JP5716855B1 - 光通信装置及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】加入者の追加や削除の発生時に、変調方式を切り替える必要があるが、切り換え後に再同期処理を不要とする光通信装置及び通信方法を提供する。【解決手段】遅延調整部１５０は、ビット／シンボル変換部１７０に含まれる遅延をビット列である送信情報１０２に与える。分岐部１６０では、第１〜３のマッパ１７２−１〜３に設定された多値数の最大値から送信情報の送り先の多値数の差に対応する遅延を送信情報１０２に与えると共に、ビット系列である送信情報１０２をｎ分岐する。ビット／シンボル変換部１７０は、前記ｎ分岐されたビット系列を、マッパ１７２−１〜３ごとに設定された多値数Ｍでシンボル系列に変換する。ビット／シンボル変換部１７０で生成されたｎ個のシンボル系列は、時間ジッタ補償部１８０を経て、制御周期信号により選択して出力する。【選択図】図２

Description

この発明は、光直交周波数分割多重（Ｏ−ＯＦＤＭ：Ｏｐｔｉｃａｌ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる光ネットワークで用いて好適な光通信装置と、通信方法に関する。

近年、インターネットの普及や、スマートフォン等で用いられるモバイルアプリケーションの発達により、通信需要が急速に増大している。この通信需要の増大に対応して、光ファイバを用いた高速かつ大容量の光ネットワークが整備されつつある。

通信事業者が所有する建物（局）と加入者宅を結ぶ光ネットワークは、加入者系光ネットワーク又はアクセス系光ネットワークと呼ばれる。また、アクセス系光ネットワークの局を結ぶネットワークは、メトロ・ネットワークと呼ばれる。加入者系光ネットワークでは、既設及び新設のシステムが混在していて、サービスごとに光ネットワークに要求される条件が異なる。このため、サービスごとに性質が異なるトラヒックを収容でき、かつ、サービスの変更や新たなサービスの追加が容易に行える光ネットワークが求められている。

このような要求に対し、多様なサービスやネットワーク構成を実現する容量伸縮自在（エラスティック）なメトロ・アクセス融合型のネットワーク（エラスティックλアグリゲーションネットワーク）が提案されている(例えば、非特許文献１参照)。

エラスティックλアグリゲーションネットワーク（ＥλＡＮ）では、エラスティック性を最大限実現するために、多重方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を採用した光通信装置の研究開発が進められている。

エラスティック性を実現する光通信装置には、ネットワークの要求に応じて設定を変更する可変性が要求される。

例えば、局側装置（ＯＬＴ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｌｉｎｅ Ｔｅｒｍｉｎａｌ）と加入者側装置（ＯＮＵ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｕｎｉｔ）の間の伝送距離に応じて、信号の変調方式を換えることにより、加入者ごとに最適な品質の信号を伝送する技術が報告されている（例えば、非特許文献２参照）。この非特許文献２で報告されている技術によれば、最適な変調方式を選択することで通信可能な回線の数を増加させて、ネットワークの収容効率を向上させることができる。

岡本聡著「多様なサービスやネットワーク構成を実現する伸縮自在光メトロ・アクセス融合型アグリゲーションネットワーク技術 −エラスティックλアグリゲーションネットワーク−」ＩＥＩＣＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ ＣＳ２０１２−９６（２０１３−１）、ｐｐ．１−６ 斉藤洋之他著「変調多値数最適化によるＰＯＮの帯域利用効率向上効果」電子情報通信学会総合大会Ｂ−８−６５、２０１３年３月

加入者の追加や削除が発生した結果、伝送距離が加入者間で異なる場合、ネットワークの収容効率を維持するためは、複数の変調方式で信号を伝送する必要がある。また、トラヒックが大きい状況下では、回線当たりの信号帯域を狭くして回線数を増加させる必要があり、トラヒックが小さい状況下では回線当たりの信号帯域を広くして伝送品質を向上させることが可能である。また、伝送距離やトラヒックなどのネットワークの状況によっては、変調方式ではなく、シンボルレートの変更が望まれる場合もある。

しかしながら、一般に、変調方式を切り換えた後、再同期処理が必要になるため、信号の損失や遅延を引き起こすことが想定される。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、変調方式の切り換えを指示する変調制御信号とシンボル系列を同期させることにより、変調方式を切り換えた後、再同期処理を不要とする光通信装置及び通信方法を提供することにある。

上述した目的を達成するために、この発明の、ビット系列である送信情報から、シンボル系列であるＯＦＤＭ電気信号を生成する送信側ＯＦＤＭ信号処理手段と、ＯＦＤＭ電気信号をＯＦＤＭ光信号に変換する光送信器とを備える光通信装置は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段が、ｎ個（ｎは２以上の整数）のマッパと、制御周期信号生成手段と、分岐手段と、スイッチとを備えて構成されている。

ｎ個（ｎは２以上の整数）のマッパは、互いに異なる多値数が設定されていて、ビット系列を設定された多値数でシンボル系列に変換する。制御周期信号生成手段は、多値数を指示する制御信号を、ｎ個のマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する。分岐手段は、ビット系列である送信情報をｎ分岐してそれぞれマッパに送る。また、分岐手段は、送信情報に最大多値数と当該マッパに設定された多値数の差に対応する遅延を与える。スイッチは、ｎ個のマッパから出力されたシンボル系列を、制御周期信号により選択して出力する。

また、この発明の他の実施形態によれば、ＯＦＤＭ光信号をＯＦＤＭ電気信号に変換する光受信器と、シンボル系列であるＯＦＤＭ電気信号から、ビット系列である受信情報を生成する受信側ＯＦＤＭ信号処理手段とを備える光通信装置は、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段が、ｎ個（ｎは２以上の整数）のデマッパと、ｎ個のデマッパに接続されたｎ個の並直列変換手段と、制御周期信号生成手段と、スイッチとを備えて構成される。ｎ個のデマッパは、互いに異なる多値数が設定されていて、シンボル系列を設定された多値数でビット系列に変換する。制御周期信号生成手段は、多値数を指示する制御信号を、ｎ個のデマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する。スイッチは、ｎ個のデマッパ及び並直列変換手段を経て出力されたビット系列を、制御周期信号により選択して出力する。

また、この発明の、互いに異なる多値数が設定されていて、ビット系列を設定された多値数でシンボル系列に変換する、ｎ個（ｎは２以上の整数）のマッパを備える送信側ＯＦＤＭ信号処理手段であって、ビット系列である送信情報から、シンボル系列であるＯＦＤＭ電気信号を生成する当該送信側ＯＦＤＭ信号処理手段と、ＯＦＤＭ電気信号をＯＦＤＭ光信号に変換する光送信器とを備える光通信装置において、送信情報からＯＦＤＭ電気信号を生成する通信方法は、以下の過程を備えて構成される。

多値数を指示する制御信号を、ｎ個のマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する。

ビット系列である送信情報をｎ分岐して、送信情報に最大多値数とマッパに設定された多値数の差に対応する遅延を与えた後、それぞれ当該マッパに送る。次に、ｎ個のマッパにおいて、ビット系列を設定された多値数でシンボル系列に変換する。次に、ｎ個のマッパから出力されたシンボル系列を、制御周期信号により選択して出力する。

また、この発明の他の実施形態によれば、互いに異なる多値数が設定されていて、シンボル系列を設定された多値数でビット系列に変換する、ｎ個（ｎは２以上の整数）のデマッパを有していて、ＯＦＤＭ光信号をＯＦＤＭ電気信号に変換する光受信器と、シンボル系列であるＯＦＤＭ電気信号から、ビット系列である受信情報を生成する受信側ＯＦＤＭ信号処理手段とを備える光通信装置において、ＯＦＤＭ電気信号から受信情報を生成する通信方法は、以下の過程を備えて構成される。

先ず、ｎ個のデマッパにおいて、シンボル系列を設定された多値数でビット系列に変換する。次にビット系列に対して、並直列変換を施す。さらに、多値数を指示する制御信号を、ｎ個のデマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する。その後、ｎ個のデマッパ及び並直列変換手段を経て出力されたビット系列を、制御周期信号により選択して出力する。

この発明の光通信装置及び通信方法によれば、変調方式の切り換えを指示する変調制御信号とシンボル系列を同期させることにより、変調方式を切り換えた後、再同期処理が不要となる。

光ネットワークを説明するための模式図である。 送信側ＯＦＤＭ信号処理手段を説明するための模式図である。 送信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（１）である。 送信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（２）である。 送信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（３）である。 送信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（４）である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段を説明するための模式図である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段が備える並直列変換手段を説明するための模式図である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（１）である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（２）である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（３）である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（４）である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（５）である。 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャート（６）である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の形状、大きさ及び配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、数値的条件などは、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。

（光ネットワーク）
図１を参照して、この発明の光ネットワークについて説明する。図１は、光ネットワークを説明するための模式図である。光ネットワーク１０では、いずれも光通信装置であるＯＬＴ１００からＯＮＵ３００に下り情報を含む下り信号が送られ、ＯＮＵ３００からＯＬＴ１００に上り情報を含む上り信号が送られる。ＯＬＴ１００は、インターネットなどの上位ネットワーク（図示を省略する。）に接続されている。また、ＯＮＵ３００は、ユーザ端末等（図示を省略する。）に接続されている。なお、ここでは、ＯＬＴ１００からＯＮＵ３００に伝送される下り信号について説明する。ＯＮＵ３００からＯＬＴ１００に伝送される上り信号については、ＯＬＴ１００が備える送信に関する機能をＯＮＵ３００が備え、ＯＮＵ３００が備える受信に関する機能をＯＬＴ１００が備える構成にすればよいので、図示及び説明を省略する。

ＯＬＴ１００は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０、光送信器１２０、及び、送信側制御手段１３０を備えて構成される。

送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０は、上位ネットワーク等から受け取ったビット系列である送信情報から、シンボル系列である送信ＯＦＤＭ電気信号を生成する。送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０の構成及び動作の詳細については、後述する。

以下の説明では、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０が、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及び６４ＱＡＭの変調を行うことが可能な構成である例について説明する。

なお、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０における変調方式は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ及び６４ＱＡＭの３種に限定されない。多値数Ｍが１のＢＰＳＫ、多値数Ｍが２のＱＰＳＫ、多値数Ｍが３の８ＱＡＭ、多値数Ｍが４の１６ＱＡＭ、多値数Ｍが５の３２ＱＡＭ、多値数Ｍが６の６４ＱＡＭ、多値数Ｍが７の１２８ＱＡＭ、多値数Ｍが８の２５６ＱＡＭ、多値数Ｍが９の５１２ＱＡＭ、多値数Ｍが１０の１０２４ＱＡＭなどから選択された２種以上の変調方式の切り換えができればよい。

この変調方式の切り換えは、変調制御信号を用いた、送信側制御手段１３０からの指示で行われる。変調方式がｎ（ｎは２以上の整数）種類である場合、変調制御信号は、例えば、ｍ並列の２値デジタル系列で実現することができる。ここで、ｍはｌｏｇ_２ｎ以上の整数のうち、最小の数である。また、多値数Ｍは、１シンボルで送信されるビット数を示している。

光送信器１２０は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０が生成した送信ＯＦＤＭ電気信号を送信ＯＦＤＭ光信号に変換し、ＯＮＵ３００に向けて送出する。光送信器１２０は、当業者であれば、従来公知の技術を用いて実現できる。

送信側制御手段１３０は、ＯＬＴ１００とＯＮＵ３００の間の通信を制御する機能を有している。送信側制御手段１３０は、任意好適な従来公知の技術を用いて構成することができ、プログラムを実行することにより機能を実現できる。また、送信側制御手段１３０は、送信情報のトラヒックなどに応じて変調制御信号を生成する。送信側制御手段１３０で生成された変調制御信号は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０に送られて、変調方式を切り換えるために用いられる。変調制御信号は、変調方式を表す情報を数値化して含んでいる。

ＯＮＵ３００は、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段３１０、光受信器３２０、及び、受信側制御手段３３０を備えて構成される。

光受信器３２０は、ＯＬＴ１００から受け取った受信ＯＦＤＭ光信号を変換して、受信ＯＦＤＭ電気信号を生成する。光受信器３２０は、当業者であれば、従来周知の技術を用いて実現できる。

受信側ＯＦＤＭ信号処理手段３１０は、光受信器３２０で生成された、シンボル系列である受信ＯＦＤＭ電気信号を、ビット系列である受信情報に変換する。この受信情報は、ユーザ端末（図示を省略する）に送られる。なお、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段３１０の詳細については、後述する。

受信側制御手段３３０は、ＯＬＴ１００からの指示に応じて、ＯＬＴ１００とＯＮＵ３００の間の通信を制御する機能を有している。ここでは、受信側制御手段３３０は、通常のＯＬＴ１００とＯＮＵ３００の間の通信を制御する機能に加えて、ＯＬＴ１００で用いられた変調制御信号を、任意好適な方法で受け取り、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段３１０に送る機能を有する。変調制御信号は、例えば、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアを利用してＯＬＴ１００からＯＮＵ３００に送ることができる。

（送信側ＯＦＤＭ信号処理手段）
図２〜図６を参照して、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段について説明する。図２は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段の模式図である。図３〜６は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャートである。なお、タイミングチャートにおいては、ＱＰＳＫを“Ａ”で示し、１６ＱＡＭを“Ｂ”で示し、６４ＱＡＭを“Ｃ”で示している。

送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０は、制御周期信号生成手段１４０と、遅延調整部１５０と、分岐部１６０と、ビット／シンボル変換部１７０と、時間ジッタ補償部１８０と、スイッチ１９０とを備えて構成される。送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０には、送信情報１０２（図３（Ｂ））、変調制御信号１０１（図５（Ｃ））及びクロック（ＣＬＫ）信号１０３（図３（Ａ）、図５（Ａ）及び図６（Ａ））が入力される。ＣＬＫ信号１０３は、送信情報１０２の転送速度に等しい周波数を有している。送信情報１０２の転送速度が、Ｂｒ［Ｇｂｐｓ］の場合、ＣＬＫ信号１０３の周波数は、Ｂｒ［ＧＨｚ］となる。ＣＬＫ信号１０３は、任意好適な従来公知のクロック生成手段で生成することができる。クロック生成手段は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０の外部に設けられていても良いし、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０の内部に設けられていても良い。

ビット／シンボル変換部１７０は、第１〜３のマッパ１７２−１〜３を備えている。第１〜３のマッパ１７２−１〜３には、互いに異なる多値数Ｍが設定されている。これら第１〜３のマッパ１７２−１〜３は、入力されるビット系列を、マッパ１７２−１〜３ごとに設定された多値数Ｍでシンボル系列に変換する。この構成例では、第１のマッパ１７２−１の多値数Ｍ１が２であり、第１のマッパ１７２−１は、ビット系列をＱＰＳＫのシンボル系列に変換する。また、第２のマッパ１７２−２の多値数Ｍ２は４であり、第２のマッパ１７２−２は、ビット系列を１６ＱＡＭのシンボル系列に変換する。また、第３のマッパ１７２−３の多値数Ｍ３は６であり、第３のマッパ１７２−３は、ビット系列を６４ＱＡＭのシンボル系列に変換する。

送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０に入力された送信情報１０２は、遅延調整部１５０を経て、分岐部１６０に送られる。

遅延調整部１５０は、ビット／シンボル変換部１７０に含まれるマッパ各１７２−１〜３に設定された多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭに対応する遅延をビット列である送信情報１０２に与える。遅延調整部１５０は、例えば、多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭと等しい個数のフリップフロップ（ＦＦ）を直列に備えている。この構成例では、多値数Ｍ１〜Ｍ３がそれぞれ、２、４及び６であるので、多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭが１２となる。このため、遅延調整部１５０には、第１〜第１２のＦＦ１５２−１〜１２が順に設けられている。これらのＦＦ１５２には、クロックとして、ＣＬＫ信号１０３が入力される。各ＦＦ１５２は、送信情報１０２にビット周期ＴＢ（＝１／Ｂｒ）の遅延（１ビット分の遅延）を与える遅延器として機能する。従って、１２個のＦＦ１５２が直列に設けられた遅延調整部１５０では、１２ビット分の遅延が与えられる（図３（Ｃ））。

分岐部１６０は、送信情報１０２を３分岐してそれぞれ第１〜３のマッパ１７２−１〜３に送る。また、分岐部１６０では、第１〜３のマッパ１７２−１〜３に設定された多値数の最大値（最大多値数）Ｍ_ＭＡＸから送信情報の送り先の各マッパ１７２−１〜３に設定された多値数の差に対応する遅延を送信情報１０２に与える。この例では、Ｍ１が２、Ｍ２が４、Ｍ３が６であるため、最大多値数Ｍ_ＭＡＸは６である。従って、多値数Ｍ１が２である第１のマッパ１７２−１への送信情報には、Ｍ_ＭＡＸ−Ｍ１＝６−２＝４ビット分の遅延が与えられ、多値数Ｍ２が４である第２のマッパ１７２−２への送信情報には、Ｍ_ＭＡＸ−Ｍ２＝６−４＝２ビット分の遅延が与えられる。また、多値数Ｍ３が６である第３のマッパ１７２−３については、Ｍ_ＭＡＸ−Ｍ３＝６−６＝０となるので、第３のマッパ１７２−３への送信情報には、遅延が与えられない。

この構成例では、分岐部１６０は、第１〜第４のＦＦ１６２−１〜４を直列に備えている。これらＦＦ１６２には、クロックとして、ＣＬＫ信号１０３が入力され、各ＦＦ１６２でそれぞれ１ビット分の遅延が与えられる。

第１のマッパ１７２−１に送られる送信情報は、分岐部１６０において４ビット分の遅延を与える必要がある。このため、第１のマッパ１７２−１には、第１〜第４のＦＦ１６２−１〜４を全て通過した信号が送られる（図３（Ｇ））。

第２のマッパ１７２−２に送られる送信情報は、分岐部１６０において２ビット分の遅延を与える必要がある。このため、第２のマッパ１７２−２には、第２のＦＦ１７２−２の出力を分岐して、第１及び第２のＦＦ１６２−１及び２を通過した信号が送られる（図３（Ｅ））。

分岐部１６０において、第３のマッパ１７２−３に送られる送信情報に与えられる遅延は０ビットである。すなわち、第３のマッパ１７２−３への送信信号には、遅延が与えられない。このため、第３のマッパ１７２−３に送られる信号は、第１〜４のＦＦ１６２−１〜４を経ずに、遅延調整部１５０の出力が第３のマッパ１７２−３に送られる（図３（Ｃ））。

第１のマッパ１７２−１の多値数Ｍ１が２であるため、第１のマッパ１７２−１は、２ビットの情報が入力された時点でシンボルが決定される。この結果、第１のマッパ１７２−１では、ビット系列の到達時刻から、２ビット分遅れてシンボル系列が出力される(図４（Ｆ）及び（Ｇ）参照)。同様に、多値数Ｍ２が４である第２のマッパ１７２−２は、４ビットの情報が入力された時点でシンボルが決定されるので、ビット系列の到達時刻から、４ビット分遅れてシンボル系列が出力される(図４（Ｄ）及び（Ｅ）参照)。また、多値数Ｍ３が６である第３のマッパ１７２−３は、６ビットの情報が入力された時点でシンボルが決定されるので、ビット系列の到達時刻から、６ビット分遅れてシンボル系列が出力される(図４（Ｂ）及び（Ｃ）参照)。

第１のマッパ１７２−１に送られた送信情報は、分岐部１６０において４ビット分の遅延が与えられ、第１のマッパ１７２−１において、さらに２ビット分の遅延が与えられるので、第１のマッパ１７２−１から出力されるシンボル系列は、分岐部１６０とビット／シンボル変換部１７０とで、計６ビット分の遅延が与えられる。

また、第２のマッパ１７２−２に送られた送信情報は、分岐部１６０において２ビット分の遅延が与えられ、第２のマッパ１７２−２において、４ビット分の遅延が与えられるので、第２のマッパ１７２−２から出力されるシンボル系列は、分岐部１６０とビット／シンボル変換部１７０とで、計６ビット分の遅延が与えられる。

また、第３のマッパ１７２−３に送られた送信情報は、分岐部１６０において遅延が与えられず、第３のマッパ１７２−３において、６ビット分の遅延が与えられるので、第３のマッパ１７２−３から出力されるシンボル系列は、分岐部１６０とビット／シンボル変換部１７０とで、計６ビット分の遅延が与えられる。

このように、分岐部１６０において、最大多値数Ｍ_ＭＡＸと各マッパ１７２に設定された多値数Ｍの差に対応する遅延が与えられ、ビット／シンボル変換部１７０において、多値数Ｍに対応する遅延が与えられるので、いずれのマッパ１７２を経たシンボル列について、分岐部１６０とビット／シンボル変換部１７０とで、最大多値数Ｍ_ＭＡＸに対応する、互いに等しい遅延が与えられる。結局、どのような変調方式であっても、ビット／シンボル変換部１７０の出力において、シンボル系列が同期していて、先頭時刻が等しくなる（図４（Ｃ）、（Ｅ）及び（Ｇ））。

ビット／シンボル変換部１７０で生成されたシンボル系列は、時間ジッタ補償部１８０を経てスイッチ１９０に送られる。

制御周期信号生成手段１４０は、多値数を指示する変調制御信号１０１を、第１〜第３のマッパ１７２−１〜３に設定された多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭで与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する。このために、制御周期信号生成手段１４０は、分周器１４２と、ＦＦ１４４を備えて構成される。ＦＦ１４４は、変調制御信号１０１の入力に対して、制御周期信号を出力する。ＦＦ１４４のクロックには、分周器１４２においてＣＬＫ信号を多値数の最小公倍数Ｍ_ＬＣＭで分周したクロックＬＣＭ信号（図５（Ｂ））が入力される。ＦＦ１４４は、クロックＬＣＭ信号の立ち上がりごとに、その時間に入力されている信号を出力するので、ＦＦ１４４の出力は、変調制御信号（図５（Ｃ））を、多値数の最小公倍数Ｍ_ＬＣＭで与えられる周期に変更した制御周期信号（図５（Ｄ））となる。この制御周期信号は、時間ジッタ補償部１８０を経てスイッチ１９０の制御ポートに送られる。

時間ジッタ補償部１８０は、各マッパ１７２−１〜３からの出力ごとに１つずつＦＦ１８２−１〜３を備えている。第１のマッパ１７２−１の出力は、第１のＦＦ１８２−１を経て、スイッチ１９０の第１ポートに送られる。同様に、第２のマッパ１７２−２の出力は、第２のＦＦ１８２−２を経て、スイッチ１９０の第２ポートに送られる。第３のマッパ１７２−３の出力は、第３のＦＦ１８２−３を経て、スイッチ１９０の第３ポートに送られる。第１〜３のＦＦ１８２−１〜３のクロックには、分周器１８４においてＣＬＫ信号を多値数の最大公約数Ｍ_ＧＣＤで分周した、クロックＧＣＤ信号（図５（Ｅ）及び図６（Ｂ））が用いられる。この例では、Ｍ１、Ｍ２及びＭ３がそれぞれ、２，４及び６であるので、最大公約数は２である。従って、クロックＧＣＤ信号は、元のＣＬＫ信号１０３（図５（Ｆ）及び図６（Ａ））の２倍の周期を有している。このＦＦ１８２−１〜３を経ることで、シンボル系列は、多値数の最大公約数Ｍ_ＧＣＤに対応するビット分、ここでは２ビット分の遅延を受ける（図５（Ｆ））。なお、この時間ジッタ補償部１８０の各ＦＦ１８２は、クロックＧＣＤ信号に同期するので、時間ジッタ等が発生した場合であっても、補償することができる。時間ジッタの影響を無視できる場合は、時間ジッタ補償部１８０を設けずに、各マッパ１７２−１〜３の出力を直接スイッチ１９０に入力させる構成にしても良い。

また、時間ジッタ補償部１８０は、最大多値数（ＭＭＡＸ＝６）を最大公約数（Ｍ_ＧＣＤ＝２）で除算して１を加算した数に等しい４つのＦＦ１８６−１〜４を直列に備えている。これらのＦＦ１８６のクロックには、クロックＧＣＤ信号が用いられる。これらのＦＦ１８６によって、制御周期信号には、（Ｍ_ＭＡＸ／Ｍ_ＧＣＤ＋１）×Ｍ_ＧＣＤ＝Ｍ_ＭＡＸ＋Ｍ_ＧＣＤビット分の遅延が与えられる。

制御周期信号を生成する際に多値数の最小公倍数ＭＬＣＭの遅延が生じている。このため、制御周期信号は、計Ｍ_ＬＣＭ＋Ｍ_ＭＡＸ＋Ｍ_ＧＣＤビット分の遅延を受けた後、スイッチ１９０に入力される（図６（Ｉ））。

一方、送信情報１０２に基づくシンボル系列は、遅延調整部１５０において、Ｍ_ＬＣＭの遅延を受け、分岐部１６０及びビット／シンボル変換部１７０においてＭ_ＭＡＸの遅延を受け、時間ジッタ調整部１８０において、Ｍ_ＧＣＤの遅延を受けるので、計Ｍ_ＬＣＭ＋Ｍ_ＭＡＸ＋Ｍ_ＧＣＤビット分の遅延を受けた後、スイッチ１９０に入力される。このように、スイッチ１９０に入力される時点で送信情報と変調制御信号とに由来する信号は、時間位置が揃っている（図６（Ｆ）〜（Ｉ））。

なお、時間ジッタ補償部１８０を設けない場合は、遅延調整部１５０のＦＦ１５２の個数を多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭと最大値Ｍ_ＭＡＸとの差に対応する数とすることができる。

スイッチ１９０は、制御周期信号に応答して、入力ポートを切り換えて出力する。制御周期信号が「Ａ」、すなわち、ＱＰＳＫを示す場合は、第１ポートに入力された信号を出力し、制御周期信号が「Ｂ」、すなわち、１６ＱＡＭを示す場合は、第２ポートに入力された信号を出力し、制御周期信号が「Ｃ」、すなわち、６４ＱＡＭを示す場合は、第３ポートに入力された信号を出力する。この結果、スイッチ１９０から出力されるＯＦＤＭ電気信号は、多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭに対応する周期ごとに変調方式が切り換わる信号となる。このとき、制御周期信号の周期が、多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭに対応する周期となっているので、各シンボルが、制御周期信号の２つの周期にまたがることがなく、変調及び復調における信号の損失を抑えることができる（図６（Ｊ））。

ここでは、変調方式の種類ｎが３であり、多値数Ｍがそれぞれ２、４及び６である例について説明したが、これに限定されない。設計に応じて変調方式の種類ｎは２以上の任意の数にすることができる。この場合、分岐部１６０は、最大多値数Ｍ_ＭＡＸと最小多値数Ｍ１の差に対応する個数のフリップフロップを直列に接続して設ければよい。Ｍ_ＭＡＸ−Ｍｋに対応する個数のフリップフロップを通過した送信情報を第ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）のマッパに送ることで、最大多値数Ｍ_ＭＡＸから第ｋのマッパに設定された多値数の差に対応する遅延を与えられる。

ここでは、変調制御信号を、各マッパに設定された多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭの周期に変更して制御周期信号を生成する例を説明したが、制御周期信号の周期は、各マッパに設定された多値数Ｍの公倍数であれば良い。しかし、この制御周期信号の周期を大きくすると、信号の遅延量も大きくなるので、制御周期信号の周期は小さい方が好ましく、差多値数Ｍの最小公倍数とするのが好適である。

（受信側ＯＦＤＭ信号処理手段）
図７〜１４を参照して、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段について説明する。図７は、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の模式図である。図８は、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段が備える並直列変換手段の模式図である。図９〜１４は、受信側ＯＦＤＭ信号処理手段の動作を説明するためのタイミングチャートである。

受信側ＯＦＤＭ信号処理手段３１０は、制御周期信号生成手段３４０と、シンボル／ビット変換部３７０と、並直列変換部３５０と、遅延調整部３８０と、スイッチ３９０とを備えて構成される。

受信側ＯＦＤＭ信号処理手段３１０に入力された、シンボル系列である受信ＯＦＤＭ電気信号３０２は、シンボル／ビット変換部３７０に送られる。

シンボル／ビット変換部３７０は、第１〜第３のデマッパ３７２−１〜３を備えている。シンボル／ビット変換部３７０では、受信ＯＦＤＭ電気信号３０２を３分岐して、それぞれ第１〜３のデマッパ３７２−１〜３に送る。

第１のデマッパ３７２−１の多値数Ｍ１は２である。第１のデマッパ３７２−１は、ＱＰＳＫのシンボル系列をビット系列に変換して、入力されたＯＦＤＭ電気信号３０２を２系統のビット系列として出力する（図９（Ｂ）及び（Ｃ）参照）。

また、第２のデマッパ３７２−２の多値数Ｍ２は４である。第２のデマッパ３７２−２は、１６ＱＡＭのシンボル系列をビット系列に変換して、入力されたＯＦＤＭ電気信号３０２を４系統のビット系列として出力する（図９（Ｄ）〜（Ｇ）参照）。

また、第３のデマッパ３７２−３の多値数Ｍ３は６である。第３のデマッパ３７２−３は、６４ＱＡＭのシンボル系列をビット系列に変換して、入力されたＯＦＤＭ電気信号３０２を６系統のビット系列として出力する（図９（Ｈ）〜（Ｍ）参照）。

これら第１〜３のデマッパ３７２−１〜３からの出力は、並直列変換部３５０に送られる。並直列変換部３５０は、第１〜３の並直列変換手段３５２−１〜３を備えていて、第１〜３のデマッパ３７２−１〜３からの出力は、それぞれ第１〜３の並直列変換手段３５２−１〜３に送られる。これらの並直列変換手段３５２−１〜３は、複数系統のビット列を１系統のビット系列に変換する機能を有していればよく、任意好適な従来周知の構成にすることができる。

一例として図８に示す並直列変換手段３５２は、フリップフロップ（ＦＦ）３５４とセレクタ３５６を交互にカスケード接続して構成される。セレクタ３５６は、リセット（ＲＳＴ）信号の状態にしたがって、デマッパ３７２からの入力と、前段のＦＦ３５４からの入力のいずれかを後段のＦＦ３５４に出力する。このＲＳＴ信号は、ＣＬＫ信号３０３を遅延調整することにより生成することができる。

この並直列変換手段３５２により、複数系統のビット列が１系統のビット列に変換される。これらの並直列変換手段３５２の出力は、ＣＬＫ信号３０３の周期に対応して切り換わる。第１の並直列変換手段３５２−１は、２系統のビット列（図１０（Ｂ）及び（Ｃ））をＣＬＫ信号３０３の周期で切り換わる１系統のビット列（図１０（Ｄ））に変換させる。第１の並直列変換手段３５２−１は、第１及び第２系統のビット列をＣＬＫ信号３０３の周期ごとに交互に出力する。同様に、第２の並直列変換手段３５２−２は、第１〜第４系統のビット列（図１０（Ｅ）〜（Ｈ））をＣＬＫ信号３０３の周期ごとに順に出力する（図１０（Ｉ））。また、第３の並直列変換手段３５２−３は、第１〜第６系統のビット列（図１１（Ｂ）〜（Ｇ））をＣＬＫ信号３０３の周期ごとに順に出力する（図１１（Ｈ））。

制御周期信号生成手段３４０は、分周器３４２と、ＦＦ３４４を備えて構成され、多値数Ｍを指示する変調制御信号３０１（図１２（Ｃ））を、第１〜３のデマッパ３７２−１〜３に設定された多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭで与えられる周期に変更した制御周期信号（図１２（Ｄ））を生成する。また、ＦＦ３８８において１ビット分の遅延が与えられる（図１２（Ｅ））。制御周期信号生成手段３４０は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段１１０が備えるものと、構成及び動作は同様であるので、重複する説明を省略する。なお、制御同期信号の周期は、送信側ＯＦＤＭ信号処理手段と同じである。

遅延調整部３８０は、受信情報である各並直列変換手段３５０からの出力（図１３（Ｂ），（Ｄ）及び（Ｆ））に対し、それぞれ、多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭに対応する１２ビット分の遅延を与える（図１３（Ｃ），（Ｅ）及び（Ｇ））。

上述したように、制御周期信号を生成する際にＭ_ＬＣＭビット分の遅延を受ける。このため、遅延制御部３８０において、各受信情報にＭ_ＬＣＭビット分の遅延を与えることにより、先頭位置が揃う（図１４（Ｂ）〜（Ｅ））。

スイッチ３９０は、制御周期信号に応答して、入力ポートを切り換えて出力する。制御周期信号が「Ａ」、すなわち、ＱＰＳＫを示す場合は、第１ポートに入力された信号（ＦＦ３８２−１２の出力信号）を出力し、制御周期信号が「Ｂ」、すなわち、１６ＱＡＭを示す場合は、第２ポートに入力された信号（ＦＦ３８４−１２の出力信号）を出力し、制御周期信号が「Ｃ」、すなわち、６４ＱＡＭを示す場合は、第３ポートに入力された信号（ＦＦ３８６−１２の出力信号）を出力する。この結果、スイッチ３９０から出力されるＯＦＤＭ電気信号は、多値数Ｍの最小公倍数Ｍ_ＬＣＭに対応する周期ごとに変調方式が切り換わる信号となる（図１４（Ｆ））。

１０ 光ネットワーク
１００ ＯＬＴ
１１０ 送信側ＯＦＤＭ信号処理手段
１２０ 光送信器
１３０ 送信側制御手段
１４０、３４０ 制御周期信号生成手段
１４２、１８４、３４２ 分周器
１４４、１５２、１６２、１８２、１８６ フリップフロップ（ＦＦ）
１５０、３８０ 遅延調整部
１６０ 分岐部
１７０ ビット／シンボル変換部
１７２ マッパ
１８０ 時間ジッタ補償部
１９０、３９０ スイッチ
３００ ＯＮＵ
３１０ 受信側ＯＦＤＭ信号処理手段
３２０ 光受信器
３３０ 受信側制御手段
３５０ 並直列変換部
３５２ 並直列変換手段
３４４、３５４、３８２、３８４、３８６、３８８ フリップフロップ（ＦＦ）
３５６ セレクタ
３７０ シンボル／ビット変換部
３７２ デマッパ

Claims (5)

1. ビット系列である送信情報から、シンボル系列である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｇｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）電気信号を生成する送信側ＯＦＤＭ信号処理手段と、前記ＯＦＤＭ電気信号をＯＦＤＭ光信号に変換する光送信器とを備える光通信装置であって、
   前記送信側ＯＦＤＭ信号処理手段は、
   互いに異なる多値数が設定されていて、ビット系列を設定された多値数でシンボル系列に変換する、ｎ個（ｎは２以上の整数）のマッパと、
   多値数を指示する制御信号を、前記ｎ個のマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する、制御周期信号生成手段と、
   ビット系列である送信情報をｎ分岐してそれぞれ前記マッパに送る分岐手段であって、前記送信情報に最大多値数と当該マッパに設定された多値数の差に対応する遅延を与える当該分岐手段と
   前記ｎ個のマッパから出力されたシンボル系列を、前記制御周期信号により選択して出力するスイッチと
   を備えることを特徴とする光通信装置。
2. 前記マッパと前記スイッチとの間に、時間ジッタ補償手段を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の光通信装置。
3. ＯＦＤＭ光信号をＯＦＤＭ電気信号に変換する光受信器と、シンボル系列であるＯＦＤＭ電気信号から、ビット系列である受信情報を生成する受信側ＯＦＤＭ信号処理手段とを備える光通信装置であって、
   前記受信側ＯＦＤＭ信号処理手段は、
   互いに異なる多値数が設定されていて、シンボル系列を設定された多値数でビット系列に変換する、ｎ個（ｎは２以上の整数）のデマッパと、
   前記ｎ個のデマッパに接続されたｎ個の並直列変換手段と、
   多値数を指示する制御信号を、前記ｎ個のデマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する、制御周期信号生成手段と、
   前記ｎ個のデマッパ及び並直列変換手段を経て出力されたビット系列を、前記制御周期信号により選択して出力するスイッチと
   を備えることを特徴とする光通信装置。
4. 互いに異なる多値数が設定されていて、ビット系列を設定された多値数でシンボル系列に変換する、ｎ個（ｎは２以上の整数）のマッパを備える送信側ＯＦＤＭ信号処理手段であって、ビット系列である送信情報から、シンボル系列であるＯＦＤＭ電気信号を生成する当該送信側ＯＦＤＭ信号処理手段と、前記ＯＦＤＭ電気信号をＯＦＤＭ光信号に変換する光送信器とを備える光通信装置において、前記送信情報から前記ＯＦＤＭ電気信号を生成する通信方法であって、
   多値数を指示する制御信号を、前記ｎ個のマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する過程と、
   ビット系列である送信情報をｎ分岐して、前記送信情報に最大多値数とマッパに設定された多値数の差に対応する遅延を与えた後、それぞれ当該マッパに送る過程と、
   前記ｎ個のマッパにおいて、ビット系列を設定された多値数でシンボル系列に変換する過程と、
   前記ｎ個のマッパから出力されたシンボル系列を、前記制御周期信号により選択して出力する過程と
   を備えることを特徴とする通信方法。
5. 互いに異なる多値数が設定されていて、シンボル系列を設定された多値数でビット系列に変換する、ｎ個（ｎは２以上の整数）のデマッパを有していて、ＯＦＤＭ光信号をＯＦＤＭ電気信号に変換する光受信器と、シンボル系列であるＯＦＤＭ電気信号から、ビット系列である受信情報を生成する受信側ＯＦＤＭ信号処理手段とを備える光通信装置において、前記ＯＦＤＭ電気信号から前記受信情報を生成する通信方法であって、
   前記ｎ個のデマッパにおいて、シンボル系列を設定された多値数でビット系列に変換する過程と
   前記ビット系列に対して、並直列変換を施す過程と、
   多値数を指示する制御信号を、前記ｎ個のデマッパに設定された多値数の公倍数で与えられる周期に変更した制御周期信号を生成する過程と、
   前記ｎ個のデマッパ及び並直列変換手段を経て出力されたビット系列を、前記制御周期信号により選択して出力する過程と
   を備えることを特徴とする通信方法。

Images