JPH10209931A - 直交周波数分割多重化（ｏｆｄｍ）方式を用いるデジタル通信システムにおける適応チャンネル等化器 - Google Patents
直交周波数分割多重化（ｏｆｄｍ）方式を用いるデジタル通信システムにおける適応チャンネル等化器Info
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- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0003—Two-dimensional division
- H04L5/0005—Time-frequency
- H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
Abstract
(57)【要約】
【課題】シンボル内のサンプル間の干渉を除去する。
【解決手段】 受信された同位相チャンネル信号、直角
位相チャンネル信号、及びこれらの係数値を入力されて
第１複素乗算信号を出力する第１複素乗算器511と、基
準信号を発生させる基準信号発生器512と、位相エラー
を計算するエラー計算器513と、遅延器514と、遅延信号
の利得を制御して利得制御信号を出力する利得制御器51
5と、エラー信号及び利得制御信号を入力されて第２複
素乗算信号を出力する第２複素乗算器516と、第２複素
乗算信号及びチャンネル信号の係数値とを入力されて各
々加算して、更新された係数値を出力する加算器517
と、アドレス発生器518と、アドレス信号に応じて更新
された係数値を格納又は読み出す格納部519と、シンボ
ル同期信号に応じて選択信号を発生するための選択信号
発生器520と、初期係数値発生器521と、選択信号に応じ
て初期係数値と更新された係数値を選択的に出力するた
めの多重化部522とから構成する。
位相チャンネル信号、及びこれらの係数値を入力されて
第１複素乗算信号を出力する第１複素乗算器511と、基
準信号を発生させる基準信号発生器512と、位相エラー
を計算するエラー計算器513と、遅延器514と、遅延信号
の利得を制御して利得制御信号を出力する利得制御器51
5と、エラー信号及び利得制御信号を入力されて第２複
素乗算信号を出力する第２複素乗算器516と、第２複素
乗算信号及びチャンネル信号の係数値とを入力されて各
々加算して、更新された係数値を出力する加算器517
と、アドレス発生器518と、アドレス信号に応じて更新
された係数値を格納又は読み出す格納部519と、シンボ
ル同期信号に応じて選択信号を発生するための選択信号
発生器520と、初期係数値発生器521と、選択信号に応じ
て初期係数値と更新された係数値を選択的に出力するた
めの多重化部522とから構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重
化(orthogonal frequency division multiplexing：以
下、ＯＦＤＭと略する)方式を用いるデジタル通信シス
テムの受信器に係り、特に受信されたＯＦＤＭ信号をパ
イロット信号にてチャンネルの変動に応じて適応的に等
化させることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取
り除くための適応チャンネル等化器に関する。
化(orthogonal frequency division multiplexing：以
下、ＯＦＤＭと略する)方式を用いるデジタル通信シス
テムの受信器に係り、特に受信されたＯＦＤＭ信号をパ
イロット信号にてチャンネルの変動に応じて適応的に等
化させることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取
り除くための適応チャンネル等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、無線通信チャンネル及びデジタ
ル高画質テレビ(以下、ＨＤＴＶという)の伝送チャンネ
ルでは多重経路フェージングにより受信された信号でシ
ンボル間の干渉(intersymbol interference：ＩＳＩ)が
起こる。特に、ＨＤＴＶのようにデータが高速で伝送さ
れる場合、シンボル間の干渉は更に深化して受信側での
データ復元時に深刻な誤謬を招く。この問題を解決する
方法として、最近欧州ではデジタルオーディオ放送(Ｄ
ＡＢ)及びデジタル地上テレビ放送(ＤＴＴＢ)の伝送方
式として多重経路フェージングに強力に動作できるＯＦ
ＤＭ方式が提案されている。
ル高画質テレビ(以下、ＨＤＴＶという)の伝送チャンネ
ルでは多重経路フェージングにより受信された信号でシ
ンボル間の干渉(intersymbol interference：ＩＳＩ)が
起こる。特に、ＨＤＴＶのようにデータが高速で伝送さ
れる場合、シンボル間の干渉は更に深化して受信側での
データ復元時に深刻な誤謬を招く。この問題を解決する
方法として、最近欧州ではデジタルオーディオ放送(Ｄ
ＡＢ)及びデジタル地上テレビ放送(ＤＴＴＢ)の伝送方
式として多重経路フェージングに強力に動作できるＯＦ
ＤＭ方式が提案されている。
【０００３】ＯＦＤＭ方式では直列状で入力されるシン
ボル列が所定の単位ブロックに分割された後、前記分割
された各ブロックのシンボル列がＮ個の並列シンボルに
変換される。このＮ個の並列シンボルは逆高速フーリエ
変換(inverse fast fouriertransform)により各々相異
なる周波数を有する副搬送波を用いて多重化された後に
加算されチャンネルを通して伝送される。すなわち、Ｎ
個の並列シンボルを一つの単位ブロックとして定義し、
単位ブロックの各副搬送波は相互直交性を有するように
して副チャンネル間の影響を無くす。したがって、従来
の単一搬送波伝送方式に比べると、同一なシンボル伝送
率を保ちながらもシンボル周期を副チャンネル数(Ｎ)だ
け増加させることができるので、多重経路フェージング
によるシンボル間の干渉を減らし得る。特に、伝送され
るシンボルの間に保護区間(GuardInterval：ＧＩ)を挿
入する場合にはシンボル間の干渉を更に減らし得るの
で、チャンネル等化器の構造が非常に簡単化される長所
もある。かつ、ＯＦＤＭ方式は従来のＦＤＭ(frequency
division multiplexing)方式とは異なり各副チャンネ
ルのスペクトルが相互重畳される特性があるため、帯域
効率が高くスペクトルの形態が四角波状で電力が各周波
数帯域に均一に分布して同一チャンネル干渉に強い長所
もある。このようなＯＦＤＭ方式によく結合される変調
方法としてはＰＡＭ(pulse amplitude modulation)、Ｆ
ＳＫ(frequency shift keying)、ＰＳＫ(phase shift k
eying)、ＱＡＭ(quadrature amplitude modulation)な
どがある。
ボル列が所定の単位ブロックに分割された後、前記分割
された各ブロックのシンボル列がＮ個の並列シンボルに
変換される。このＮ個の並列シンボルは逆高速フーリエ
変換(inverse fast fouriertransform)により各々相異
なる周波数を有する副搬送波を用いて多重化された後に
加算されチャンネルを通して伝送される。すなわち、Ｎ
個の並列シンボルを一つの単位ブロックとして定義し、
単位ブロックの各副搬送波は相互直交性を有するように
して副チャンネル間の影響を無くす。したがって、従来
の単一搬送波伝送方式に比べると、同一なシンボル伝送
率を保ちながらもシンボル周期を副チャンネル数(Ｎ)だ
け増加させることができるので、多重経路フェージング
によるシンボル間の干渉を減らし得る。特に、伝送され
るシンボルの間に保護区間(GuardInterval：ＧＩ)を挿
入する場合にはシンボル間の干渉を更に減らし得るの
で、チャンネル等化器の構造が非常に簡単化される長所
もある。かつ、ＯＦＤＭ方式は従来のＦＤＭ(frequency
division multiplexing)方式とは異なり各副チャンネ
ルのスペクトルが相互重畳される特性があるため、帯域
効率が高くスペクトルの形態が四角波状で電力が各周波
数帯域に均一に分布して同一チャンネル干渉に強い長所
もある。このようなＯＦＤＭ方式によく結合される変調
方法としてはＰＡＭ(pulse amplitude modulation)、Ｆ
ＳＫ(frequency shift keying)、ＰＳＫ(phase shift k
eying)、ＱＡＭ(quadrature amplitude modulation)な
どがある。
【０００４】図１は一般的なＯＦＤＭ通信システムにお
いて保護区間を含んで伝送されるシンボルのフォーマッ
ト図である。送信側から伝送されたシンボルは有効区間
(Useful Part)と保護区間(Guard Interval：ＧＩ)とか
ら構成される。有効区間は有効なＯＦＤＭサンプルが伝
送される区間であり、この有効区間の前端に保護区間が
挿入されて、ＯＦＤＭサンプルをシンボル単位で区分す
るようになる。この保護区間では有効区間内の下位に位
置した一部のサンプルを複写して用いる。
いて保護区間を含んで伝送されるシンボルのフォーマッ
ト図である。送信側から伝送されたシンボルは有効区間
(Useful Part)と保護区間(Guard Interval：ＧＩ)とか
ら構成される。有効区間は有効なＯＦＤＭサンプルが伝
送される区間であり、この有効区間の前端に保護区間が
挿入されて、ＯＦＤＭサンプルをシンボル単位で区分す
るようになる。この保護区間では有効区間内の下位に位
置した一部のサンプルを複写して用いる。
【０００５】図２は保護区間を挿入してシンボル間の干
渉を取り除くことを説明するための図面である。図２に
示したように、連続する有効区間の間に保護区間が挿入
されることにより、受信された信号はエコー信号による
影響を受けなくなる。すなわち、保護区間より短い多重
経路によるシンボル間の干渉を取り除くことができる。
渉を取り除くことを説明するための図面である。図２に
示したように、連続する有効区間の間に保護区間が挿入
されることにより、受信された信号はエコー信号による
影響を受けなくなる。すなわち、保護区間より短い多重
経路によるシンボル間の干渉を取り除くことができる。
【０００６】以上、前述したようにＯＦＤＭ方式では、
保護区間を伝送シンボルの間に挿入することにより、多
重経路フェージングにより発生する隣接シンボル間の干
渉を取り除くことはできるが、シンボル内の干渉を取り
除くことは困難であった。したがって、ＯＦＤＭ通信シ
ステムの受信側ではシンボル内のサンプル間の干渉を取
り除き得る特別なチャンネル等化器を必要とする。この
チャンネル等化器ではシンボル内の各サンプルが相異な
る副搬送波を有しているため、変化するチャンネル状況
に応じて歪曲程度を検知してこれを取り除くべきであ
る。
保護区間を伝送シンボルの間に挿入することにより、多
重経路フェージングにより発生する隣接シンボル間の干
渉を取り除くことはできるが、シンボル内の干渉を取り
除くことは困難であった。したがって、ＯＦＤＭ通信シ
ステムの受信側ではシンボル内のサンプル間の干渉を取
り除き得る特別なチャンネル等化器を必要とする。この
チャンネル等化器ではシンボル内の各サンプルが相異な
る副搬送波を有しているため、変化するチャンネル状況
に応じて歪曲程度を検知してこれを取り除くべきであ
る。
【０００７】ＯＦＤＭ方式において、効率的なチャンネ
ル等化方法としてはパイロットシンボル挿入(ＰＳＩ)方
法が挙げられ、現在も研究しつつある。パイロットシン
ボル挿入方法においては、送信側から周期的にパイロッ
トシンボルを伝送すると受信側ではパイロットシンボル
が伝送される時期を周知の上に、伝送されたパイロット
シンボルを復号化してチャンネルにより歪曲された程度
を推定する。そして、推定値にてチャンネルにより歪曲
された有効データシンボルを補う。
ル等化方法としてはパイロットシンボル挿入(ＰＳＩ)方
法が挙げられ、現在も研究しつつある。パイロットシン
ボル挿入方法においては、送信側から周期的にパイロッ
トシンボルを伝送すると受信側ではパイロットシンボル
が伝送される時期を周知の上に、伝送されたパイロット
シンボルを復号化してチャンネルにより歪曲された程度
を推定する。そして、推定値にてチャンネルにより歪曲
された有効データシンボルを補う。
【０００８】ここで、効率的なチャンネル推定のための
パイロットシンボルを挿入する方法を考えてみると、パ
イロットシンボル数が増加するほど有効データシンボル
の伝送率は減少するために、少数のパイロットシンボル
を用い、高精度のチャンネル推定を行わなければならな
い。これに対しては多様な挿入方法が提示されており、
図３に基づき更に詳細に説明することにする。
パイロットシンボルを挿入する方法を考えてみると、パ
イロットシンボル数が増加するほど有効データシンボル
の伝送率は減少するために、少数のパイロットシンボル
を用い、高精度のチャンネル推定を行わなければならな
い。これに対しては多様な挿入方法が提示されており、
図３に基づき更に詳細に説明することにする。
【０００９】図３（ａ）、図３（ｂ）は一般的なパイロ
ットシンボル挿入方法によるチャンネル等化方法を説明
するためのフレーム構造図である。ここで、Ｈ(ｎ,ｋ)
はｎ番目のシンボル内のｋ番目のサンプルに対する伝達
関数を示すものである。
ットシンボル挿入方法によるチャンネル等化方法を説明
するためのフレーム構造図である。ここで、Ｈ(ｎ,ｋ)
はｎ番目のシンボル内のｋ番目のサンプルに対する伝達
関数を示すものである。
【００１０】図３（ａ）は時間軸に沿って一つのシンボ
ル内のすべてのサンプルにパイロットセルを割り当てる
構造図である。すなわち、時間軸に沿ってＴ番目のシン
ボル毎にパイロットセルを挿入して伝送するが、ここで
はＴ＝１６番目のシンボル毎にパイロットシンボルを挿
入した。この方法で大事なのは時変チャンネルの変化を
どれほど速く付いていくかを決定するＴパラメータの選
択である。この方法ではパイロットシンボル(ｎ)とパイ
ロットシンボル(ｎ＋Ｔ)に対するチャンネル伝達関数
(Ｈ(ｎ,ｋ),Ｈ(ｎ＋Ｔ,ｋ))を用いて、両パイロットシ
ンボル間の(Ｔ・１)個の有効シンボルのチャンネル伝達
関数を補間(interpolation)により推定する。この際、
(Ｔ-１)個のデータサンプルを格納すべきなので、メモ
リのコストが上昇する問題点がある。
ル内のすべてのサンプルにパイロットセルを割り当てる
構造図である。すなわち、時間軸に沿ってＴ番目のシン
ボル毎にパイロットセルを挿入して伝送するが、ここで
はＴ＝１６番目のシンボル毎にパイロットシンボルを挿
入した。この方法で大事なのは時変チャンネルの変化を
どれほど速く付いていくかを決定するＴパラメータの選
択である。この方法ではパイロットシンボル(ｎ)とパイ
ロットシンボル(ｎ＋Ｔ)に対するチャンネル伝達関数
(Ｈ(ｎ,ｋ),Ｈ(ｎ＋Ｔ,ｋ))を用いて、両パイロットシ
ンボル間の(Ｔ・１)個の有効シンボルのチャンネル伝達
関数を補間(interpolation)により推定する。この際、
(Ｔ-１)個のデータサンプルを格納すべきなので、メモ
リのコストが上昇する問題点がある。
【００１１】図３（ｂ）は周波数軸に沿ってシンボル内
では１６番目のサンプル毎に、隣接したシンボル間には
４サンプル毎にパイロットセルを割り当て、時間軸に沿
って４(Ｔ)シンボル毎に周期的に繰り返して挿入される
構造である。この構造はサンプリング理論を適用して最
小限のパイロットセルを用い、ドップラー現象に強い特
性を持たせたものである。図３（ｂ）の構造は図３
（ａ）に比べてパイロット挿入周期が短くてＴ−１＝３
シンボルのみを格納するので、少量のメモリが所要され
る。したがって、ハードウエア的に補間適用が可能で、
実際にＳＴＥＲＮＥ装備に適用された。かつ、有効デー
タシンボルより高電力のブースト(boosted)パイロット
セルを用いてノイズの影響を減らすことにより、高精度
にチャンネルを推定することができる。
では１６番目のサンプル毎に、隣接したシンボル間には
４サンプル毎にパイロットセルを割り当て、時間軸に沿
って４(Ｔ)シンボル毎に周期的に繰り返して挿入される
構造である。この構造はサンプリング理論を適用して最
小限のパイロットセルを用い、ドップラー現象に強い特
性を持たせたものである。図３（ｂ）の構造は図３
（ａ）に比べてパイロット挿入周期が短くてＴ−１＝３
シンボルのみを格納するので、少量のメモリが所要され
る。したがって、ハードウエア的に補間適用が可能で、
実際にＳＴＥＲＮＥ装備に適用された。かつ、有効デー
タシンボルより高電力のブースト(boosted)パイロット
セルを用いてノイズの影響を減らすことにより、高精度
にチャンネルを推定することができる。
【００１２】前記図３（ａ）及び図３（ｂ）に示された
一般的なチャンネル等化方法はシンボル別に幾つかのサ
ンプル(副搬送波チャンネル)にパイロットセルを周期的
に挿入し、前記パイロットセルを用いてそのチャンネル
の伝達関数を求めた後、補間方法に頼って残りのチャン
ネルの伝達関数を推定した。しかしながら、ＯＦＤＭ信
号に対する補間による推定方法はチャンネルの急な変化
に適応的に対処できない問題点があった。
一般的なチャンネル等化方法はシンボル別に幾つかのサ
ンプル(副搬送波チャンネル)にパイロットセルを周期的
に挿入し、前記パイロットセルを用いてそのチャンネル
の伝達関数を求めた後、補間方法に頼って残りのチャン
ネルの伝達関数を推定した。しかしながら、ＯＦＤＭ信
号に対する補間による推定方法はチャンネルの急な変化
に適応的に対処できない問題点があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は前記の問題点
を解決するために案出されたものであり、ＯＦＤＭ受信
器においてＯＦＤＭ変調され伝送された信号をパイロッ
ト信号にてチャンネルの変化に応じて適応的に等化させ
ることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取り除く
ための適応チャンネル等化器を提供するにその目的があ
る。
を解決するために案出されたものであり、ＯＦＤＭ受信
器においてＯＦＤＭ変調され伝送された信号をパイロッ
ト信号にてチャンネルの変化に応じて適応的に等化させ
ることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取り除く
ための適応チャンネル等化器を提供するにその目的があ
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
にＯＦＤＭ受信器において本発明による適応チャンネル
等化器は、受信された同位相チャンネル信号及び直角位
相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及
び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗
算信号と第１直角位相複素乗算信号を出力する第１複素
乗算器と、基準信号を発生させる基準信号発生器と、前
記第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号
及び前記基準信号から位相エラーを計算し、同位相エラ
ー信号と直角位相エラー信号を出力するエラー計算器
と、前記受信された同位相チャンネル信号及び直角位相
チャンネル信号を所定時間だけ遅延させて同位相遅延信
号と直角位相遅延信号を出力する遅延器と、前記同位相
遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御して同位相利
得制御信号と直角位相利得制御信号を出力する利得制御
器と、前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び
前記同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力
されて複素乗算を行い第２同位相複素乗算信号と第２直
角位相複素乗算信号を出力する第２複素乗算器と、前記
第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号及
び同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号の
係数値を入力されて各々加算した後、更新された同位相
係数値及び直角位相係数値を出力する加算器と、書込み
アドレス信号と読出アドレス信号を発生させるアドレス
発生器と、前記書込みアドレス信号に応じて前記更新さ
れた同位相及び直角位相係数値を格納し、前記読出アド
レス信号に応じて格納されていた前記更新された係数値
を出力する格納部と、初期係数値を発生する初期係数値
発生器と、シンボル同期信号に応じて選択信号を発生す
るための選択信号発生器と、前記選択信号に応じて前記
初期係数値と前記格納手段からの更新された係数値を選
択的に出力するための多重化部とから構成されたことを
特徴とする。
にＯＦＤＭ受信器において本発明による適応チャンネル
等化器は、受信された同位相チャンネル信号及び直角位
相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及
び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗
算信号と第１直角位相複素乗算信号を出力する第１複素
乗算器と、基準信号を発生させる基準信号発生器と、前
記第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号
及び前記基準信号から位相エラーを計算し、同位相エラ
ー信号と直角位相エラー信号を出力するエラー計算器
と、前記受信された同位相チャンネル信号及び直角位相
チャンネル信号を所定時間だけ遅延させて同位相遅延信
号と直角位相遅延信号を出力する遅延器と、前記同位相
遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御して同位相利
得制御信号と直角位相利得制御信号を出力する利得制御
器と、前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び
前記同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力
されて複素乗算を行い第２同位相複素乗算信号と第２直
角位相複素乗算信号を出力する第２複素乗算器と、前記
第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号及
び同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号の
係数値を入力されて各々加算した後、更新された同位相
係数値及び直角位相係数値を出力する加算器と、書込み
アドレス信号と読出アドレス信号を発生させるアドレス
発生器と、前記書込みアドレス信号に応じて前記更新さ
れた同位相及び直角位相係数値を格納し、前記読出アド
レス信号に応じて格納されていた前記更新された係数値
を出力する格納部と、初期係数値を発生する初期係数値
発生器と、シンボル同期信号に応じて選択信号を発生す
るための選択信号発生器と、前記選択信号に応じて前記
初期係数値と前記格納手段からの更新された係数値を選
択的に出力するための多重化部とから構成されたことを
特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を添付し
た図面に基づき更に詳細に説明する。
た図面に基づき更に詳細に説明する。
【００１６】まず、チャンネル等化時に基準信号として
用いられるパイロットセルとしては、分散パイロットセ
ル(ＳＰＣ)、連続パイロット搬送波(ＣＰＣ)、伝送パラ
メータ信号パイロット(ＴＰＳ)などがある。このような
パイロットセルはフレーム同期、周波数同期、時間同
期、チャンネル推定、伝送モード識別に用いられ、位相
ノイズなどを追跡する時にも用いられる。前記パイロッ
トセルは伝送されるデータと共にＯＦＤＭフレーム内に
含まれるが、この際受信側に伝送された基準情報値は既
知値である。前記基準情報が含まれたセルは“ブースト
(boosted)”電力レベル、すなわち伝送データレベルの
約１.４倍程度の電力レベルを有して伝送される。本発
明の望ましい一実施形態では多数のパイロットセルのう
ち分散パイロットセル(ＳＰＣ)を基準信号として用いる
ことにする。
用いられるパイロットセルとしては、分散パイロットセ
ル(ＳＰＣ)、連続パイロット搬送波(ＣＰＣ)、伝送パラ
メータ信号パイロット(ＴＰＳ)などがある。このような
パイロットセルはフレーム同期、周波数同期、時間同
期、チャンネル推定、伝送モード識別に用いられ、位相
ノイズなどを追跡する時にも用いられる。前記パイロッ
トセルは伝送されるデータと共にＯＦＤＭフレーム内に
含まれるが、この際受信側に伝送された基準情報値は既
知値である。前記基準情報が含まれたセルは“ブースト
(boosted)”電力レベル、すなわち伝送データレベルの
約１.４倍程度の電力レベルを有して伝送される。本発
明の望ましい一実施形態では多数のパイロットセルのう
ち分散パイロットセル(ＳＰＣ)を基準信号として用いる
ことにする。
【００１７】一方、ＯＦＤＭフレーム構造を見てみる
と、伝送された信号はフレームから構成され、この際各
々のフレームは６８個のＯＦＤＭシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)
からなる。そして、各々のシンボルは８Ｋ ＦＦＴモー
ドの場合には副搬送波数ｋ＝６８１７からなり、２Ｋ
ＦＦＴモードの場合にはｋ＝１７０５からなる。
と、伝送された信号はフレームから構成され、この際各
々のフレームは６８個のＯＦＤＭシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)
からなる。そして、各々のシンボルは８Ｋ ＦＦＴモー
ドの場合には副搬送波数ｋ＝６８１７からなり、２Ｋ
ＦＦＴモードの場合にはｋ＝１７０５からなる。
【００１８】図４は欧州ＤＴＴＢスペックの分散パイロ
ットセルの挿入位置を示すためのＯＦＤＭ伝送フレーム
の構造図である。ｋmin＝０〜ｋmax＝１７０４は２Ｋ
ＦＦＴモードのサンプル数(＝副搬送波数)を示し、Ｓ0,
Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3,…,Ｓ67は各々シンボルを示す。そして、
“data”は実際の情報が入っている有効データを示し、
“ＳＰＣ”はブーストパイロットである分散パイロット
セルを示す。一つのシンボル内の分散パイロットセルは
１２サンプル毎に繰り返され、一つのシンボル内の分散
パイロットセルと隣接した他のシンボル内の分散パイロ
ットセルは３サンプルずつ異なるように分布している。
かつ、シンボル順番に応じて“モジュロ４”演算してそ
の値が“０”になるシンボル、すなわち四番目のシンボ
ル(Ｓ64,Ｓ0,Ｓ4,…)の最後のサンプル(ｋmax)毎に分散
パイロットセル(ＳＰＣ)が分布している。
ットセルの挿入位置を示すためのＯＦＤＭ伝送フレーム
の構造図である。ｋmin＝０〜ｋmax＝１７０４は２Ｋ
ＦＦＴモードのサンプル数(＝副搬送波数)を示し、Ｓ0,
Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3,…,Ｓ67は各々シンボルを示す。そして、
“data”は実際の情報が入っている有効データを示し、
“ＳＰＣ”はブーストパイロットである分散パイロット
セルを示す。一つのシンボル内の分散パイロットセルは
１２サンプル毎に繰り返され、一つのシンボル内の分散
パイロットセルと隣接した他のシンボル内の分散パイロ
ットセルは３サンプルずつ異なるように分布している。
かつ、シンボル順番に応じて“モジュロ４”演算してそ
の値が“０”になるシンボル、すなわち四番目のシンボ
ル(Ｓ64,Ｓ0,Ｓ4,…)の最後のサンプル(ｋmax)毎に分散
パイロットセル(ＳＰＣ)が分布している。
【００１９】図５はＯＦＤＭ受信器において本発明の一
実施形態による適応チャンネル等化器を示したブロック
図であり、第１複素乗算部５１１、基準信号発生部５１
２、エラー計算部５１３、遅延部５１４、利得制御部５
１５、第２複素乗算部５１６、加算部５１７、アドレス
発生部５１８、格納部５１９、選択信号発生部５２０、
初期係数値発生部５２１及び多重化部５２２から構成さ
れる。
実施形態による適応チャンネル等化器を示したブロック
図であり、第１複素乗算部５１１、基準信号発生部５１
２、エラー計算部５１３、遅延部５１４、利得制御部５
１５、第２複素乗算部５１６、加算部５１７、アドレス
発生部５１８、格納部５１９、選択信号発生部５２０、
初期係数値発生部５２１及び多重化部５２２から構成さ
れる。
【００２０】第１複素乗算部５１１は受信された同位相
チャンネル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(Ｘ
Ｑ)を入力され、フィードバックされた同位相チャンネ
ル信号のフィルタリング係数値(ＷＩ)及び直角位相チャ
ンネル信号のフィルタリング係数値(ＷＱ)を入力されて
複素乗算を行った後、第１同位相複素乗算信号(ＣI Ｘ
Ｉ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号
(ＣIＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。第１複素
乗算部５１１の出力信号は同期回路(図示せず)とエラー
計算部５１３に入力される。
チャンネル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(Ｘ
Ｑ)を入力され、フィードバックされた同位相チャンネ
ル信号のフィルタリング係数値(ＷＩ)及び直角位相チャ
ンネル信号のフィルタリング係数値(ＷＱ)を入力されて
複素乗算を行った後、第１同位相複素乗算信号(ＣI Ｘ
Ｉ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号
(ＣIＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。第１複素
乗算部５１１の出力信号は同期回路(図示せず)とエラー
計算部５１３に入力される。
【００２１】基準信号発生部５１２は基準信号(ＲＩ)で
あるパイロット信号、ここでは分散パイロットセル(Ｓ
ＰＣ)信号を発生させてエラー計算部５１３に出力す
る。
あるパイロット信号、ここでは分散パイロットセル(Ｓ
ＰＣ)信号を発生させてエラー計算部５１３に出力す
る。
【００２２】エラー計算部５１３は第１複素乗算部５１
１から出力される第１同位相複素乗算信号(ＣI ＸＩ＝
ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(ＣI
ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を入力され、基準信号発生
部５１２から出力される基準信号(ＲＩ)を入力されてエ
ラーを計算した後、同位相エラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−
ＲＩ)と直角位相エラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)を出力す
る。ここで、基準信号として用いられるパイロット値は
送信側でＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方
法にで変調された信号であり、“±１(実数)”と“０
(虚数)”値で表現される。すなわち、同位相のエラー信
号(ＥＩ)はチャンネルを通過した基準信号(ＣＲＩ)で基
準信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)を減算した結
果であり、直角位相のエラー信号(ＥＱ)は虚数値が
“０”なのでチャンネルを通過した値(ＣＲＱ)自体にな
る。
１から出力される第１同位相複素乗算信号(ＣI ＸＩ＝
ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(ＣI
ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を入力され、基準信号発生
部５１２から出力される基準信号(ＲＩ)を入力されてエ
ラーを計算した後、同位相エラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−
ＲＩ)と直角位相エラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)を出力す
る。ここで、基準信号として用いられるパイロット値は
送信側でＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方
法にで変調された信号であり、“±１(実数)”と“０
(虚数)”値で表現される。すなわち、同位相のエラー信
号(ＥＩ)はチャンネルを通過した基準信号(ＣＲＩ)で基
準信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)を減算した結
果であり、直角位相のエラー信号(ＥＱ)は虚数値が
“０”なのでチャンネルを通過した値(ＣＲＱ)自体にな
る。
【００２３】遅延部５１４は受信された同位相チャンネ
ル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を入力
されて所定時間だけ遅延させた後、同位相遅延信号(Ｄ
ＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を出力する。
ル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を入力
されて所定時間だけ遅延させた後、同位相遅延信号(Ｄ
ＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を出力する。
【００２４】利得制御部５１５は同位相遅延信号(ＤＸ
Ｉ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を入力されて同位相利
得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸ
Ｑ)を出力する。ここで、利得に当たる等化収束定数
(μ)は等化器の安定した収束のために必要であり、一般
に等化収束定数(μ)が大きければ等化器の速い収束を補
い得るが発散する可能性が高く、等化収束定数(μ)が小
さければ収束速度が遅くなる。したがって、等化収束定
数(μ)の適宜な選択は大事な問題であり、本発明の一実
施形態ではハードウエアを容易に具現するために２nの
近似値で表現することができる。
Ｉ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を入力されて同位相利
得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸ
Ｑ)を出力する。ここで、利得に当たる等化収束定数
(μ)は等化器の安定した収束のために必要であり、一般
に等化収束定数(μ)が大きければ等化器の速い収束を補
い得るが発散する可能性が高く、等化収束定数(μ)が小
さければ収束速度が遅くなる。したがって、等化収束定
数(μ)の適宜な選択は大事な問題であり、本発明の一実
施形態ではハードウエアを容易に具現するために２nの
近似値で表現することができる。
【００２５】第２複素乗算部５１６は同位相と直角位相
のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ,ＥＱ＝ＣＲＱ)及び
同位相と直角位相の利得制御信号(μＤＸＩ,μＤＸＱ)
を入力されて複素乗算を行った後、第２同位相複素乗算
信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第
２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−
ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ,ＥＱ＝ＣＲＱ)及び
同位相と直角位相の利得制御信号(μＤＸＩ,μＤＸＱ)
を入力されて複素乗算を行った後、第２同位相複素乗算
信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第
２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−
ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
【００２６】加算部５１７は第２複素乗算部５１６から
の第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ
＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ
＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び多重化部５２
２から出力されるフィルタリング係数値を入力されて加
算した後、更新された同位相フィルタリング係数値(Ｗ
Ｉ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋Ｃ2ＥＩ＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・
ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と更新された直角位相フィルタ
リング係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋Ｃ2ＥＱ＝ＷＱ
(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
の第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ
＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ
＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び多重化部５２
２から出力されるフィルタリング係数値を入力されて加
算した後、更新された同位相フィルタリング係数値(Ｗ
Ｉ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋Ｃ2ＥＩ＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・
ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と更新された直角位相フィルタ
リング係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋Ｃ2ＥＱ＝ＷＱ
(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
【００２７】アドレス発生部５１８は書込みアドレス信
号(write)と読出アドレス信号(read)を生成する。
号(write)と読出アドレス信号(read)を生成する。
【００２８】格納部５１９は書込みアドレス信号に応じ
て更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋１)、ＷＱ(ｎ＋１))を格
納し、格納されていた更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋
１)、ＷＱ(ｎ＋１))は読出アドレス信号に応じて読出さ
れる。
て更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋１)、ＷＱ(ｎ＋１))を格
納し、格納されていた更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋
１)、ＷＱ(ｎ＋１))は読出アドレス信号に応じて読出さ
れる。
【００２９】選択信号発生部５２０はシンボル同期信号
に応じて選択信号を発生する。すなわち、等化器を初期
に動作させると係数値が存在しないので、最初の四つの
シンボルが通過するまでは初期係数値(“１”と“０”)
を選択できるように選択信号を“ロー(０)”に出力し、
最初の四つのシンボルがすべて通過すれば更新された係
数値を選択できるように選択信号を“ハイ(１)”に出力
する。
に応じて選択信号を発生する。すなわち、等化器を初期
に動作させると係数値が存在しないので、最初の四つの
シンボルが通過するまでは初期係数値(“１”と“０”)
を選択できるように選択信号を“ロー(０)”に出力し、
最初の四つのシンボルがすべて通過すれば更新された係
数値を選択できるように選択信号を“ハイ(１)”に出力
する。
【００３０】初期係数値発生部５２１は初期係数値“１
(実数)”と“０(虚数)”を発生する。
(実数)”と“０(虚数)”を発生する。
【００３１】多重化部５２２は選択信号発生部５２０か
らの選択信号に応じて初期係数値発生部５２１からの初
期係数値(“１”と“０”)と格納部５１９からの更新さ
れた係数値のうち一つの係数値を選択して第１複素乗算
部５１１と加算部５１７にフィードバックさせる。この
際、最初の四つのシンボル値はチャンネルを通じて伝送
された信号をそのまま通過させたものである。
らの選択信号に応じて初期係数値発生部５２１からの初
期係数値(“１”と“０”)と格納部５１９からの更新さ
れた係数値のうち一つの係数値を選択して第１複素乗算
部５１１と加算部５１７にフィードバックさせる。この
際、最初の四つのシンボル値はチャンネルを通じて伝送
された信号をそのまま通過させたものである。
【００３２】図６は図５に示した第１複素乗算部５１１
の細部構成図であり、第１有限衝撃応答(ＦＩＲ)フィル
ター部６１、第２有限衝撃応答フィルター部６２、第３
有限衝撃応答フィルター部６３、第４有限衝撃応答フィ
ルター部６４、加算部６５及び減算部６６から構成され
る。
の細部構成図であり、第１有限衝撃応答(ＦＩＲ)フィル
ター部６１、第２有限衝撃応答フィルター部６２、第３
有限衝撃応答フィルター部６３、第４有限衝撃応答フィ
ルター部６４、加算部６５及び減算部６６から構成され
る。
【００３３】まず、ＯＦＤＭ通信システムでは保護区間
を挿入して多重経路伝送によるシンボル間の干渉を取り
除くので、シンボル内のサンプル間の干渉を取り除くた
めの本発明では適応チャンネル等化器を構成する第１複
素乗算部５１１は１タップフィルターから構成される。
すなわち、第１複素乗算部５１１を構成する第１乃至第
４有限衝撃応答フィルター部６１〜６４は各々１タップ
フィルターである。
を挿入して多重経路伝送によるシンボル間の干渉を取り
除くので、シンボル内のサンプル間の干渉を取り除くた
めの本発明では適応チャンネル等化器を構成する第１複
素乗算部５１１は１タップフィルターから構成される。
すなわち、第１複素乗算部５１１を構成する第１乃至第
４有限衝撃応答フィルター部６１〜６４は各々１タップ
フィルターである。
【００３４】第１有限衝撃応答フィルター部６１は受信
された同位相チャンネルの信号(ＸＩ)と同位相チャンネ
ルの係数値(ＷＩ)を入力されてフィルタリングを行った
後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)を出力する。
第２有限衝撃応答フィルター部６２は受信された同位相
チャンネルの信号(ＸＩ)と直角位相チャンネルの係数値
(ＷＱ)を入力されてフィルタリングを行った後、第２フ
ィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)を出力する。第３有限衝
撃応答フィルター部６３は受信された直角位相チャンネ
ルの信号(ＸＱ)と直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)を
入力されてフィルタリングを行った後、第３フィルタリ
ング信号(ＸＱ・ＷＱ)を出力する。第４有限衝撃応答フ
ィルター部６４は受信された直角位相チャンネルの信号
(ＸＱ)と同位相チャンネルの係数値(ＷＩ)を入力されて
フィルタリングを行った後、第４フィルタリング信号
(ＸＱ・ＷＩ)を出力する。
された同位相チャンネルの信号(ＸＩ)と同位相チャンネ
ルの係数値(ＷＩ)を入力されてフィルタリングを行った
後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)を出力する。
第２有限衝撃応答フィルター部６２は受信された同位相
チャンネルの信号(ＸＩ)と直角位相チャンネルの係数値
(ＷＱ)を入力されてフィルタリングを行った後、第２フ
ィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)を出力する。第３有限衝
撃応答フィルター部６３は受信された直角位相チャンネ
ルの信号(ＸＱ)と直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)を
入力されてフィルタリングを行った後、第３フィルタリ
ング信号(ＸＱ・ＷＱ)を出力する。第４有限衝撃応答フ
ィルター部６４は受信された直角位相チャンネルの信号
(ＸＱ)と同位相チャンネルの係数値(ＷＩ)を入力されて
フィルタリングを行った後、第４フィルタリング信号
(ＸＱ・ＷＩ)を出力する。
【００３５】加算部６５は第１有限衝撃応答フィルター
部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)と第
３有限衝撃応答フィルター部６３からの第３フィルタリ
ング信号(ＸＱ・ＷＱ)を入力されて加算した後、その加
算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)を出力する。減
算部６６は第２有限衝撃応答フィルター部６２からの第
２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)と第４有限衝撃応答
フィルター部６４からの第４フィルタリング信号(ＸＱ
・ＷＩ)を入力されて減算した後、その減算信号(Ｃ1Ｘ
Ｑ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。
部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)と第
３有限衝撃応答フィルター部６３からの第３フィルタリ
ング信号(ＸＱ・ＷＱ)を入力されて加算した後、その加
算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)を出力する。減
算部６６は第２有限衝撃応答フィルター部６２からの第
２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)と第４有限衝撃応答
フィルター部６４からの第４フィルタリング信号(ＸＱ
・ＷＩ)を入力されて減算した後、その減算信号(Ｃ1Ｘ
Ｑ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。
【００３６】図７（ａ）乃至図７（ｇ）は図５に示した
適応チャンネル等化器で用いられる信号の波形図であ
り、図７（ａ）はフレーム同期信号を示す。この際、一
つのフレームは６８個のシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)からな
る。図７（ｂ）はシンボル同期信号を示し、この際一つ
のシンボルは２５６０個の副搬送波、すなわち有効区間
“２０４８”と保護区間“５１２”からなる。図７
（ｃ）は一番目のシンボル(Ｓ0)の分散パイロットセル
(ＳＰＣ)信号、図７（ｄ）は二番目のシンボル(Ｓ1)の
分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｅ）は三番目
のシンボル(Ｓ2)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、
図７（ｆ）は四番目のシンボル(Ｓ3)の分散パイロット
セル(ＳＰＣ)信号を各々示す。図７（ｇ）は多重化部５
２２(図６参照)に入力される選択信号を示す。ここで、
図４を参照して図７（ｃ）乃至図７（ｆ）を説明する
と、一つのシンボル内で連続する分散パイロットセル信
号間の差は１２サンプルで、隣接したシンボル間の分散
パイロットセル信号間の差は３サンプルである。
適応チャンネル等化器で用いられる信号の波形図であ
り、図７（ａ）はフレーム同期信号を示す。この際、一
つのフレームは６８個のシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)からな
る。図７（ｂ）はシンボル同期信号を示し、この際一つ
のシンボルは２５６０個の副搬送波、すなわち有効区間
“２０４８”と保護区間“５１２”からなる。図７
（ｃ）は一番目のシンボル(Ｓ0)の分散パイロットセル
(ＳＰＣ)信号、図７（ｄ）は二番目のシンボル(Ｓ1)の
分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｅ）は三番目
のシンボル(Ｓ2)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、
図７（ｆ）は四番目のシンボル(Ｓ3)の分散パイロット
セル(ＳＰＣ)信号を各々示す。図７（ｇ）は多重化部５
２２(図６参照)に入力される選択信号を示す。ここで、
図４を参照して図７（ｃ）乃至図７（ｆ）を説明する
と、一つのシンボル内で連続する分散パイロットセル信
号間の差は１２サンプルで、隣接したシンボル間の分散
パイロットセル信号間の差は３サンプルである。
【００３７】それでは、図４乃至図７に基づき本発明の
一実施形態による適応チャンネル等化器の動作を更に詳
細に説明する。
一実施形態による適応チャンネル等化器の動作を更に詳
細に説明する。
【００３８】図５を参照すると、初期にＯＦＤＭ受信器
の電源が“オン”されると、シンボル同期信号(図７
（ｂ）参照)とリセット信号が選択信号発生部５２０に
入力される。選択信号発生部５２０では入力されたシン
ボル同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントし、四つのシ
ンボル(Ｓ0,Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3)がすべて入力されるまで“ロ
ー”の選択信号(図７（ｇ）参照)を多重化部５２２に供
給する。多重化部５２２では“ロー”の選択信号に応じ
て初期係数値発生部５１１からの初期係数値“１(実
数)”と“０(虚数)”を選択するようになる。すなわ
ち、等化器を作動させた初期には更新された係数値が存
在しないために、更新された係数値が選択されず初期係
数値が選択される。多重化部５２２で選択された初期係
数値“１”は同位相チャンネルの係数値(Ｗ１)の代りに
第１複素乗算部５１１に供給され、多重化部５２２から
選択されたもう一つ別の初期係数値“０”は直角位相チ
ャンネルの係数値(ＷＱ)の代りに第１複素乗算部５１１
に供給される。一方、チャンネルを通して受信された同
位相チャンネル信号(ＷＩ)と直角位相チャンネル信号
(ＸＱ)が第１複素乗算部５１１に入力される。
の電源が“オン”されると、シンボル同期信号(図７
（ｂ）参照)とリセット信号が選択信号発生部５２０に
入力される。選択信号発生部５２０では入力されたシン
ボル同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントし、四つのシ
ンボル(Ｓ0,Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3)がすべて入力されるまで“ロ
ー”の選択信号(図７（ｇ）参照)を多重化部５２２に供
給する。多重化部５２２では“ロー”の選択信号に応じ
て初期係数値発生部５１１からの初期係数値“１(実
数)”と“０(虚数)”を選択するようになる。すなわ
ち、等化器を作動させた初期には更新された係数値が存
在しないために、更新された係数値が選択されず初期係
数値が選択される。多重化部５２２で選択された初期係
数値“１”は同位相チャンネルの係数値(Ｗ１)の代りに
第１複素乗算部５１１に供給され、多重化部５２２から
選択されたもう一つ別の初期係数値“０”は直角位相チ
ャンネルの係数値(ＷＱ)の代りに第１複素乗算部５１１
に供給される。一方、チャンネルを通して受信された同
位相チャンネル信号(ＷＩ)と直角位相チャンネル信号
(ＸＱ)が第１複素乗算部５１１に入力される。
【００３９】第１複素乗算部５１１において、第１有限
衝撃応答フィルター部６１では同位相チャンネル信号
(ＸＩ)を初期係数値“１”にてフィルタリングし、その
結果同位相チャンネル信号(ＸＩ)を出力する。かつ、第
３有限衝撃応答フィルター部６３では直角位相チャンネ
ル信号(ＸＱ)を初期係数値“０”にてフィルタリング
し、その結果“０”を出力する。なお、第２有限衝撃応
答フィルター部６２では同位相チャンネル信号(ＸＩ)を
初期係数値“０”にてフィルタリングし、その結果
“０”を出力する。更に、第４有限衝撃応答フィルター
部６４では直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を初期係数値
“１”にてフィルタリングし、その結果直角位相チャン
ネル信号(ＸＱ)を出力する。加算部６５では第１有限衝
撃応答フィルター部６１からの出力信号(ＸＩ)と第３有
限衝撃応答フィルター部６３からの出力信号(“０”)を
加算し、この際に加算された信号(Ｃ1ＸＩ)は受信され
た同位相チャンネル信号(ＸＩ)と同一である。減算部６
６では第４有限衝撃応答フィルター部６４からの出力信
号(ＸＱ)で第２有限衝撃応答フィルター部６２からの出
力信号(“０”)を減算し、この際に減算された信号(Ｃ1
ＸＱ)は受信された直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同
一である。したがって、第１複素乗算部５１１から出力
される信号は同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チ
ャンネル信号(ＸＱ)になる。
衝撃応答フィルター部６１では同位相チャンネル信号
(ＸＩ)を初期係数値“１”にてフィルタリングし、その
結果同位相チャンネル信号(ＸＩ)を出力する。かつ、第
３有限衝撃応答フィルター部６３では直角位相チャンネ
ル信号(ＸＱ)を初期係数値“０”にてフィルタリング
し、その結果“０”を出力する。なお、第２有限衝撃応
答フィルター部６２では同位相チャンネル信号(ＸＩ)を
初期係数値“０”にてフィルタリングし、その結果
“０”を出力する。更に、第４有限衝撃応答フィルター
部６４では直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を初期係数値
“１”にてフィルタリングし、その結果直角位相チャン
ネル信号(ＸＱ)を出力する。加算部６５では第１有限衝
撃応答フィルター部６１からの出力信号(ＸＩ)と第３有
限衝撃応答フィルター部６３からの出力信号(“０”)を
加算し、この際に加算された信号(Ｃ1ＸＩ)は受信され
た同位相チャンネル信号(ＸＩ)と同一である。減算部６
６では第４有限衝撃応答フィルター部６４からの出力信
号(ＸＱ)で第２有限衝撃応答フィルター部６２からの出
力信号(“０”)を減算し、この際に減算された信号(Ｃ1
ＸＱ)は受信された直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同
一である。したがって、第１複素乗算部５１１から出力
される信号は同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チ
ャンネル信号(ＸＱ)になる。
【００４０】一方、選択信号発生部５２０ではシンボル
同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントして五番目のシン
ボルが入力される時点から“ハイ”の選択信号(図７
（ｇ）)を多重化部５２２に供給する。
同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントして五番目のシン
ボルが入力される時点から“ハイ”の選択信号(図７
（ｇ）)を多重化部５２２に供給する。
【００４１】選択信号発生部５２０からの選択信号が
“ハイ”で多重化部５２２に入力されると、前記多重化
部５２２は格納部５１９から同位相の係数値(ＷＩ)と直
角位相の係数値(ＷＱ)を選択するようになる。前記選択
された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)
は第１複素乗算部５１１と加算部５１７に入力される。
“ハイ”で多重化部５２２に入力されると、前記多重化
部５２２は格納部５１９から同位相の係数値(ＷＩ)と直
角位相の係数値(ＷＱ)を選択するようになる。前記選択
された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)
は第１複素乗算部５１１と加算部５１７に入力される。
【００４２】前記第１複素乗算部５１１では受信された
同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号
及び前記選択された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の
係数値(ＷＱ)を入力される。すなわち、同位相チャンネ
ル信号(ＸＩ)と同位相の係数値(ＷＩ)が第１有限衝撃応
答フィルター部６１に入力されるとフィルタリングが行
われた後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)が出力
され、同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相の係数値
(ＷＱ)が第２有限衝撃応答フィルター部６２に入力され
るとフィルタリングが行われた後、第２フィルタリング
信号(ＸＩ・ＷＱ)が出力され、直角位相チャンネル信号
(ＸＱ)と直角位相の係数値(ＷＱ)が第３有限衝撃応答フ
ィルター部６３に入力されるとフィルタリングが行われ
た後、第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が出力さ
れ、直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同位相の係数値
(ＷＩ)が第４有限衝撃応答フィルター部６４に入力され
るとフィルタリングが行われた後、第４フィルタリング
信号(ＸＱ・ＷＩ)が出力される。前記第１有限衝撃応答
フィルター部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ
・ＷＩ)と前記第３有限衝撃応答フィルター部６３から
の第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が加算部６５に
入力されると加算が行われた後、その加算信号、すなわ
ち第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷ
Ｑ)が出力される。そして、前記第２有限衝撃応答フィ
ルター部６２からの第２フィルタリング信号(ＸＩ・Ｗ
Ｑ)と前記第４有限衝撃応答フィルター部６４からの第
４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)が減算部６６に入力
されると減算が行われた後、その減算信号、すなわち第
１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷ
Ｑ)が出力される。したがって、前記第１複素乗算部５
１１から出力された第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝
ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1
ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)は同期部(図示せず)と後段
のエラー計算部５１３に入力される。
同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号
及び前記選択された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の
係数値(ＷＱ)を入力される。すなわち、同位相チャンネ
ル信号(ＸＩ)と同位相の係数値(ＷＩ)が第１有限衝撃応
答フィルター部６１に入力されるとフィルタリングが行
われた後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)が出力
され、同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相の係数値
(ＷＱ)が第２有限衝撃応答フィルター部６２に入力され
るとフィルタリングが行われた後、第２フィルタリング
信号(ＸＩ・ＷＱ)が出力され、直角位相チャンネル信号
(ＸＱ)と直角位相の係数値(ＷＱ)が第３有限衝撃応答フ
ィルター部６３に入力されるとフィルタリングが行われ
た後、第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が出力さ
れ、直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同位相の係数値
(ＷＩ)が第４有限衝撃応答フィルター部６４に入力され
るとフィルタリングが行われた後、第４フィルタリング
信号(ＸＱ・ＷＩ)が出力される。前記第１有限衝撃応答
フィルター部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ
・ＷＩ)と前記第３有限衝撃応答フィルター部６３から
の第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が加算部６５に
入力されると加算が行われた後、その加算信号、すなわ
ち第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷ
Ｑ)が出力される。そして、前記第２有限衝撃応答フィ
ルター部６２からの第２フィルタリング信号(ＸＩ・Ｗ
Ｑ)と前記第４有限衝撃応答フィルター部６４からの第
４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)が減算部６６に入力
されると減算が行われた後、その減算信号、すなわち第
１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷ
Ｑ)が出力される。したがって、前記第１複素乗算部５
１１から出力された第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝
ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1
ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)は同期部(図示せず)と後段
のエラー計算部５１３に入力される。
【００４３】基準信号発生部５１２で基準信号(ＲＩ)に
当たる分散パイロットセル信号(ＳＰＣ)が出力される
と、その基準信号はエラー計算部５１３に入力される。
前記第１複素乗算部５１１からの第１同位相複素乗算信
号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素
乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)及び前記基準
信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)がエラー計算部
５１３に入力されると、エラーが計算された後、同位相
のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー
信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)が出力される。
当たる分散パイロットセル信号(ＳＰＣ)が出力される
と、その基準信号はエラー計算部５１３に入力される。
前記第１複素乗算部５１１からの第１同位相複素乗算信
号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素
乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)及び前記基準
信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)がエラー計算部
５１３に入力されると、エラーが計算された後、同位相
のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー
信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)が出力される。
【００４４】かつ、受信された同位相チャンネル信号
(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)が遅延部５１４
に入力されて遅延された後、同位相遅延信号(ＤＸＩ)と
直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が出力される。前記同位相遅
延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が利得制御
部５１５に入力されると収束定数(μ)、すなわち利得が
制御された同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利
得制御信号(μＤＸＱ)が出力される。
(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)が遅延部５１４
に入力されて遅延された後、同位相遅延信号(ＤＸＩ)と
直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が出力される。前記同位相遅
延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が利得制御
部５１５に入力されると収束定数(μ)、すなわち利得が
制御された同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利
得制御信号(μＤＸＱ)が出力される。
【００４５】前記エラー計算部５１３からの同位相のエ
ラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー信号
(ＥＱ＝ＣＲＱ)及び前記利得制御部５１５からの同位相
利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤ
ＸＱ)が第２複素乗算部５１６に入力されると、複素乗
算が行われた後、第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ
[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗
算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が
出力される。前記第２複素乗算部５１６からの第２同位
相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・Ｄ
ＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ
・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び前記多重化部５２２から
選択された同位相の係数値(ＷＩ(ｎ))と直角位相の係数
値(ＷＱ(ｎ))が加算部５１７に入力されると、加算が行
われた後、同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ
(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の
更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ
−ＥＩ・ＤＸＱ])が出力される。
ラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー信号
(ＥＱ＝ＣＲＱ)及び前記利得制御部５１５からの同位相
利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤ
ＸＱ)が第２複素乗算部５１６に入力されると、複素乗
算が行われた後、第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ
[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗
算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が
出力される。前記第２複素乗算部５１６からの第２同位
相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・Ｄ
ＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ
・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び前記多重化部５２２から
選択された同位相の係数値(ＷＩ(ｎ))と直角位相の係数
値(ＷＱ(ｎ))が加算部５１７に入力されると、加算が行
われた後、同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ
(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の
更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ
−ＥＩ・ＤＸＱ])が出力される。
【００４６】前記更新された係数値を格納するためにア
ドレス発生部５１８から書込みアドレス信号を発生させ
て格納部５１９に送ると、格納部５１９では前記加算部
５１７から入力された同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋
１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直
角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ
・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を格納する。そして、格納部
５１９から前記更新された係数値を出力するために受信
された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信
号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャ
ンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、アド
レス発生部５１８から読出アドレス信号を発生させて格
納部５１９に送ると、前記格納部５１９に格納されてい
た同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[Ｅ
Ｉ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値
(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・Ｄ
ＸＱ])が多重化部５２２に出力される。結局、多重化部
５２２に入力された更新された係数値は選択信号発生部
５２０の選択信号により選択され再び第１複素乗算部５
１１と加算部５１７にフィードバックされて前述の過程
を繰り返して行う。
ドレス発生部５１８から書込みアドレス信号を発生させ
て格納部５１９に送ると、格納部５１９では前記加算部
５１７から入力された同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋
１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直
角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ
・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を格納する。そして、格納部
５１９から前記更新された係数値を出力するために受信
された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信
号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャ
ンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、アド
レス発生部５１８から読出アドレス信号を発生させて格
納部５１９に送ると、前記格納部５１９に格納されてい
た同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[Ｅ
Ｉ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値
(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・Ｄ
ＸＱ])が多重化部５２２に出力される。結局、多重化部
５２２に入力された更新された係数値は選択信号発生部
５２０の選択信号により選択され再び第１複素乗算部５
１１と加算部５１７にフィードバックされて前述の過程
を繰り返して行う。
【００４７】
【発明の効果】以上、本発明によると、多重搬送波を用
いたＯＦＤＭ受信器において、受信された同位相チャン
ネル信号と直角位相チャンネル信号のフィルタリング係
数値をパイロット信号にて更新することにより、チャン
ネルの急な変化にも適応的に同化することができる。よ
って、シンボル内のサンプル間の干渉を効率よく取り除
き得る。
いたＯＦＤＭ受信器において、受信された同位相チャン
ネル信号と直角位相チャンネル信号のフィルタリング係
数値をパイロット信号にて更新することにより、チャン
ネルの急な変化にも適応的に同化することができる。よ
って、シンボル内のサンプル間の干渉を効率よく取り除
き得る。
【図１】一般的なＯＦＤＭ通信システムにおいて保護区
間を含んで伝送されるシンボルのフォーマット図であ
る。
間を含んで伝送されるシンボルのフォーマット図であ
る。
【図２】一般的なＯＦＤＭ受信器において保護区間を挿
入してシンボル間の干渉を取り除くことを説明するため
の図面である。
入してシンボル間の干渉を取り除くことを説明するため
の図面である。
【図３】Ａ,Ｂは一般的なパイロットシンボル挿入方法
によるチャンネル等化方法を説明するためのフレーム構
造図である。
によるチャンネル等化方法を説明するためのフレーム構
造図である。
【図４】本発明の望ましい一実施形態で基準信号として
用いられる分散パイロットセルを示した図面である。
用いられる分散パイロットセルを示した図面である。
【図５】ＯＦＤＭ受信器において本発明の望ましい実施
形態による適応チャンネル等化器を示したブロック図で
ある。
形態による適応チャンネル等化器を示したブロック図で
ある。
【図６】図５に示した第１複素乗算部の細部構成図であ
る。
る。
【図７】（ａ）乃至（ｇ）は図５に示した適応チャンネ
ル等化器で用いられる各信号の波形図である。
ル等化器で用いられる各信号の波形図である。
５１１ 第１複素乗算部 ５１２ 基準信号発生部 ５１３ エラー計算部 ５１４ 遅延部 ５１５ 利得制御部 ５１６ 第２複素乗算部 ５１７ 加算部 ５１８ アドレス発生部 ５１９ 格納部 ５２０ 選択信号発生部 ５２１ 初期係数値発生部 ５２２ 多重化部
Claims (5)
- 【請求項１】 受信された同位相チャンネル信号及び直
角位相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数
値及び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複
素乗算を行い、第１同位相複素乗算信号と第１直角位相
複素乗算信号を出力する第１複素乗算手段と、 基準信号を発生させる基準信号発生手段と、 前記第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信
号及び前記基準信号を入力されて位相エラーを計算し、
同位相エラー信号と直角位相エラー信号を出力するエラ
ー計算手段と、 前記同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号
を遅延させて同位相遅延信号と直角位相遅延信号を出力
する遅延手段と、 前記同位相遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御し
て同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を出力す
る利得制御手段と、 前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び前記同
位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力されて
複素乗算を行い、第２同位相複素乗算信号と第２直角位
相複素乗算信号を出力する第２複素乗算手段と、 前記第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信
号及び同位相チャンネル信号の係数値と直角位相チャン
ネル信号の係数値を入力されて各々加算し、更新された
同位相係数値と更新された直角位相係数値を出力する加
算手段と、 書込みアドレス信号と読出アドレス信号を出力するアド
レス発生手段と、 前記書込みアドレス信号に応じて前記更新された係数値
を格納し、前記読出アドレス信号に応じて格納されてい
た前記更新された係数値を出力する格納手段と、 シンボル同期信号に応じて選択信号を発生するための選
択信号発生手段と、 初期係数値を発生するための初期係数値発生手段と、 前記選択信号に応じて前記初期係数値と前記格納手段か
らの更新された係数値を選択的に出力するための多重化
手段とから構成されたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の
受信器における適応チャンネル等化器。 - 【請求項２】 前記第１複素乗算手段は、 前記受信された同位相チャンネル信号を前記同位相チャ
ンネルの係数値にてフィルタリングして、第１フィルタ
リング信号を出力する第１有限衝撃応答フィルター部
と、 前記受信された同位相チャンネル信号を前記直角位相チ
ャンネルの係数値にてフィルタリングして、第２フィル
タリング信号を出力する第２有限衝撃応答フィルター部
と、 前記受信された直角位相チャンネル信号を前記直角位相
チャンネルの係数値にてフィルタリングして、第３フィ
ルタリング信号を出力する第３有限衝撃応答フィルター
部と、 前記受信された直角位相チャンネル信号を前記同位相チ
ャンネルの係数値にてフィルタリングして、第４フィル
タリング信号を出力する第４有限衝撃応答フィルター部
と、 前記第１フィルタリング信号と前記第３フィルタリング
信号を加算する加算部と、 前記第４フィルタリング信号から前記第２フィルタリン
グ信号を減算する減算部とからなることを特徴とする請
求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信器における適応チャ
ンネル等化器。 - 【請求項３】 前記第１乃至第４有限衝撃応答フィルタ
ー部は各々１タップのフィルタータップを有することを
特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ方式の受信器にお
ける適応チャンネル等化器。 - 【請求項４】 前記基準信号発生手段から発生する基準
信号は分散パイロットセル信号であることを特徴とする
請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信器における適応チ
ャンネル等化器。 - 【請求項５】 前記選択信号発生手段は、外部から入力
されるシンボル同期信号とリセット信号に応じてシンボ
ルをカウントして四番目のシンボルまでは初期係数値を
選択するための選択信号を、五番目のシンボル以降は更
新された係数値を選択するための選択信号を前記多重化
手段として出力することを特徴とする請求項１に記載の
ＯＦＤＭ方式の受信器における適応チャンネル等化器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019960075561A KR100226698B1 (ko) | 1996-12-28 | 1996-12-28 | 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치 |
| KR1996-75561 | 1996-12-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10209931A true JPH10209931A (ja) | 1998-08-07 |
| JP4557320B2 JP4557320B2 (ja) | 2010-10-06 |
Family
ID=19491932
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36099397A Expired - Fee Related JP4557320B2 (ja) | 1996-12-28 | 1997-12-26 | 直交周波数分割多重化（ｏｆｄｍ）方式を用いるデジタル通信システムにおける適応チャンネル等化器 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5963592A (ja) |
| JP (1) | JP4557320B2 (ja) |
| KR (1) | KR100226698B1 (ja) |
| CN (1) | CN1175638C (ja) |
| DE (1) | DE19758013A1 (ja) |
| FR (1) | FR2758032B1 (ja) |
| GB (1) | GB2320872B (ja) |
| IT (1) | IT1297354B1 (ja) |
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| KR100688510B1 (ko) | 2004-12-20 | 2007-03-02 | 삼성전자주식회사 | 계수 갱신 회로, 이를 포함하는 적응 등화기, 및 적응등화기의 계수 갱신 방법 |
| KR100738350B1 (ko) | 2004-12-21 | 2007-07-12 | 한국전자통신연구원 | Ｏｆｄｍ 통신시스템에서 위상잡음 보상을 위한 등화기 및그 방법 |
| US7623570B2 (en) | 2004-12-29 | 2009-11-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi sub-carrier communication system and method providing improved frequency equalization performance |
| US8891414B2 (en) | 2000-12-15 | 2014-11-18 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
| JP2015518331A (ja) * | 2012-07-25 | 2015-06-25 | ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ． | 光受信機、光受信機によって実行される方法、光送信機、および光送信機によって実行される方法 |
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| KR100221336B1 (ko) * | 1996-12-28 | 1999-09-15 | 전주범 | 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 프레임 동기 장치 및 그 방법 |
| EP1492368B1 (en) * | 1997-04-17 | 2009-04-08 | NTT DoCoMo, Inc. | Base station apparatus and method for mobile communication system |
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| KR100557877B1 (ko) * | 1999-04-16 | 2006-03-07 | 전남대학교산학협력단 | 채널 추정 장치 및 방법 그리고 그것을 이용한 직교 주파수 분할 다중 시스템 |
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