ITTO971128A1 - Equalizzatore di canale adattativo utilizzabile in un sistema di comunicazione numerica impiegante il metodo ofdm - Google Patents

Equalizzatore di canale adattativo utilizzabile in un sistema di comunicazione numerica impiegante il metodo ofdm Download PDF

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ITTO971128A1
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Young-Sang Kim
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Daewoo Electronics Co Ltd
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Description

DESCRIZIONE dell'invenzione industriale dal titolo:
"Equalizzatore di canale adattativo utilizzabile in un ΡΕ77039/ΙΤ sistema di comunicazione numerica impiegante il metodo OFDM"
La presente invenzione si riferisce ad un ricevitore
in un sistema di comunicazione numerica impiegante un metodo
di Multiplazione a Divisione di Frequenza Ortogonale ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing<®>- OFDM), e più
in particolare ad un equalizzatore di canale adattativo per equalizzare in modo adattativo un segnale OFDM ricevuto rispetto a fluttuazioni di canale utilizzando un segnale
pilota, per rimuovere una interferenza tra campioni in un simbolo, ossia un'interferenza all'interno di un simbolo.
In un canale di comunicazione senza fili ed in un canale
di trasmissione numerica TV ad alta definizione ("high definition TV" - TTDTV), è noto che si verifica comunemente
una Interferenza Tra Simboli ("Inter-Symbol Interierence" -ISI) prodotta da affievolimento su percorsi multipli in un
segnale ricevuto. In particolare, quando dati per HDTV sono trasmessi attraverso il canale ad alta velocità, l'ISI
aumenta provocando la generazione di errori durante il recupero dei dati sul lato di ricezione. Per risolvere questo problema è stato recentemente proposto un metodo OFDM quale metodo di trasmissione utilizzabile negli standard di Diffusione Audio Numerica ("Digital Audio Broadcasting" -DAB) e Diffusione Televisiva Terrestre Numerica ("Digital Terrestrial Television Broadcasting" - DTTB).
Nel metodo OFDM, flussi di simboli ad ingresso seriale sono divisi in un blocco unitario predeterminato. I flussi di simboli divisi di ciascun blocco unitario sono convertiti in un numero N di simboli paralleli. Il numero N di simboli paralleli sono multiplati e sommati utilizzando una molteplicità di sottoportanti aventi frequenze differenti, rispettivamente, secondo un algoritmo di Trasformazione di Fourier Veloce Inversa ("Inverse Fast Fourier Transform" -IFFT). I dati sommati sono trasmessi attraverso il canale. Ossia, il numero N di simboli paralleli sono definiti come un unico blocco unitario, e ciascuna sottoportante del blocco unitario ha una caratteristica ortogonale, che non ha un'influenza su sottocanali. Rispetto ad un metodo di trasmissione tradizionale a portante unica, il metodo OFDM può ridurre l'ISI prodotta dall affievolimento su percorsi multipli mantenendo la stessa cadenza di trasmissione di simboli ed aumentando il periodo, di simbolo in misura corrispondente al numero di sottocanali (N). In particolare, nel metodo OFDM, un intervallo di guardia ("guard interval" - Gl) è inserito tra i simboli trasmessi per migliorare la capacità della riduzione di ISI, rendendo possibile realizzare una struttura semplificata di equalizzatore di canale. In contrasto con un metodo tradizionale di Multiplazione a Divisione di Frequenza ("Frequency Division Multiplexing" - FDM), .il metodo OFDM ha una caratteristica secondo la quale gli spettri di ciascun sottocanale sono sovrapposti producendo una maggiore efficienza.di banda. Inoltre, lo spettro ha un'onda di forma rettangolare e la potenza elettrica è uniformemente distribuita in ciascuna banda di frequenza, il che impedisce l'influenza dell'interferenza nello stesso cariale. Il metodo OFDM è comunemente combinato con tipi di modulazione quali Modulazione di Ampiezza di Impulso ("Pulse Amplitude Modulation PAM), Modulazione per Spostamento di Frequenza ("Frequency Shift Keying" - FSK), Modulazione per Spostamento di Fase ("Phase Shift Keying" - PSK), e Modulazione di Ampiezza in Quadratura ("Quadrature Amplitude Modulation" - QAM).
La Fig. 1 mostra un diagramma di formato di un simbolo di trasmissione comprendente l'intervallo di guardia in un sistema di comunicazione OFDM. Ciascun simbolo trasmesso da un lato di trasmissione comprende una parte utile e l'intervallo di guardia. La parte utile contiene campioni OFDM utili, e l'intervallo di guardia è inserito alla sua estremità anteriore per dividere campioni OFDM in unità di simbolo. L'intervallo di guardia copia éd utilizza campioni situati entro la porzione inferiore della parte utile.
La Fig. 2 mostra la rimozione dell'ISI mediante inserimento dell'intervallo di guardia. Quando l'intervallo di guardia è inserito tra parti utili continue, come illustrato nella Fig. 1, un segnale ricevuto non è influenzato da un segnale di eco. Ossia, l'ISI prodotta dal percorso multiplo avente una lunghezza minore dell'intervallo di guardia può essere rimossa.
Come precedentemente descritto, l'ISI prodotta dall'affievolimento su percorsi multipli è rimossa con facilità, utilizzando l'intervallo di guardia inserito tra simboli di trasmissione, ma tuttavia è difficile rimuovere nel metodo OFDM l'interferenza,all'interno di un simbolo. Di conseguenza, nel lato di ricezione del sistema di comunicazione OFDM, è richiesto un equalizzatore di canale specifico per rimuovere l'interferenza all'interno di un simbolo. L'equalizzatore di canale dovrebbe individuare ed eliminare una distorsione generata in un ambiente di canale variabile poiché ciascun campione in un simbolo ha sottoportanti differenti.
Nel metodo OFDM, il metodo di Inserimento di Simbolo Pilota ("Pilot Symbol Insertion" - PSI), che è ancora in fase di ulteriore sviluppo, può essere proposto come metodo efficiente di equalizzazione di canale. Nel metodo PSI, quando un simbolo pilota è trasmesso periodicamente dal lato di trasmissione, il lato di ricezione conosce in precedenza l'istante di· trasmissione del simbolo pilota, e decodifica il simbolo pilota trasmesso per stimare la distorsione prodotta dall'ambiente di canale. Sulla base di un valore stimato, la distorsione del simbolo utile dei dati è compensata.
In questo caso, l'aumento del numero di simboli pilota diminuisce la cadenza di trasmissione dei simboli utili di dati. Perciò, il numero di simboli pilota deve essere ridotto ad un numero appropriato per eseguire l'esatta valutazione del canale.
Le Figg. 3A e 3B rappresentano diagrammi strutturali di trama per descrivere un procedimento di equalizzazione di canale secondo un metodo PSI tradizionale. In queste figure, H(n, k) rappresenta una funzione di trasferimento per il k-esimo campione entro l'n-esimo simbolo.
La Fig. 3A mostra un diagramma strutturale per assegnare celle pilota a tutti i campioni entro un simbolo lungo l'asse temporale. In particolare, il simbolo pilota è inserito in ciascun T-esimo simbolo lungo l'asse temporale, e nella presente è inserito iri ciascun T=16-esimo simbolo. In questo procedimento, è importante selezionare un parametro T corrispondente alla variazione nel tempo di un canale. Questo procedimento utilizza funzioni di trasferimento di canale H(n, k) e H(n+T,k) per i simboli pilota h e n+T, e individua funzioni di trasferimento di canale per un numero T-l di simboli utili di dati. tra due simboli pilota per interpolazione. A questo punto, è richiesta una grande quantità di memoria per memorizzare un numero (T-l) di simboli utili di dati, ed il fattore economico dell'inserimento di tale quantità di memoria rende difficile la realizzazione di questo procedimento.
La Fig. 3B mostra una struttura della cella pilota inserita periodicamente in corrispondenza di ciascun T=4-esimo simbolo lungo l'asse temporale assegnando la cella pilota ad intervalli di 16 campioni entro il simbolo e 4 campioni tra simboli adiacenti lungo l'asse di frequenza. Questa struttura utilizza un numero minimo di celle pilota applicando una teoria di campionatura, ed ha una caratteristica che si adatta agli Effetti Doffler.Nella struttura illustrata nella Fig. 3B, confrontandola con quella della Fig. 3A, il periodo di inserimento di celle pilota è breve e vengono memorizzati soltanto T-l=3 simboli, diminuendo la capacità di memoria, rendendo possibile eseguire 1'interpolazione in una modalità hardware, ed è noto che questa struttura è stata applicata in una apparecchiatura STERNE. Inoltre, l'uso di celle pilota di maggiore intensità che richiedono una maggiore potenza elettrica rispetto al simbolo utile di dati, diminuisce il rumore per una valutazione accurata dei canali.
Il procedimento tradizionale di equalizzazione di canale illustrato nelle Figg. 3A e 3B inserisce periodicamente la cella pilota in alcuni campioni (canali di sottoportante) in ciascun simbolo, ricava la funzione di trasferimento del canale utilizzando la cella pilota, e le funzioni di trasferimento dei canali restanti utilizzando una tecnica di interpolazione. Tuttavia, per un segnale OFDM,<' >il procedimento di valutazione di canale realizzato tramite la tecnica di interpolazione presenta il problema di non adattarsi a brusche variazioni dell'ambiente, di canale.
Alla luce della discussione precedente, costituisce uno scopo della presente invenzione realizzare un equalizzatore di canale adattativo per equalizzare in modo adattativo un segnale OFDM ricevuto rispetto a fluttuazioni di canale utilizzando un segnale pilota, per eliminare l'interferenza all'interno di un simbolo, in un ricevitore di un sistema di comunicazione numerica impiegante il metodo OFDM.
Per raggiungere lo scopo precedente, la presente invenzione prevede un equalizzatore di canale adattativo utilizzabile in un sistema di comunicazione numerica impiegante il metodo OFDM, caratterizzato dal fatto che comprende: un primo moltiplicatore complesso per fornire in uscita un primo segnale di moltiplicazione complessa in fase ed un primo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura eseguendo una moltiplicazione complessa su segnali di canale ricevuti in fase ed in quadratura, e coefficienti in fase e in quadratura; un generatore di segnali di riferimento per generare un segnale di riferimento; un calcolatore di errore per fornire in uscita un segnale di errore <" >in- fase ed un segnale di errore in quadratura mediante il calcolo di un errore di fase dai primi segnali di moltiplicazione complessa in fase ed in quadratura e dal segnale di riferimento; una unità di ritardo per fornire in uscita un segnale ritardato in fase ed un segnale ritardato in quadratura ritardando i segnali di canale ricevuti in fase ed in quadratura; un controllore di guadagno per fornire in uscita un segnale di controllo di guadagno in fase ed un segnale di controllo di guadagno in quadratura mediante controllo di un guadagno dei segnali ritardati in fase ed in quadratura; un secondo moltiplicatore complesso per fornire in uscita un secondo segnale di moltiplicazione complessa in fase ed un secondo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura eseguendo una moltiplicazione complessa dei segnali di errore in fase ed in quadratura, e dei segnali di controllo di guadagno in fase ed in quadratura; un seminatore per fornire in uscita coefficienti aggiornati in fase ed in quadratura dopo aver sommato rispettivamente i secondi segnali di moltiplicazione complessa in fase ed in quadratura ed i coefficienti in fase ed in quadratura; un generatore di indirizzo per generare, un segnale di indirizzo di scrittura ed un segnale di indirizzo di lettura; una unità di memorizzazione per memorizzare i coefficienti aggiornati in fase ed in quadratura in funzione del segnale di indirizzo di scrittura, e fornire in uscita i coefficienti aggiornati memorizzati in funzione del segnale di indirizzo di lettura; un generatore di coefficienti iniziali per generare coefficienti iniziali; un generatore di segnali di selezione per generare un segnale di selezione in funzione di un segnale di sincronizzazione di simbolo; ed una unità di multiplazione per selezionare i coefficienti iniziali oppure i coefficienti aggiornati dall'unità di memorizzazione in funzione del segnale di selezione.
I precedenti ed altri scopi, caratteristiche e vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla descrizione dettagliata seguente delle forme di attuazione preferite dell'invenzione in unione con i disegni annessi, nei quali:
la Fig. 1 mostra Un diagramma di formato di un simbolo di trasmissione comprendente l'intervallo di guardia in un sistema di comunicazione OFDM;
la Fig. 2 rappresenta un diagramma utilizzato per spiegare l'eliminazione dell'interferenza tra simboli mediante inserimento dell'intervallo di guardia;
le Figg. 3A e 3B rappresentano diagrammi strutturali
di trama per descrivere un procedimento di equalizzazione
di canale secondo un metodo tradizionale di inserimento di
simboli pilota;
la Fig. 4 rappresenta un diagramma che illustra, una
cella pilota dispersa utilizzata come segnale di riferimento<' >nella presente invenzione;
la Fig. 5 rappresenta uno schema a blocchi che illustra
un equalizzatore di canale adattativo di un ricevitore OFDM secondo la presente invenzione;
la Fig. 6 rappresenta un diagramma dettagliato di un primo moltiplicatore complesso illustrato nella Fig. 5; e
le Figg. da 7A a 7G rappresentano un diagramma che
illustra una forma d’onda di un segnale utilizzato nella
presente invenzione.
Si farà ora riferimento in dettaglio alla presente
invenzione, esempi della quale sono illustrati nei disegni annessi. Dovunque è possibile, saranno utilizzati gli stessi numeri di riferimento in tutti i disegni per indicare le
stesse parti o parti simili.
Dapprima, con riferimento ad una cella pilota che è utilizzata come segnale di riferimento per una equalizzazione
di canale in accordo con la presente invenzione, la cella pilota comprende celle pilota disperse ("scattered pilot cells" SPC), portanti pilota continue ("continuai pilot carriers" - CPC), e segnali pilota di segnalazione di parametri di trasmissione ("transmission parameter signaling" - TPS). Queste celle pilota sono utilizzate per sincronizzazione di trama, sincronizzazione di frequenza, sincronizzazione temporale, valutazione di canale, e identificazione del modo di trasmissione, e sono anche utilizzate per rilevare un rumore di fase. Le celle pilota insieme con i segnali trasmessi sono racchiuse entro una trama OFDM. In questo caso, un valore di informazione di riferimento trasmesso al lato ricevente è noto. Celle che costituiscono il valore di informazione di riferimento sono trasmesse ad un livello di potenza pari ad 1,4 volte quello di un dato di trasmissione, ossia ad un livello di potenza "intensificato". In una forma di attuazione della presente invenzione, tra le altre celle pilota, la SPC è definita come segnale di riferimento.
La Fig. 4 illustra SPC utilizzate per un segnale di riferimento secondo la presente invenzione. Da kmin=0 a kmax=1704 rappresenta il numero di portanti nel modo 2K di dimensione di Trasformazione di Fourier Veloce ("Fast Fourier Transform" - FFT), e SO, S1, S2, S3, ... S67 rappresentano ciascun simbolo. Inoltre, "DATA" rappresenta dati trasmessi, e "SPC" rappresenta una cella pilota dispersa. La SPC entro ciascun simbolo si ripete ogni 12 campioni, ed il periodo di ripetizione della SPC entro i simboli adiacenti consecutivi differisce di tre campioni.
La Fig. 5 mostra uno schema a blocchi che illustra un equalizzatore<' >di canale adattativo di un ricevitore OFDM in accordo <' >con una forma di attuazione della presente invenzione. Nella forma di attuazione, l'equalizzatore di <'>canale adattativo utilizza un algoritmo ai minimi quadrati. L'equalizzatore di canale adattativo comprende" un primo moltiplicatore complesso 511, un generatore di segnali di riferimento 512, un calcolatore di errore 513, una unità di ritardo 514, un controllore di guadagno 515, un secondo moltiplicatore complesso 516, un sommatore 517, un generatore di indirizzi 518, una unità di memorizzazione 519, un generatore di segnali di selezione 520, un generatore di coefficienti iniziali 521, ed una.unità di multiplazione 522.
Il primo moltiplicatore complesso 511 riceve un segnale di canale in fase XI, un segnale di canale in quadratura XQ, e coefficienti di filtrazione in fase ed in quadratura WI e WQ per eseguire una moltiplicazione complessa, e fornisce in uscita un primo segnale di moltiplicazione complessa in fase (C1XI=XIWI+XQWQ) ed un primo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura (C1XQ=XQWI-XIWQ). I segnali forniti in uscita dal primo mol<'>tiplicatore complesso 511 sono applicati ad una unità di sincronizzazione (non rappresentata) e al calcolatore di errore 513.
Il generatore di segnali di riferimento 512 genera un segnale di riferimento RI, che è utilizzato quale segnale pilota. In accordo con la forma di attuazione della presente invenzione, un segnale di cella pilota dispersa ("scattered pilot celi" - SPC) è utilizzata quale segnale di riferimento.
Il calcolatore di errore 513 riceve i primi segnali di moltiplicazione complessa in fase ed in quadratura C1XI=XIWI+XQWQ e C1XQ=XQWI-XIWQ ricavati nel primo moltiplicatore complesso 511, riceve il segnale di riferimento RI dal generatore di segnali di riferimento 512 per calcolare un errore, e fornisce in uscita un segnale di errore in fase EI=CRI-RI ed un segnale di errore in quadratura EQ=CRQ. Nella presente, un segnale pilota utilizzato come segnale di riferimento è ricavato da un segnale modulato tramite modulazione a codifica per spostamento di fase binaria ("binary phase shift keying" -BPSK) sul lato di trasmissione, ed ha il valore di "+ 1 (numero reale)" e "0 (numero immaginario)". In particolare, un segnale di errore EI in fase è il risultato della sottrazione del segnale di riferimento RI fornito in uscita dal generatore di segnali di riferimento 512 dal segnale di riferimento CRI che passa attraverso il canale, ed il segnale di errore EQ in quadratura è ricavato per sottrazione di un valore immaginario, che è "0", del segnale di riferimento RI da CRQ, EQ è equivalente a CRQ.
L'unità di ritardo 514 ritarda i segnali di canale in fase ed in quadratura XI ed XQ, e fornisce in uscita un segnale ritardato in fase DXI ed un segnale ritardato in quadratura DXQ.
Il controllore di guadagno 515 riceve i segnali ritardati in fase ed in quadratura DXI e DXQ, e fornisce in uscita un segnale di controllo di guadagno in fase μDXI e un'segnale di controllo di guadagno in quadratura μDXQ. Nella presente, è richiesta una costante di convergenza Di dell'equalizzatore corrispondente al guadagno per una convergenza stabile dell'equalizzatore. In generale, quando la costante di convergenza μ è grande, l'equalizzatore converge più · rapidamente, ma incorre nel rischio di divergenza. Al contrario, quando la costante di convergenza μ . è piccola, l'equalizzatore converge più lentamente. Di conseguenza, è importante selezionare una costante di convergenza μ appropriata. In accordo con la forma di attuazione della presente invenzione, si seleziona la costante di convergenzaμ avente un valore approssimato di 2n, permettendo la costruzione di un hardware semplice.
Il secondo moltiplicatore complesso 516 riceve i segnali di· errore in fase ed in quadratura EI=CRI-RI e EQ=CRQ ed i segnali di controllo di guadagno in fase ed in quadratura μDXI e μDXQ, esegue la moltiplicazione complessa, e fornisce in uscita un secondo segnale di moltiplicazione complessa in fase C2EI=μ[EI·DXI+EQ·DXQ] ed un secondo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura
Il sommatore 517 riceve i secondi segnali di moltiplicazione complessa in fase ed in quadratura 0
dal secondo moltiplicatore
complesso 516, ed i coefficienti di filtrazione in fase ed in quadratura dall'unità di multiplazione 520, o "1" e "0" in fase di inizializzazione, sommandoli, e fornisce in uscita un coefficiente aggiornato di filtrazione in fase ed un coefficiente aggiornato di filtrazione in quadratura
Il generatore di indirizzi 518 genera e fornisce in uscita un segnale di indirizzo di scrittura write ed un segnale di indirizzo di lettura read.
L'unità di memorizzazione 519 memorizza i coefficienti di filtrazione aggiornati in funzione del segnale di indirizzo di scrittura write, e fornisce in uscita 1 coefficienti di filtrazione aggiornati
in funzione del segnale di indirizzo di lettura read. .
Il generatore di segnali di selezione 520 genera un segnale di selezione in . funzione di un segnale di sincronizzazione di simbolo. Poiché non vi è nessun coefficiente quando l'equalizzatore funziona nel primo stadio, il segnale di selezione è "basso (0)" per selezionare i coefficienti iniziali ("1" e "0") finché non sono passati i primi quattro simboli, ed il segnale di selezione è "alto (1)" per selezionare i coefficienti di filtrazione aggiornati quando sono passati tutti i primi quattro simboli.
Il generatore di coefficienti . iniziali 521 genera i coefficienti iniziali "1 (parte reale)" e "0 (parte immaginaria)". ·.·
L'unità di multiplazione 522 seleziona i coefficienti iniziali ("1" e "0") dal generatore di coefficienti iniziali 521 oppure i coefficienti di filtrazione .aggiornati dall'unità di memorizzazione 519, in funzione del segnale di selezione dal generatore di segnali di selezione 520, e retroalimenta i coefficienti selezionati al primo moltiplicatore complesso 511 e al sommatore 517,
La Fig. 6 rappresenta un diagramma dettagliato di un primo moltiplicatore complesso 511 illustrato nella Fig. 5. Il primo moltiplicatore complesso 511 comprende un primo filtro a Risposta Impulsiva Finita ("Finite Impulse Response" - FIR) 61, un secondo filtro FIR 62, un terzo filtro FIR 63, un quarto filtro FIR 64, un sommatore 65, ed un sottrattore 66,
Il primo filtro FIR 61 riceve il segnale di canale in fase XI ed il coefficiente di filtrazione in fase WI e fornisce in uscita un primo segnale di filtrazione XI-WI. Il secondo filtro FIR 62 riceve il segnale di canale in fase XI ed il coefficiente di filtrazione in quadratura WQ e fornisce in uscita un secondo segnale di filtrazione
Il terzo filtro FIR 63 riceve il segnale di canale in quadratura XQ ed il coefficiente di filtrazione in quadratura WQ e fornisce in uscita un terzo segnale di filtrazione XQ WQ. Il quarto filtro FIR 64 riceve il segnale di canale in quadratura XQ ed il coefficiente di filtrazione in fase WI e fornisce in uscita un quarto segnale di filtrazione XQ*WI.
Il sommatore 65 riceve il primo segnale di filtrazione XI · WI dal primo filtro FIR 61 ed il terzo segnale di filtrazione XQ *WQ dal terzo filtro FIR 63, e fornisce in uscita un segnale di somma Il sottrattore 66 riceve il secondo segnale di filtrazione dal secondo filtro FIR 62 e il quarto segnale di filtrazione dal quarto filtro FIR 64, e fornisce in uscita un segnale di sottrazione
Come illustrato nella Fig. 2, in un sistema di comunicazione OFDM, l'ISI prodotta da una trasmissione su percorsi multipli è eliminata mediante inserimento di intervalli di guardia. Di conseguenza, nella forma di attuazione della presente invenzione, soltanto un morsetto è richiesto per il primo moltiplicatore complesso 511 necessario per eliminare l'interferenza tra campioni entro un simbolo. Corrispondentemente, come descritto in dettaglio per il primo moltiplicatore complesso 511 della Fig. 5, un morsetto è sufficiente per il primo filtro FIR 61, il secondo filtro FIR 62, il terzo filtro FIR 63, ed il quarto filtro FIR 64.
Le Figg. da 7A a 7G illustrano una forma d'onda di un segnale utilizzato nella presente invenzione. La Fig. 7A rappresenta un segnale di sincronizzazione di trama, ed in questo caso una trama comprende 68 simboli da S0 a S67. La Fig. 7B rappresenta il segnale di sincronizzazione di simbolo, che corrisponde al segnale applicato al generatore di segnali di selezione 520 illustrato nella Fig. 5, e nel caso del modo 2K di dimensione FFT, un simbolo è costituito da 2560 campioni, in cui la parte utile comprende 2048 campioni e l'intervallo di guardia comprende 512 campioni. La.Fig. 7C rappresenta il segnale SPC del primo simbolo SQ. La Fig. 7D rappresenta il segnale SPC del secóndo simbolo S1. La Fig. 7E rappresenta il segnale SPC del terzo simbolo S2* La Fig. 7F rappresenta il segnale SPC del quarto simbolo S3. La Fig. 7G rappresenta il segnale di selezione applicato all'unità di multiplazione 522 illustrata nella Fig. 5. Nella presente, nella descrizione delle Figg. da 7C a 7F con riferimento alla Fig. 4, una differenza tra segnali SPC continui entro un simbolo è di 12 campioni, ed una differenza dei segnali SPC tra simboli adiacenti è di 3 campioni.
Successivamente, con riferimento alle Figg. da 5 a 7, sarà descritto in dettaglio il funzionamento dell'equalizzatore di canale adattativo secondo la presente invenzione.
Con riferimento alla Fig. 5, inizialmente, quando il ricevitore OFDM è acceso, il segnale di sincronizzazione di simbolo (Fig. 7B) ed un segnale di azzeramento sono applicati al generatore di segnali di selezione 520, ed il segnale di sincronizzazione di simbolo in ingresso è conteggiato nel generatore di segnali di selezione 520. Il segnale di selezione è fornito in uscita ad un livello "basso" dal generatore di segnali di selezione 520 finché non<">sono stati applicati quattro simboli Quando il segnale di selezione "basso" dal generatore di segnali di selezione 520 è applicato all'unità di multiplazione 522, l’unità di multiplazione 522 seleziona i coefficienti iniziali "1" (parte reale) e "0" (parte immaginaria) dal generatore di coefficienti iniziali 521. I coefficienti iniziali sono selezionati invece dei coefficienti aggiornati poiché non vi sono coefficienti aggiornati quando l’equalizzatore funziona nello stadio di inizializzazione. Il coefficiente iniziale "1" selezionato nell'unità di multiplazione 522 è applicato al primo moltiplicatore complesso 511 al posto del coefficiente di filtrazione in fase WI. Un altro coefficiente iniziale "0" selezionato nell'unità di multiplazione 522 è applicato al primo moltiplicatore complesso 511 al posto del coefficiente di filtrazione in quadratura WQ. Inoltre, i segnali di canale ricevuti in fase ed in quadratura XI ed XQ sono applicati al primo moltiplicatore complesso 511. Quando il segnale di canale in fase XI ed il coefficiente iniziale "1" applicati al primo moltiplicatore complesso 511 sono applicati al primo filtro FIR 61, viene fornito in uscita soltanto il segnale di canale in fase XI. Quando il segnale di canale in quadratura XQ ed il coefficiente iniziale "0" applicati al primo moltiplicatore complesso 511 sono applicati al terzo filtro FIR 63, viene fornito in uscita soltanto "0". Quando il segnale di canale in fase XI ed il coefficiente iniziale "O" applicati al primo moltiplicatore complesso 511 sono applicati al secondo filtro FIR 62, viene fornito in uscita soltanto "0". Quando il segnale di canale in quadratura XQ ed il coefficiente iniziale "1" applicati al primo moltiplicatore complesso 511 sono applicati al quarto filtro FIR 64, viene fornito in uscita soltanto il segnale di canale in quadratura XQ. Il seminatore 66 riceve il segnale di uscita XI dal primo filtro FIR 61 ed il segnale di uscita 0 dal terzo filtro FIR 63, sommandoli, ed in questo caso un risultato sommato è uguale al segnale di canale in fase XI. Di conseguenza, il segnale fornito in uscita dal primo moltiplicatore complesso 511 corrisponde ai segnali di canale in fase ed in quadratura XI ed XQ.
Nello stesso tempo, con riferimento di nuovo alla Fig. 5, quando viene generato un quinto segnale di sincronizzazione di simbolo (Fig. 7B), dopo che il generatore di segnali di selezione 520 ha conteggiato in continuo il segnale di sincronizzazione di simbolo e sono stati applicati tutti i quattro simboli SQ, , S2 ed S3, il segnale di selezione (Fig. 7G) dal generatore di segnali di selezione 520 è fornito ad un livello "alto". Quando il segnale di selezione "alto" dal generatore di segnali di selezione 520 è applicato all'unità di multiplazione 522, l'unità di multiplazione 522 seleziona i coefficienti di filtrazione in fase ed in quadratura WI e WQ dall'unità di memorizzazione 519. I coefficienti di filtrazione selezionati in fase ed in quadratura WI e WQ sono applicati al primo moltiplicatore complesso 511 e al sommatore 517.
Il primo moltiplicatore complesso 511 riceve i segnali di canale ricevuti in fase ed in quadratura XI ed XQ, ed i coefficienti di filtrazione selezionati in fase ed in quadratura WI e WQ. In questo modo, il primo segnale di filtrazione XI*WI è fornito in uscita dopo l'applicazione al primo filtro FIR 61 del segnale di canale in fase XI e del coefficiente di filtrazione in fase WI. Il secondo segnale di filtrazione XI *WQ è fornito in uscita dopo l'applicazione al secondo filtro FIR 62 del segnale di canale in fase XI e del coefficiente di filtrazione in quadratura WQ· Il terzo segnale di filtrazione XQ*WQ è fornito in uscita dopo l'applicazione al terzo filtro FIR 63 del segnale di canale in quadratura XQ e del coefficiente di filtrazione in quadratura WQ, ed il quarto .segnale di filtrazione XQ *WI è fornito in uscita dopo l'applicazione al quarto filtro FIR 64 del segnale di canale in quadratura XQ e del coefficiente di filtrazione in fase WI. Quando il primo segnale di filtrazione XI»WI dal primo filtro FIR 61 ed il. terzo segnale di filtrazione XQ-WQ dal terzo filtro. FIR 63 sono applicati al sommatore 65 per sommarli, viene fornito in uscita il segnale di somma, ossia il primo segnale di moltiplicazione complessa in fase C1XI=XIWI+XQWQ. Quando il secondo segnale di filtrazione XI»WQ dal secondo filtro FIR 62 ed il quarto segnale di filtrazione XQ* WI dal quarto filtro FIR 64 sono applicati al sottrattore 66 per sottrarli, viene fornito in uscita il segnale di sottrazione, ossia il primo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura C1XQ=XQWI-XIWQ. Di conseguenza, il primo segnale di moltiplicazione complessa in fase C1XI=XIWI+XQWQ ed il primo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura C1XQ=XQWI-XIWQ forniti in uscita dal primo moltiplicatore complesso 511 sono applicati all'unità di sincronizzazione (non rappresentata) e al calcolatore di errore 513.
Quando il segnale SPC corrispondente al segnale di riferimento RI è fornito in uscita dal generatore di segnali di riferimento 512, il segnale di riferimento RI è applicato al calcolatore di errore 513. Il calcolatore di errore 513 riceve il primo segnale di moltiplicazione complessa in fase
ed il primo segnale di moltiplicazione
complessa in quadratura forniti in uscita dal primo moltiplicatore complesso 511, ed il segnale di riferimento RI fornito in uscita dal generatore di segnali di riferimento 512, calcola l'errore, e fornisce in uscita il segnale di errore in fase ed il segnale di errore in quadratura
Inoltre, l'unità di ritardo 514 riceve il segnale di canale in fase XI ed il segnale di canale in quadratura XQ, li ritarda, e fornisce in uscita il segnale ritardato in fase DXI ed il segnale ritardato in quadratura DXQ. Il controllore di guadagno 515 riceve i segnali ritardati in fase ed in quadratura DXI e DXQ, controlla i .loro guadagni, e fornisce in uscita il segnale di controllo di guadagno in fase
ed il segnale di controllo di guadagno in quadratura
Il secondo moltiplicatore complesso 516 riceve i segnali di errore in fase ed in quadratura EI=CRI-RI e EQ=CRQ forniti in uscita dal calcolatore di errore. 513 ed i segnali di controllo di guadagno in fase ed in quadratura e
forniti in uscita dal controllore di guadagno 515, esegue la moltiplicazione complessa per questi segnali, e fornisce in uscita il secondo segnale di moltiplicazione complessa in fase ed .il secondo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura
Il sommatore 517 riceve i secondi segnali di moltiplicazione complessa in fase ed in quadratura è
forniti in uscita dal secondo
moltiplicatore complesso 516 ed i coefficienti in fase ed in quadratura selezionati nell'unità di multiplazione 522, li somma, e fornisce in uscita il -coefficiente in fase aggiornato
ed il coefficiente in quadratura aggiornato
Quando il segnale di indirizzo di scrittura write generato dal generatore di indirizzi di scrittura 518 è inviato all'unità di memorizzazione 519, per fornire in uscita i coefficienti aggiornati, l'unità di memorizzazione 519 memorizza i coefficienti aggiornati in fase ed in quadratura
forniti in uscita dal sommatore 517. Quando
il segnale di indirizzo di lettura read generato dal generatore di indirizzi 518 è inviato all'unità di memorizzazione 519, per fornire in uscita i coefficienti memorizzati, l'unità di memorizzazione 519 fornisce in uscita i coefficienti aggiornati in fase ·ed in quadratura
all'unità di multiplazione 522. Infine, i coefficienti
aggiornati applicati all'unità di multiplazione 522 sono selezionati dal segnale di selezione fornito in uscita dal generatore di segnali di .selezione 520, e sono retroalimentati al primo moltiplicatore complesso 511 ed al sommatore 517, per ripetere il procedimento precedentemente descritto.
Come precedentemente descritto, l'equalizzatore di canale adattativo secondo la presente invenzione può eliminare in modo efficiente interferenze all'interno di un simbolo, anche in presenza di brusche variazioni nell'ambiente di canale, mediante aggiornamento dei coefficienti di filtrazione in fase ed in quadratura utilizzando il segnale pilota, nel ricevitore OFDM che utilizza portanti multiple.
Benché la presente invenzione sia stata descritta con riferimento a quelle che sono attualmente considerate le forme di attuazione più pratiche e preferite, si deve comprendere che l'invenzione non è limitata alla forma di attuazione descritta ma, al contrario, è intesa comprendente diverse modifiche e disposizioni equivalenti incluse nello spirito e nell'ambito delle rivendicazioni annesse.

Claims (5)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Equalizzatore di canale adattativo utilizzabile in un sistema di comunicazione numerica impiegante il metodo OFDM, caratterizzato dal fatto che comprende: primi mezzi moltiplicatori complessi per fornire in uscita un primo segnale di moltiplicazione complessa in fase ed un primo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura eseguendo una moltiplicazione complessa su segnali di canale ricvuti in fase ed in quadratura e sui coefficienti in fase ed in quadratura; mezzi generatori di segnali di riferimento per generare un segnale di riferimento; mezzi di calcolo di errore per fornire in uscita un segnale di errore in fase ed un segnale di errore in quadratura mediante calcolo di un errore di fase dai primi segnali di moltiplicazione complessa in fase ed in quadratura e dal segnale di riferimento; mezzi di· ritardo per fornire in uscita un segnale ritardato in fase ed un segnale ritardato in quadratura ritardando i segnali di canale in fase ed in quadratura; mezzi di controllo di guadagno per fornire in uscita un segnale di controllo di guadagno in fase ed un segnale di controllo di guadagno in quadratura mediante controllo di un guadagno dei segnali ritardati in fase ed in quadratura; secondi mezzi moltiplicatori complessi per fornire in uscita un secondo segnale di moltiplicazione complessa in fase ed un secondo segnale di moltiplicazione complessa in quadratura eseguendo una . moltiplicazione complessa sui segnali di errore in fase ed in quadratura, e sui segnali di controllo di guadagno in fase ed in quadratura; mezzi sommatori per fornire in uscita coefficienti aggiornati in fase ed in quadratura dopo aver sommato rispettivamente i secondi segnali di moltiplicazione complessa in fase ed in quadratura ed i coefficienti in fase ed in quadratura; mezzi generatori di indirizzi per generare un segnale di indirizzo di scrittura ed un segnale di indirizzo di lettura; mezzi di memorizzazione per memorizzare i coefficienti aggiornati in fase ed in quadratura in funzione del segnale di indirizzo di scrittura, e per fornire in uscita i coefficenti aggiornati memorizzati in funzione del segnale di indirizzo di lettura; mezzi generatori di coefficienti iniziali per generare coefficienti iniziali; mezzi generatori di segnali di selezione per generare un segnale di selezione in funzione di un segnale di sincronizzazione di simbolo; e mezzi multiplatori per selezionare i coefficienti iniziali dai mezzi suddetti generatori di coefficienti iniziali o i coefficienti aggiornati dai mezzi di memorizzazione suddetti in funzione del segnale di selezione, per l'applicazione ai primi mezzi moltiplicatori complessi suddetti come coefficienti in fase ed in quadratura.
  2. 2. Equalizzatore di canale adattativo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che i primi mezzi moltiplicatori complessi suddetti comprendono: .un primo filtro FIR per fornire in uscita un primo segnale di filtrazione mediante filtrazione del segnale di canale in fase secondo il coefficiente in fase; un secondo filtro FIR per fornire in uscita un secondo segnale di filtrazione mediante filtrazione del segnale di. canale in fase secondo il coefficiente in quadratura; un terzo filtro FIR per fornire in uscita un terzo segnale di filtrazione mediante filtrazione del segnale di canale ih quadratura secondo il coefficiente in quadratura; un quarto filtro FIR per fornire in uscita un quarto segnale di filtrazione mediante filtrazione del segnale di canale in quadratura secondo il coefficiente in fase; un sommatore per sommare il primo segnale di filtrazione al terzo segnale di filtrazione; e un sottrattore per sottrarre il secondo segnale di filtrazione dal quarto segnale di filtrazione.
  3. 3. Equalizzatore di canale adattativo secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che ciascuno dei filtri FIR suddetti dal primo al quarto è realizzato con un morsetto.
  4. 4. Equalizzatore di canale adattativo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che il segnale di riferimento generato dai mezzi suddetti generatori di segnali di riferimento è un segnale SPC.
  5. 5. Equalizzatore di canale adattativo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che i mezzi suddetti generatori di segnali di selezione conteggiano i simboli in funzione del segnale di sincronizzazione di simbolo, forniscono in uscita il segnale di selezione per selezionare i coefficienti iniziali fino al quarto simbolo, mentre forniscono in uscita il segnale di selezione per selezionare i coefficienti aggiornati a partire dal quinto simbolo.
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