトルを示す模式図であり、横軸に周波数を取って示している。

図３（Ａ）〜（Ｄ）では、それぞれ、左側に受信側基準周波数が大きい（Δｆ＞０）場合を示し、右側に、受信側基準周波数が小さい（Δｆ＜０）場合を示している。

図３（Ａ）は、連続信号の周波数スペクトルである。連続光信号に対しては、送信側基準周波数ｆ_ｔｃに輝線スペクトルが現れる。

図３（Ｂ）は、受信側連続光源で生成された連続光についての周波数スペクトルである。この連続光に対しては、受信側基準周波数ｆ_ｒｃに輝線スペクトルが現れる。

図３（Ｃ）は、連続信号光と受信側連続光を干渉させて得られる周波数スペクトルである。Δｆ＞０の場合、干渉させて得られる周波数スペクトルは、−ΔｆとΔｆの両側スペクトルとなる。一方、Δｆ＜０の場合、干渉させて得られる周波数スペクトルは、−｜Δｆ|と|Δｆ|の両側スペクトルとなる。

図３（Ｄ）は、ＤＦＴ３４４の周波数スペクトルを示している。

Ｉ成分及びＱ成分のいずれか一方、例えばＩ成分のみにトレーニングシンボルが含まれる場合は、Ｉ成分の周波数スペクトルの強度の絶対値又は２乗を計算し、その最大値を取得する。Ｉ成分及びＱ成分の双方にトレーニングシンボルが含まれる場合は、Ｉ成分及びＱ成分の周波数スペクトルの縦軸の２乗和を計算し、その最大値を取得する。

図４は、最大値検出を説明するための模式図であり、ＤＦＴ出力の周波数スペクトルを示している。図４では横軸に周波数を取って示している。

ここで、送信側基準周波数ｆ_ｔｃと、受信側基準周波数ｆ_ｒｃとが異なる場合、ＤＦＴ３４４の出力は、−ΔｆとΔｆの両側スペクトルが得られる。このため、最大値検出手段では、０からＮ_ＤＦＴ／２−１番目の周波数範囲で、最大値を検出する。これにより、両側スペクトルの一方が最大値として得られる。そして、最大値検出手段３７４は、この最大値を与える周波数を取得する。

次に、閾値判定手段３７６において、この最大値検出手段３７４で得られた強度の最大値が、予め定められた閾値と比較される。最大値が、予め設定された閾値以上のときに、周波数オフセット検出手段３７８は、この最大値を与える周波数を周波数オフセットとする。一方、閾値未満のときは、周波数オフセットを０とする。送信側基準周波数ｆ_ｔｃと、受信側基準周波数ｆ_ｒｃが一致している場合、これらのビート成分は直流となる。この直流成分は、ＡＤＣに入力される前のＡＣ結合により除去されるので、周波数オフセットが検出されない。

次に、積算手段３８０は、周波数オフセットに２πとＡＤＣのサンプリング周期Ｔ_ＡＤを積算する。積算された信号は、加算手段３８２において記憶手段３８６に保存されていたシフト量と加算された後、2π剰余算手段３８４に送られる。

２π剰余算手段３８４は、加算手段３８２から受け取った加算信号に対して、２πの剰余算を施す。その結果が、シフト量として、記憶手段３８６に保存される。この記憶手段３８６に保存されるシフト量は、上述した位相シフト手段３３４に送られ、周波数オフセットの補償に用いられる。

ここで、周波数オフセットが完全に補償された場合、周波数オフセットΔｆが０になる。この場合、記憶手段３８６に保存されているシフト量は変化しない。すなわち、周波数オフセットが変化しない限りは、シフト量は同じである。

以上説明したように、この光ネットワークでは、送信側から送られる通信信号にトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに連続光信号が含まれている。このため、受信側において、この連続光信号と受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光とを干渉させることにより、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの逆数ｆ_０を超える周波数オフセットであっても、容易に検出することができる。

また、この周波数オフセットに対応する位相シフトを、ディジタル信号に与えることにより、受信側連続光源の周波数を調整することなく周波数オフセットを補償できる。

さらに、ＯＦＤＭで通常用いられるＤＦＴの出力を利用して周波数オフセット量を検出するので、周波数オフセット検出に別途必要な部品点数を少なくすることができる。

１０ 光ネットワーク
１００ 送信装置
１１０ 送信側電気信号生成手段
１１２ シンボルマッパ
１１４、３４０ 直並列変換手段（Ｓ／Ｐ）
１１６ 逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）
１１８ ＣＰ付加手段
１２０、３５０ 並直列変換手段（Ｐ／Ｓ）
１２２ ディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）
１２４、１２６、３１６、３１８ キャパシタ
１５０ 光信号生成手段
１５２ 送信側連続光源
１５４ ＩＱ変調器
１７０ バイアス電圧設定手段
２００ 伝送路
３００ 受信装置
３１０ 受信側電気信号生成手段
３１２ 受信側連続光源
３１４ コヒーレントレシーバ
３３０ ビット列生成手段
３３２ アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）
３３４ 位相シフト手段
３３６ ＯＦＤＭシンボル同期手段
３３８ 搬送波周波数同期手段
３４２ ＣＰ削除手段
３４４ 離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
３４６ ＴＳ削除手段
３４８ 等化器
３５２ シンボルデマッパ
３７０ 周波数オフセット生成手段
３７２ ＴＳタイミング生成手段
３７４ 最大値検出手段
３７６ 閾値判定手段
３７８ 周波数オフセット検出手段
３８０ 積算手段
３８２ 加算手段
３８４ ２π剰余算手段
３８６ 記憶手段

Claims (6)

1. コヒーレント光直交周波数分割多重（ＣＯ−ＯＦＤＭ：Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる光ネットワークであって、
   送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光をＯＦＤＭ電気信号により変調したＯＦＤＭ光信号、及び、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭのｎ倍（ｎは２以上の整数）のトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、前記ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、前記送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を含む通信信号を生成する送信装置と、
   受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、前記通信信号に含まれる連続光信号を干渉させた後、光電変換して得られる連続電気信号から周波数オフセットを検出し、並びに受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、前記通信信号に含まれるＯＦＤＭ光信号を干渉させた後、光電変換して得られるＯＦＤＭ電気信号に対して、前記周波数オフセットを補償する受信装置と
   を備えることを特徴とする光ネットワーク。
2. コヒーレント光直交周波数分割多重（ＣＯ−ＯＦＤＭ：Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる光ネットワークにおける送信装置であって、
   入力されたビット列から、同相成分及び直交成分を含むＯＦＤＭ電気信号を生成する送信側電気信号生成手段と、
   送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光を生成する送信側連続光源を備え、ＯＦＤＭ光信号と、連続光信号を含む送信信号を生成する光信号生成手段と、
   同相バイアス電圧及び直交バイアス電圧を第１のレベルとし、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭのｎ倍（ｎは２以上の整数）のトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、前記ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間、前記同相バイアス電圧及び直交バイアス電圧のいずれか一方又は双方を第２のレベルに変更するバイアス電圧設定手段と
   を備え、
   前記光信号生成手段は、２つの変調器を備え、
   一方の変調器は、前記同相バイアス電圧が第１レベルのとき、前記連続光を前記ＯＦＤＭ電気信号の同相成分で変調することによりＯＦＤＭ光信号の同相成分を生成し、前記同相バイアス電圧が第２レベルのとき、連続光信号を生成し、
   他方の変調器は、前記直交バイアス電圧が第１レベルのとき、前記連続光を前記ＯＦＤＭ電気信号の直交成分で変調することによりＯＦＤＭ光信号の直交成分を生成し、前記直交バイアス電圧が第２レベルのとき、連続光信号を生成する
   ことを特徴とする送信装置。
3. コヒーレント光直交周波数分割多重（ＣＯ−ＯＦＤＭ：Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる光ネットワークにおいて、ＯＦＤＭ光信号と、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭのｎ倍（ｎは２以上の整数）のトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、前記ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を含む通信信号を受信する受信装置であって、
   受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光を生成する受信側連続光源を備え、ＯＦＤＭ光信号から、同相成分及び直交成分を含むＯＦＤＭ電気信号を生成し、連続光信号から連続電気信号を生成する受信側電気信号生成手段と、
   前記ＯＦＤＭ電気信号から、ビット列を生成するビット列生成手段と、
   周波数オフセット生成手段と
   を備え、
   前記ビット列生成手段は、
   ＯＦＤＭ電気信号及び連続電気信号をディジタル信号に変換する、サンプリング周期Ｔ_ＡＤで動作するアナログ−ディジタル変換器と、
   前記ディジタル信号に対して、前記周波数オフセット生成手段で生成されたシフト量の位相シフトを施す位相シフト手段と、
   前記ディジタル信号を、直列／並列変換する、直並列変換手段と、
   前記直列／並列変換されたディジタル信号に対して、離散フーリエ変換を施す離散フーリエ変換器と、
   前記離散フーリエ変換されたディジタル信号を並列／直列変換する、並直列変換手段と、
   前記並列／直列変換されたディジタル信号からビット列を生成するシンボルデマッパと
   を備え、
   前記周波数オフセット生成手段は、
   前記連続電気信号に対応するディジタル信号を離散フーリエ変換して得られる周波数スペクトルから強度の最大値と該最大値を得る周波数を取得し、
   前記最大値が、予め設定された閾値よりも大きいときに、前記最大値を与える周波数を周波数オフセットとし、
   前記周波数オフセットに２πとＡＤＣサンプリング周期を積算した後、２πで剰余算を施して前記シフト量を取得する
   ことを特徴とする受信装置。
4. 前記ビット列生成手段は、
   前記ディジタル信号からＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭごとにＯＦＤＭシンボルタイミングを抽出するＯＦＤＭシンボル同期手段
   をさらに備え、
   前記周波数オフセット生成手段は、
   前記シフト量が保存された記憶手段、
   前記ＯＦＤＭシンボルタイミングをｎ回計数して、トレーニングシンボルタイミングを生成するトレーニングシンボルタイミング生成手段、
   前記トレーニングシンボルタイミングに応答して、前記連続電気信号に対応するディジタル信号を前記離散フーリエ変換して得られる周波数スペクトルから強度の最大値と該最大値を得る周波数を取得する最大値検出手段、
   前記最大値を予め設定された閾値と比較する閾値判定手段、
   前記最大値が、予め設定された閾値よりも大きいときに、前記最大値を与える周波数を周波数オフセットとする周波数オフセット検出手段、
   前記周波数オフセットに２πとＡＤＣサンプリング周期を積算する積算手段、
   前記積算手段の出力と、前記記憶手段に保存されたシフト量を加算する加算手段、
   前記加算手段の出力を２πで剰余算して新たにシフト量を得る剰余算手段
   をさらに備え、
   前記記憶手段は、新たに得られたシフト量を前記ビット列生成手段に送るとともに、当該記憶手段に保存する
   ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記ビット列生成手段は、
   前記トレーニングシンボルタイミングに応答して、前記連続電気信号に対応するディジタル信号を削除するトレーニングシンボル削除手段
   をさらに備える
   ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. コヒーレント光直交周波数分割多重（ＣＯ−ＯＦＤＭ：Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる光ネットワークにおける通信方法であって、
   送信装置が行う、
   送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光を、ＯＦＤＭ電気信号により変調したＯＦＤＭ光信号、及び、ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭのｎ倍（ｎは２以上の整数）のトレーニングシンボル周期Ｔ_ＴＳごとに、前記ＯＦＤＭシンボル周期Ｔ_ＯＦＤＭの間生成される、前記送信側基準周波数ｆ_ｔｃの連続光信号を含む通信信号を生成する過程と、
   受信装置が行う、
   受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、前記通信信号に含まれる連続光信号を干渉させた後、光電変換して得られる連続電気信号から周波数オフセットを検出する過程と、
   受信側基準周波数ｆ_ｒｃの連続光、及び、前記通信信号に含まれるＯＦＤＭ光信号を干渉させた後、光電変換して得られるＯＦＤＭ電気信号に対して、前記周波数オフセットを補償する過程と
   を備えることを特徴とする通信方法。

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