KR100504526B1 - 부호화 직교 주파수 분할 다중 등화 장치 - Google Patents

Abstract

다중 캐리어를 사용하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(COFDM) 등화 장치에 관한 것으로서, 특히 주파수축 보간부의 입,출력으로부터 에러 신호를 추출하고, 시간 영역에서의 평균으로 노이즈 억압(suppression)을 행한 후 주파수 축에서의 평균 제곱 에러를 계산하여 필터의 밴드폭 제어에 이용함으로써, 필터의 밴드폭을 채널 상황에 맞게 적응하여 채널 추정 노이즈를 감쇄시키므로 수신 시스템의 BER을향상시킬 수 있다.

Description

부호화 직교 주파수 분할 다중 등화 장치

본 발명은 다중 캐리어를 사용하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(Coded Orthogonal Frequency Division ; COFDM) 시스템에 관한 것으로서, 특히 수신단에서의 선형적 왜곡을 보상하는 COFDM 등화 장치에 관한 것이다.

디지털 TV의 전송 방식에는 크게 지금까지의 전송 방식과 같이 하나의 단일 캐리어를 이용하는 싱글 캐리어 변조(Modulation) 방식과 복수의 다중 캐리어를 이용하여 원하고자 하는 데이터를 전송하는 멀티 캐리어 변조 방식으로 구분할 수 있다. 즉, 상기 디지털 TV의 전송 방식은 하나의 단일 캐리어를 이용하는 잔류 측파대(Vestigial Side Band ; VSB) 방식과 복수개의 캐리어를 이용하는 COFDM 방식으로 구분된다.

이중에서 복수의 다중 캐리어를 사용하는 COFDM 방식은 다중 경로 채널에 의한 신호의 손상을 쉽게 복원할 수 있는 특징이 있으며 기존의 싱글 캐리어와는 달리 SFN(Single Frequency Network)이 가능한 것도 하나의 특징이다.

그리고, DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 시스템은 유럽의 지상파 디지털 TV 전송 시스템으로 현재 유럽의 몇몇 국가에서 시험방송 중인데, 이 DVB-T 시스템의 전송 방식은 상기된 COFDM 방식을 사용한다. 상기 COFDM 방식은 전송하는 한 심볼내의 캐리어의 수에 따라 캐리어의 수가 1705개인 2K 모드와 6817개인 8K 모드로 다시 나뉘어진다.

이때, 상기 DVB-T 시스템의 경우 송신단에서 전송하려는 데이터 이외에도 PN 시퀀스를 이용한 파일롯을 전송하려는 데이터 사이 사이에 전송하는데, 이 파일롯 신호를 수신단에서 수신을 한 후 송신단에서 송신한 원래의 파일롯 값(즉, 수신기가 이미 알고 있는 파일롯 값)과 비교하면 전송된 채널의 상태를 알 수 있다.

도 1은 DVB-T 시스템의 일반적인 블록도로서, 튜너(101)는 안테나를 통해 OFDM 신호를 수신하여 중간 주파수(IF) 신호로 변환하는데 이때, 자동 이득 제어(Auto Gain Control ; AGC)부(106)에서 발생되어진 제어 신호를 사용한다.

상기 튜너(101)에서 출력되는 IF 신호는 A/D 변환부(102)로 입력되어 디지털 신호로 변환된 후 I/Q 발생부(103)로 입력되고, 상기 I/Q 발생부(103)는 상기 A/D 컨버터(102)에서 출력되는 디지털 신호가 실수 성분(Inphase component)만을 가지므로 이 디지털 신호를 허수 성분(quadrature component)도 가지는 복소 성분의 신호로 변환하여 주파수 보정부(104)로 출력한다.

즉, COFDM 수신 시스템에서는 송/수신기 사이의 주파수 정렬(Frequency Alignment)이 시스템의 전체 성능에 상당한 영향을 미치는데, 보통 송/수신기 사이의 주파수 에러 예컨대, 튜너(101)의 국부 발진기에 의한 에러는 주파수 옵셋을 발생시키므로 이 주파수 옵셋을 보정하기 위한 신호를 자동 주파수 제어(Auto frequency control ; AFC) 신호라 일컫는다. 이를 위해 AFC부(110)는 파일롯 추출부(108)에서 추출된 파일롯 신호들을 사용하여 상기 주파수 옵셋에 대한 정보를 추출하여 주파수 보정부(104)로 출력한다.

상기 주파수 보정부(104)는 상기 추출된 정보를 I/Q 발생부(103)의 출력에 곱하여 주파수 옵셋을 보정한 후 고속 푸리에 변환(fast fourier transform ; FFT)부(105)와 AGC부(106), 및 타이밍 동기(timing synchronizer)부(107)로 출력한다.

상기 FFT부(105)는 타이밍 동기부(107)에서 출력되는 시작점을 기준으로 상기 주파수 보정부(104)의 출력에 대해 FFT를 실행하여 파일롯 추출부(108)와 등화기(109)로 출력한다. 또한, 상기 AGC부(106)는 상기 A/D 컨버터(102)로 입력되는 신호의 진폭을 적절하게 유지시키기 위한 신호를 발생시켜 상기 튜너(101)를 제어한다.

상기 파일롯 추출부(108)는 FFT된 신호로부터 산발 파일롯 신호를 추출하여 등화기(109)와 AFC부(110)로 출력한다.

상기 등화기(109)는 상기 FFT된 신호와 추출된 파일롯 신호를 이용하여 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상한 후 디맵퍼(112)로 출력하고, 디맵퍼(112)는 전송된 데이터의 매핑 방법에 따라 등화된 데이타를 역으로 디매핑하여 내부 디인터리버(113)로 출력하고, 내부 인터리버(113)는 입력 데이터에 대해 심볼 단위의 디인터리빙과 비트 단위의 디인터리빙을 순차적으로 수행하여 비터비 디코더(114)로 출력한다. 상기 비터비 디코더(114)는 내부 디인터리빙된 데이터에 대해 1 또는 0을 판정하여 외부 디인터리버(115)로 출력하고, 외부 디인터리버(115)는 외부 인터리빙의 역과정으로 디인터리빙을 수행한 후 외부 디코더(116)와 데이터 디랜덤마이저(117)를 순차적으로 거쳐 출력한다. 여기서, 상기 디맵퍼(112), 내부 디인터리버(113), 비터비 디코더(114), 외부 디인터리버(115), 외부 디코더(116), 및 데이터 디랜덤마이저(117)는 에러 정정 회로(FEC)에 해당된다.

도 2는 상기 등화기(109)의 상세 블록도로서, 상기 파일롯 추출부(108)에서 추출된 파일롯 신호를 파일롯 기준값으로 나누어 채널의 상태를 검출하는 채널 검출부(201), 상기 채널 검출부(201)의 출력에 대해 시간축으로 보간하여 1/3레이트의 채널 특성을 추출하는 시간축 보간부(202), 이를 다시 주파수축으로 보간하여 모든 캐리어에서의 채널 특성을 추출하는 주파수축 보간부(203), 주파수축 보간에 필요한 필터 계수를 저장하는 필터 계수 뱅크(204), FFT된 데이터를 상기 파일롯 추출 및 보간 시간만큼 지연시키는 지연기(205), 및 상기 주파수축 보간부(203)의 출력을 이용하여 상기 지연기(205)에서 지연된 데이터를 등화하는 디바이더(206)로 구성된다.

이와같이 구성된 도 2에서 상기 채널 검출부(201)로 입력되는 파일롯 기준값은 이미 송신단에서 삽입한 원래의 파일롯 신호와 동일한 신호이다.

그러므로, 상기 채널 검출부(201)에서는 상기 파일롯 추출부(108)에서 추출된 산발 파일롯 신호를 파일롯 기준 값으로 나누어 임펄스 응답(impulse response)을 추출한다.

그리고, 상기 채널 검출부(201)의 출력은 시간축 보간부(202)와 주파수축 보간부(203)에 순차적으로 입력되어, 도 3에 도시된 바와같이 먼저 수신단 심볼에서 시간축으로 보간을 한 후 다시 주파수 축으로 보간을 한다. 따라서, 이미 알고 있는 산발 파일롯으로부터 보간에 의해 우리가 실제 알고자 하는 필요한 액티브 캐리어의 채널 특성을 유추할 수 있게된다.

즉, DVB-T 시스템의 산발 파일롯의 배치도를 나타낸 도 3을 보면, 검은 부분은 산발 파일롯의 위치를 나타내고 흰 부분은 액티브 캐리어 즉, 전송하려는 데이터 부분을 나타내는데, 각각 전송단에서 삽입된 산발 파일롯의 위치는 주파수 축상에서 보면 12개의 캐리어마다 삽입이 되어 있고 시간축상으로는 4개의 심볼마다 삽입되어 있다.

따라서, 상기 채널 검출부(201)의 출력에 대해 우선 시간축 보정부(202)에서 시간축상으로 보간을 행하는데, 지상파의 주 타겟인 고정 수신(fixed reception)이나 이동 수신(portable reception) 환경과 하드웨어 복잡도(hardware complexity)를 고려하여 필터링이 필요없는 0차 보간(0th order interpolation)이나 많아야 1차 보간(1st order interpolation)을 행하게 된다. 왜냐하면, 필터링을 할 경우 필터 깊이(filter depth)만큼의 시간축에서의 데이터를 모두 저장해두어야 하기 때문이며, 이는 코스트-실행(cost-performance) 측면에서 매우 불리하다.

이에 반해, 주파수축 보간부(203)는 지상파의 주 특성인 다양한 멀티패스 환경에 대처하기 위하여 필터 계수 뱅크(204)에 저장된 필터 계수를 이용하여 저역 필터링을 하게 된다. 즉, 고스트, 에코등의 특성 때문에 주파수축은 채널 응답 변화가 심하기 때문에 상기 주파수축 보간부(203)는 로우 패스 필터를 이용한다. 여기서, 상기 주파수축 보간부(203) 내의 로우 패스 필터는 주파수축에서의 보간이라는 본래의 목적 이외에 추정(estimation)에서의 노이즈의 영향을 다소간 줄이는 역할까지 동시에 하게 된다.

그리고, FFT된 신호를 지연기(205)에서 산발 파일롯 신호를 추출하고 보간을 행하는데 걸리는 시간만큼 지연시킨 후 디바이더(206)로 출력하고, 디바이더(206)에서 지연 데이타를 주파수축 보간부(203)에서 출력으로 나누어주면 채널에 의해 왜곡된 캐리어의 보상이 이루어지게 된다.

이때, 상기 주파수축 보간부(203)에서 출력되는 채널 추정 에러는 디바이더(206)의 나누기(division) 과정을 통해 크게 증가(boost)되기 때문에 시스템 성능을 크게 저하시킨다.

그런데, 필터 계수 뱅크(204)의 필터 계수는 고정되어 있어서, 상기 채널 추정 에러를 줄이기 위해서는 비선형 등화기나 다른 구조(scheme)를 도입하여야 하므로 이는 부적절하다.

한편, 노이즈를 줄이기 위해서는 필터의 밴드폭을 가능한 줄여 노이즈 파워를 줄이는 방법도 있지만 지나치게 줄일 경우 채널 응답을 왜곡시킴으로써, 채널 추정 자체가 불가능해진다.

그러므로, 필터 밴드폭은 채널 추정과 노이즈 감쇄사이에서 적절히 선택되어져야 시스템의 최적화를 구현할 수 있다. 이를 위한 방법중 하나는 채널 응답을 시간 영역에서 분석하여 적절한 밴드폭을 결정하는 것이다. 하지만 이를 위해서는 FFT부(105)의 출력 데이터로부터 얻어지는 주파수 영역 채널 응답을 IFFT를 통해 다시 시간축 영역으로 변환하여 이를 분석하는 작업이 필요하다. 그런데, 이는 따로 프로그래밍 로직을 두지 않는 한 구현하는 것이 불가능하다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 주파수축 보간의 보간 필터의 밴드폭을 채널 상황에 따라 적응적으로 가변하도록 하는 COFDM 등화 장치를 제공함에 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 COFDM 등화 장치는, 상기 주파수축 보간부의 입,출력 신호의 차이를 계산하고 이 차값을 미리 정해진 샘플링 주기로 샘플링한 후 각 위치별로 이전값과 함께 누산하여 시간 영역에서의 평균을 취하고 이를 이용하여 다시 주파수 영역에서의 평균 제곱 에러를 계산하여 상기 주파수축 보간부의 필터 밴드폭 조절에 이용하는 것을 특징으로 한다.

이때, 상기 평균 제곱 에러에서 추출한 최종 추정치가 미리 정한 문턱값보다 클 경우에는 주파수축 보간부의 필터 밴드폭을 늘리고, 작을 경우에는 필터 밴드폭을 줄이도록 계수 뱅크를 제어하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 4는 본 발명에 따른 COFDM 등화 장치의 구성 블록도로서, 주파수축 보간부의 로우패스 필터의 계수를 채널 상황에 따라 가변시키는 부분을 제외하고는 종래와 동일하다.

도 4를 보면, 주파수축 보간부(401)의 입,출력 신호의 차이를 계산하는 순간 에러 계산부(402), 상기 순간 에러 계산부(402)의 출력을 미리 정해진 샘플링 주기로 샘플링하는 샘플링부(403), 상기 샘플링된 데이터에 시간 영역으로 평균을 취하여 노이즈 억압을 행하는 에러 누산 메모리(404), 상기 샘플링 위치에서의 시간 영역 평균값을 입력받아 주파수 영역에서의 평균 제곱 에러를 계산하여 최종 추정치를 발생시키는 평균 제곱 에러 계산부(405), 및 상기 최종 추정치와 미리 정한 문턱값을 비교하여 상기 주파수축 보간부의 필터 밴드폭을 제어하는 필터 계수 발생부(406)로 구성된다.

이와 같이 구성된 본 발명은 먼저, 모드(2k 또는 8k)에 따라 주파수축 보간부(401)의 로우 패스 필터 계수를 필터 계수 발생부(406)에 셋팅한다. 일반적으로 8k 모드에서는 2k 모드보다 필터 밴드폭을 더 줄이는 것이 가능하다.

상기 주파수축 보간부(401)는 상기 셋팅된 계수를 필터 계수 발생부(406)로부터 입력받아 시간축으로 보간된 데이터에 대해 주파수축으로 보간을 행하여 디바이더(206)와 순간 에러 계산부(402)로 출력한다.

상기 순간 에러 계산부(402)는 주파수축 보간부(401)의 입력 신호와 주파수축 보간부(401)의 출력 신호를 입력받아 두 신호의 차값을 계산한 후 샘플링부(403)로 출력한다. 즉, 상기 주파수축 보간부(401)의 입,출력은 채널 응답(즉, 노이즈나 필터 계수) 때문에 샘플마다(sample by sample) 에러를 발생시키며 순간 에러 계산부(402)에서 이를 검출한다. 이때, 시간축 보간부(202)에서 주파수축 보간부(401)로의 입력은 3캐리어마다 하나씩 인가되므로 상기 순간 에러 계산부(402)의 출력도 샘플 클럭의 1/3이 된다.

그리고, 상기 샘플링부(403)는 상기 순간 에러 계산부(402)로부터 입력되는 에러 신호를 적당한 주기(s_period)로 샘플링한다. 이는 상기 순간 에러 계산부(402)의 출력이 1/3 레이트라 하더라도 모든 에러 신호를 다루기에는 메모리 코스트가 너무 크기 때문에 전 주파수 영역을 통하여 적정한 비율로 샘플링하는 것이다. 그리고, 상기 샘플링된 값은 시간 영역 평균(time domain averaging)을 위하여 각 위치(position)(총 N 포인트)별로 메모리의 이전 값과 함께 누산을 행한 후 에러 누산 메모리(404)에 재저장된다. 이때, 평균 깊이(averaging depth)(ave_depth)는 노이즈의 영향을 충분히 줄일 수 있을 정도로 설정되어야만 한다. 즉, 시간 영역 평균을 통하여 에러가 평균화됨으로써, 노이즈 억압이 이루어진다.

이 과정은 일반적으로 고정 수신에서는 채널 환경이 급변하는 경우는 거의 없기 때문에 충분히 신뢰성있는 신호를 발생시킬 수 있다.

한편, 평균 제곱 에러 계산부(405)는 상기 시간 영역 평균을 통한 각 샘플링 위치에서의 출력값을 메모리(404)로부터 입력받아 주파수 영역에서의 평균 제곱 에러 계산 과정으로 보간 에러 즉, 최종 추정치(ave_error)를 발생시켜 필터 계수 발생부(406)로 출력한다. 상기 최종 추정치(ave_error)은 결국 주파수축 보간부(401)의 채널 추정 에러의 추정치가 된다.

상기 필터 계수 발생부(406)는 상기 최종 추정치(ave_error)를 정규화(normalization)한 후 미리 정해진 문턱값(thd_error)을 비교하여 주파수축 보간부(401)의 로우 패스 필터의 밴드폭을 조절한다. 즉, 상기 추정치(ave_error)가 문턱값(thd_error)보다 클 경우에는 밴드폭을 늘리도록 계수 뱅크를 제어하고, 작을 경우에는 반대로 밴드폭을 줄이도록 계수 뱅크를 제어하여 추정 에러(estimation error)와 노이즈 억압(noise suppression) 사이의 균형점을 맞추도록 한다.

이와 같이 본 발명은 주파수축 보간부(401)의 필터 밴드폭을 조절하기 위한 정보를 간단한 하드웨어로부터 발생하여 노이즈 억압과 보간의 최적점을 추정하게 된다.

이때, 도 4는 전체적으로 폐 루프(closed loop)를 형성하여 최적점으로 수렴하도록 되어 있다. 그리고, 밴드폭 조절은 계수 조절이 가능한 횡단(transversal) FIR 필터 뱅크를 사용하거나 간단하게 몇 개의 필터 계수 뱅크를 롬(ROM)으로부터 읽어 조절하게 할 수 있다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 COFDM 등화 장치에 의하면, 주파수축 보간부의 입,출력으로부터 에러 신호를 추출하고, 시간 영역에서의 평균으로 노이즈 억압(suppression)을 행한 후 주파수 축에서의 평균 제곱 에러를 계산하여 필터의 밴드폭 제어에 이용함으로써, 필터의 밴드폭을 채널 상황에 맞게 적응하여 채널 추정 노이즈를 감쇄시키므로 수신 시스템의 BER(bit error rate)를 향상시킬 수 있다.

또한, 본 발명은 DVB-T 시스템 이외에도 유사한 파일롯 구조를 갖는 어떠한 OFDM 방식의 수신기에도 응용이 가능하며, 유사한 효과를 갖는다.

도 1은 일반적인 DVB-T 수신 시스템의 전체 블록도

도 2는 도 2의 등화기의 상세 블록도

도 3은 액티브 캐리어에 삽입되는 파일롯 신호의 전송 상태를 보인 도면

도 4는 본 발명에 따른 등화 장치의 상세 블록도

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

201 : 채널 계산부 202 : 시간축 보간부

203,401 : 주파수축 보간부 204 : 필터 계수 뱅크

205 : 지연기 206 : 디바이더

402 : 순간 에러 계산부 403 : 샘플링부

404 : 에러 누산 메모리 405 : 평균 제곱 에러 계산부

406 : 필터 계수 발생부

Claims (5)

1. 파일롯 위치에서의 임펄스 응답을 추출하고 이를 이용하여 시간축 보간부와 주파수축 보간부에서 각각 시간축과 주파수축으로 보간을 한 후 지연된 고속 푸리에 변환(FFT) 데이터와의 나누기를 통하여 등화를 수행하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(COFDM) 등화 장치에 있어서,

   상기 주파수축 보간부로 입력되는 신호와 주파수축 보간부에서 출력되는 신호와의 차이를 계산하는 순간 에러 계산부와,

   상기 순간 에러 계산부의 출력을 미리 정해진 샘플링 주기로 샘플링하는 샘플링부와,

   상기 샘플링된 데이터를 각 위치별로 이전값과 함께 누산하여 평균을 취한 후 재저장하는 에러 누산 메모리와,

   상기 에러 누산 메모리로부터 샘플링 위치에서 시간 영역으로 평균화된 값을 입력받아 주파수 영역에서의 평균 제곱 에러를 계산하여 최종 추정치를 발생시키는 평균 제곱 에러 계산부와,

   상기 최종 추정치와 미리 정한 문턱값을 비교하여 상기 주파수축 보간부의 필터 밴드폭을 제어하는 필터 계수 발생부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 등화 장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 필터 계수 발생부는

   초기에는 모드에 따라 상기 주파수축 보간부의 필터 계수를 셋팅하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 등화 장치.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 필터 계수 발생부는

   상기 최종 추정치가 문턱값보다 클 경우에는 필터 밴드폭을 늘리고, 작을 경우에는 필터 밴드폭을 줄이도록 계수 뱅크를 제어하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 등화 장치.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 필터 계수 발생부는

   계수 조절이 가능한 횡단 FIR 필터 뱅크를 사용하여 필터 밴드폭을 조절하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 등화 장치.
5. 제 3 항에 있어서, 상기 필터 계수 발생부는

   다수개의 필터 계수 뱅크를 롬으로부터 읽어 조절하는 것을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중 등화 장치.